JP2000507762A

JP2000507762A - ステレオ信号の処理用装置

Info

Publication number: JP2000507762A
Application number: JP9535007A
Authority: JP
Inventors: クレモウ，リチャード; ナックビ，ファワッド
Original assignee: セントラルリサーチラボラトリーズリミティド
Priority date: 1996-03-30
Filing date: 1997-03-20
Publication date: 2000-06-20
Also published as: EP0890295B1; DE69707847T2; EP0890295A1; DE69707847D1; GB9606814D0; DK0890295T3; TW357537B; WO1997037514A1

Abstract

(57)【要約】スピーカを通して演奏されるべきバイノーラル信号内のクロストーク消去のために使用することのできる回路内のフィルタ構成を単純化するために、該回路は、各入力として左右のバイノーラル信号ＬＥＦＴ−ＩＮ，ＲＩＧＨＴ−ＩＮを受信するための第１及び第２の信号経路を含んでいる。第１の信号経路（１４）は、第１の加算接合部（１０）を含み、第２の信号経路は第２の加算接合部（１２）を含んでいる。加算接合部（１０）の出力側は、第１の交叉経路（１４）により加算接合部（１２）の入力側に結合され、加算接合部（１２）の出力側は、第２の交叉経路（２２）により接合部（１０）の入力側に結合される。第１及び第２の交叉経路は、Ａ及びＳが遠位耳及び近位耳ＨＲＴＦを表わすものとして、各々伝達関数Ａ/Ｓをもつクロストークフィルタ（１８，２６）を含むそれぞれの第１及び第２のフィルタ手段（１７，２５）を含む。加算接合部（１０，１２）の出力は、クロストーク消去を取り入れた出力信号ＬＥＦＴ−ＯＵＴ，ＲＩＧＨＴ−ＯＵＴを表わす。

Description

【発明の詳細な説明】ステレオ信号の処理用装置本発明は、ステレオ信号特にバイノーラル信号(binaural signals)（ただしこれに限られるわけではない）を処理するための装置に関する。本発明はまた、ステレオ信号がより大きな３次元の印象を生成するように処理されるステレオ拡張装置にも関する。きわめてリアルな３次元サウンドイメージを生成せるようにバイノーラル信号を処理することは、周知のことである。我々の国際特許出願第ＷＯ９４/２２２７８（我々の参照番号ＰＱ１２５２９）を参照されたい。バイノーラル技術は、いわゆる「人工ヘッド」マイクロホンシステムを用いて行なわれる録音に基づくものであり、該録音はその後デジタル的に処理される。人工ヘッドの使用により、３次元空間内で音源の位置を決定するのに脳が使用する自然の３次元サウンドキューをステレオ録音の中に確実に取込むことができる。その後バイノーラル信号を信号処理することにより、両耳間(transaural)クロストークは確実にキャンセルされ（クロストークは、聴取者の１方の耳に振り向けられたオーディオ信号がもう１方の耳によっても受け入れられるときに発生する）、３次元キュー(cue s)はスピーカを通してのデータの再生に対し有効となり、かくして脳は正しくキューを解釈することができる。処理が行われない場合、録音は音調的に正しく聞こえず、スピーカ聴取を通してその３次元属性を再生しない。本明細書において「バイノーラル」信号という語は、一対の離隔されたマイクロホンの間に位置づけられた人工ヘッド手段により作り出されるオーディオ回折効果を表わす１成分を含む２チャンネル又はステレオ信号を意味する。人工ヘッド手段は、一般にそうであるように、耳の構造中にマイクロホンを備えた人間の頭及び胴の精確なモデルであってよい；代替的にはこれは、はるかに精度の低いもの、例えば離隔された１対のマイクロホンの間に位置づけされ、それでもサウンド信号源からの回折信号を作り出す木製のブロック又はシートであってもよい；さらに、これは、かかる信号成分を作成しステレオ信号に適用する電気的合成回路又はシステムであってもよい。例えばパーソナルコンピュータ内のように、デジタル信号を処理するために限定された量の処理パワーしか利用できないバイノーラル再生用として数多くの利用分野が存在する。バイノーラル信号用の既知の信号処理システムは一般に、クロストーク消去のため幾分か複雑なデジタルフィルタを必要としてきた。そのためこれらのシステムは、処理パワーが制限されている利用分野における使用には適していない。先行技術においては、数多くのフィルタアーキテクチャを用いて、クロストーク消去が達成されてきた。各フィルタは、第１に１対のスピーカのうちの第１のスピーカとかかる第１のスピーカにより近い聴取者の耳との間の伝達関数（Ｓ）、そして第２に同じ第１のスピーカから（もう１つのスピーカにより近い）聴取者の遠位耳(far ear)までの伝達関数を表わす関数（Ａ）という、２つの基本的関数のさまざまな組合せを表わす。これらの関数Ｓ及びＡは、「ヘッド関連伝達関数(head related transfer function)」（ＨＲＴＦ）と呼ばれ、かかる関数は、測定され広く公表されてきている。例えば、HL Han，J．Audio Eng．Soc.，１９９４年１/２月，４２，（１/２），ｐ１５〜３６を参照のこと。当然のことながら、実際の人間の頭についての測定値の代りにＨＲＴＦがモデルに基づく測定又は計算から演繹される場合、ＨＲＴＦの精確な値は変動し得る。選ばれたモデルが単に各マイクロホンの間の木製ブロックである場合には、伝達関数は、リアルなダミーヘッドのものよりもはるかに単純なものとなる。本明細書では、「ヘッド関連伝達関数」は、実際の頭について測定された関数又は人間の頭のモデルから測定又は計算された関数といったすべての関数を網羅することが意図されている。ここで図１を参照すると、これは、全てのクロストーク消去効果が４つのフィルタＦ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４のセットに組込まれている、Atal及びSchroederに対するＵＳ−Ａ−３，２３６，９４９の図５の中に記されているフィルタアーキテクチャの１つの形態を示している。バイノーラル入力は、ＬＥＦＴ−ＩＮ及びＲＩＧＨＴ−ＩＮ入力信号を有し、フィルタＦ１はＬＥＦＴ−ＯＵＴ出力端に対し加算接合部２を介してＬＥＦＴ−ＩＮ信号を供給し、この接合部でＬＥＦＴ− ＩＮ信号はフィルタＦ２を介してＲＩＧＨＴ−ＩＮ信号と組合わされる。ＲＩＧＨＴ−ＩＮ信号はまたフィルタＦ４を通して供給され、加算接合部４において、フィルタＦ３を介して受信されたＬＥＦＴ−ＩＮ信号と組合わされて出力信号ＲＩＧＨＴ−ＯＵＴを提供する。図２は、和分及び差分フィルタとして各フィルタが配置され、バイノーラルＬＥＦＴ−ＩＮ及びＲＩＧＨＴ−ＩＮ信号が加算接合部３及び減算器接合部５を介して両方のフィルタに供給され、各フィルタの出力が、出力信号ＬＥＦＴ−ＯＵＴ，ＲＩＧＨＴ−ＯＵＴを演繹するために加算接合部６及び減算器接合部８に供給されているような、Blumleinに対するＧＢ−Ａ−３９４，３２５号及びCooper 及びBauckに対するＵＳ−Ａ−４，８９３，３４２号の中で開示されている通りの代替的アーキテクチャを示している。図１及び図２の配置は、全てのクロストーク消去効果を１つのフィルタセットの中に組込むことから、幾分か複雑なフィルタを必要とする。これらのフィルタの複雑さを過度に低減しようと試みた場合、非常に重要なディテールが失なわれ、該配置は有効でなくなる。図３に示され、我々の同時係属出願第ＷＯ９４/２２２７８（我々の参照番号ＰＱ１２５２９）の中に開示されている第３の配置もまた、Ｘフィルタ内ではないもののＹフィルタ内で同じ複雑性の問題をもつ。図３においては、バイノーラルＲＩＧＨＴ−ＩＮ信号は、加算接合部１０内でフィルタＸを介してＬＥＦＴ- ＩＮ信号と組合わされ、接合部１０の出力は、フィルタＹを介してＬＥＦＴ−ＯＵＴ信号を提供している。ＲＩＧＨＴ−ＩＮ信号は、加算接合部１２において、フィルタＸを介して供給されたＬＥＦＴ−ＩＮ信号と組合わされ、接合部１２の出力は、ＲＩＧＨＴ−ＯＵＴ信号としてフィルタＹを介して提供される。さらなるフィルタアーキテクチャが、１９７６年５月の日本音響学会収集の講義論文集の６５９及び６６０頁の図６−ステレオサウンドイメージ合成回路−Ｔ．ドイ及びＯ．ハマダの中で示されている。図４に概略図が示されているが、ここで、加算接合部１０の出力はフィルタＡを通して加算接合部１２の入力端に印加され、そしてフィルタＢを通して出力信号ＬＥＦＴ−ＯＵＴを提供する。加算接合部１２の出力は、フィルタＡを通して加算接合部１０の入力端に印加され、そしてフィルタＢを通して出力信号ＲＩＧＨＴ−ＯＵＴを提供する。フィルタＡ及びＢは構造が複雑なものであるが、特に交叉フィード経路内のフィルタＡは、Blumlein（ＧＢ−Ａ−３９４，３２５）が行ったのと同じ要領で低域フィルタを含んでいる。発明の概要本発明の目的は、比較的単純なフィルタを利用できるように、スピーカ上でバイノーラル信号が演奏され得るようにするためのクロストーク消去フィルタを内蔵する回路を提供することにある。本発明は、第１の態様において、それぞれ左右のバイノーラル入力信号を受信するための第１及び第２の信号経路を含むバイノーラル信号処理用装置において、該第１の信号経路が第１の組合せ接合部を含み、該第２の信号経路が第２の組合せ接合部を含み、該第１の組合せ接合部の出力側が第１の交叉経路により該第２の組合せ接合部の入力側に結合されており、該第２の組合せ接合部の出力側が第２の交叉経路により該第１の組合せ接合部の入力側に結合されている装置であって、該第１及び第２の交叉経路の各々が、伝達関数Ａ/Ｓをもつクロストークフィルタ手段を含み、ここでＡ及びＳは、それぞれ上記で規定したような遠位耳 (far-ear)及び近位耳(near-ear)ＨＲＴＦを表わし、該第１及び第２の組合せ接合部の出力がバイノーラル出力信号を表わしている、バイノーラル信号処理用装置を提供する。各々の組合せ接合部は一般には加算接合部であるが、減算又は差分接合部であってもよい。通常クロストークを補償するために１つのチャネルの成分を他のチャネルから減算する必要があることから、加算接合部が用いられる場合には交叉経路が信号反転を提供するべきである。さらにもう１つの態様では、本発明は、出力として左及び右のバイノーラル出力信号を提供するそれぞれの第１及び第２の信号経路に対し左右のバイノーラル入力信号を提供すること、第１のクロストークフィルタ手段を通して第１の交叉経路を介し、該第２の信号経路に左のバイノーラル出力信号を供給し、ろ波された左のバイノーラル出力信号を右のバイノーラル入力信号と組合わせること、及び第２のクロストークフィルタ手段を通して、該第１の信号経路に対し第２の交叉経路を介して右のバイノーラル出力信号を供給し、ろ波された右のバイノーラル出力信号を左のバイノーラル入力信号と組合せることを含み、該第１及び第２のクロストークフィルタ手段の各々が伝達関数Ａ/Ｓを有し、ここでＡ及びＳがそれぞれ上記で規定したような遠位耳及び近位耳ＨＲＴＦを表わしている、バイノーラル信号処理装置を提供する。このような回路アーキテクチャにより、関数Ａ/Ｓを実現するために特に単純な構造のクロストークフィルタ手段が可能となる。図１〜４の先行技術の構成では、かかる配置で各フィルタが多重消去（multiple cancellation）の問題を取り扱わなくてはならないことを理由として単純なフィルタを用いることができなかったのに対し、本発明では、１つのチャネルの出力側ともう１つの（他の）チャネル内の組合せ接合部との間に交叉経路が延びているため、多重消去の問題は発生しない、ということがわかるだろう。バイノーラル信号及びＨＲＴＦのあらゆる電気的作成には不可避的に、いく分かの単純化及び現実に対する近似が関与することになるということがわかるだろう。特に、前述のとおり、バイノーラル信号は数多くの手段によって生成され得るものの、人工ヘッド手段が耳構造を含み、その中に、あらゆる状況下でのリアルな３次元サウンド再生に必要なさまざまなキューを生成するためにヘッド構造のいずれかの側にとりつけられたマイクロホンが配置されているのが好ましい。組合せ接合部は、一般に加算接合部であるが、減算又は差分接合部であってもよい。クロストークを補償するためにその他のチャネルから１つのチャネルの成分を減算することが通常必要であるため、加算接合部が利用される場合には、交叉経路は信号反転を提供すベきである。本発明の特定の利点は、それが、我々の同時係属国際特許出願第ＷＯ９５/１５０６９号（我々の参照番号ＰＱ１２５８２）の中に記述された発明と完全に両立性あるものであるという点にある。すなわち、これは、一般に聴取者がスピーカとの関係において明確に規定された位置に座り続けていなければならず、そうでなければバイノーラル効果が失なわれてしまうという、バイノーラルサウンド録音に付随して発生する１つの問題を扱うものであった。換言すると、バイノーラル効果が生成される「スイートスポット」は、ほんの僅かな寸法でしか存在しないのである。該国際出願は、完全には至らないクロストーク消去が関与する機構（クロストークは０．９５〜０．５の間の率（ファクター）で減少されている）により、頭の動きに適応させるために「スイートスポット」を広げるための機構を開示している。交叉経路内にこのような減衰率を挿入することにより、スイートスポットは相応して広げられる。さらにかかる減衰率を導入することにより、回路構成は、交叉経路のＤＣ利得が１より小さくなるという点で、より安定したものとなる。図面の簡単な説明ここで、本発明の好ましい実施形態について、添付図面を参考にして記述する。図１〜４は、先行技術のクロストーク消去配置の例である。図５は、本発明の好ましい実施形態の概略図である。図６及び７は、理論的に理想的なフィルタ関数と比較した場合の、利得と位相対周波数の関係で表わした、図５の実施形態用のフィルタの第１のフィルタ関数のグラフ表示である。図８は、図６及び７のフィルタ関数を実現するための好ましいフィルタの回路図である。図９及び１０は、理論的に理想的なフィルタ関数と比較した場合の、利得と位相対周波数の関係で表わした、図５の実施形態用のフィルタの第２のフィルタ関数のグラフ表示である。図１１は、図９及び１０のフィルタ関数を実現するための好ましいフィルタの回路図である。図１２及び１３は、理論的に理想的なフィルタ関数と比較した場合の、利得と位相対周波数の関係で表わした、図５の実施形態用のフィルタの第３のフィルタ関数のグラフ表示である。図１４は、図１２及び１３のフィルタ関数を実現するための好ましいフィルタの回路図である。図１５及び１６は、理論的に理想的なフィルタ関数と比較した場合の、利得と位相対周波数の関係で表わした、図５の実施形態用のフィルタの第４のフィルタ関数のグラフ表示である。図１７は、図１５及び１６のフィルタ関数を実現するための好ましいフィルタの回路図である。好ましい実施形態の説明ここで図５を参照すると、本発明の好ましい実施形態において、ＬＥＦＴ−ＩＮバイノーラル入力信号が第１の加算接合部１０に印加され、ＲＩＧＨＴ−ＩＮバイノーラル入力信号が第２の加算接合部１２に印加される。加算接合部１０の出力は、遅延部１６及びクロストーク消去フィルタ１７をそなえるフィルタ手段１７を含む第１の交叉経路１４を通して該第２の加算接合部１２の入力側に印加される。交叉経路１４はまた、利得制御ユニット２０をも含んでいる。加算接合部１２の出力は、遅延部２４及びクロストーク消去フィルタ２６をそなえるフィルタ手段２５を含む第２の交叉経路２２を通して該第１の加算接合部１０の入力側に印加される。経路１６はまた利得ユニット２８も含む。各加算接合部の出力側は、出力信号ＬＥＦＴ−ＯＵＴ，ＲＩＧＨＴ−ＯＵＴを提供する。検分すれば、ｋが各交叉経路の全体的伝達関数を表わす場合、次の関係がわかる。ＬＥＦＴ-ＯＵＴ＝ＬＥＦＴ-ＩＮ＋ｋ．ＲＩＧＨＴ-ＯＵＴ………（ｉ）ＲＩＧＨＴ-ＯＵＴ＝ＲＩＧＨＴ-ＩＮ＋ｋ．ＬＥＦＴ-ＯＵＴ……（ii）（ｉ）にＲＩＧＨＴ-ＯＵＴを代入すると、ＬＥＦＴ-ＯＵＴ＝ＬＥＦＴ-ＩＮ＋ｋ．ＲＩＧＨＴ-ＩＮ＋ｋ²．ＬＥＦＴ-ＯＵＴ従って、並べ替えにより、ＬＥＦＴ-ＯＵＴ＝（１−ｋ²）^-1（ＬＥＦＴ-ＩＮ＋ｋ．ＲＩＧＨＴ-ＩＮ）… (iii) ＲＩＧＨＴ−ＯＵＴについても類似の等式が成り立つ。各フィルタ１８，２６のためのフィルタ伝達関数は−Ａ/Ｓであり、ここでＳは同じ側の伝達関数（スピーカから最も近い耳まで）であり、Ａは逆の側の伝達関数である。遅延部１６，２４は、２つの関数Ａ及びＳの時間遅延差である時間遅延τを導入する。こうして、図５の回路内で、単位利得(unity gain)の交叉結合経路についての理論的に完璧なクロストーク消去が、結果として得られる。しかしながら、好ましい実施形態は、利得制御ユニット２０，２８により導入される単位よりもわずかに小さい利得率(gain factor)ｘを含んでいる。その理由は、以下の通りである。Ｓ及びＡは実際には、往々にして人工ヘッドから測定される。非常に低い周波数の測定は、非常に低い周波数の音響信号を生成することが困難であるために、実施が非常に難い。従って、Ａ及びＳ関数をゼロ周波数で同じ利得になるまで人工的に強制するというのが一般的な実践方法である。こうしてＡ及びＳ関数は、あたかも音源が遠くにあるかのように挙動することになる。その結果、フィルタの利得−Ａ/Ｓは、ゼロ周波数で（マイナス）単位の利得を有する。従って利得制御ユニット２０，２８無しの図５の配置は、低周波数で単位の正のフィードバックを有し、不安定となる。promiduの利得制御ユニット２０，２８により、１より小さいＤＣ利得率が、この問題を回避させてくれる。promiduの利得制御ユニット２０，２８の２次的な利点は、クロストーク−消去の量が低減されることにあり、上述のような我々の国際特許出願ＷＯ９５/１５０６９号に開示されている利点が実現される。従って、出力信号はかくして以下のとおりに表わすことができる。ＬＥＦＴ-ＯＵＴ＝（１−ｘ²Ａ²Ｓ^-2）^-1（ＬＥＦＴ-ＩＮ−ｘＡＳ^-1．ＲＩＧＨＴ-ＩＮ）…(iv) ＲＩＧＨＴ−ＯＵＴについても類似の等式が成り立つ。ここで図６を参照すると、この図は、人工ヘッドについての測定値から演繹した関数−Ａ/Ｓの理論値４０及び本発明によるフィルタにより提供される近似関数４２の、周波数対利得の関係を表わしたグラフ表示である。０．５と０．９５の間のクロストーク消去減少率はこのグラフには示されていないが、図５に利得関数２０及び２８として実現されている。図６から、各フィルタ１８，２６が、理論的関数に密に近似させるために、７kHz前後で顕著なくぼみを、又９kHz前後で顕著なピークを有することがわかるだろう。理論的Ａ/Ｓ関数の各々及び全てのディテールを再生するフィルタを実現することは、はるかに多くのフィルタ段を必要とし、さらに関数のディテールが精確な測定条件に応じて変化することから、実際上実施不可能であるということが理解できるだろう。図６はまた、４２としてその応答が示されているフィルタの極及びゼロのプロットも示している。近似は、望みの精度で行なうことができるが、この例では、４つの極及び４つのゼロを伴うフィルタが示されている。図７は、近似フィルタ４２及び理論的−Ａ/Ｓ関数４０の、周波数対位相の関係を表わしたグラフ表示である。Ａの時間遅延要素は、明確化のため省略されている。本発明の１つの目的は、本発明の実現を先に記述したように処理パワーの面で経済的なものにすることにある。ＩＩＲフィルタは特に適切であり、２つのカスケード式２次ＩＩＲ区分から成る、図６の近似曲線を実現するための１つの好適なクロストークフィルタが図８に示されている。フィルタ１８，２６には８つの乗算器が必要である。図８において２つのカスケード式２次区分５０，５２は類似の形態を有しており、各々の区分において、入力信号が加算接合部５４まで通過させられ、ここで加算接合部５６からの出力との加算が発生する。接合部５４の出力は、さらなる加算接合部５８及び２つの１サンプル遅延ユニット６０，６２に印加される。遅延ユニット６０の出力は、乗算器６４の中で係数Ｂ１/Ｂ０によりスケーリングされ、加算接合部５８の入力側に印加され、又乗算器６６の中で係数Ａ１によりスケーリングされ、加算接合部５６の入力側に印加される。遅延ユニット６６の出力は、乗算器６８内で係数Ａ２によりスケーリングされ、加算接合部５６の入力側に印加され、かつ乗算器７０内で係数Ｂ２/Ｂ０によりスケーリングされ、加算接合部７２に印加される。加算接合部７２はまた、加算接合部５８からの出力信号をも受けとり、出力信号を提供する。各フィルタ区分の伝達関数を以下のように表現できることがわかるだろう。出力/入力＝(１＋Ｚ^-1Ｂ１/Ｂ０＋Ｚ^-2Ｂ２/Ｂ０)(１−Ｚ^-1Ａ１−Ｚ^-2Ａ２）^-1 すなわち２つの極と２つのゼロをもつ２次フィルクである。Ｚは周知のＺ変換である。図６の曲線４０は、人工ヘッド又は人間の頭での測定から演繹されたデータの例である。これは、例えばスプリアス共振、反共振及び反射によってひき起こされるいくつかの望ましくないディテールを含んでいる。例えば、９kHz前後での急峻なピーク及び１６kHz前後での急峻なくぼみは恐らくは、このような影響に起因するものである。従って、フィルタをそれに適合するように設計しようと試みる前に曲線４０を平滑化するのがこの場合の良好なアプローチである。図９は、測定された−Ａ/Ｓ関数７６が平滑化されたもののなおも関数の重要な特性を保持しているという点を除いて、図６に類似したグラフを示す。曲線７８は、０〜１５kHzの範囲内で２dB未満の誤差を伴って、望ましい応答に密接に追従する近似フィルタの応答を示している。図１０は、理論的−Ａ/Ｓ接合部７６及び近似フィルタの位相対周波数のグラフを示しており、図７と類似している。この平滑化プロセスの２次的利点は、本発明の目的と調和した形で、曲線７８と適合するように単純なフィルタ１８，２６を設計することができるということにある。このフィルタの１つの実施形態が、５つの乗算器を用いて図１１に示されており、ここで図８のものに類似した部品には同じ参照番号が施されている。フィルタ１８，２６の第２の区分８０は単純化されており、段５０の出力を１つの入力として受信する加算接合部８２を有する。接合部８２のさらなる入力側と出力側の間には、遅延部８４及び乗算器８６が結合されている。加算接合部８２の出力側は、段に対し出力を提供する。フィルタ１８，２６の幾分かの近似が受容できるのであれば、フィルタ長１８，２６のさらなる短縮を達成することができる。図１２及び１３は１つの例を示している。図１２では、近似フィルタ関数９０が、全周波数範囲にわたり５dB未満の誤差を有し、正及び負の誤差は等しく分布している。数多くの利用分野において、この近似は満足しうるものでありうる。２つの乗算器しか使用しない１つの実施形態が図１４に示されており、ここで図８のものと類似した部品には同じ参照番号が施されている。かくして、１つの出力信号を提供する、加算接合部５８の１つの入力側に結合された出力側をもつ加算接合部５４に対し、１つの入力が提供される。接合部５４の出力側は同様に遅延ユニット６０にも結合され、このユニットは、係数Ａ１を提供する乗算器６６により接合部５４の入力側に、また係数Ｂ１/Ｂ０を提供する乗算器６４により接合部５８の入力側に結合されている。図１５及び１６に示されているように、わずか１つの乗算器を用いて、さらに高度の単純化が可能である。ここで望ましい近似関数１００は、最高６kHzまでしか正確に追従されず、その後は、望ましい曲線に応答が正確に追従するようにさせることはできないが、周波数の低い領域は、より高い周波数領域よりもさらに重要である。可能な１つの実施形態は図１７に示されており、ここで図１１のものに類似する部品は、同じ参照番号で示されている。かくして加算接合部８２は１つの入力として入力信号ＩＮＰＵＴを受信する。遅延部８４及び乗算器８６が、接合部８２のさらなる入力側と出力側の間に結合されている。加算接合部８２の出力側は出力信号ＯＵＴＰＵＴを提供する。以上で開示された全てのフィルタは、多大な人為的操作及び３次元印象の喪失無くクロストーク消去を生成することになるが、フィルターが忠実に理想的Ａ/Ｓに追従すればするほど、サウンドの印象は良くなる。特に、１０k Hz以上の高い周波数については、高いキューが存在し、従って高さの印象を作り出すのにより高い周波数で精確な消去が望まれる。以上で開示した各フィルタは、水平面内で聴取者のまわりに「完全に」サウンドイメージを回転させるように配置されたバイノーラルミュージックトラックを聴き、その効果を見極めるためにクロストーク消去フィルタを利用する一群の聴取者によってテストされた。より単純なフィルタについては、示されているとおりにフィルタ特性が入念に最適化されたのでないかぎり、後方の「頭部の直後の」位置が作用しなくなり、音源が前方位置へ逆戻りする；イメージが分離し始め、例えばボーカル、バス、パーカッションなどが空間的に分離する、といったような望ましくない効果が発生する可能性がある。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ナックビ，ファワッドイギリス国，ミドルセックスユービー３１エイチエイチ，ヘイズ，ダウレイロード，セントラルリサーチラボラトリーズ

Claims

【特許請求の範囲】１．それぞれ左右のバイノーラル入力信号を受信するための第１及び第２の信号経路を含むバイノーラル信号処理用装置において、該第１の信号経路が第１の組合せ接合部を含み、該第２の信号経路が第２の組合せ接合部を含み、該第１の組合せ接合部の出力側が第１の交叉経路により該第２の組合せ接合部の入力側に結合されており、該第２の組合せ接合部の出力側が第２の交叉経路により該第１の組合せ接合部の入力側に結合されている装置であって、該第１及び第２の交叉経路の各々が、伝達関数Ａ/Ｓをもつクロストークフィルタ手段を含み、ここでＡ及びＳは、それぞれ上記したような遠位耳及び近位耳ＨＲＴＦを表わし、該第１及び第２の組合せ接合部の出力がバイノーラル出力信号を表わしている、バイノーラル信号処理用装置。２．各々の交叉経路が、周波数とは無関係な０．９５〜０．５の減衰率を提供する利得制御手段を有する、請求項１に記載の装置。３．各々の組合せ接合部が加算接合部であり、各々の交叉経路が信号反転を提供する、請求項１又は２に記載の装置。４．各クロストークフィルタ手段に１つ又はそれより多くの区分が含まれ、そのうちの少なくとも１つが２次無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタをそなえている、請求項１〜３のいずれか１項に記載の装置。５．各々のクロストークフィルタ手段が、カスケード接続された第１及び第２の区分を含み、各々の区分が２次ＩＩＲフィルタをそなえている、請求項４に記載の装置。６．該ＩＩＲフィルタ又は各々のＩＩＲフィルタが、出力を提供するための第２の加算接合部に対し第１及び第２の遅延素子を介して結合された、入力信号を受信するための第１の加算接合部を含み、係数乗算器を含むフィードバック及びフィードフォワード経路が、遅延素子及び加算接合部の間に設けられている、請求項４又は５に記載の装置。７．各出力として左及び右のバイノーラル出力信号を提供する、それぞれの第１及び第２の信号経路に対し左右のバイノーラル入力信号を提供すること、第１のクロストークフィルタ手段を通して第１の交叉経路を介し該第２の信号経路に該左のバイノーラル出力信号を供給し、ろ波された左のバイノーラル出力信号を該右のバイノーラル入力信号と組合わせること、及び第２のクロストークフィルタ手段を通して該第１の信号経路に対し第２の交叉経路を介して該右のバイノーラル出力信号を供給し、ろ波された右のバイノーラル出力信号を該左のバイノーラル入力信号と組合せることを含み、該第１及び第２のクロストークフィルタ手段の各々が伝達関数Ａ/Ｓを有し、ここでＡ及びＳは、それぞれ上記したような遠位耳及び近位耳ＨＲＴＦを表わしている、バイノーラル信号処理方法。８．実質的に添付図面の図５〜１７を参照して本明細書に記述されこれらの図の中に示されているようなバイノーラル信号処理用装置。９．実質的に添付図面の図５〜１７を参照して本明細書に記述されているようなバイノーラル信号処理方法。