JP2000505987A - 内部電圧基準出力ドライバ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 第１及び第２電源間の任意の中間出力レベルを発生しうる内部電圧基準出力ドライバを開示する。このドライバは、ドライバ入力端子に供給される第１入力電圧に応答して、第１出力電圧をドライバ出力端子に供給するとともに、ディセーブル信号をイネーブル端子に及び安定化信号をスタビライザ端子に供給するダイナミック段を含む。このダイナミック段は、ドライバ入力端子に供給される第２入力電圧に応答して、ドライバ出力端子への第１出力電圧の供給を停止するとともに、リリース信号をスタビライザ端子に及びイネーブル信号をイネーブル端子に供給する。ドライバは、更に、イネーブル信号及びリリース信号に応答して、第２出力電圧をドライバ出力端子に供給するスタティック段を含む。

Description

【発明の詳細な説明】 内部電圧基準出力ドライバ 本発明は、一般にディジタル電子回路、特にこれらの回路に使用される論理信 号を発生するのに使用されるディジタルドライバに関するものである。 現代のディジタル回路は、トランジスタ−トランジスタロジック（ＴＴＬ）、 金属−酸化物半導体（ＭＯＳ）及び相補形金属−酸化物半導体（ＣＭＯＳ）のよ うな多くの種々のディジタルロジックファミリーからのデバイスを含んでいるの が典型的である。多くの場合には種々のファミリーを単一のシステム内又は単一 のチップ内で組み合わせるのが望ましい。しかし、各ファミリーは例えば電源電 圧及び出力レベル等の個別の特性及び要件を有し、低電圧デバイスの駆動に高電 圧デバイスの出力レベルを使用すると低電圧デバイスを損傷しうる問題が存在す る。 多くのシステムが例えば５Ｖ端子及び２．５Ｖ端子を有する混合電源を使用す ることによりこの問題を処理している。図１は混合電源（Ｖcc1，Ｖcc2）を用い て低電圧レベルの出力（Ｖcc2）を発生する従来の代表的なＣＭＯＳドライバ１ ００を示す。ドライバ１００は入力端子１０２、第１ＰＭＯＳトランジスタ１０ ４、第１ＮＭＯＳトランジスタ１０６、第２ＰＭＯＳトランジスタ１０８、第２ ＮＭＯＳトランジスタ１１０、導体１１２、第１電源端子１１４、第２電源端子 １１６、接地端子１１８、及び出力端子１２０を含む。 第１ＰＭＯＳトランジスタ１０４は第１電源端子１１４に接続されたソース端 子１２２、導体１１２に接続されたドレイン端子１２４、及び入力端子１０２に 接続されたゲート端子１２６を有する。第１ＮＭＯＳトランジスタ１０６は導体 １１２に接続されたドレイン端子１２８、接地端子１０８に接続されたソース端 子１３０、及び入力端子１０２に接続されたゲート端子１３２を有する。第２Ｐ ＭＯＳトランジスタ１０８は第２電源端子１１６に接続されたソース端子１３４ 、出力端子１２０に接続されたドレイン端子１３６、及び導体１１２に接続され たゲート端子１３８を有する。第２ＮＭＯＳトランジスタ１１０は出力端子１２ ０ に接続されたドレイン端子１４０、接地端子１０８に接続されたソース端子１４ ２、及び導体１１２に接続されたゲート端子１４４を有する。 入力端子１０２の電圧が低いとき、第１ＰＭＯＳトランジスタ１０４がターン ”オン”するため、そのドレイン端子１２４及び導体１１２がほぼＶcc1、即ち 第１電源端子１１４の電圧にプルアップされる。入力端子１０２の低電圧はまた 第１ＮＭＯＳトランジスタ１０６をターン”オフ”するため、導体１１２からト ランジスタ１０６を経て大地へ電流は流れない。導体１１２の電圧はほぼＶcc1 であるから、第２ＮＭＯＳトランジスタ１１０がターン”オン”し、そのドレイ ン１４０及び出力端子１２０をほぼ接地電位にプルダウンする。導体１１２の高 電圧はまた第２ＰＭＯＳトランジスタ１０８をターンオフするため、第２電源端 子１１６から出力端子１２０へ電流は流れない。従って、このドライバ１００は 入力端子１０２の低論理電圧に応答して出力端子１２０に低論理電圧を発生する 。 しかし、入力端子１０２が高電圧になると、第１ＮＭＯＳトランジスタ１０６ がターンオンするため、そのドレイン端子１２８及び導体１１２がほぼ接地電位 にプルダウンされる。入力端子１０２の高電圧はまた第１ＰＭＯＳトランジスタ １０４をターンオフするため、第１電源端子１１４からトランジスタ１０４を経 て導体１１２へ電流は流れない。導体１１２の低電圧が第２ＰＭＯＳトランジス タ１０８をターンオンし、そのドレイン端子１３６をほぼＶcc2にプルアップす るとともに、第２ＮＭＯＳトランジスタ１１０をターンオフするため、出力端子 １２０からトランジスタ１１０を経て接地端子１１８へ電流は流れない。従って 、このドライバ１００は高論理電圧に応答して出力端子１２０にＶcc2に極めて 近い高論理電圧を発生する。 しかし、混合電源の使用は完全な解決にはならない。第１に、集積回路チップ に設ける必要がある電源ピンの数を増大し、不所望である。更に、使用可能性の あるすべての電圧レベルに対し別個の電源端子を設けることは実際的でない。 時にはダイオードを用いて中間電圧を発生させることができるが、所望の電圧 レベルは電源レベルからのダイオード電圧降下の整数倍でない場合が多い。例え ば、４．０Ｖの出力電圧が要求され、電源が５．０Ｖピンを有する場合には、１ つのダイオード電圧降下が（５Ｖ−０．６Ｖ＝）４．４Ｖの出力を発生し、２つ のダイオード電圧降下が３．８Ｖの出力を発生し、どちらも所望の４．０Ｖを達 成し得ない。 一般に、出力電圧のオンチップ発生に必要とされる静的電流の量は出力端子で 必要とされる静的電流の量にほぼ等価である。この静的電流の量は電力消費の観 点からは通常許容し得ない。更に、各出力電圧を発生させるのに必要とされる静 的電流は出力電流要件より著しく小さいことが望ましい。これがため、出力端子 駆動用の中間電圧をチップ上で発生するドライバに必要なことは、その静的電流 要件がその出力電流要件より著しく小さいことである。発明の概要 本発明は内部電圧基準出力ドライバである。このドライバは第１電源端子、第 ２電源端子、ドライバ入力端子、及びドライバ出力端子を含む。このドライバは 入力端子の第１入力電圧に応答して第１出力電圧をドライバ出力端子に供給し、 ドライバ入力端子の第２入力電圧に応答して第２出力電圧をドライバ出力端子に 供給する。代表的には、第１出力電圧は１つの電源電圧又はその近似値である。 第２出力電圧は第１及び第２電源電圧間の任意の電圧とすることができる。 このドライバはイネーブル端子及びスタビライザ端子を経て相互接続されたダ イナミック段とスタティック段とに機能的に分割される。ドライバ入力端子に供 給される第１入力電圧に応答して、ダイナミック段は第１出力電圧をドライバ出 力端子に供給するとともに、ディセーブル信号をイネーブル端子に、且つ安定化 信号をスタビライザ端子に供給する。ドライバ入力端子に供給される第２入力電 圧に応答して、ダイナミック段はドライバ出力端子への第１出力電圧の供給を停 止するとともに、リリース信号をスタビライザ端子に、且つイネーブル信号をイ ネーブル端子に供給して、スタティック段をイネーブルし、第２出力電圧をドラ イバ出力端子に供給させる。 ダイナミック段は、第１出力ドライバ、出力電圧リミッタ、安定化電圧発生器 、電流リミッタ、及びイネーブル電圧発生器を含む。第１出力ドライバはドライ バ入力端子及びドライバ出力端子に結合され、ドライバ入力端子の第１入力電圧 に応答して、第１出力電圧をドライバ出力端子に供給する。ドライバ出力端子の 第１出力電圧に応答して、イネーブル電圧発生器がディセーブル電圧をイネーブ ル 端子に供給する。イネーブル端子に供給されるディセーブル電圧に応答して、安 定化電圧発生器が安定化電圧をスタビライザ端子に供給する。スタビライザ端子 に供給される安定化電圧に応答して、出力電圧リミッタが動作電流を第１出力ド ライバに供給する。ディセーブル電圧及び第１出力ドライバからの信号に応答し て、電流リミッタが動作電流をイネーブル電圧発生器に供給する。 スタティック段は第２出力ドライバ、イネーブラ、スタビライザ、帰還装置、 及びオーバシュートプロテクタを含む。スタビライザ端子に供給される安定化電 圧に応答して、スタビライザが第２出力ドライバを安定状態にクランプする。イ ネーブル端子に供給されるディセーブル電圧に応答して、イネーブラが第２出力 ドライバを不作動にして第２出力電圧をドライバ出力端子に供給し得ないように する。 第２入力電圧がドライバ入力端子に供給されると、これに応答して第１出力ド ライバがドライバ出力端子の電圧を第１出力電圧から第２出力電圧へ遷移させは じめる。この遷移に応答して、イネーブル電圧発生器がイネーブル電圧をイネー ブル端子に供給し、次にこれに応答して電流リミッタがイネーブル電圧発生器へ の電流供給を遮断させるとともに、安定化電圧発生器がリリース電圧をスタビラ イザ端子に供給する。このリリース電圧が第１出力ドライバへの動作電流の供給 を遮断し、第１出力ドライバがドライバ出力端子の電圧を第１電源電圧に引き上 げるのを阻止する。 イネーブル端子に供給されるイネーブル電圧に応答して、イネーブラが第２出 力ドライバをイネーブルし、第２出力電圧をドライバ出力端子に供給させる。ス タビライザ端子に供給されるリリース電圧に応答して、スタビライザが第２出力 ドライバのクランプを解除して、第２出力ドライバを帰還装置に応答させる。帰 還装置はドライバ出力端子から第２出力ドライバへの帰還を与え、ドライバ出力 端子を帰還装置の特性により決まる所望の第２出力電圧に安定化させる。第１出 力電圧から第２出力電圧への遷移中に、ドライバ出力端子電圧が第２出力電圧を かなり大きくオーバシュートする場合には、オーバシュートプロテクタがドライ バ出力端子電圧を第２出力電圧に引き戻す。図面の簡単な説明 図１は従来のドライバの回路図であり、 図２は本発明の内部電圧基準出力ドライバのブロック図であり、 図３は”低”入力の場合における本発明の内部電圧基準電圧ドライバの回路図 であり、 図４は”高”入力の場合における本発明の内部電圧基準電圧ドライバの回路図 であり、 図５は従来の電圧基準源の回路図であり、 図６は従来の電圧基準源の他の例の回路図であり、 図７は従来の能動負荷の回路図であり、 図８は従来の電流基準源の回路図である。好適実施例の詳細な説明 本発明は内部電圧基準出力ドライバである。好適実施例の以下の説明において は本発明の完全な理解を与えるために電圧基準源及び電流基準源の設計のような 多くの具体的詳細について述べる。しかし、当業者には、本発明はこれらの具体 的詳細によらずに実施することもできること明らかである。他方、公知の電子回 路設計及び技術については本発明が不明瞭にならないかぎり詳細に説明しない。 図２は本発明の好適実施例のドライバ２００のブロック図を示し、このドライ バはダイナミック段２０２、スタティック段２０４、ドライバ入力端子２０６、 第１電源端子２０８、第２電源端子２１０、及びドライバ出力端子２１２を含む 。第１及び第２電源端子２０８、２１０は、例えば５Ｖ及び０Ｖ（大地）の外部 電源によりそれぞれ給電され、ドライバ２００に電力を供給する。ドライバ２０ ０はドライバ入力端子２０６にディジタル（即ち”高”及び”低”論理）信号を 受信し、この信号に応答してディジタル出力信号をドライバ出力端子２１２に供 給する。特に、第１入力電圧（例えば低論理）に応答して、ドライバ２００は第 １出力電圧（例えば低論理）をドライバ出力端子２１２に供給し、第２入力電圧 （例えば高論理）に応答して、ドライバ２００は第２出力電圧をドライバ出力端 子２１２に供給する。一般に、高及び低論理レベルは第１及び第２電源電圧に極 めて近いが、ドライバ２００の新規な特性により、第２出力電圧は第１及び第２ 電源電圧間の任意の中間レベルにすることができる。 ダイナミック段２０２は、複数のノードで種々に相互結合された第１出力ドラ イバ２１４、出力電圧リミッタ２１６、安定化電圧発生器２１７、電流リミッタ ２１８、イネーブル電圧発生器２２０、スタビライザ端子２２２、及びイネーブ ル端子２２４を含む。ここでは、”ノード”とは電気的に結合してほぼ同一の電 位にすべき１以上の導体のグループをいう。第１出力ドライバ２１４はノード２ ３５を経てドライバ入力端子２０６に結合され、ノード２３６を経てイネーブル 電圧発生器２２０及びドライバ出力端子２１２に結合され、ノード２３７を経て イネーブル電圧発生器２２０及び第２電源端子２１０に結合され、ノード２３８ を経て出力リミッタ２１６に結合され、且つノード２４０を経て電流リミッタ２ １８に結合される。出力電圧リミッタ２１６は更にノード２４８を経て安定化電 圧発生器２１７及びスタビライザ端子２２２に結合され、且つノード２４４を経 て電流リミッタ２１８及び第１電源端子２０８に結合される。安定化電圧発生器 ２１７は更にノード２４６を経て電流リミッタ２１８、イネーブル電圧発生器２ ２０及びイネーブル端子２２４に結合される。電流リミッタ２１８は更にノード ２５０を経てイネーブル電圧発生器２２０に結合される。 スタティック段２０４は、第２出力ドライバ２５２、イネーブラ２５４、オー バシュートプロテクタ２５６、スタビライザ２５８及び帰還装置２６０を含む。 第２出力ドライバ２５２はノード２４４を経て第１電源端子２０８、スタビライ ザ２５８及び帰還装置２６０に結合され、ノード２６２を経てイネーブラ２５４ に結合され、且つノード２６４を経てスタビライザ２５８及び帰還装置２６０に 結合される。イネーブラ２５４は更にノード２６６を経てイネーブル端子２２４ に結合され、且つノード２３６を経てドライバ出力端子２１２、オーバシュート プロテクタ２５６及び帰還装置２６０に結合される。オーバシュートプロテクタ ２５６は更にノード２３７を経て帰還装置２６０及び第２電源端子２１０に結合 される。スタビライザ２５８は更にノード２６８を経てスタビライザ端子２２２ に結合される。 ２進ディジタル信号（”高”及び”低”論理）が入力端子２０６を経てドライ バ２００により受信される。外部回路が第１入力電圧（例えば低論理）をドライ バ入力端子２０６に供給すると、この電圧がノード２３５を経て第１出力ドライ バ２１４に伝達され、この電圧に応答しこのドライバが第１出力電圧（例えば低 論理）をノード２３６を経てドライバ出力端子２１２に供給する。ノード２３６ の第１出力電圧に応答して、イネーブル電圧発生器２２０がディセーブル信号を ノード２４６に供給し、イネーブル端子２２４を経てノード２６６に供給し、イ ネーブラ２５４がスタティック段２０４を不作動にする。 またノード２４６上のディセーブル信号に応答して、安定化電圧発生器２１７ が第１安定化電圧をノード２４８に供給し、この電圧がスタビライザ端子２２２ 及びノード２６８を経てスタビライザ２５８に伝達される。ノード２６８の第１ 安定化電圧に応答して、スタビライザ２５８がノード２６４に第２出力ドライバ ２５２を安定化する制御電圧を供給する。またノード２４８の安定化電圧に応答 して、出力電圧リミッタ２１６が第１制限電圧をノード２３８に供給し、第１出 力ドライバ２１４がドライバ出力端子２１２を所望の第１出力電圧に駆動しうる ようにする。 外部装置が第２入力電圧（例えば高論理）をドライバ入力端子２０６に供給す ると、この電圧がノード２３５を経て第１出力ドライバ２１４に伝達され、この 電圧に応答して、ドライバはノード２３６及びドライバ出力端子２１２の電圧を 第１電源電圧に近いレベルに上昇させようとする。しかし、第１電源電圧へ遷移 中のある点において、ノード２３６の電圧はしきい値に到達し、このしきい値に 応答してイネーブル電圧発生器２２０がイネーブル電圧をノード２４６に供給す る。ノード２４６のイネーブル電圧に応答して、電流リミッタ２１８は第１電源 端子２０８からノード２４４を経て電流リミッタ２１８を通り、ノード２５０を 経てイネーブラ２２０に流れる電流の量を制限して不必要な電力消費を制限する 。更に、ノード２４６のイネーブル電圧に応答して、安定化電圧発生器２１７が 第２安定化電圧をノード２４８に供給する。ノード２４８の第２安定化電圧に応 答して、出力電圧リミッタ２１６がノード２３８に第１出力ドライバ２１４を不 作動にする第２制限電圧を供給する。 ノード２４８の第２安定化電圧はスタビライザ端子２２２を経てノード２６８ に伝達され、これに応答してスタビライザ２５８がノード２６４への電圧の供給 を終了させる。ノード２４６のイネーブル電圧はイネーブル端子２２４を経てノ ード２６６に伝達され、これに応答してイネーブラ２５４が第２出力ドライバ２ ５２から第２出力電圧をノード２６２及びイネープラ２５４を経てノード２３６ 及びドライバ出力端子２１２に供給しうるようにする。 帰還装置２６０の特性を変更することにより第１及び第２電源電圧間の任意の 所望の第２出力電圧を得ることができる。第２出力ドライバ２５２により供給さ れる第２出力電圧のレベルはノード２６４の電圧により制御される。帰還装置２ ６０はノード２３６の電圧変化に応答し、ノード２６４の電圧を変更して所望の 第２出力電圧レベルを維持する。 ドライバ２００を機能に基づいてダイナミック段２０２とスタティック段２０ ４とに分割したのは単に説明のためである。必要な個々の構成素子が存在するか ぎり、このような２つの段への実際の分割は動作上の観点からは必要はないこと は当業者に理解される。 図３はドライバ２００の詳細な回路図を示すとともに、ドライバ入力端子２０ ６に低電圧が供給されたときの種々のノードの論理レベルを示す。ダイナミック 段２０２において、第１出力ドライバ２１４は第１インバータ３０２、第１ＰＭ ＯＳトランジスタ３０４、及び第１ＮＭＯＳトランジスタ３０６を含む。出力電 圧リミッタ２１６は第２ＰＭＯＳトランジスタ３０８であり、安定化電圧発生器 ２１７は第２インバータ３１０である。電流リミッタ２１８はＮＯＲゲート３１ ２及び第３ＰＭＯＳトランジスタ３１４を含む。イネーブル電圧発生器２２０は 第４ＰＭＯＳトランジスタ３１６及び第２ＮＭＯＳトランジスタ３１８を含む。 インバータ３０２はノード２３５に結合された入力端子及びノード２４０に結 合された出力端子を有する。第１ＰＭＯＳトランジスタ３０４はノード２３８に 結合されたソース端子、ノード２３６を経てドライバ出力端子２１２に結合され たドレイン端子、及びノード２４０に結合されたゲート端子を有する。第１ＮＭ ＯＳトランジスタ３０６はノード２３６を経てドライバ出力端子２１２に結合さ れたドレイン端子、ノード２３７を経て第２電源端子２１０に結合されたソース 端子、及びノード２４０に結合されたゲート端子を有する。第２ＰＭＯＳトラン ジスタ３０８はノード２４４を経て第１電源端子２０８に結合されたソース端子 、ノード２３８に結合されたドレイン端子、及びノード２４８に結合されたゲー ト 端子を有する。第２インバータ３１０はノード２４６に結合された入力端子及び ノード２４８に結合された出力端子を有する。ＮＯＲゲート３１２はノード２４ ６に結合された第１入力端子（Ａ）、ノード２４０に結合された第２入力端子（ Ｂ）、及びノード３１９に結合された出力端子を有する。第３ＰＭＯＳトランジ スタ３１４はノード２４４を経て第１電源端子２０８に結合されたソース端子、 ノード２５０に結合されたドレイン端子、及びノード３１９に結合されたゲート 端子を有する。第４ＰＭＯＳトランジスタ３１６はノード２５０に結合されたソ ース端子、ノード２４６に結合されたドレイン端子、及びノード２３６に結合さ れたゲート端子を有する。第２ＮＭＯＳトランジスタ３１８はノード２４６に結 合されたドレイン端子、ノード２３７を経て第２電源端子２１０に結合されたソ ース端子、及びノード２３６に結合されたゲート端子を有する。 スタティック段２０４において、イネーブラ２５４はイネーブル用ＰＭＯＳト ランジスタ３２０であり、第２出力ドライバ２５２は駆動用ＰＭＯＳトランジス タ３２２である。スタビライザ２５８は安定化用ＰＭＯＳトランジスタ３２４及 び第１電圧基準源３２６を含む。帰還装置２６０は第１抵抗３２８、第２抵抗３ ３０、第１増幅ＮＭＯＳトランジスタ３３２、第２増幅ＮＭＯＳトランジスタ３ ３４、第１電流基準源３３６及び第２電圧基準源３３８を含む。オーバシュート プロテクタ２５６は第２電流基準源３４０である。 イネーブル用ＰＭＯＳトランジスタ３２０はノード２６２に結合されたソース 端子、ノード２３６に結合されたドレイン端子、及びノード２６６を経てイネー ブラ端子２４４に結合されたゲート端子を有する。駆動用ＰＭＯＳトランジスタ ３２２はノード２４４を経て第１電源端子２０８に結合されたソース端子、ノー ド２６２に結合されたドレイン端子、及びノード２６４に結合されたゲート端子 を有する。安定化用ＰＭＯＳトランジスタ３２４はノード３４２に結合されたソ ース端子、ノード２６４に結合されたドレイン端子、及びノード２６８を経てス タビライザ端子２２２に結合されたゲート端子を有する。第１抵抗３２８はノー ド２４４に結合された第１端子及びノード２６４に結合された第２端子を有する 。第２抵抗３３０はノード２４４に結合された第１端子及びノード３４４に結合 された第２端子を有する。第１増幅ＮＭＯＳトランジスタ３３２はノード２６４ に 結合されたドレイン端子、ノード３４６に結合されたソース端子、及びノード３ ４８に結合されたゲート端子を有する。第２増幅ＮＭＯＳトランジスタ３３４は ノード３４４に結合されたドレイン端子、ノード３４６に結合されたソース端子 、及びノード２３６に結合されたゲート端子を有する。第１電流基準３３６はノ ード３４６に結合された第１端子及びノード２３７に結合された第２端子を有す る。第２電圧基準源３３８はノード３４８に結合された第１端子及びノード２３ ７に結合された第２端子を有する。第２電流基準源３４０はノード２３６に結合 された第１端子及びノード２３７に結合された第２端子を有する。低入力 ダイナミック段２０２の動作につき説明すると、ＰＭＯＳトランジスタ３０４ 及びＮＭＯＳトランジスタ３０６は相まって、ノード２４０に入力端子及びノー ド２３６に出力端子を有するインバータとして機能する。従って、インバータ３ ０２、ＰＭＯＳトランジスタ３０４及びＮＭＯＳトランジスタ３０６は相まって ダブルインバータドライバとして機能する。低入力信号がドライバ入力端子２０ ６に供給されると、ノード２３５がインバータ３０２の入力端子を低電圧にする ため、インバータ３０２がノード２４０に高電圧を供給する。ノード２４０の高 電圧はＰＭＯＳトランジスタ３０４をターンオフさせるとともにＮＭＯＳトラン ジスタ３０６をターンオンさせ、ノード２３６をほぼ第２電源電位（接地）に引 下げ、従って第１出力電圧（低）をドライバ出力端子２１２に供給する。 ＮＯＲゲート３１２及びＰＭＯＳトランジスタ３１４は相まってトランジスタ ３１４、３１６及び３１８を流れる電流を制御するよう機能する。ノード２４０ がＮＯＲゲート３１２の第２入力端子（Ｂ）を高電圧に駆動するため、ＮＯＲゲ ート３１２がノード３１９に低電圧を供給し、その結果ＰＭＯＳトランジスタ３ １４がターンオンし、電流を流しうる。 ＰＭＯＳトランジスタ３１６及びＮＭＯＳトランジスタ３１８は相まって、ノ ード２３６に入力端子及びノード２４６に出力端子を有するインバータとして機 能し、イネーブル信号をイネブリング端子２２４に供給する。ノード２３６の低 電圧がＮＭＯＳトランジスタ３１８をターンオフし、ＰＭＯＳトランジスタ３１ ６をターンオンする。ＰＭＯＳトランジスタ３１４及び３１６がオンで、ＮＭＯ Ｓトランジスタ３１８がオフの場合には、ノード２４６及びイネーブル端子２２ ４は高電圧になる。 インバータ３１０は安定化信号発生器として作用する。ノード２４６の高電圧 がインバータ３１０の入力端子を駆動するため、このインバータはノード２４８ 及びスタビライザ端子２２２に低電圧を供給する。 ＰＭＯＳトランジスタ３０８はトランジスタ３０４及び３０６によってノード ２３６に供給される電圧を制限する。ノード２４８の低電圧がＰＭＯＳトランジ スタ３０８をターンオンするが、ＰＭＯＳトランジスタ３０４がオフであるため 、後に説明するように、ドライバ入力端子２０６に供給される電圧が低から高に 遷移するまで電流はＰＭＯＳトランジスタ３０８を経て流れない。 次にスタティック段２０４の動作につき考察すると、駆動用ＰＭＯＳトランジ スタ３２２がトランスコンダクタデバイスとして動作し、第２出力電圧をイネー ブル用ＰＭＯＳトランジスタ３２０を経てノード２３６及びドライバ出力端子２ １２に供給する。第２出力電圧のレベルはトランジスタ３２２のゲート端子に供 給される電圧に依存する。イネーブル状態では、トランジスタ３２２は代表的に はそのしきい値電圧近くのゲート電圧で動作する。しかし、今はダイナミック段 ２０２がイネーブル端子２２４及びノード２６６に高電圧を供給しているため、 トランジスタ３２０がターンオフし、駆動用トランジスタ３２２をノード２３６ 及びドライバ出力端子２１２から有効に切り離している。 抵抗３２８及び３３０、トランジスタ３３２及び３３４及び電流基準源３３６ が相まって、ノード３４８及び２３６に入力端子及びノード２６４に出力端子を 有する差動増幅器として機能し、電圧基準源３３８と相まってノード２３６から 駆動用トランジスタ３２２のゲートへの帰還を与える。電流基準源３３６は第１ 電源端子２０８からノード２４４、抵抗３２８及び３３０、トランジスタ３３２ 及び３３４及びノード２３７を経て第２電源端子２１０へ一定の電流（Ｉ）を流 す。抵抗３２８及びトランジスタ３３２と抵抗３３０及びトランジスタ３３４の 並列配置のために、各抵抗３２８及び３３０は電流基準源３３６を流れる全電流 （Ｉ）の一部分を流す。 電圧基準源３３８はノード３４８を一定電圧に維持し、この電圧によりドライ バ２００の第２出力電圧がほぼ決まる。各抵抗３２８及び３３０を流れる電流は トランジスタ３３２及び３３４の相対コンダクタンスに依存するため、ノード２ ６４の増幅出力はノード３４８及び２３６間の電圧差に依存する。例えば、トラ ンジスタ３３２及び３３４のゲートの電圧がほぼ等しい場合には、抵抗３２８及 び３３０の抵抗値がほぼ等しいものとすると、定電流（Ｉ）のほぼ半分が各抵抗 ３２８及び３３０を流れる。その結果、抵抗３２８の電圧降下（Ｖ１）は定電流 （Ｉ）×抵抗３２８の抵抗値（Ｒ）の半分になり（Ｖ１＝ＩＲ／２）、ノード２ ６４の電圧（Ｖ）は第１電源電圧−抵抗３２８の電圧降下に等しくなる（Ｖ＝Ｖ cc−Ｖ１）。ノード２３６の電圧が低下し、抵抗３３０に小電流が、抵抗３２８ に大電流が流れる場合には、抵抗３２８の電圧降下が増大し、ノード２６４の電 圧（Ｖ）が減少する。他方、ノード２３６の電圧が上昇し、抵抗３３０に大電流 が流れ、抵抗３２８に小電流が流れる場合には、抵抗３２８の電圧降下が減少し 、ノード２６４の電圧（Ｖ）が増大する。 ダイナミック段２０２がノード２３６を低電圧に駆動するとき、差動増幅がノ ード２６４を第２電源電圧に近い電圧に駆動する。駆動用トランジスタ３２２の ゲートにおけるこのような大きな電圧スイングを阻止するために、安定化用ＰＭ ＯＳトランジスタ３２４及び電圧基準源３２６が相まってスタビライザ２５８と して機能する。電圧基準源３２６はノード３４２を駆動用ＰＭＯＳトランジスタ ３３２のしきい値電圧にほぼ等しく選択した定電圧に維持する。スタビライザ端 子２２２の低電圧がノード２６４を経てＰＭＯＳトランジスタ３２４をターンオ ンしてノード２６４をほぼノード３４２のしきい値電圧に維持するので、スタテ ィック段２０４のディセーブル状態からイネーブル状態への遷移時に駆動用トラ ンジスタ３２２のゲートに大きな電圧スイングが発生するのを阻止することがで きる。 第２電流基準源３４０はドライバ出力端子２１２の電圧が第２出力電圧をオー バシュートするのを阻止するものであり、ダイナミック段２０２がノード２３６ 及びドライバ出力端子２１２に第１出力電圧を供給している間は本質的に不作動 である。高入力 図４は、ドライバ入力端子２０６に第２入力電圧（高電圧）が供給されたとき のドライバ２００を示す。高電圧はノード２３５を経てインバータ３０２の入力 端子に伝達され、このインバータが低電圧をノード２４０に供給してトランジス タ３０６をターンオフし、トランジスタ３０４をターンオンする。トランジスタ ３０８はドライバ２００の前状態からオンのままであるから、トランジスタ３０ ４がノード２３６を第１電源電圧（Ｖcc）へ引き上げ始める。この電圧遷移中の ある時点に、ノード２３６の電圧がイネーブル電圧発生器２２０のしきい値電圧 を越え、この時点にトランジスタ３１８がターンオンし、トランジスタ３１６が 部分的にオフする。トランジスタ３１８はターンオン時にノード２４６及びイネ ーブル端子２２４を低電圧にする。ノード２４６の低電圧に応答してインバータ ３１０がノード２４８及びスタビライザ端子２２２に高電圧を供給する。ノード ２４８の高電圧はトランジスタ３０８をターンオフし、トランジスタ３０４がノ ード２３６をそれ以上高するのを阻止する。ノード２４６及び２４０は更にＮＯ Ｒゲート３１２の第１及び第２入力端子（Ａ及びＢ）を低電圧にし、ＮＯＲゲー ト３１２の出力端子を高電圧にし、トランジスタ３１４をターンオフして、部分 的にオンのトランジスタ３１６を経て電流が流れないようにする。この時点にお いて、ダイナミック段２０２はノード２３６の電圧をイネーブル電圧発生器２２ ０のしきい値電圧まで引き上げ、イネーブル端子２２４に低信号を供給し、スタ ビライザ端子２２２に高信号を供給しているとともに、ノード２３６に第１出力 電圧を供給する装置部分を不作動にしている。 この時点でスタティック段２０４がイネーブルされる。イネーブル端子２２４ 及びノード２６６の低信号がイネーブル用トランジスタ３２０をターンオンし、 駆動用トランジスタ３２２が第２出力電圧をトランジスタ３２０を経てノード２ ３６に供給しうるようにする。スタビライザ端子２２２及びノード２６８の高信 号はトランジスタ３２４をターンオフし、ノード２６４及び駆動用トランジスタ ３２２のゲート端子の制御を差動増幅器に開放させる。 この時点において、ノード２３６及びドライバ出力端子２１２の電圧が電圧基 準源３３８により決まる所望の第２出力電圧に近くなる。ノード２３６がノード ３４８より低電圧である場合には、差動増幅器２６０がノード２６４の電圧を減 少させるため、トランジスタ３２２のコンダクタンスが増大し、従ってトランジ スタ３２２によりノード２３６に供給される電圧が増大する。ノード２３６がノ ード３４８より高電圧である場合には、差動増幅器２６０がノード２６４の電圧 を増大させるため、トランジスタ３２２のコンダクタンスが減少するとともに、 オーバシュートプロテクタ２５６がノード２３６の電圧を所望の第２出力電圧に 引き戻すことができる。この増幅器帰還はノード２３６が所望の第２出力電圧で 安定するまで続く。 第２電流基準源３４０はノード２３６の電圧が所望の第２出力電圧をかなりオ ーバシュートする場合の保護を与える。この場合には、電流基準源３４０は定電 流を吸収してノード２３６の電圧を第２電源電圧に引き戻す。定電流値は、オー バシュートの所要補正速度及び静的電流の許容レベルに基づいて設定する必要が ある。 図５〜８はドライバ２００の好適実施例の構成素子として使用しうる既知の電 子回路を示す。例えば、図５は電圧基準源３３８に使用しうる簡単な分圧器５０ ０を示す。分圧器５００は第１電圧源５３０（Ｖcc）と第２電圧源５４０（大地 ）との間に直列に結合された第１抵抗５１０及び第２抵抗５２０、出力端子５５ ０及びキャパシタ５６０を含む。抵抗５１０及び５２０の電圧降下はそれぞれの 抵抗値に比例する。例えば、Ｖcc＝５Ｖ、抵抗５１０の抵抗値＝１，０００オー ム、及び抵抗５２０の抵抗値＝４，０００オームである場合には、抵抗５１０の 電圧降下は１Ｖであり、出力端子５５０の電圧は４Ｖになる。抵抗５１０及び５ ２０の抵抗値を調整することによりＶccと大地との間の任意の電圧を出力端子５ ５０に供給することができる。 図６は電圧基準源３２６に使用しうるダイオード接続ＰＭＯＳトランジスタ６ １０を示す。トランジスタ６１０は第１電源端子６３０に結合されたソース端子 ６２０、出力端子６５０に結合されたドレイン端子６４０、及びドレイン端子６ ４０に結合されたゲート端子６６０を有する。無視しうる量のドレイン電流がト ランジスタ６１０を流れるのみであるときは、出力端子６５０はトランジスタ６ １０のほぼしきい値電圧で安定する。 図７は抵抗３２８及び３３０の代わりに使用しうる能動負荷７００を示す。能 動負荷７００は電源端子７１０、第１及び第２ＰＭＯＳトランジスタ７２０及び ７３０、及び第１及び第２出力端子７４０及び７５０を含む。第１ＰＭＯＳトラ ンジスタ７２０は電源端子７１０に結合されたソース端子、出力端子７４０に結 合されたドレイン端子、及びそのドレイン端子に結合されたゲート端子を有する 。第２ＰＭＯＳトランジスタ７３０は電源端子７１０に結合されたソース端子、 出力端子７５０に結合されたドレイン端子、及びトランジスタ７２０のゲート端 子及び出力端子７４０に結合されたゲート端子を有する。 このダイオード接続構成では、トランジスタ７２０のドレイン−ソース電圧が ドレイン電流の量に依存する。もっと大きな電流が第１出力端子７４０からトラ ンジスタ７２０を経て引き出されると、第１出力端子７４０の電圧が減少し、同 様にトランジスタ７２０及び７３０の接続ゲートの電圧も減少する。トランジス タ７３０のゲートの電圧減少は第２出力端子７５０を経て負荷にもっと大きな電 流を供給させ、出力端子７５０の電圧を、トランジスタ７３０のソース−ドレイ ン電圧が０Ｖに近づくまで、換言すれば出力端子７５０の電圧がＶccに近づくま で上昇させる。もっと小さい電流が第１出力端子７４０からトランジスタ７２０ を経て引き出される場合には、第１出力端子７４０の電圧が増大し、同様にトラ ンジスタ７２０及び７３０の接続ゲートの電圧も増大する。トランジスタ７３０ のゲートの電圧増大はトランジスタ７３０を流れる電流を減少させ、出力端子７ ５０の電圧を減少させる。 図８は電流基準源３３６に使用しうる既知の電流基準源８００を示す。電流基 準源８００は第１電源８１０、ＰＭＯＳトランジスタ８２０、抵抗８３０、１対 のＮＭＯＳトランジスタ８４０及び８５０、第２電源８６０、及び入力端子８７ ０を含む。ＰＭＯＳトランジスタ８２０は第１電源８１０に結合されたソース端 子、抵抗８３０の一端に結合されたドレイン端子、及びそのドレイン端子に結合 されたゲート端子を有する。ＮＭＯＳトランジスタ８４０は抵抗８３０の他端に 結合されたドレイン端子、第２電源８６０に結合されたソース端子、及びそのド レイン端子に結合されたゲート端子を有する。ＮＭＯＳトランジスタ８５０はト ランジスタ８４０のゲート端子に結合されたゲート端子、第２電源８６０に結合 されたソース端子、及び入力端子８７０に結合されたドレイン端子を有する。 電流基準源８００は電流ミラーとして動作する。ＰＭＯＳトランジスタ８２０ はそのゲート端子がそのドレイン端子に結合された”ダイオード接続”であり、 抵抗８３０と相まってトランジスタ８４０を流れる基準電流（Ｉ）を供給する。 基準電流（Ｉ）は抵抗８３０の抵抗値を変えることにより制御することができる 。トランジスタ８４０を流れる電流（Ｉ）がトランジスタ８４０のドレイン電圧 及び互いに結合されたトランジスタ８４０及び８５０のゲート電圧を決定する。 従って、トランジスタ８４０及び８５０が同一の特性を有するものとすると、ト ランジスタ８５０はトランジスタ８４０と同一の量の電流を流す。 本発明を好適実施例につき説明するとともに明瞭のために具体的細部を示した 。しかし、当業者には、本発明をこれらの具体的細部によらずに実施することが できることが明らかである。例えば、ＰＭＯＳ及びＮＭＯＳデバイスを交換する とともに回路電流の方向を逆転させることによりコンプリメンタリ回路を構成す ることは公知である。更に、スイッチとして使用するＰＭＯＳデバイスは反転入 力で動作するＮＭＯＳトランジスタと置換することができ、またその逆の置換を 行うことができる。更に、トランジスタ３０８、３１４、３２０及び３２４のよ うなデバイスは他の任意のタイプのスイッチングデバイスと置換することができ 、例えばバイポーラトランジスタとしうるがこれに限定されない。 本発明の実施に必要でない他の細部は、出力電圧リミッタ２１６及び電流リミ ッタ２１８のような、電流又は電圧を制限するのに使用するデバイスの位置であ る。電流の流れを制限するデバイスは制御デバイスの上流又は下流の何れかで働 かせることができる。従って、電圧リミッタ２１６は図２に示すように第１出力 ドライバ２１４と第１電源端子２０８との間に結合する代わりに、第１出力ドラ イバ２１４と第２電源端子２１０との間に配置することもできる。 更に、当業者であれば、本発明の多くの構成要素は２以上の目的に役立つもの であることが理解される。例えば、図２において、イネーブル電圧発生器２２０ は、ノード２３６の電圧に応答して、スタティック段をイネーブルするイネーブ ル信号をノード２４６に供給する。しかし、イネーブル電圧発生器２２０により 供給される信号に更に応答して安定化電圧発生器２１７が安定化信号をノード２ ４８に供給する。従って、イネーブル電圧発生器２２０は安定化電圧発生器２１ ７の一部分とみなすことができる。 従って、本明細書及び請求の範囲において、”結合”は指定された素子の直接 接続を必要とするものと文字通り解釈すべきではない。このように解釈すると、 ２以上の機能を行う装置を囲む区分線に基づいて本発明の範囲を不必要に限定す ることになる。従って、イネーブル電圧発生器２２０は安定化電圧発生器２１７ の一部分とみなせるとともに安定化電圧発生器２１７が出力電圧リミッタ２１６ に結合されているため、イネーブル電圧発生器２２０は出力電圧リミッタ２１６ に結合されているものとみなせる。 同様に、ある装置が所定の信号に”応答して”ある機能を行うというとき、こ の装置は所定の信号を発生する装置又は他の信号にも応答することが当業者に理 解される。例えば、イネーブル電圧発生器２２０は、ノード２３６の信号に応答 して、イネーブル信号をノード２４６に供給する。しかし、第１出力ドライバ２ １４はノード２３５の信号に応答して信号をノード２３６に供給するため、イネ ーブル電圧発生器２２０はノード２３５の信号にも応答すること明らかである。 更に、本発明の幾つかの要素を明瞭のため複数のサブ要素に分割して示したが 、これは実際には本発明の実施に必要ないことも当業者に明らかであろう。例え ば、好適実施例の説明では、スタティック段をイネーブルする手段はイネーブル 端子２２４により結合されたイネーブル電圧発生手段２２０及びイネーブラ２５ ４を含んでいる。しかし、イネーブル電圧発生器２２０及びイネーブラ２５４は 単にイネーブル手段のサブ要素であり、イネーブル端子２２４は任意の電気的導 電路とすることができる。 最後に、好適実施例のドライバ２００は低入力電圧に応答して低出力電圧を供 給し、高入力電圧に応答して高出力電圧を供給するが、当業者であれば、ドライ バ２００を低入力電圧に応答して高出力電圧を、高入力電圧に応答して低出力電 圧を供給するように容易に変更することができる。このような変更は、ドライバ 入力端子２０６と第１出力ドライバ２１４との間にインバータを介挿することに より簡単に行うことができる。従って、本明細書及び請求の範囲で使用する”ド ライバ”は非反転ドライバも反転ドライバも含むものと解釈されたい。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 1. 第１電源に接続された第１電源端子、 第２電源に接続された第２電源端子、 入力信号を受信するドライバ入力端子、 出力信号を出力するドライバ出力端子、 前記第１電源端子、前記第２電源端子、前記ドライバ入力端子及び前記ドラ イバ出力端子に結合され、且つイネーブル端子を有し、前記ドライバ入力端子 の第１入力電圧に応答して、第１出力電圧を前記ドライバ出力端子に供給し、 前記ドライバ入力端子の第２入力電圧に応答して、イネーブル電圧を前記イネ ーブル端子に供給するダイナミック段、及び 前記第１電源端子、前記第２電源端子、前記ドライバ出力端子及び前記イネ ーブル端子に結合され、前記イネーブル端子の前記イネーブル電圧に応答して 、第２出力電圧を前記ドライバ出力端子に供給するスタティック段、 を具えることを特徴とする内部基準出力電圧ドライバ。 2. 前記ダイナミック段が、 前記第１電源端子、前記第２電源端子、前記ドライバ入力端子及び前記ドラ イバ出力端子に結合され、前記ドライバ入力端子の第１入力電圧に応答して、 第１出力電圧を前記ドライバ出力端子に供給する第１ドライバ手段、及び 前記ドライバ出力端子の第１遷移電圧に応答して、前記イネーブル電圧を前 記イネーブル端子に供給するイネーブル電圧発生手段を具え、 前記スタティック段が、 前記第１電源端子、前記第２電源端子及び前記ドライバ出力端子に結合され 、 第２出力電圧を前記ドライバ出力端子に供給する第２ドライバ手段、及び 前記イネーブル端子に結合され、前記イネーブル端子に供給される前記イネ ーブル電圧に応答して、前記第２ドライバ手段をイネーブルして前記第２出力 電圧を前記ドライバ出力端子に供給させるイネーブル手段を具えることを特徴 とする請求項１記載のドライバ。 3. 前記スタティック段が、更に、前記ドライバ出力端子に結合された第１端子 及び前記第２ドライバ手段に結合された第２端子を有し、前記ドライバ出力端 子から前記第２ドライバ手段への帰還を与える帰還手段を具えることを特徴と する請求項２記載のドライバ。 4. 前記帰還手段が、 前記ドライバ出力端子に結合された第１入力端子、第２入力端子、及び前記 第２ドライバ手段に結合された出力端子を有する差動増幅器、及び 前記第２電源端子に結合された第１端子及び前記差動増幅器の前記第２入力 端子に結合された第２端子を有する電圧基準源を具えることを特徴とする請求 項３記載のドライバ。 5. 前記第１ドライバ手段が、 前記ドライバ入力端子に結合された入力端子及び出力端子を有する第１イン バータ、 前記第１インバータの出力端子に結合された入力端子及び前記ドライバ出力 端子に結合された出力端子を有する第２インバータを具えることを特徴とする 請求項２記載のドライバ。 6. 前記帰還手段が、 前記ドライバ出力端子に結合された第１入力端子、第２入力端子、及び前記 第２ドライバ手段を構成するトランコンダクタンス装置の制御端子に結合され た出力端子を有する差動増幅器、及び 前記第２電源端子に結合された第１端子及び前記差動増幅器の前記第２入力 端子に結合された第２端子を有する第１電圧基準源を具えることを特徴とする 請求項３記載のドライバ。 7. 前記第１ドライバ手段及び前記ドライバ出力端子に結合され、前記ドライバ 出力端子の第２電圧遷移に応答して、前記第１ドライバ手段により前記ドライ バ出力端子に供給される電圧を制限する電圧制限手段を更に具えることを特徴 とする請求項２記載のドライバ。 8. 前記イネーブル端子及び前記第２ドライバ手段に結合され、前記イネーブル 端子の安定化電圧に応答して、前記第２ドライバ手段を安定化する安定化手段 を更に具えることを特徴とする請求項２記載のドライバ。 9. 前記第１ドライバ手段及び前記イネーブル電圧発生手段に結合され、前記ド ライバ入力端子の前記第２入力電圧に応答して、前記イネーブル電圧発生手段 への電流を制限する電流制限手段を更に具えることを特徴とする請求項２記載 のドライバ。 10．前記ドライバ出力端子及び前記第２電源端子に結合され、前記ドライバ出力 端子が前記第２出力電圧をオーバシュートする場合に、前記ドライバ出力端子 を前記第２出力電圧にバイスに向けバイアスする保護手段を更に具えることを 特徴とする請求項２記載のドライバ。