JP2000505982A - 改良された出力電圧範囲を有する増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 増幅器は、入力信号を受ける入力端子（１）と、出力信号を供給する出力端子（２）と、増幅トランジスタ（４）と、負荷（５）とを有する増幅段を含む。負荷（５）は、第１（Ｔ１）および第２（Ｔ２）の電界効果トランジスタを含む。負荷（５）の電流−電圧特性は、ダイオード接続の電界効果トランジスタによって形成される、常套的な負荷のダイオード特性と似ている。第１（Ｔ１）および第２（Ｔ２）の電界効果トランジスタを含む負荷（５）のしきい値電圧は、常套的なダイオードのしきい値電圧よりもはるかに小さく、増幅段の改良された出力電圧スイングに帰着する。

Description

【発明の詳細な説明】 改良された出力電圧範囲を有する増幅器 本発明は、入力信号を受ける入力端子と、この入力信号に応答する出力信号を 供給する出力端子と、電源供給端子と、この出力端子に結合した主電流経路を有 する増幅トランジスタと、この出力端子と電源供給端子との間に結合された負荷 とを有する増幅段を含む、増幅器に関する。 このような増幅器は、この技術の一般状況から知られている。 こうした増幅器における負荷は、ダイオードの形をとり、ここに、これは、一 般に、ダイオード接続されたトランジスタで構成される。しかして、そのとき、 その増幅段の電圧利得は、その増幅トランジスタとそのダイオード接続のトラン ジスタとのトランスコンダクタンスの比によって決定される。 既知のその増幅段の不都合なのは、その出力端子の電圧は、そのダイオードの しきい値電圧のせいで、その電源供給端子の電圧に近づけることができない、こ とである。一定の用途の場合、その出力端子の電圧がその電源供給端子の電圧に 近いことが必要である。 本発明の目的は、出力端子の電圧を電源供給端子の電圧に近づけられるところ の、増幅段を有する増幅器を提供することである。 この目的のため、本発明に従い、冒頭の段落において規定されたタイプの増幅 器は、その負荷が、その電源供給端子に結合されたソースと、その出力端子に結 合されたドレインと、ゲートとを有する第１の電界効果トランジスタを含み、お よび、その出力端子に結合されたソースと、その第１の電界効果トランジスタの ゲートに結合されたドレインと、当該ドレインに結合されたゲートとを有する第 ２の電界効果トランジスタを含むことに特徴付けられる。 この電源供給端子と出力端子との間の電圧差は、この第１の電界効果トランジ スタのゲート−ソース間電圧と第２の電界効果トランジスタのゲート−ソース間 電圧との電圧差に等しい。この第１および第２の電界効果トランジスタのサイズ を相互に関してふさわしいものとする場合には、この電圧差は小さくなりうる。 この小さな電圧差はまた、その第１の電界効果トランジスタのソース−ドルイン 間電圧を形成するので、この第１の電界効果トランジスタは、（一般に）飽和領 域にはなくて、その線形動作領域にあるだろう。 この第１の電界効果トランジスタがその線形動作領域にあるという事実にもか かわらず、その負荷は、ダイオード接続された常套的な電界効果トランジスタの インピーダンス特性と同様のインピーダンス特性を有する。負荷は、要するに、 ダイオードとしてふるまい、ここに、そのしきい値電圧は、常套的なダイオード のしきい値電圧よりもはるかに小さい。 本発明は、添付の図面を参照して、さらに詳細に説明されるであろう。ここに 、 図１は、増幅器の常套的な増幅段を示し、 図２は、本発明による増幅器の増幅段の第１の実施態様を示し、 図３は、本発明による増幅器の増幅段の第２の実施態様を示す。 これらの図において、同様の部分あるいは要素は、同じ参照符号を有する。 図１は、常套的な増幅段を示す。ここに、その増幅段は、入力信号を受ける入 力端子１と、この入力信号に応答する出力信号を供給する出力端子２と、電源供 給端子３と、この出力端子２に結合した主電流経路を有する増幅トランジスタ４ と、その出力端子２と電源供給端子３との間に結合されているところの、ダイオ ード接続された第１の電界効果トランジスタＴ１の形式による負荷５とを有する 。この第１の電界効果トランジスタＴ１のゲートーソース間電圧は、 によって与えられる。 ここに、Ｖ_GS1は第１の電界効果トランジスタＴ１のゲートーソース間電圧； Ｉは第１の電界効果トランジスタＴ１の主電流経路を通る直流電流；βは、電界 効果トランジスタのパラメータにして、そのゲートの幅に正比例し、そのゲート の長さに反比例し、さらに、そのゲート酸化物の厚さ、電荷移動性および誘電率 に依存するところの、パラメータ；β₁はこの第１の電界効果トランジスタＴ１ に関しての上記パラメータβとしてのパラメータ；Ｖ_T1は第１の電界効果トラン ジスタＴ１のしきい値電圧 負荷５の微分抵抗Ｒ_cは、直流電流Ｉに関する、第１の式[1]の微分によって、 計算することができる。したがって、その微分抵抗Ｒ_cは、 によって与えられる。 式[2]から、この微分抵抗Ｒ_cは、もし、その第１の電界効果トランジスタＴ１ を通る直流電流Ｉがわかっているならば、そのパラメータβ₁だけにのみ依存す るということが、導かれる。このパラメータβ₁における広がりは、たいして大 きくはない。その結果として、その微分抵抗Ｒ_cは、かなり正確に予測されうる 。 図２は、本発明による増幅器の増幅段の第１の実施態様を示す。 第１の増幅トランジスタ４は、例えば、バイポーラトランジスタであるが、し かし、これに代えて、図１におけるように、電界効果トランジスタともされうる 。この増幅トランジスタ４は、端子６に結合されたエミッタを有する。この増幅 段は、さらに、第２の電界効果トランジスタＴ２を含み、その第２の電界効果ト ランジスタＴ２は、出力端子２に結合されたソースを有し、ならびに第１の電界 効果トランジスタＴ１のゲートに結合された、自己のゲートおよびドレインを有 する。電流源ＩＣは、この第２の電界効果トランジスタＴ２のドレインに結合さ れる。この電流源ＩＣは、その第２のトランジスタＴ２の主電流経路を通る直流 電流Ｉを提供する。 もし、その出力端子２に積分キャパシタＣＩが結合されていると、この増幅段 は、要するに、積分器を構成する。ここに、その積分器の時定数は、この第１お よび第２の電界効果トランジスタＴ１およびＴ２により形成されるところのその 負荷５の微分抵抗Ｒ_Nと、その積分キャパシタＣＩの容量値との積により、決定 される。 この微分抵抗Ｒ_Nは、 Ｒ_N＝1/｛β₁×（Ｖ_GS1−Ｖ_T1−Ｖ_DS1）｝ [3] によって与えられる。 ここに、Ｖ_DS1は、第１の電界効果トランジスタＴ１のドレイン−ソース間電 圧である。この第１の電界効果トランジスタＴ１のドレイン−ソース間電圧Ｖ_{DS 1} は、その第１の電界効果トランジスタＴ１のゲート−ソース間電圧Ｖ_GS1と第２ の電界効果トランジスタＴ２のゲート−ソース間電圧Ｖ_GS2との電圧差に等しい ので、この第１の電界効果トランジスタＴ１のドレイン−ソース間電圧Ｖ_DS1は 、通常、非常に低い。この結果、この微分抵抗Ｒ_Nは、 Ｒ_N＝1/｛β₁×(Ｖ_GS1−Ｖ_T1）｝ [4] に近づけられる。 式[1]は、この第１の電界効果トランジスタＴ１のゲート−ソース間電圧Ｖ_GS1 の計算のためには使うことができない。なぜなら、この式は、図１に示される常 套的な増幅段におけるように、第１の電界効果トランジスタＴ１が飽和下にある ときにだけ有効なものだからである。本発明に従う増幅段において、この第１の 電界効果トランジスタＴ１は、線形領域で動作する。逆にいえば、第２の電界効 果トランジスタＴ２は、飽和領域で動作する。ところで、第１の電界効果トラン ジスタＴ１のゲート−ソース間電圧Ｖ_GS1は、 に従う。 ここに、Ｖ_GS2は第２の電界効果トランジスタＴ２のゲート−ソース間電圧、 Ｖ_T2はこの第２の電界効果トランジスタＴ２のしきい値電圧、β₂はこの第２の 電界効果トランジスタＴ２に関してのパラメータβとしてのパラメータである。 第１の電界効果トランジスタＴ１が線形領域で動作するとき、この第１の電界効 果トランジスタＴ１のドレイン−ソース間電圧Ｖ_DS1は、その第２の電界効果ト ランジスタＴ２のゲート−ソース間電圧Ｖ_GS2よりも十分に小さい。そのうえ、 この第１の電界効果トランジスタＴ１のしきい値電圧Ｖ_T1は、その第２の電界効 果トランジスタＴ２のしきい値電圧Ｖ_T2と、ほとんど等しい。その結果、次の近 似を維持する。 式[6]の式[4]への代入は、 をもたらす。 式[7]を式[2]と比較することにより、本発明に従う負荷５の微分抵抗Ｒ_Nは、 常套的な増幅段のダイオード接続された第１の電界効果トランジスタＴ１の微分 抵抗Ｒ_cのダイオード特性と同様のダイオード特性を有することが、明らかであ る。これは、もし、直流電流Ｉがわかっているならば、この微分抵抗Ｒ_Nは、そ のパラメータβ₁およびβ₂だけにのみ依存するということ意味する。そのパラメ ータβ₁およびβ₂における広がりは、たいして大きくはない。したがって、この 微分抵抗Ｒ_cは、かなり正確に予測されうる。第１および第２の電界効果トラン ジスタＴ１，Ｔ２により構成されるところの、負荷５は、要するに、ダイオード 接続の電界効果トランジスタとしてふるまい、その電圧が第１の電界効果トラン ジスタＴ１のドレイン−ソース間電圧Ｖ_DS1と等しいところの、そのように形成 されたダイオードのしきい値電圧は、常套的なダイオードの場合におけるよりも 低いことが、わかる。 図３は、本発明による増幅器の増幅段の第２の実施態様を示す。本実施態様は 、要するに、図２に示される実施態様による２つの増幅段を含み、増幅トランジ スタ４は、今は、例として、電界効果トランジスタとする。次の参照符号の各対 −すなわち、１，１Ａ；２，２Ａ；４，４Ａ；５，５Ａ；ＩＣ，ＩＣＡ；Ｔ１， Ｔ１Ａ；Ｔ２，Ｔ２Ａ；ＣＩ，ＣＩＡ−は、同様の部分あるいは要素に該当する 。この２つの増幅段は、互いに、端子６を介して結合され、これは、差動入力信 号を受けるための２つの入力端子１，１Ａと、差動出力信号を供給するための２ つの出力端子２，２Ａとを有する差動増幅器に帰着する。末端の電流源ＩＴは、 増幅トランジスタ４，４Ａのための直流バイアスを提供する。 この増幅トランジスタ４は、図２および図３に示される導電性のタイプのもの に代え選択的に、それと反対の導電性のタイプのものとすることができる。その うえ、この増幅トランジスタ４は、図１および図２におけるバイポーラトランジ スタあるいは電界効果トランジスタとすることができる。この増幅器は、集積回 路で、あるいはまた、分離した構成部分によって、形成されうる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．入力信号を受ける入力端子（１）と、前記入力信号に応答する出力信号を供 給する出力端子（２）と、電源供給端子（３）と、前記出力端子（２）に結合 した主電流経路を有する増幅トランジスタ（４）と、前記出力端子（２）と前 記電源供給端子（３）との間に結合される負荷（５）とを有する増幅段を含む 、増幅器であって、前記負荷（５）は、前記電源供給端子（３）に結合された ソースと、前記出力端子（２）に結合されたドレインと、ゲートとを有する第 １の電界効果トランジスタ（Ｔ１）を含み、および、前記出力端子（２）に結 合されたソースと、前記第１の電界効果トランジスタ（Ｔ１）のゲートに結合 されたドレインと、当該ドレインに結合されたゲートとを有する第２の電界効 果トランジスタ（Ｔ２）を含む、ことを特徴とする増幅器。 ２．前記増幅器は、さらに、前述したと同様の態様で構成された増幅段を含み、 それぞれの増幅トランジスタ（４，４Ａ）は、差動増幅器のように配置されて いる、ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の増幅器。 ３．積分キャパシタ（ＣＩ）が、前記出力端子（２）に結合されている、ことを 特徴とする請求の範囲第１項または第２項に記載の増幅器。 ４．前記積分キャパシタ（ＣＩ）は、電界効果トランジスタによって形成されて いる、ことを特徴とする請求の範囲第３項に記載の増幅器。