JP2000503515A - 同時にオーディオ信号を出・入力することができる切替器を有する全二重通信回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本全二重回路は信号送受信するため一つの端子で二方向信号パスを提供すると共に、送受信信号の間において異なる端子を以って通信路遮断をも提供するものである。従って、本回路は対称なＴ型ハイブリッドとバランス・インピーダンス配置を有する増幅器配置を用いる。実施態様の一例としては、切替インターフェスであって、ここで信号切替器はスピーカであり、イヤホン及びマイクロホンでもある。他の実施態様としては電話ラインの接続であって、ここで電話ラインのインターフェスは同時に音声データ等オーディオデータを表す電気信号を送受信する。オーディオ入力と同時に送信信号を発生する場合、切替器インターフェスは実際にオーディオ出力を生成させないように、切替器に受信信号を受信させる。一方、同時に電話ラインから受信信号が発行される場合、電話ライン接続は、電話ラインへ送信信号を発行させるように、変換器に送信信号を発信させる。該両実施態様中、本回路は一つの端子で二方向信号パス（同時に送受信する）を提供し、又、異なる端子を用いて送信と受信信号の遮断を達成するようになる。フィード・バックを除去するため、本回路は出力するとき、望ましくない信号を抑製すると共にその他の信号を増幅し、望ましくない信号より３５−４０ｄＢ大いなる出力信号を生成するようになる。

Description

【発明の詳細な説明】 同時にオーディオ信号を出・入力することができる切替器を有する全二重通信 回路 発明の属する技術分野 本発明はオーディオ通信回路、特に同時にマイクロホンとスピーカの機能を達 成能な切替器を用いる全二重通信回路に係わる。本発明の背景 通信設備のテキスト中、「全二重」という専門語は、該設備は同時に信号を入 出力することが可能であることを意味する。ユーザから見ると、該設備を用いて 同時に通話相手に話したり、相手の声を聞いたりすることが可能なことである。 一方、通信設備のテキスト中、「半二重」とは、ある時間内該設備は同時に送信 と受信をすることができない、送信するか、又は受信するか、その一方しかでき ない。「全二重通信」を用いれば遠く離れている通信者同士は互いに対面での感 覚で通信することができるので、勿論、「全二重通信」は「半二重通信」よりメ リットがある。しかしながら、音声と電気フィードバックの問題があるので、「 全二重通信」はスピーカホーンに応用するのは難しい。音声がスピーカからマイ クロホンに帰還すると、音声フィードバックが発生する。電気フィードバックも 同様であるが、但し、電気フィードバックはオーディオ入力（離れた設備に送信 する信号）とオーディオ出力（離れた設備から受信する信号）によるものであり 、送信回路と受信回路は完全には互いに分離されておらず、且つ、形成したルー プのゲインが１より大きい場合に発生する。完全にフィードバックを除去しよう とすると、音声と電気によるものを含む総ループゲインは１以下でなければなら ない。 ハンドフリー及びグループ通信のためのスピーカホーンは主に半二重配置であ る。このような配置は高速なスイッチ回路を用いて次記の両方間での相互切替を 達成する。（１）スピーカを介してオーディオ出力を放送する。（２）別に分離 されているマイクロホンで聴音する。このような切替がないと、スピーカからマ イクロホンへの音声フィードバックのパスがあるため、スピーカから煩い騒音が 発生される。スイッチ回路はスピーカとマイクロホンが同時に作動することを防 止することができるため、スピーカからのオーディオ出力はマイクロホンに対し て電気信号を誘導することがない。回路の切替を以って煩い騒音をキャンセルす ることができるが、色々な欠点がある。即ち、ユーザは同時に送話と聴音をする ことができない。スイッチ回路は双方が発行の信号の強さを比較して、その中の 強い信号のみ他方に送信する。 全二重通信は通話の両者が同時に発信と受信するための完全な閉鎖ループ回路 を必要とするため、その総ループゲインは１以下でなければならない。ループゲ インを１以下にする方法としては、デジタル信号プロセスを用いてフィードバッ クを検出し、そして、キャンセルする方法がある。該方法によるスピーカホンを デジタル全二重スピーカフォンと称することがある。この種の設備は別々のスピ ーカとマイクロホン、及びアナログ信号をデジタル信号に変換する回路からなる 。前記回路は送信パスと受信パスとの間の信号ゲインの差値を判別するための適 当なフィルタを有する。該差値はマイクロホンを介してループの送信部に達する 受信信号のオーディオ出力によって生成される。そのフィードバックを検出する 結果によって該設備はループの双方の何れかの電子制御減衰器を以ってループゲ インを１以下にする。 減衰器はフィードバックによる煩い騒音を減少する一方でユーザが聞こえない 程度までオーディオ出力のゲインを減少し、設備の潜在的機能を発揮させること もあるる。しかし、ときには、減衰器はユーザが通話相手の音さえ聞こえない程 受信信号のゲインを減少することもある。又、デジタル式回路配置のコストは半 二重式スピーカホン配置のそれより数倍高い。 米国特許ＵＳ４，００２，８６０号には一種の音声フィードバック問題を解決 する方法が提示されている。該特許に記載の通信設備は音声フィードバックとマ イクロホンを兼ねる切替器を用いるが、該特許に記載の回路設計は効率的に電気 フィードバックをキャンセルすることができない。該回路は送信信号と受信信号 を区切するためハイブリッド切替器を用いるが、該回路中区切を提供する電話回 路は実際に１５ｄＢの分離しか提供できない。区切量は主に回路が切替器と電話 ラインのインピーダンスを配合させる能力に左右される。回路は送信信号と受信 信号を分離する能力がない限り、多大なフィードバックの発生は必至である。 ＵＳ４，００２，８６０号特許の他の欠点としては、回路は切替器を通じて負 荷を印加したことである。切替器負荷は音声入力によって切替器中生成した送信 信号を干渉するため、回路の機能を低下させ、代表的なマイクロホンにおいてユ ーザの音による信号はただ１０ｍＶ位で、非常に小さい。切替器による如何なる 負荷も該信号のエネルギーを消耗するものである。このようなエネルギーの損失 を補償するため、送信信号処理回路は小さい音声信号を増幅しかねない。しかし 、如何なる受信信号フィードバックでも、それが発信回路の増幅器に帰還される と、前記のフィードバック問題は更に酷くなる。本発明の要点 本発明は、フィードバック問題の原因を尤も効率的に割り出すことができ、且 つ、従来技術より機能のよい全二重オーディオ通信回路及び関連する方法を提供 しようとする。解決しようとする課題 該オーディオ通信回路は切替器を用いる。該切替器は外部ソースから受信する 信号をオーディオ出力に変換するスピーカであり、電気送信信号を生成するマイ クロホンでもある。スピーカ兼マイクロホンとして使用するため、該切替器の出 力は送信と受信による複合信号を生成する。フィードバックが最小の送信信号を 生成するため、本通信回路はこのような複合信号を用い、且つ、送信信号より小 さい受信信号を用いる。例えば、本回路の一つの実施例としては、送信信号が受 信信号より３０ｄＢ大きい最終的な送信信号を生成することができる。 本回路は一種又は多種の同時に受信信号を圧縮、送信信号を増幅することがで きる回路を有する。典型的な回路としては、受信信号を減少すると共に「送信・ 受信」という複合信号中の送信信号を増幅することができる「エキスパンダー・ コンプレッサー」である。該エキスパンダー・コンプレッサーは対数的に受信信 号を増幅、送信信号を減少するログ・アンプを用いて作動する。 又、他の種の同時に受信信号を圧縮、送信信号を増幅する回路としては、微分 増幅器を用いて入力端子からの普通モード信号をキャンセルするものもある。特 に、該微分増幅器は外部音声ソース（オーディオ入力）による受信信号中の二つ の信号をキャンセルして、送信信号成分と、本質的にキャンセルされた受信信号 成分を有する出力信号を生成する。微分増幅器を利用する際、対応し合う各切替 器の端子を極性が反対するように該微分増幅器の入力端に接続する。このような 配置において微分増幅器の各入力の受信信号は位相内にあるが、送信信号は位相 外にある。微分増幅器はその入力端の信号をキャンセルするため、受信信号が本 質的にキャンセルされたとき、送信信号の出力は約２倍増幅される。送信信号に 応じて受信信号を減少するため前記２種の回路はそれぞれ単独に利用することが できれば、種種の配置方式で組合せて使用することもできる。総じて、本通信回 路による最終の送信信号はその送信成分は実際に増幅され、受信信号成分は無と 見なしてもよい。 「送信・受信」複合信号を使用し、且つ、受信信号をキャンセルするという機 能は通信回路においてのフィードバックを効率的に減少させることができる。例 えば、一つの実施例としては、切替器は約３ｍＶの送信信号を発生すると共に約 ３００ｍＶの受信信号をオーディオ出力に変換することができる。本例では、圧 縮回路と増幅回路を一体に組合せて、微分配置中「送信・受信」の複合信号を用 いることで、約３００ｍＶの送信信号と３０ｄＢレベル若しくは送信信号レベル より低い受信信号を生成する。 本通信回路の他のメリットとしては、作動中、切替器について負荷又は分流す ることなく実行できる。一つの実施例としては、切替器に増幅器を接続する。こ れによって、切替器が負荷されていない上、リモートソースからのの受信信号を 該切替器に送信することができるばかりか、受信信号を分流することも避けられ る。切替器への負荷を避けるための増幅配置は色々な種類が挙げられる。例えば 、配置中、増幅器は演算増幅器を用いて、受信信号は非逆相入力に印可するが、 切替器は逆相入力に接続する。この種の演算増幅器特性のため、増幅器は切替器 についての積載又は受信信号の損失をすることないまま、受信信号のエネルギー を切替器に伝送する。 本発明の回路は双方向信号パスをサポートする。一つのポートで同時に信号を 送受信することができるばかりか、その他のポートにおいて送信と受信との分離 を維持することもできる。電話の専門語で言えば、一つのポートは一組の電線と 対応する。従って、本発明は二線配置と四線配置との間のインタフェースを提供 することができる。この特徴のため、本回路は全二重通信を支援すると共に、フ ィードバック問題を解決するためループゲインを１以下にすることを維持する。 このため、本回路は二方向Ｔ型ハイブリッドとバランス・インピーダンス配置を 有する若干な増幅器配置を用いる。 本発明は色々なニーズに応じるものであり、特に電話装置中の応用は一番重要 である。電話装置においては、本発明は切替器インターフェースとして使えるば かりか、電話ライン接続回路としても使える。切替器インターフェースとしては 、本発明は切替器に対して二方向信号インターフェースを提供するものである。 該切替器はスピーカとイヤホンやマイクロホンとの機能を共に有する。電話ライ ン接続回路としては、本発明は、信号を電話ラインに送信すると共に該電話ライ ンから信号を受信することもできる二方向信号インターフェースを提供するもの である。該切替器インターフェース回路は、受信信号を切替器に印加してオーデ ィオ出力を生成させると同時に、オーディオ入力を以って切替器に対して送信信 号を生成する。一方、電話ライン接続回路は送信信号を切替器に印加して送信信 号を電話ラインに送信させると同時に、電話ラインから受信信号を生成する。こ の二種の応用中、回路は一つのポートで二方向パス（同時に信号を送受信）を提 供すると共に 、その他の場所において送信と受信信号との分離を維持すること もできる。 二方向Ｔ型ハイブリッド回路配置は本発明の一種の配置方式である 。二方向Ｔ型ハイブリッド回路中二つの演算増幅器があり、その一つの演算増幅 器の逆相端子は他の演算増幅器の非逆相入力端に接続される。二つの演算増幅器 のノードは出入力信号を含むＴ型接続を用いる。一つの演算増幅器は非逆相入力 端で一番目の入力信号を受信するように配置されている。電流ミラー効果によっ て該一番目の入力信号は逆相入力にも現れて、且つ、Ｔ型接続でのOutgoing信号 を表示する。Ｔ接続で入る二番目の入力信号はIncoming信号を表示する。 前記ハイブリッドはOutgoing信号を減少し、Incoming信号を増加する機能を有 する微分増幅器を用いる。第１と第２の演算増幅器は共に、Outogoing信号に対 応する共通なモード信号分量を生成するが、該信号は共通なモードなので微分増 幅器によってキャンセルすることができる。一方、Incoming信号に対応する信号 分量は共通なモードで該両演算増幅器の出力端に入るのは不可能であるため、微 分増幅器にキャンセルされることがない。実際、該着信信号は演算増幅器に応用 されるため、該両増幅器においてのIncoming信号に対応する信号は位相上１８０ ゜の差がある。微分増幅器は位相上１８０゜の差のある該両分量を加算するため 、Incoming信号は微分増幅器によって増幅されるようになる。総じて、該二方向 Ｔ型ハイブリッドはＴ接続での二方向信号をサポートすると共に、OutgoingとIn coming信号に対応する信号同士の間の絶縁を提供する。 本発明の他の配置形式はバランス・インピーダンス配置である。実施例として は、一対の演算増幅器の非逆相入力端を接続する。該両演算増幅器は電圧フィド ー電流フィードバックの方式で配列されている。Incoming信号を表示する第一入 力信号は該両演算増幅器を接続する共通のノードで進入する。該信号は共通のモ ードで演算増幅器の出力端より出るので、微分増幅器にキャンセルされる。電流 フィードバック配置のため、Incoming信号は実際負荷のないまま、オペレティン グ増幅器（二つのオペレティング増幅器又はその両者中の何れか）のフィードバ ックパスに接続されている二方向設備へ送信される。第２の入力信号は前記二方 向演算増幅器の出力より回路に進入して、且つ、該両演算増幅器の出力端にて共 通のモードを持ってないため、該第２の入力に対応する出力信号は微分器にキャ ンセルされることがない。電話ライン接続においては、該二方向設備は回路を電 話ラインにリンクする変圧器であり得る。この種の実施例では、変圧器は電話線 からの入る曲受信信号を回路に伝送し、回路は該変圧器を通じてOutgoing送信信 号を電話ラインに伝送する。切替器のインターフェースにおいては、前記二方向 設備はイヤホン又はスピーカ、即ち、オーディオ出力設備とオーディオ入力設備 の機能を兼備する切替器であり得る。該実施例では、該切替器はオーディオ入力 からIncoming送信信号を生成し、回路はOutgoin授信信号を切替器に伝送する。 そして、該信号は切替器によってオーディオ出力に変換される。本発明の他の使 用例としては、電話ライン接続回路中の電話ラインインターフェースがある。該 電話ラインインターフェースは電話ラインからの電流の流入を調整する模擬イン ダクターを含む。又、該インターフェースは絶縁回路をも含むことが出来る。電 話ライン中の電流はいき値以下又はゼロになると、該模擬インダクターは電話ラ インに対し送信信号パスをオープンする。電話設備中のフィードバック又は騒音 を防ぐため送信と受信信号のフィードバックパスのループゲインは１以下でなけ ればならない。前記絶縁回路はこれを保証する、即ち、電話機のフック・スイッ チがオープンすると、送信信号パスがオープンされる。 前記の各種の回路は色々なメリットがある。これらの回路は切替器インターフ ェースとして使用する場合、信号切替器を用いて全二重式通信をサポートする。 これらの回路は、切替器についてほぼ負荷しないまま、オーディオ出力を生成さ せるため、切替器として使用する場合最高の効果を奏する。切替器に負荷するこ とないので、該切替器はオーディオ入力から送信信号を生成するマイクロホンの 機能を有する。又、本発明回路は、送信信号パスからの受信信号分量を略キャン セルする方法を以ってフィードバック問題を解決した。これらの回路は電話ライ ン接続に用いられるとき、全二重信号接続を提供できるためインターフェースと して有用である。その全二重信号接続は、電話機にて送信信号と受信信号とを複 合すると共に、送信信号と受信信号との間に通常の電話ハイブリッド回路又は抵 抗性・容量性キャンセル回路の分離量より大きい分離量を維持することもできる 。 又、本発明は、以下の詳細な説明及び図面からわかるように、前記の以外でも 色々な優れた特性を有する。詳細な説明 以下、全二重式通信回路に関する数種の実施態様を詳細に説明する。電話の専 門語によると、これらの全二重式通信回路は同期のＴｘとＲｘ信号について二方 向「２線」信号パスを提供すると共に、又、ＴｘとＲｘ信号について二つの分離 された一方向信号パス（２線はＴｘ信号に、２線はＲｘ信号に使用され、全部で ４線）を提供することもできる。このタイプの回路は２線対４線又は「ハイブリ ッド」と呼ばれたこともある。通常電話ラインの場合、電話ラインは２線二方向 信号パスを提供する。 下記の全二重通信回路は全て切替器インターフェースと電話ラインインターフ ェースとして使用されるものである。切替器インターフェースの場合、該回路は 切替器のポートにて二方向信号パスを、ぞれぞれＲｘ信号とＴｘポートにてInco mingＲｘ信号とOutgoingＴｘ局信号に対しての二つの別々の一方向信号パスを提 供した。電話ラインインターフェースの場合、該回路は電話ラインにて二方向信 号パスを提供すると共に、電話ラインからのIncomingＲｘ信号と電話設備からの OutgoinＴ局信号に対しての二つの別々の一方向信号パスをも提供した。 特に強調しようとするのは、前記回路は色々な通信アプリケーションに用いら れる。該回路はワイヤレス電話設備及び専門な通信設備（例えば、構内通話設備 ）にも利用される。ある場合、該回路は切替器インターフェースとして使用され るが、電話ラインインターフェースとしては利用されない。例えば、ワイヤレス 通信設備において、Ｔｘ信号パスとＲｘ信号パスとは互いにいつも分離されてい るので、通信設備からの信号を送受信するため４線対２線のハイブリッドを使用 する必要がない。切替器インターフェース 図１は全二重オーディオ通信回路の実施態様を示す総ブロック図である。該回 路はシングルの切替器２０とこの切替器に接続する増幅器２２及び該増幅器と接 続する圧縮・増幅回路２４とからなる。増幅器２２はオーディオ入力を表示する 電気入力信号（受信信号Ｒｘ）を受信して切替器２０へ伝送する。切替器２０は 該受信信号をオーディオ出力に変換する。又、切替器２０はユーザの声等オーデ ィオ入力を電気送信信号（送信信号Ｔｘ）に変換する。従って、切替器２０には オーディオ入力を電気送信信号に変換するためのマイクロホンの機能が有れば、 外部ソースからの電気信号をオーディオ出力に変換するためのスピーカの機能も ある。特に、スピーカとマイクロホンとの機能はただシングルの切替器により実 現されるものであるため、音声フィードバックのパスがない。従って、電子制御 の減衰器を用いて音声フィードバックの影響を減少する必要がなくなる。 切替器２０は同時にＲｘ信号を受信、Ｔｘ信号を生成するため、切替器２０の 出力端では送信・受信の複合信号（Ｔｘ＋Ｒｘ）がある。増幅器２２は該複合信 号を圧縮・増幅回路２４に伝送する。 圧縮・増幅回路２４は該複合信号を得てから、Ｒｘ信号を圧縮、Ｔｘ信号を増 幅する。該圧縮・増幅回路２４は対数式な回路を用いるのは望ましい。この種の 回路は対数関数でＴｘ信号を増幅、Ｒｘ信号を圧縮する。代表的ケースでは、切 替器２０にてのＲｘ信号（約３００ｍＶ）と比較すれば、切替器２０が生成した Ｔｘ信号は非常に小さい（例えば、約３ｍＶ）。圧縮・増幅回路の機能は、ある 電圧範囲内信号を圧縮するが、他の電圧範囲内信号を増幅するものである。その 目的としてはＴｘ信号を送信すると共に、フィードバックの発生がないようにＲ ｘ信号をほぼキャンセルする。これを達成するため、圧縮・増幅回路はあるいき 値電圧レベルを超えるように圧縮をし、一方、あるいき値レベルを超えないよう に増幅をする。圧縮・増幅回路は同時に異なる信号を圧縮したり、増幅したりす ることによって、実際にＴｘ信号を増幅し、Ｒｘ信号を減少することができる。 従って、送信と受信信号との差を減少することができる。ここで示す通信回路 は「全二重式」回路である。該回路は同時にオーディオ信号を送受信することが できるからである。例えば、電話機の受話器又は構内通信設備として使用すると き、電話ラインの末端にいる双方は同時に話したり、相手の声を聴音したりする ことができる。 本実施例の非常に優れた所は増幅器２２が切替器２０についての負荷（ローデ ィング）を避けることである。増幅器２２は受信と送信信号の損失を最小にする と共に、切替器２０を駆動する。最高のパフォーマンスを得るため、受信信号の 切替器に印可する負荷を最小にしなければならない。切替器についての如何なる 負荷でも送信信号の一部分が損失される。通常、送信信号は受信信号より非常に 小さいから、送信信号の一部分の損失はパフォーマンスを低下しかねない。又、 送信信号を生成するとき切替器中の受信信号は損失されてはならない。送信信号 と受信信号との干渉を防ぐため、切替器と受信信号ソースとの間にインピーダン ス（分流器）を設けるという方法が上げられるが、このような分流は一部分受信 信号の損失が生じるため、切替器に対し分流をするのは好ましくない。本実施例 では、切替器に対し負荷を加担及び分流をすることを防止するため、増幅器２２ は切替器２０に接続される。このため、該増幅器２２はほぼ無視される損失でＴ ｘ信号を送信すると共に、ほぼ無視される損失でＲｘ信号を切替器２０に印加す る。 図２はオーディオ通信回路の他の実施態様を示すブロック図である。該回路は 左記の条件を満たす：ＴｘとＲｘ信号レベルの差値は小さい（或いは、両者は略 同じレベル）。該回路は釣合う二つの入力ステージを含み、該両入力ステージは それぞれ一つの切替器（切替器４０、４２）と一つの増幅器（増幅器４４、４６ ）を有する。 該入力ステージの何れかは図１についての前記説明のように動作するものであ る。注意すべきは切替器４０、４２は互いに異なる極性で接続し合うことである 。これによって、二つの入力ステージの送信信号は位相上の差が１８０゜の差と なる。二つの入力ステージのインピーダンスはバランスが取れるから、両方の受 信信号は大きさと位相が略等しいが、送信信号は大きさが同じで、位相上１８０ ゜の差がある。 又、該回路は微分増幅器４８を有する。該微分増幅器４８は複合の送受信信号 を入力とし、送信信号を増幅すると共に受信信号をキャンセルする。通常、微分 増幅器の出力は二つの入力信号に比例する。二つの受信信号は位相が略同じであ るため、二つの受信信号は互いに相殺する。但し、該両受信信号はどの程度で相 殺するかというのは、二つの入力ステージが釣合っている場合でも状態に左右さ れる。理諭上、二つの入力ステージのインピーダンスは完全に釣合うが、実際、 各設備においてのバリエーションのため、完全なバランスを取り難い。従って、 二つの入力ステージが釣合っている場合でも、受信信号は微分増幅器４８の出力 端にてほぼキャンセルされるが、完全にはキャンセルされていない。又、他の注 意すべき点としては、受信信号ソースのインピーダンスはよく変化するため、各 入力ステージのインピーダンスにて位相の差が生じる恐れがある。 しかし、微分増幅器を用いて受信信号をキャンセルするため、必ずしも全ての 入力ステージでは切替器が用いられない。諸切替器の一つは釣合(matching)イン ピーダンスで取り替えてもよい。ここでいう釣合(matching)インピーダンスは切 替器と同様なインピーダンス機能を有するインダクター又はＲＬＣ回路等である 。切替器の代わりに釣合(matching)インピーダンス設備を用いる場合、切替器の ない入力ステージでは送信信号が生成されないが、受信信号ソースと接続するた め、他の微分配置されているサイドと類似な機能を有する。微分増幅器４８はほ ぼ諸サイドの受信信号をキャンセルし、且つ、切替器を有する側の送信信号を増 幅した。 必ずしも全ての入力ステージでは切替器が用いられないが、全ての入力ステー ジでは同じタイプの切替器を用いるのはメリットがある。その一つは、ユーザに 真実感と現場感を与える。例えば、二つの釣合の切替器をそれぞれ左右耳に対応 するイヤホンとするとき、ユーザは二つのイヤホンを通じて左右耳共にオーディ オ出力が聞こえる。切替器をデスクトップスピーカホン等のスピーカとして使用 する場合、多数のスピーカを用いることでオーディオ出力が増強される。微分増 幅器は逆方向極性で諸入力信号を増強させるので、回路からの送信信号は大きく なる。又、諸サイドでは同じタイプの切替器を用いる場合、インピーダンスと位 相の釣合は容易に達成される。 総じて、本回路配置は図１に示す回路に類似する効果を有する。即ち、受信信 号を減少すると共に送信信号を増幅することができる。但し、Ｔｘ信号とＲｘ信 号との間の分離が本質的である場合、効果的にＴｘ−Ｒｘ複合信号中のＲｘ信号 をキャンセルするため、圧縮・増幅回路と微分増幅器との釣合の方式を使用する 必要がある。オーディオ入力によって切替器中に生成するＴｘ信号は電話ライン からのＲｘ信号より非常に小さい。圧縮・増幅回路はＴｘ信号とＲｘ信号との分 離を減少させ、その結果微分増幅器がより有効にＴｘ−Ｒｘ複合信号の中でＲｘ 信号を効果的にキャンセルさせる。 図３のブロック図は他のオーディオ通信回路の実施態様を示した。本回路は図 １と図２に示す二種の回路の特性を総括したものである。即ち、本回路は、同時 に受信信号を圧縮、送信信号を増幅するため、微分増幅器を用いるばかりか、圧 縮・増幅回路も用いる。本回路の微分配置は二つの釣合インピーダンス付きの入 力ステージを有する。二つの入力ステージはそれぞれ切替器６０、６２と増幅器 ６４、６６を有する。これら部品の動作は図２に示す入力ステージと同様である ので、説明を省略する。微分配置の各サイドは同時に受信信号を圧縮、送信信号 を増幅するための圧縮・増幅回路６８、７０を有する。微分増幅器７２はそれぞ れのサイドからの送信・受信複合信号（Ｔｘ＋Ｒｘ）を受信し、反対サイドの受 信信号をキャンセルし、送信信号を増強する。 図３に示す回路は、微分配置と圧縮・増幅回路とを総括して、効果的に受信信 号をキャンセルし、送信信号を増幅することができるため、図１と図２に示す回 路より機能する。図２に示す回路と同じように、本回路は各サイドには切替器を 設けるのは好ましい。又、一方のサイドにおいて適当なインピーダンス設備と取 り替えてもよい。この場合、インピーダンスのあるサイドには受信信号がないた め、圧縮・増幅器の代わりに圧縮器を使用する。図１、２、３に示す回路は共に 、ＴｘとＲｘ信号分量による複合信号を受信、Ｔｘ信号分量を増幅すると共にＲ ｘ信号分量を圧縮することができる、切替器に接続するオーディオプロセス回路 を有する。オーディオプロセス回路にとっては、Ｒｘをほぼキャンセルすると共 にＲｘ信号より大きいＴｘ信号を生成する能力は、切替器中のＴｘとＲｘ信号の レベル、及び、該オーディオ回路の具体的な配置に次第である。図１中、オーデ ィオプロセス回路は圧縮・増幅器２４を有する。Ｔｘ信号はＲｘ信号より非常に 小さい場合、ＴｘとＲｘ信号の差を減少するのに該圧縮・増幅器２４は非常に有 効である。しかし、通常の場合、切替器からのＴｘ信号は非常に小さいので、該 圧縮・増幅器だけでＴｘ信号をＲｘ信号より大きくしてＲｘ信号をキャンセルす ることができない。 図２において、オーディオ回路は微分増幅器４８を有する。微分増幅器の二つ の入力サイドの釣合は良好で、Ｔｘ信号とＲｘ信号との間の区切量は非常に小さ い場合、微分増幅器は有効にＴｘ信号に対応するＲｘ信号をキャンセルすること ができる。但し、Ｔｘ信号とＲｘ信号のレベルは十分に一致ではない場合、微分 増幅器だけで優れた効果を奏しない。 最後に、図３において、オーディオプロセス回路は圧縮・増幅器６８、７０と 微分増幅器７２を総括した回路である。先ず、圧縮・増幅器はＴｘとＲｘ信号の 差を減少し、そして、微分増幅器は共通モードのＲｘ信号をほぼキャンセルする ため、図３に示すオーディオプロセス回路は有効にＴｘ信号に対応するＲｘ信号 をキャンセルすることができる。図１−３に示す諸オーディオプロセス回路の詳 細な内容は下記の通りである。 図４は全二重オーディオ通信回路の詳細な構造を示す図である。図３に示す回 路と同じように、本回路は、同時に送信信号を増幅、外部音声ソースからの受信 信号を減少するため、微分増幅器を用いるばかりか、圧縮・増幅回路も用いる。 微分配置の全てのサイドには切替器１００、１０２、増幅器１０４、１０６、及 び圧縮・増幅器１０８、１１０が設けられている。微分配置両サイドに設けられ ている圧縮・増幅器の出力端１１２、１１４は微分増幅器回路１１６に接続され る。微分増幅器回路１１６の出力は出力ステージ１１８に接続される。出力ステ ージ１１８は送信信号を増幅し、受信信号を圧縮すると共に、出力電圧レベルを 正常なレベルに調整する。出力ステージ１１８は最終の送信信号１２０と、該送 信信号より少なくとも３０ｄＢも低い、ほぼ無視できる受信信号とを生成するこ とができる。同時に受信信号を圧縮、送信信号を増幅することによって、本回路 はフィードバックが非常に小さい全二重の機能を達成することができる。 入力受信信号１２２はパス・バンド・イコライザ１２４にて回路に進入する。 この特別な配置中、該パス・バンド・イコライザ１２４は通常の二極パス・バン ド・イコライザを用いる。該パス・バンド・イコライザの機能は切替器１００、 １０２のオーディオ出力を均等させる。高い周波数の場合、受信信号の周波数応 答は特に弱くなる。受信信号の周波数を均等化するため、該パス・バンド・イコ ライザは周波数応答をオフセット及びバランスするリークション回路を設ける。 パス・バンド・イコライザ１２４の出力１２６は微分配置両サイドの増幅器１ ０４、１０６に提供される。図４は、受信信号を増幅器により切替器に印加され るとき、切替器に負荷又は分流をさせることがないという方法を示した。本例で は、増幅器１０４は抵抗Ｒ１３０の演算増幅器１２８を用いて、該抵抗Ｒ１ １ ３０は逆相入力１３２と演算増幅器１３４の出力との間に接続される。演算増幅 器回路の種類は非常に多いので、前記回路においては、例えば、ＬＭ３２４又は ＴＬ０８４等演算増幅器の一種を用いてもよい。他の実施例設備の演算増幅器に おいても当然である。受信信号はパス・バンド・イコライザを通して演算増幅器 の非逆相入力１３６に進入する。増幅器の逆相入力１３２は切替器１００に接続 、切替器の他端はアースに接続する。 演算増幅器１２８の電流ミラー偏移は電流ソースのように機能するので、演算 増幅器１２８は非逆相入力端でＲｘ信号を受信してから逆相入力１３２を介して Ｒｘ信号を切替器１００へ伝送する。逆相入力１３２は仮アースしているから、 大地に対する電圧は約ゼロに等しい。該仮アースは電流を減少することがなく、 Ｒｘ信号からの入力電流は全てＲ１ １３０を流れる。従って、増幅器１０４の 電圧ゲインは−Ｒ１／Ｚ１に等する。負符号は入力と演算増幅器の出力との位相 は真反対であることを意味する。又、逆相入力は仮アースであるので、増幅器の 入力インピーダンスはＺ１、即ち、切替器１００のインピーダンスに等しい。切 替器１００において負荷又は分流をしないまま駆動するというユニークな方法を 用いることで、増幅器は、切替器からのオーディオ入力による電気信号（約３０ ０ｍＶ）を、信号の損失が無視できる程度で、演算増幅器の出力１３４に送出す る。 微分配置の両サイドの増幅器１０６と１０４は同様な設計を有する。しかし、 切替器１０２は、微分配置他のサイドの切替器１００にとっては逆の極性で、増 幅器１０６に接続する。これによって、微分増幅器回路は１１６は微分配置の両 サイドからの送信信号を約２倍に増幅することができる。ポイントとしては、前 記のように、切替器１０２の代わり、インダクタのようなデバイスを用いてもよ い。該デバイスは微分配置の他のサイドの切替器１００のインピーダンスにマッ チングしなければならない。切替器１０２の代わりにマッチングのインピーダン スを用いるとき、回路の該サイドでは受信信号しかない。従って、圧縮・増幅器 中の増幅器部分を必要とはしない。 図４においては、その回路は特にイヤホンを有する携帯型通信設備に適するも のであるので、切替器１００、１０２はイヤホンとして説明された。デスクトッ プ・スピーカホンのような用途のため、ここで示すオーディオ通信回路は、イヤ ホンの代わりスピーカを用いてもよい。該回路はイヤホンを有する携帯型設備に 使用されるか、又はデスクトップ・スピーカホン設備に使用されるかということ と関連なく、要するに、その切替器は、オーディオ入力に応じて大きいＴｘ信号 を生成するように、大きいインピーダンスを有するすべきである。１００Ωと６ ００Ωのインピーダンス及びその他の大きいインピーダンス切替器を有するスピ ーカはＫｏｂｉｔｏｎｅ Ａｕｄｉｏ社及び他のメーカが提供できる。Ｋｏｂｉ ｔｏｎｅ Ａｕｄｉｏ社は大きいインピーダンスのイヤホーンも生産している。 強調しようとするのは、本発明を応用する際、切替器のタイプは特に限定される ものではなく、イヤホン、スピーカ等を含む色々な切替器が用いられる。このこ とは、図４の実施例だけでなく、本明細書他の部分で説明の実施例についても同 然なのである。 スピーカホンの用途においては、スピーカの方向と極性は主な設計内容である 。図４の回路に基づくスピーカホンの用途の場合、各スピーカの極性は反対し合 うので、それぞれのスピーカのオーディオ出力は大体相殺する。このような相殺 を避けるための方法としては、スピーカ同士をバック対バック（反対し合う方向 ／１８０゜角度）で配列する。この方法はユーザーが両スピーカーの正面に居る という非常に多い場面では適切な解決法であるが、逆にユーザーが両スピーカー の方向に垂直し、且つ、両スピーカー間の中心を通す平面上に居るケースでは“ ゼロ”または“デッドゾーン”を作りやすい傾向にある。他の方法としては、第 ２のスピーカ１０２をその極性が第１のスピーカの極性と一致するように図４に 示すポイントＡとアースとの間に接続する、という方法が挙げられる。二つのス ピーカは極性が一致するので、両スピーカの出力は相殺することが避けられる。 しかし、切替器は増幅器１０６内演算増幅器の出力のポイントＡに接続されるた め、演算増幅器出力インピーダンスによる負荷を印加されるようになる。このよ うな負荷の印加は切替器が微分増幅器のサイド（ポイントＡ）でＴｘ信号を生成 することをほぼ防止する。但し、二つの切替器は依然として受信信号をオーディ オ送信信号に変換することができるから、音声出力が増強される。これこそ本配 置のメリットである。スピーカの方向、極性についての上記の説明は下記の内容 にも用いられる。但し、イヤホン使用の場合、これは有用ではない。イヤホンイ ヤホン同士からのオーディオ出力は互いに分離されるからである。 増幅器１０４、１０６の出力信号はそれぞれ微分配置の両サイドの圧縮・増幅 器１０８、１１０に伝送される。本実施例中、圧縮・増幅器は通常のコンパンダ ＩＣを用いる。コンパンダ回路を提供するメーカは大勢いる。例えばＴｏｋｏＳ ｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ（コンパンダＩＣ ＴＫ１０６５ＩＭ）、Ｓａｎｙｏ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ（コンパンダ ＬＡ ８６３２Ｍ）及びＭｏｔｏｒｏｌａ， Ｉｎｃ（コンパンダＭＣ３３１１０）等。何れかの圧縮・増幅器の配置は大きい 受信信号を圧縮すると共に、小さい送信信号を増幅するものである。受信信号は 増幅器１０４、１０６によって増幅されると、切替器のオーディオ出力からの送 信信号より１５−３０倍大きくなる。従って、圧縮・増幅器１０８、１１０出力 端の受信信号と送信信号との比例は約２０：１に達する。これに対して、本実施 例のコンパンダを用いて、その受信信号と送信信号との比例は６：１に減少され る。該コンパンダは対数関数で受信信号を圧縮、送信信号を増幅するものである 。 微分増幅器回路１１６は圧縮・増幅器（ポイント１１２、１１４にある）の出 力を受信して、出力信号を生成する。ここでの送信信号は受信信号より大きい。 本実施例の微分増幅器回路１１６は微分増幅器１５０と抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５及 びＲ６（１５２−１５８）からなるものである。抵抗Ｒ３とＲ５は圧縮・増幅器 の各々の出力と微分増幅器１５０の二つの入力との間に接続される。抵抗Ｒ４は 微分増幅器の一つの入力と出力との間に、抵抗Ｒ６は他の入力とアースとの間に 接続される。 大きい受信信号は共通なモードで微分増幅器回路へ伝送され、これらの信号は 出力端にて正味キャンセルされ、入力端でのオリジナル・レベルより３０−４０ ｄＢ低くなる。小さい送信信号は、互いに極性が反対し合うので、先ず圧縮・増 幅器により２倍に増幅され、そして、微分増幅器により更に２倍に増幅される。 微分増幅器の出力は送信・受信複合信号を生成する。該複合信号中の送信信号部 分は望ましくない受信信号より２０−３０ｄＢ大きくなる。 微分増幅器回路１１６の出力信号は出力ステージ１１８中の水平遷移回路へ伝 送される。該水平遷移回路は抵抗Ｒ７とＲ８ １６０、１６２からなる。本実施 例では、該回路を用いるのは他の圧縮・増幅器１６４の出力端の信号レベルを調 整するためである。この特別な圧縮・増幅器１６４は更に送信信号を増幅、受信 信号を圧縮するものである。このところでの送信信号レベルは受信信号のそれよ り高いので、出力ステージ中圧縮・増幅器１６４を設ける。該圧縮・増幅器１６ ４は、ある基準いき値電圧レベルより高い信号を生成すると共に他の基準いき値 レベルより低い信号をも生成する。水平遷移回路は、圧縮・増幅器の入力が正常 なレベル状態で、スムーズに動作することを確保する。 該特別な実施例でも、圧縮・増幅器１６４は通常のコンパンダＩＣを用いる。 該コンパンダはＴｘ信号とＲｘ信号との間により大きい分離量を生成することが できる。回路のこの部分において、コンパンダはＴｘとＲｘとの差を増幅するが 、入力ステージ内にはコンパンダはＴｘとＲｘ信号の差を減少するようになる。 このように、同時に圧縮と増幅とを行うことによって、出力信号にはほぼ無視で きる微小な信号しかない、即ち、送信信号部分は受信信号部分より約３０−４０ ｄＢ大きくなる。従って、受信信号が送信信号へのフィードバックは本質的にキ ャンセルされる。 出力ステージ１１８には、自動レベル・コントロール回路１６８がある。該回 路は圧縮・増幅器１６４の出力を受けて、均等な出力レベルに調整する。電話通 信を例として、先ず、送信信号を約−５ｄＢのレベルにする必要がある。ここで 、自動水平コントロールは非常に有効である。 図４に示す全二重通信回路は色々なメリットがある。切替器に釣合う演算増幅 器の特別な配置によって、切替器に対しての如何なる負荷又は分流が避けられる 。このため、増幅器は、オーディオ入力からの小さい電気信号を損失が無視でき る程度でその出力へ伝送する。又、受信信号についての分流がないため、受信信 号と送信信号との干渉を防ぐことができ、そして、受信信号のパワーは、ユーザ が殆ど聞こえないほど減少される。本回路の他のメリットとしては、圧縮・増幅 器と微分配置を総括して使用するので、通信回路出力による受信信号がほぼキャ ンセルされる。コンパンダと微分増幅器は同時に送信信号を増幅、受信信号を圧 縮することによって、フィードバックは殆どキャンセルされる。 図４に示す全二重通信回路は特に「ヘッドセット用途」に適する。この場合、 切替器はイヤホンの機能を有すれば、マイクロホンの機能も有する。切替器をイ ヤホンとして利用される場合、イヤホンはユーザの耳に取り付けられるので、回 路は、低いパワーを用いてもオーディオ信号を生成できる。該回路はスピーカホ ンにも用いられる。この場合、切替器は、受信信号をオーディオ出力に変換した り、オーディオ入力を送信信号に変換したりするという二重な機能を有するスピ ーカとして、用いられる。しかしながら、本回路はスピーカホンに使用される場 合、ユーザはスピーカから離れても聞こえるということを確保するために、オー ディオ出力が相当なレベルを達するように大きいパワーを必要とする。又、オー ディオ入力は数フィート離れている音源によるものであっても、切替器は相当な レベルの送信信号を生成しなければならない。 高いパワーの用途でも図４に示す通信回路を有効に実施する方法としては付加 切替器を使用する。これらの切替器による複合オーディオ出力により聞こえやす くなる。音声エネルギーは同じ電気ゲインを持つ複数な切替器に伝達され、そし て、より大きいエネルギーの領域を通じて、各切替器中生成する送信信号を複合 し、より大きい複合送信信号を生成することができる。注目すべきは、該方法は 多数の切替器を用いる場合、Ｔｘ信号は増幅されるが、ループゲインが高くなっ ていないことである。 図５に示す原理図は大きいパワーのニ−ズに応じて多数の切替器を組み合わせ てなるものを示した。その回路には、出力ステージは図４のステージに似ている が、但し、微分配置の各サイドには付加切替器が接続された。外部ソースからの 受信信号は、信号の周波数応答を均等にするためのパス・バンド・を介して、回 路に進入する。そして、受信信号は増幅器２１０、２１２、２１４、２１６に伝 送される。これらの増幅器は図４に示す増幅器と同様な配置を有する。 切替器２０２、２０４、２０６、２０８はそれぞれ釣合う増幅器２１０、２１ ２、２１４、２１６に接続され、その接続方法は図４に示すような切替器が出力 ステージ中の増幅器に接続されるという方法と同様である。微分配置の各サイド は、増幅器出力端の抵抗（例えば、抵抗Ｒ９，Ｒ１２；２１８，２２０）を介し て、増幅器（例えば、２１０、２１２）の出力と接続する。増幅器による複合出 力は加算増幅器２２２の逆相入力へ伝送される。該加算増幅器は一つの演算増幅 器と二つの抵抗からなり、その内、一つの抵抗Ｒ１１は逆相入力と出力との間に 接続され、その他の抵抗Ｒ１２は非逆相入力とアースとの間に接続される。演算 増幅器の逆相入力に仮アースがあるので、あるとき、加算増幅器は多数の入力を 組合せすることができる。本実施例では、加算増幅器による出力はこれら多数の 入力の和に等しい、その増幅量は加算増幅器のゲインに等しい。微分配置の他の サイドでも同様な方式を用いる。微分配置の他のサイドで設けられる増幅器２１ ４、２１６の出力は、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４を介して加算増幅器２２８の逆相入力 に接続される。抵抗Ｒ１５、Ｒ１６の接続方法は微分配置の他のサイドの抵抗Ｒ １１、Ｒ１２のそれと同様である。 前端のステージは微分増幅器との接続に用いられる。回路の他の部分及びその 機能は図４と同様である。図面を簡単にするため、加算増幅器２２２、２２８の 入力はそれぞれ図４のポイントＡ、Ｂに対応するアルファベットＡ、Ｂで示出さ れる。図５に示す前端のステージは図４中のＡ、Ｂで示出したポイントの左側に 位置する前端ステージと取り替えてもよい。 スピーカホンの用途にとって、図５のように多数の切替器を用いるのは非常に 有利である。これは、諸切替器の出力を総括して容易に聴音される複合オーディ オ出力を生成できるためである。切替器を増える場合、図５を参照して適宜に一 対の増幅器と切替器とを追加して回路に組み合わせる。多数の切替器を用いるこ とで、より強い音声パワーを生成し、より高い音声敏感度を達成することができ る。又、パワーの低い演算増幅器（ミリワット）は、切替器による受信信号と送 信信号を有効に処理することができる。 図６は全二重オーディオ通信回路の他の実施例を示す原理図である。以下の機 能を達成するため、その回路の全端は、トランジスターを用いる。（１）遠隔音 源からの受信信号を有する切替器を駆動する。（２）オーディオ入力によって切 替器で生成する送信信号を増幅する。該受信信号は、信号周波数応答のバランス を調整するパス・バンド２５０を介して回路に進入する。該パス・バンド２５０ の出力はコンデンサＣ１ ２５２を通る。抵抗Ｒ１（２５８）とＲ２（２５４） によりトランジスター２５６へ必要なバイアス電圧を提供する電圧分配器が形成 される。コンデンサによってパス・バンド２５０の出力は二極接合トランジスタ ー２５６のエミッタ配置の入力モードに接続される。 本実施例中、トランジスター増幅器はＮＰＮトランジスター２５６と四つの抵 抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４（２５８、２５４、２６０、２６２）を有する。該ト ランジスター増幅器は供給電圧Ｖｃｃとアースとの間に接続される。抵抗Ｒ１は 供給電圧とトランジスターのベースとの間に、抵抗Ｒ２はトランジスターのベー スとアースとの間に接続される。エミッタは抵抗Ｒ４を介して切替器２６４の出 力に接続される。コレクター・サイドにおいて、コレクターは抵抗Ｒ３を介して 釣合うインピーダンス設備又は切替器２６６に接続される。コレクター側の切替 器又は釣合うインピーダンス設備は供給電圧と抵抗Ｒ３（２６０）との間に接続 される。 トランジスターのコレクターとエミッタとの間のインピーダンスはバランスが 取れるから、コレクターとエミッタにて二つの釣合の出力が形成され、両出力は それぞれ、位相の相違する受信信号を生成する。エミッタの入力に印加される信 号にとっては、トランジスターはインバータのように作動するので、各出力での 受信信号の位相が相違する。諸入力の何れかが変化したら、これによって得られ る信号は全て位相受信信号に含まれるようになる。そして、これらの信号は微分 増幅器へ提供され、キャンセルされる。実際にコレクター側の釣合のインピーダ ンスはエミッタ側の切替器２６４と全く同様な切替器、又は、切替器２６４の釣 合のインピーダンスを有する設備を用いてもよい。 図６に示す通信回路は増幅器として、共用エミッタと共用ベース配置で、トラ ンジスターを使用するものである。共用エミッタと共用コレクタを共に有する配 置にとって、電流ゲインはトランジスターの電流ベータ係数に等しい。これと類 似して、共用エミッタと共用ベースを有する配置にとっては、電圧ゲインはコレ クタのインピーダンスとエミッタとの商（Ｒｃ／Ｒ’ｅ）に等しい。二極トラン ジスターにおいて「共用」とは、トランジスターの端子は入力端子であれば、出 力端子でもある。即ち、入出力共用端子ということを意味する。従って、共用エ ミッタ配置については、エミッタ端子は入出力共用端子である。当然ながら、共 用ベース配置においては、ベース端子は入出力共用端子である。共用エミッタ配 置中、入力ノードはトランジスターのベースであり、出力ノードはコレクターで ある。共用ベース配置中、入力ノードはトランジスターのエミッタ、出力ノード はコレクターである。 図６に示すトランジスター増幅器は共用ベース配置を用いて受信信号を増幅す るものである。トランジスター２５６はベースに提供する受信信号の電流を増幅 する。その増幅量はトランジスターの電流ゲインに等しい。切替器２６４に印加 される電圧は、ベースとエミッタとの間のいき値電圧降下（約７Ｖ）及び抵抗Ｒ ４の電圧降下を無視して、大体受信信号の電圧に等しい。 切替器２６４はオーディオ出力を該切替器の出力での送信信号に変えるもので ある。共用ベース配置においては、該送信信号はトランジスター２５６の入力に 提供する。従って、該送信信号は共用エミッタ配置に適する電圧ゲインに等しい 電圧ゲインを取得する。 図６に示す増幅器配置はほんの僅かな負荷により、切替器を有効に駆動する方 法を提供した。切替器がオーディオ入力から生成する電気信号は非常に小さいの で、切替器は如何なる僅かな負荷でも印加されたら、送信信号を大きく減少させ られる。ここで、前記配置の大きなメリットは、切替器を駆動する際殆ど負荷を 印加する必要がない。又、この配置の他のメリットは、増幅器電圧ゲインのため 、送信信号は十分に増幅される。 図６において、トランジスター増幅器の両出力は微分増幅器の反対なサイドへ 供給される。微分増幅器配置の一つのサイドの出力はトランジスター２５６のコ レクターから得られて、インバータ２７０に提供するものである。該インバータ は送信と受信信号をインバートすると、（１）微分配置の両サイドの諸送信信号 は位相遷移する、（２）両サイドの諸受信信号は同じ位相にある。前記のように 、トランジスターはインバータのように作動するので、トランジスター２５６の コレクターでの受信信号はトランジスターのベースでの受信信号と位相が相違す る。従って、微分配置のどのサイドにおいても受信信号は大きさが同じ、且つ、 位相が一致するために、コレクタでの受信信号出力をインバートしなければなら ない。微分配置の他のサイドの出力は切替器２６４の出力によるものである。該 出力ノードにおいて、受信信号は、トランジスターに提供する受信信号と同じ位 相であるが、トランジスターのコレクターの出力について位相遷移している。切 替器２６４による送信信号はトランジスター出力での送信信号と同じ位相である 。 切替器出力での送受信複合信号は、インバータ２７０のゲインに等しいゲイン を有するリニア増幅器２７２に提供される。該リニア増幅器２７２は送受信複合 信号を増幅、且つ、その出力を微分配置の他のサイドへ提供する。 本実施例では、インバータ２７０は演算増幅器と抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６（２７ ０、２７８、２８０）を用いる。インバータのゲインはＲ５／Ｒ４に等しい。リ ニア増幅器２７２も類似な構成である。但し、その出力は演算増幅器２９０の非 逆相入力に提供される。リニア増幅器２７２は演算増幅器２９０と三つの抵抗Ｒ ７，Ｒ８，Ｒ９（２９２、２９４、２９６）を有し、そのゲインはＲ８／Ｒ７に 等しい。 インバータ２７０とリニア増幅器２７２両者の出力は共に微分増幅器に提供さ れる。微分増幅器は各サイドの送信信号を加算して、且つ、殆どの受信信号をキ ャンセルする。よい性能を達成するため、インバータとリニア増幅器の出力は、 同時に受信信号を圧縮、送信信号を増幅する同様な二つの圧縮・増幅回路に提供 する。具体的方法としては、インバータとリニア増幅器の出力をノードＡとＢに て図４に示す圧縮・増幅器１０８、１１０に提供する。本通信回路のその他の部 分は図４に示す回路と同様である。 図７の原理図は、大きいパワーの用途のため一つ以上の切替器を組み合わせて なるものを示した。この回路中、図６に示す配置と類似なものを用いて、諸切替 器はそれぞれ一つのトランジスター増幅器を配備される。本回路は、コレクター とエミッタでの釣合うインピーダンスを有するシングルのトランジスターではな く、微分配置の各サイドにおいてインプットステージの補完的ペア（一対）を用 いている（例えば、３０２と３０６とは補完的であり、３０４と３０８とは補完 的である）。各入力ステージは、それぞれ、一つのトランジスター増幅器と、該 増幅器のトランジスターのエミッタに接続される一つの切替器とからなる。該配 置の或るサイドの各ステージは、それぞれ、該配置の他のサイドにおいて補完的 入力ステージを有する。各入力ステージの出力の数を増えるため、加算増幅器３ １４、３１６を用いて、微分配置の各サイドにて付加の入力ステージを添加する ことができる。 本実施例では、入力ステージ（例えば、３０２）は、共通エミッタ配置中、受 信信号と、共通ベース配置中、切替器からの送信信号と関連する。入力ステージ の配置と操作は図６に示す入力ステージのトランジスター増幅器に類似する。微 分配置の他のサイドに補完的な先端ステージがあるので、エミッタで切替器のイ ンピーダンスのバランスを調整するための、コレクター内のマッチングなインピ ーダンスは、必要とはしない。 受信信号はコンデンサＣ１ ３２０から入力ステージに進入して、トランジス ターのベースの入力ノードに達する。第１の抵抗Ｒ１はＶｃｃとベースとの間に 接続され、第２の抵抗Ｒ２はベースとアースとの間に、第３の抵抗はＶｃｃとコ レクターとの間に接続される。トランジスターの出力はコレクターに提供され、 該コレクターはコンデンサＣ２と抵抗Ｒ４を介して加算増幅器の出力に接続され る。微分配置の他のサイドの出力ステージ３０６と３０８の以外、その他の全て の入力ステージのデザインは同様である。該出力ステージ３０６と３０８は反対 な極性で接続の切替器を有する。該図に示す回路は図５に示す回路のメリットを 有する。即ち、より優れた音声学感度とより大きなパワーの出力が得られる。又 、多数の切替器を用いることで、回路は多大な送信信号を生成することができる 。若干な入力ステージにおいて多数な切替器を組合せて使用する場合、増幅器と して低いパワーのトランジスターを用いてもよい。 図８に示す原理図は全二重オーディオ通信回路の他の種の実施例を示した。該 回路はカップルの普通のハイブリッド・トランス３５０、３５２を用いて、通信 回路の受信サイドをリモトソースからの入る局信号を搬送する受信ワイヤ３４０ に接続すると共に、回路の送信サイド３４６を出る局信号を搬送する送信ワイヤ ３４２に接続する。送信ワイヤと受信ワイヤは同時に送信信号と受信信号を搬送 する。カップルなハイブリッド３５０、３５２は一体に接続され、且つ、一緒に バランスインピーダンス３５４に接続されるため、通信回路の送信と受信部分（ ３４４、３４６）は互いに殆ど区切される。送信信号はハイブリッドに伝送され ると、それぞれのハイブリッド内、大きさが等しいが、符号が逆な信号が形成さ れる。その結果、送信信号はほぼ受信サイドと分離されている状態で送信ワイヤ ３４２に伝送される。これと同じように、受信ワイヤを介して進入する受信信号 はほぼ送信サイドと分離されている状態で回路の受信サイド３４４に伝送される 。 本回路の受信部分は受信信号を増幅し、且つ、それを微分配置中のカップルな 入力ステージに伝送する。回路の受信部分は増幅器３５６を有する。該増幅器は カップルのハイブリッドからの受信信号を増幅すると共にこれを各入力ステージ に提供する。本実施例では、増幅器３５６はリニア電圧増幅器として使用される 普通の演算増幅器であるが、その他の色々普通の増幅器回路を用いてもよい。 図８には特に示してないが、前記のように、ハイブリッド・トランスと増幅器 ３５６との間にエキスパンダー回路を加えてもよい。エキスパンダーはＲｘ信号 とＴｘ信号との間の分離量（ハイブリッド・トランスを通じてＴｘから漏れるも の）を増加することができる。あるとき、通信ラインの減衰のため入る局Ｒｘ信 号は非常に弱くなる。このとき、ハイブリッドがきかなくなって、十分な区切を 提供されないので、恐らくＴｘ信号のＲｘサイドに漏れる量は大いなる。これに 鑑みて、エキスパンダー（例えば、ある種のコンパンダＩＣ）を用いてＲｘ信号 を増幅することで、ＲｘとＴｘとの間の分離量を増加するというのは、有効であ る。 各入力ステージはそれぞれ増幅器に接続される切替器を有する。該増幅器は切 替器に負荷を印加させないまま受信信号を伝送することができる。図８に示す入 力ステージの配置には切替器を駆動する他の方法が提示された。該方法を用いて 受信信号を有する切替器を駆動するとき、負荷は最小に成りうる。特に、他の図 面（例えば、図４、図５）中の入力ステージの代わりに、該種の切替器を駆動す るための特別な回路を用いてもよい。図８に示す入力ステージには、増幅器は演 算増幅器３６０、３６２を用いて、且つ、該演算増幅器の逆相入力とアースとの 間に抵抗を設ける。受信信号は、電圧・電流コンバータとして配置される演算増 幅器の非逆相入力に伝送される。各切替器は或る切替器の出力と演算増幅器の逆 相入力との間に接続される。これらの切替器は反対の極性で微分配置の各サイド に接続されるので、入力ステージの出力からの送信信号は大きさが同じであるが 、極性が反対である。逆に、微分配置の両サイドはバランスが取れている場合、 入力ステージの出力からの受信信号はほぼ一致する。入力ステージは常に送信信 号と受信信号からなる複合信号を生成する。但し、各送信信号には位相遷移があ る。 入力ステージからのこれらの複合信号は微分増幅器３７０に伝送され、該微分 増幅器３７０は受信信号を殆どキャンセルすると共に、送信信号を約１倍増幅す る。微分増幅器は出力信号を増幅器３７２に伝送し、更に該信号は増幅器３７２ により増幅される。実際の場合、増幅器３７２はリニア電圧増幅器のような演算 増幅器を用いる。本実施例では、６００Ωの切替器を用いるから、増幅器３７２ は６００Ω負荷を駆動することができる。増幅器３７２の出力での信号は主に増 幅された送信信号と非常に小さい受信信号とからなる。 本回路は、Ｒフィードバックをキャンセルする能力は、ハイブリッド・トラン スにより送信サイドと受信サイドの間に形成される分離量と、微分増幅器は受信 信号をキャンセルする状況に次第である。例えば、入る局ワイヤの減衰のため、 受信ワイヤにての入る信号は約３０ｍＶであるが、送信ワイヤにての出る局信号 は約３００ｍＶ。以下の表は回路中の各ポイントの信号レベルを示すものである 。二つのケースにおいてのデータを示した。ケース１では、受信サイドの増幅器 のゲインは１００、ケース２では、受信サイドの増幅器のゲインは５０である。 回路内の位置 受信サイド増幅器３５６出力 各出力ステージの出力 微分増幅器３７０出力 （受信信号減少量３０ｄＢ） 送信サイド増幅器３７２出力 送信ワイヤ 送信サイドへのフィードバック （分離量を約３０ｄＢとする） ゲイン１００ Ｒｘ＝３Ｖ Rx=3V;Tx=15mV Rx=100mV;Tx=300mV Rx=1V;Tx=300mV Rx=1V;Tx=300mV Rx=33mV ゲイン５０ Rx=1.5V Rx=1.5V; Tx15mV Rx=50mV; Tx=30mV Rx=0.5V; Tx=300mV Rx=0.5V; Tx=300mV Rx=16.6mV 注意すべきは、該回路中フィードバックがあり、受信サイドの増幅器のゲイン が増えれば増えるほど、該フィードバックは大きくなる。又、フィードバックの 大きさは分離量にも影響される。該分離量はバランス・インピーダンスを有する カップルなハイブリッド・トランスによる分離量と指す。従って、回路の機能は ある程度バランス・インピーダンスが通信ワイヤに釣合う状態に依存する。 あるスピーカホンの用途では、通信回路はより大きいオーディオ出力を必要と する。例えば、スピーカホンは大きな部屋内に設置する場合、ユーザはスピーカ ホンが大きなＲｘ信号オーディオ出力を生成できるように求める可能性がある。 このため、全二重の操作について、Ｒｘ信号のゲインを増えると、Ｔｘ信号から Ｒｘ分量を有効に減少することは一層難しくなるという問題が生じる。該問題を 解決する方法としては、マイクロホンとして切替器を増設して、追加のＴｘ信号 ソースを設置することである。 しかし、該方法は別に他の問題がある。即ち、追加のマイクロホンが信号を受 信する際、出力としてのオーディオ信号を受信すれば、設備中の二用途スピーカ ／マイクロホンのオーディオ出力の一部分をも受信する。従って、追加マイクロ ホンによる信号も、（１）オーディオ出力信号と、（２）二用途スピーカ／マイ クロホンの出力による信号とを有する。Ｒｘ信号に対してＴｘ信号を有効に増強 しようとすると、第２タイプの信号を削除しなければならない。 図９はＴｘ信号を増幅すると共にスピーカ／マイクロホンによる信号を削除す る方法を示す原理図である。該回路には二つの付加マイクロホン４００、４０２ は釣合う微分配置の入力ステージに接続される。両入力ステージはそれぞれリニ ア増幅器４０４、４０６を有する。該リニア増幅器はマイクロホンからの信号を 受信すると共に該信号を微分増幅器４０８の一つの入力に伝送する。リニア増幅 器は、通常な演算増幅器４１０、４１２と、該作動増幅器の出力と逆相入力との 間に接続される抵抗Ｒ１と、逆相入力とアースとの間に接続される抵抗Ｒ２とで 構成される。該増幅器のゲインはＲ１／Ｒ２に等しい。従って、Ｒ１，Ｒ２の抵 抗値によって、該増幅器は積算演算器又は割算器として使える。 注意すべきは、マイクロホン４００、４０２は反対な極性でそれぞれのリニア 増幅器に接続される。音声入力はマイクロホンに進入するとき同じ位相であるが 、これらの音声信号は変換され、マイクロホン４００、４０２の出力にて位相差 が１８０度となる。引算器としての微分増幅器４０８は音声入力による一部分の 入力信号を約１倍増幅することができる。 何れかのマイクロホンは他のマイクロホンと反対な極性を有し、且つ、各マイ クロホンは回路の他の部分より付随するスピーカ／マイクロホン４２０、４２２ と一対一に対応する。該スピーカ／マイクロホンは反対し合う極性を有するので 、あるスピーカ／マイクロホンのオーディオ出力と他のスピーカ／マイクロホン のオーディオ出力とは互いに１８０度の位相差がある。該回路の他の目的として は、付随するスピーカ／マイクロホンのオーディオ出力の影響で各マイクロホン で生成される信号を削除する。その結果、スピーカ／マイクロホン４２０、４２ ２はマイクロホン４００、４０２と一対一配置され、各スピーカがオーディオ入 力を得るとき、そのスピーカに進入するオーディオ入力は他のスピーカの入力よ り１８０度位相遷移を有する。そして、スピーカは該入力を同じ位相の電気信号 に変換する。従って、微分増幅器は引算を用いて付随するスピーカ／マイクロホ ン４２０、４２２の影響でマイクロホン４００、４０２への入力を削除すること ができる。 例えば、本回路は図８に示す回路と一緒に使用されると、マイクロホン４００ はスピーカ／マイクロホン３５８（本図の４２０）と一対一、マイクロホン４０ ２はスピーカ／マイクロホン３６０（本図の４２２）と一対一で対応する。スピ ーカ／マイクロホン４２０の一部分オーディオ出力はマイクロホン４００に進入 する。マイクロホン４００は該一部分オーディオ出力を電気信号に変換する。同 じように、スピーカ／マイクロホン４２２の一部分オーディオ出力はマイクロホ ン４０２に進入し、そして、マイクロホン４２２は該一部分オーディオ出力を電 気信号に変換する。両マイクロホンの極性は反対し合うため、それぞれスピーカ ／マイクロホン４２０、４２２のオーディオ入力を変換してなる二つの電気信号 は殆ど同じ位相である。従って、微分増幅器４０８は該同じ位相の信号をほぼ削 除する。 各切替器出力間の関係のため、マイクロホンとスピーカ／マイクロホンとの配 置はデザイン上重要なものである。スピーカ／マイクロホン４２０及びその付随 するマイクロホン４００は同一方向に配置される。又、二つの対のスピーカ／マ イクロホンとマイクロホンは互いに反対な方向に配置される。これは図９により 示される。図９において、切替器４００、４２０は同一方向、切替器４０２、４ ２２は同一方向に配置されるが、カップル４００、４２０とカップル４０２、４ ２２とは互いに反対な方向に配置される。このような配置によって、二用途切替 器４２０の出力とマイクロホン４０２は分離され、二用途切替器４２２の出力と マイクロホン４００は分離される。 このような原則に適する可能な配置としては、ボックスを用いて配置する。即 ち、切替器４００、４２０は該ボックスのある側面の上下両端に外側に面するよ うに配置、切替器４０２、４２２は該ボックスの他の側面の上下両端に外側に面 するように配置される。当然ながら、他の可能な配置もある。要するに、付加の 入力を用いてＴｘ信号を増幅すると共にある配置を利用して欲しくない入力をほ ぼ削除する。 Ｔｘ信号を増幅するため、本回路では加算増幅器１３０を用いて図９の回路中 のＴｘ信号成分を該回路の他の部分で生成するＴｘ信号へ加える。例えば、図８ おいて、微分増幅器３７０のＴｘ信号は図９中の微分増幅器４０８出力からのＴ ｘ信号と合成することができる。該方法は図４に基づく他のスピーカホンにも適 する。 以上、本発明の色々な実施態様を詳細に説明した。但し、本発明の応用範囲は これらの実施態様に限定するものではない。全二重通信回路を実施する際、前記 の新規な回路要素を用いて色々な組合せを形成することができる。例えば、切替 器に負荷しないまま受信信号を提供する回路は、受信信号を圧縮すると共に送信 信号を増幅する回路と、色々な方法で組合せすることができる。微分配置と圧縮 ・増幅器とを組合せて使用するとき有効に受信信号をキャンセルして、性能を改 善することができる。又、例えば、全二重切替器は同時に受信信号を圧縮、送信 信号を増幅する回路と接続し、且つ、切替器への負荷を避けるため増幅器を使用 しない。当然ながら前記のように、送信信号の損失を避けるため負荷をできるだ け減少することによって、よりよい性能を達成することができる。電話ラインのインタコネクタ 前記全二重通信回路は主に電話業に応用する。電話設備に使用する場合、該全 二重通信回路は切替器インターフェスとして使用され、且つ、電話ラインのイン タコネクタ回路を通じて電話ラインと接続される。前記のような回路は、Ｒｘ信 号を用いて切替器を駆動してオーディオ出力を生成すると共に該切替器を用いて オーディオ入力をＴｘ信号に変換するので、切替器インターフェスという。電話 ラインという回路は切替器インターフェスからのＴｘとＲｘ信号を電話ラインに 伝送するのは用いられる。図１０、１１はある電話ラインインタコネクタ回路の 実施態様を示すものである。 図１０は二方向Ｔハイブリッド配置を用いる電話インタコネクタ回路５００の 原理図である。該電話インタコネクタはＴｘ信号を切替器インターフェスから電 話ライン５０２へ送信、Ｒｘ信号を電話ライン５０２から切替器インターフェス へ伝送する。該切替器インターフェスのＲｘ入力とＴｘ出力のターミナルはそれ ぞれ該電話インタコネクタ回路のＴｘ入力５０４とＲｘ出力５０６のターミナル に接続される。切替器インターフェスからのＴｘ信号は該電話ラインインタコネ クタ回路を介して電話ラインに伝送される。又、電話ラインからのＲｘ信号は該 電話ラインインタコネクタ回路を介して切替器インターフェスに伝送される。 図１０に示すように、アナログ電話ラインは電話ラインインターフェスを介し て電話ラインインタコネクタ回路５００に接続される。該インターフェスは通常 のフック・スイッチ５１０と、インダクター５１２ａ−ｂと、フィルタ５１４ａ −ｂと、整流器５１６と、電流調節器５１８と、オプト・カプラー５２０と、分 離トランス５２２と、コンデンサ５２４とからなり、信号パスとアースとの間に 接続されるコンデンサをそれぞれ用いるフィルタ５１４ａ−ｂは、電話信号の高 周波（ＲＦ）部分をフィルタする。ブリッジ整流器５１６はフィルタされた電話 信号を受信すると共に電流調節器５１８に定常的な極性を提供する。このため、 チップ・リングが逆転される場合でも回路は正常に作動することができることが 保証される。 「模擬インダクター」としての電流調節器は、低いＤＣ抵抗と非常に高いＡＣ 抵抗を用いて殆どの音声信号をトランス５２２に伝送することができる。ライン の長さの変化によって、電話ライン中の電流は変化して、ときには、落ちすぎる こともある。これを解決するため、模擬インダクターは電話ラインに対し負荷抵 抗を調整して、適宜なループ電流を維持する。整流器５１６の正極は抵抗５３０ と二極トランジスターのコレクターに接続される。該トランジスターのベースは 該抵抗とＡＣ分流コンデンサ５３４（例えば、１０μＦ）と接続される。該トラ ンジスターのエミッターは二つの抵抗５３６、５３６からなる分圧器に接続され る。該分圧器中の抵抗の間のノードにての電圧信号はオプト・カプラー５２０の 入力に提供される。模擬インダクターはＡＣ分流コンデンサ５３４を用いて殆の 電話信号が分離トランス５２２に伝送することを確保する。 インタコネクタ回路中の分離トランスは電話信号のリピーターの働きを有する 。該トランスは電話設備中使用の標準トランスであって、ＦＣＣ基準に符合する 。該トランスは約６００Ωの入力抵抗と９００Ωの出力抵抗を有する。該トラン スのコイル中の磁気カプリングを通じて、該分離トランスはＯｕｔｇｏｉｎｇＴ ｘ信号を電話ラインに、ＩｎｃｏｍｉｎｇＲｘ信号を電話インタコネクタのＲｘ 回路に伝送する。 フィードバックと煩い騒音を防止するため、ＲｘとＴｘ回路のフィードバック パスのループゲインは電話ラインに達するとき１以下でなければならない。該電 話ラインインターフェスは、スイッチ（ＦＥＴ５４０）を以ってフック・スイッ チをオープンすることを確保するため、フック・スイッチがオープンするとき、 送信回路はオープンされる。該送信回路は自動レベル・コントローラ（ＡＬＣ） ５４２と、バンド・パス・フィルタ５４４とＴｘ増幅器５４６と、Ｔｘレベル調 節器５４８とを有する。該ＡＬＣ、バンド・パス・フィルタ、ＦＥＴ，Ｔｘ増幅 器は互いにコンデンサ５５０−５５６を介して接続される。オプト・カプラーの ＬＥＤ５６０は作動するとき、光電気トランジスター５６２内信号を生成する。 二極トランジスター５６４は、ＲＣネットワークを介してランプ５６６を点灯し 、ＦＥＴスイッチのゲートを駆動するためのスイッチのように、作動する。 電話ラインインタコネクタ回路はフック・スイッチをオープンすることによっ て切断される、又は、実際に電話ラインは切断されるとき、電話ラインからその ＬＥＤ電流を得るオプト・カプラーの働きで、ＦＥＴ５４０はＲｘ／Ｔｘフィー ドバックパス中でオープンな回路を提供する。該オープン回路は、そのフック・ スイッチがオフするときホーリング振動の発生を防止する。電話ライン電流がそ のＬＥＤを通るとき、ＦＥＴ５４０の抵抗が低い、総ゲインが１以下であるクロ ーズなループが形成される。 電話ラインインターフェスと送信回路は二方向Ｔハイブリッド５７０という回 路配置中に接続される。該二方向ハイブリッドは、二方向矢印５７２、５７４に 示すように、電話ラインに流入する二方向電流を提供する。具体的に、該電話信 号は分離トランス５２２を介して二方向Ｔに進入し、送信信号は増幅器Ａ１の電 流ミラー効果によって該増幅器を介して二方向Ｔに進入する。従って、電話ライ ンからの受信信号と送信回路の送信信号とは二方向ＴハイブリッドのＴ端子で複 合される。 図１０に示す二方向Ｔハイブリッド配置は、それぞれ通常の演算増幅器を用い る増幅器Ａ１，Ａ２（５７８、５８０）を有する。演算増幅器Ａ１の負入力は演 算増幅器Ａ２の正極と接続する。Ａ１の出力ノードとアースとの間にＲＣ回路５ ８２が接続されるため、分離トランス５２２による位相シフトと電話ライン内の リークション分量が補償される。Ａ１とＡ２とのバランスを維持するため、Ａ２ のゲインはバリアブル抵抗５８４によって調節され、Ａ２の出力と負入力との間 に接続される。 Ｔｘ増幅器５４６からのＴｘ信号はコンデンサ５８４を介してＡ１の正（無変 換）入力に伝送される。Ａ１の電流ミラーを通してＡ１の正入力でのＴｘ信号に 等しいＴｘ信号はＡ１の負（変化）入力で現れる。Ａ１の負入力でのＴｘ信号は 分離トランス５２２とＡ２の正入力に伝送される。Ａ１とＡ２は同じ極性と共通 モードの出力Ｔｘ信号を生成する。従って、図１０に示す微分増幅器５９０を用 いて引算で、それら信号をキャンセルすることができる。 Ａ１の負入力は仮アースであるので、Ａ２の正入力も仮アースである。このた め、トランス５２２からのＩｎｃｏｍｉｎｇＲｘ信号はＡ１のみに現れる。従っ て、微分増幅器入力でのＲｘ信号は共通モードで現れない、微分増幅器５９０の 出力にてのＲｘ信号をキャンセルすることがない。電話信号は非常に弱い場合、 図１２に示すコンプレッサーでＴｘとＲｘ信号との分離を改善するのは有効であ る。このような配置中、ノード５７６とＡ１の逆相端子との間に抵抗を設けるこ とができる。これによって、微分増幅器の各入力にての信号には１８０度位相差 が形成される。微分増幅器はこれらのＲｘ信号を加算してその出力にてより大き なＲｘ信号を提供する。 図１０の微分増幅器５９０は実施例としては通常な演算増幅器５９０を用いる 。Ａ２による出力はコンデンサ５９２と抵抗５９４を介して該演算増幅器５９０ の負出力に接続される。Ａ１の出力はＲＣネットワーク５８２と抵抗５９６を介 して該演算増幅器５９０の正出力に接続される。微分増幅器配置において、第１ 抵抗５９８は演算増幅器５９０の出力と負出力との間に、第２抵抗６００は該演 算増幅器の正入力とアースとの間に接続される。これらの抵抗の抵抗値はほぼ等 しい。 共通モードＴｘ信号をキャンセルすると共にＲｘ信号を通させることによって 、二方向ハイブリッドは有効にＴｘ信号をＲｘ信号から分離することができる。 更に大きな分離を提供するため、電話インタコネクタはコンデンサ６０４を介し て微分増幅器の出力に接続される増幅・圧縮器回路６０２を用いる。該増幅・圧 縮器は、図４に示す出力ステージのコンパンダＩＣ（図４の圧縮・増幅器）と同 じ方式で、大きいＲｘ信号を増幅し、小さいＴｘ信号を圧縮する。 図１１はバランスインピーダンス配置を用いる他の電話ライン接続を示す原理 図である。図１１の電話ラインインタコネクタは図１０と同様な（又は類似）電 話インターフェスと送信回路を用いるので、図１１にはこれら部分は省略した。 図１１のバランスインピーダンスは、正極端子が共に共通ノードに接続される 二つの演算増幅器６２０、６２２を有する。各演算増幅器は電圧供給・電流フィ ードバックの配置中に配置される。言い換えれば、各増幅器は、電圧入力信号を 提供すると共に、フィードバックパスを介して該増幅器の入力へ戻す電流出力信 号を生成する。該配置は、トランスにハイ・ソース・インピーダンスを提供する 。そして、該トランスにおいてほぼ負荷を印加してない。これによって、小さい 受信信号は、負荷による損失のないまま、増幅される。第１演算増幅器６２０は 、電流出力を、分離トランス６２６と該トランス端子に接続される分流抵抗６２ ８に、フィードバックする。演算増幅器６２２は、ＲＣネットワークと接続する トランス６３０を通じて電流出力をフィードバックする。該ネットワークは電話 ラインのインピーダンスを模擬する。各演算算器の負端子は抵抗６３４、６３６ を介してアースに接続される。二つの演算増幅器の出力のバランスを調整するた め、これらの抵抗の何れかは可変のものを用いる。演算増幅器の正極端子を一緒 に接続する共通ノード６２４は他の抵抗６３８を介してアースに接続される。 Ｔｘ増幅器のＴｘ信号はコンデンサ６４０を通して共通ノード６２４に供給し 、且つ、演算増幅器６２０、６２２の正極にて入力電圧信号を提供する。該入力 Ｔｘ信号に応じて、該演算増幅器はその出力にて共通モードで現れるＴｘ出力信 号を生成する。これらのＴｘ出力信号の釣合の程度は該増幅器配置のインピーダ ンスのバランスによるものである。共通モードＴｘ信号は微分増幅器６５０中引 算でキャンセルされる。 Ｔｘ信号とは逆に、Ｒｘ信号は微分増幅器内キャンセルされていない。共通モ ードで現れていないからである。分離トランスとインタコネクタの演算増幅器６ ２０は、電話ラインからのＲｘ信号とＴｘ増幅器からのＴｘ信号を受信して、複 合なＴｘとＲｘ信号を生成する。電話ライン回路からのＲｘ信号は該演算増幅器 ６２０の負端子へ伝送される。該演算増幅器により出力される複合のＴｘとＲｘ 信号は微分増幅器６５０の正出力に供給すると共に電話ライン・インターフェス にフィードバックする。演算増幅器６２２へのＲｘ信号出力がないので、その出 力ではＲｘ分量がないばかりか、微分増幅器６５０の負出力でもＲｘ分量がない 。従って、該微分増幅器はＲｘ信号をその出力へ伝送する。 前記のように、図１１の微分増幅器６５０は共通モードＴｘ信号をキャンセル すると共にＲｘ信号を送信する。該微分増幅器６５０は通常な演算増幅器６５２ と、該演算増幅器の正入力と負入力に接続される抵抗６５４、６５６と、演算増 幅器の負入力と出力を接続させる抵抗６５８、演算増幅器の正入力とアースとを 接続させる抵抗６６０とを有する。該微分増幅器６５０は、コンデンサ６６２と 抵抗６５６を介して、演算増幅器６２０から複合のＴｘとＲｘ信号を受信して、 又、抵抗６６４を介して演算増幅器６２２からＴｘ信号を受信する。該微分増幅 器は、殆のＴｘ信号をキャンセルすると共に、演算増幅器６５２の出力に接続さ れるコンデンサ６６８を通じてＲｘ出力信号を生成する。 図１０の電話インタコネクタと比較すると、バランスがとれているインピーダ ンス配置は更に正確に電話ライン中の反応成分を模擬することができる。その結 果、各演算増幅器からのＴｘ信号出力は更に釣合う。従って、微分増幅器はその 出力にてＴｘ信号の改善なキャンセルを提供することができる。注意すべきは、 該微分増幅器は十分にＴｘ信号をキャンセルする場合、電話インタコネクタの出 力にての増幅器・圧縮器回路を必要とはしない。切替器インターフェス中二方向Ｔハイブリッド配置とバランス・インピーダンス 配置の使用 切替器インターフェス回路中、図１０の二方向Ｔハイブリッドと図１１のバラ ンス・インピーダンス配置を用いて、切替器にて複合Ｔｘ／Ｒｘ信号を提供し、 且つ、電話ラインインタコネクタのＴｘとＲｘ端子でのＴｘとＲｘ信号分量の句 切を維持することができる。該二つの配置は、一つの端子での複合のＴｘとＲｘ 信号に対して二方向信号パスを提供すると共に、他の二つの端子においてのＴｘ とＲｘ信号との区切を維持する。電話インタコネクタ中、二方向信号パスは電話 ラインインターフェスにある。該インタコネクタの目的は電話ラインに送信する Ｔｘ信号と電話ラインから受信されるＲｘ信号を区切するものである。切替器イ ンターフェスにおては、二方向信号パスは切替器（スピーカ／イヤホンとマイク ロホンのように作動）にある。該インターフェスの目的は切替器によるＴｘ信号 と該切替器を駆動するＲｘ信号を分離するものである。切替器インターフェス中の二方向Ｔハイブリッド配置 図１２は一つの二方向Ｔハイブリッド配置を用いる切替器インターフェスを示 す原理図。二方向Ｔハイブリッド配置は入力と出力切替器を兼備する一つの切替 器に接続される。該配置は、該切替器から流出又は該切替器へ流入する二方向電 流を提供すると共に、Ｒｘ信号とＴｘ信号を区切する。 図１２に示す切替器インターフェス中の二方向Ｔハイブリッド回路６８０は図 １０に示す二方向Ｔハイブリッド回路と同じである。但し、該二方向Ｔハイブリ ッドの実施態様中、増幅器Ａ１とＡ２との共通ノード６８２は全二重オーディオ 入力／オーディオ設備としての切替器に接続される。具体的に、該切替器はマイ クロホンを兼ねるスピーカ６８４又はマイクロホンを兼ねるイヤホンであり得る 。Ｔコネクタを流れる二方向電流は、オーディオ出力に転換される複合Ｒｘ信号 と、オーディオ入力によるＩｎｃｏｍｉｎｇＴｘ信号を表示する。 図１２に示す切替器インターフェスは入力ノード６９０の入力としてＲｘ信号 を受信する。該Ｒｘ入力信号は、低周波部分を瀘過するコンデンサ６９２を通し て、可変抵抗で該入力信号レベルをコントロールする自動レベルコントローラ６ ９４へ伝送される。自動レベルコントローラ６９４の出力は可変抵抗６９８を用 いる他のレベルコントローラを通る。受信信号はコンデンサ７００を介して二方 向Ｔハイブリッド回路の増幅器Ａ１の正入力へ供給する。 該切替器インターフェス中の二方向Ｔハイブリッド回路の作動は前記図１０の 電話インタコネクタの接続の作動と類似する。その唯一の相違点は入る信号はＲ ｘ信号であって、Ｔｘ信号ではない。増幅器Ａ１の電流ミラーのため、Ａ１正入 力でのＲｘ信号の一つの電流信号はＡ１の負入力で現れる。該Ｒｘ信号は切替器 ６８４へ伝送され、該切替器はそれをオーディオ出力信号に変換する。 Ａ１とＡ２のＲｘ信号出力は同様な極性を有して、且つ、大体共通モードにあ る。従って、Ａ１とＡ２からのＲｘ信号は微分増幅器を用いて引算でキャンセル される。Ａ１の負入力は仮アースであって、Ａ２の正入力はＡ１の仮アースにも 係わるので、切替器（６８４又は６８６）によるＴｘ信号はＡ１の出力にみに現 れる。従って、二方向Ｔハイブリッド６８０出力のＴｘ信号に対しての共通モー ド条件がないため、該Ｔｘ信号は微分増幅器７１４にてキャンセルされない。 図１２に示す切替器インターフェスの他の部分は図４に示す切替器インターフ ェス中のノードＡとＢ右側の回路と類似する。図４の切替器インターフェスと同 じように、増幅器Ａ１、Ａ２の出力は圧縮・増幅器７１０、７１２に接続される 。通常の圧縮・増幅器ＩＣを用いる場合、圧縮・増幅器を配置する目的は増幅器 Ａ１とＡ２からのＲｘ信号のサイズを減少することにある。増幅器Ａ１に接続さ れる圧縮・増幅器７１０は、複合なＴｘとＲｘ信号を受信して、小さなＴｘ信号 を増幅すると共に、大きなＲｘ信号を減少する。微分増幅器配置７１４は圧縮・ 増幅器７１０、７１２の出力を受信し、共通モードのＲｘ信号をキャンセルする と共に、Ｔｘ信号を送信する。微分増幅器７１４の出力はレベル調節器７１８を 介して他の圧縮・増幅器７１６へ伝送される。圧縮・増幅器７１６は、現在大き なＴｘ信号を増幅すると共に小さなＲｘ信号するために配置されるものであるの で、図１２では異なる図板で描写されている。該圧縮・増幅器７１６はＴｘ信号 を生成し、且つ、該信号内のＲｘ分量は殆キャンセルされる。注意すべきは、図 １２において、図４とは逆に、圧縮・増幅器７１０、７１２と微分増幅器７１４ 及び増幅器・圧縮器７１６はコンデンサ７２０−７２８を介して一緒に接続され る。又、増幅器・圧縮器７１６の出力もコンデンサ７３０に接続される。又、本 発明にとって重要ではないが、ＴｘとＲｘ信号中のＤＣ分量を瀘過することでこ れらのコンデンサの機能を改善することができる。切替器インターフェス中のバランスインピーダンス配置 図１３はバランスインピーダンス配置を用いる切替器インターフェスを示す原 理図である。図１１中の電話ラインのインピーダンスのバランスを調整すること ではなく、切替器インピーダンスのバランスインピーダンス配置は、入力と出力 を兼備する設備としての切替器のインピーダンスのバランスを調整する。この実 施例において、該切替器はスピーカ７５０、７５２又はイヤホン７５４、７５６ であり得る。図１３に示すバランスインピーダンス配置中、切替器のインピーダ ンスはある均等な切替器を用いて釣合わされる。注意すべきは、釣合切替器（例 えば、スピーカ７５２）の代わり、ＲＣ（又はＲＬＣ）ネットワークを用いる場 合、切替器（例えば、スピーカ７５０）のバランスを調整することができる。 図１１に示すバランスインピーダンス配置と同じように、図１３の切替器イン ターフェスに使用されるバランスインピーダンス配置は二つの演算増幅器７６０ 、７６２を有する。該二つの演算増幅器の正極は一緒に共通ノード７６４に接続 される。演算増幅器７６０、７６２の電流ミラー・バイアスは電流ソースのよう に、演算増幅器７６０、７６２の負入力にてＲｘ信号を生成する。それは正入力 にてのＲｘ信号に等しい。 演算増幅器７６０、７６２はその正入力でＲｘ信号を受信し、その負入力を通 して該Ｒｘ信号を切替器（７５０、７５２）へ伝送する。その負入力が仮アース しているというのは、大地に対して電圧が約ゼロであると意味する。各演算増幅 器は、その出力と負極端子との間に接続される第１抵抗７６６、７７０（例えば 、Ｒ１）と、負極端子とアースとの間に接続される第２抵抗７６８、７７２（例 えば、Ｒ２）とを有する。切替器のＱを減少するため第２抵抗は切替器と並列接 続される。該抵抗は共振周波数の干渉を減少することができる（即ち、共振周波 数干渉を減衰する）。仮アースでは電流吸収できないため、演算増幅器７６０の Ｒｘ信号からの全ての入力電流は必ず抵抗Ｒ１、Ｒ２ ７６６、７６８及び切替 器７５０を流れる。切替器７５２は切替器７５０と相違な極性で接続されること の以外、バランスインピーダンス配置中の他の増幅器７６２の作動は前記に類似 する。 演算増幅器７６０、７６２によるＲｘ信号は共通モードである。従って、共通 モードＲｘ信号は、微分増幅器にて引算でキャンセルすることができる。 図１３に示す切替器インターフェスにおいて、Ｒｘ信号は入力ポート７８０に 進入して、そして、コンデンサ７８２、自動レベルコントローラ７８４及びレベ ル調節器７８６を通る。該自動レベルコントローラは可変抵抗７８８を介して信 号レベルを調節する。入力ポート７８０とノード７６４との間の回路は図１２の Ａ１の正入力においての回路と類似するので、その説明は省略する。 切替器７５０、７５２は互いに反対し合う極性で接続されるので、それぞれ生 成するＴｘ信号の極性は相違する。演算増幅器７６０、７６２の出力でのＴｘ信 号の極性も相違する。従って、Ｔｘ信号は微分増幅器中に組合せるとき、切替器 により生成されるＴｘ信号を増幅することができる。 図１３に示す切替器インターフェス回路７９０の他の部分は図１２の切替器イ ンターフェス中の回路と類似するので、ここでその説明を省略する。ピエゾ・エレクトリック切替器を用いる切替器インターフェス 図１４は交互・バランス・インピーダンス配置を用いる切替器インターフェス を示す原理図である。該配置はハイ・インピーダンス増幅器８００、８０２を用 いてバランス配置中の切替器８０４、８０６を駆動する。図１４の切替器配置は 入力回路８０８からＩｎｃｏｍｉｎｇＲｘ信号を受信する。該入力回路は図１２ と１３中の入力回路と類似する。又、増幅機８００、８０２出力においての回路 ８１０は、図１２、１３中の増幅器出力のおいての回路と類似する。従って、入 力と出力回路８０８、８１０に関する説明はここで省略する。 図１４の切替器インターフェスは、それぞれ増幅器８００、８０２と接続され る同様な切替器８０４、８０６を有するため、バランスのとれているインピーダ ンス配置を有する。図１３のバランス配置とは逆に、これらの切替器は演算増幅 器８００、８０２の出力と負入力端子との間に接続される。この特別な配置はピ エゾ・エレクトリック切替器を使用する。特に、本実施例は、オーディオ入力よ り送信信号を生成し、受信信号をオーディオ出力に変換するという二重機能を有 するピエゾ・エレクトリック・イヤホンに適するものである。幾つかの切替器の リークション部分は、正常なスピーチ落ちに関する周波数範囲内においての増幅 器の周波数応答について、不利な影響を与える可能性がある。しかし、本切替器 のリークション部分は増幅器の周波数応答について、わずかの影響しか与えない 、或るいは影響がないので、本ピエゾ・エレクトリック・切替器は音声応用につ いて改善したパフォーマンスを提供した。本実施例中、ピエゾ・エレクトリック ・切替器は石英切替器である。そのインピーダンスの一致性のため石英切替器を 用いるのは有利であり、即ち、各切替器のインピーダンスの釣合の調節は容易に 出来る。 増幅器８００、８０２はそれぞれ非常に大きな出力インピーダンスを有するの で、小さな負荷又は無負荷の状態で切替器８０４、８０６を駆動することができ る。本実施例中増幅器のゲインは、抵抗値の等しい抵抗Ｒ１，Ｒ２を選択するこ とで、１にする方がよい。又、増幅器８００、８０２のゲインが釣合わされるか ら、増幅器出力へ接続される微分増幅器はほぼ増幅器８００、８０２による共通 モード分量をキャンセルすることができる。 増幅器８００、８０２は入力としてＲｘ信号を受信してから、共通モードで該 信号をその出力へ送信する。具体的に、Ｒｘ信号は抵抗８２０、８２２を介して 各増幅器の正極端子に進入する。増幅器８００、８２２は電圧・電流転換器とし て配置される。各増幅器の受信信号を含む電流出力は、各切替器８０４、８０６ の正極端子へ供給される。切替器は該受信信号をオーディオ信号に変換する。 又、切替器はオーディオ入力をＴｘ信号に変換するマイクロホンの機能も有す る。その結果、複合なＴｘとＲｘ信号は各増幅器８００、８０２の出力で現れる 。増幅器８００、８０２出力のＴｘ信号分量は極性が反対し合う。従って、微分 増幅器に送入されるとき、Ｔｘ信号は一緒に加算される。これとは逆に、増幅器 の出力での受信信号は同じ極性であるから、微分増幅器は殆のＲｘ信号分量をキ ャンセルする。 前記の全二重回路を用いて、２ワイヤ二方向信号パスを提供すると共に２ワイ ヤ一方向信号パスを分離することができる。電話設備において、切替器での２ワ イヤ対４ワイヤ回路と電話ラインでの４ワイヤ対２ワイヤ回路として全二重回路 を使用することができる。電話ラインのような２ワイヤ二方向搬送媒体とは関与 しない設備中、必ずしも４ワイヤ対２ワイヤ回路を必要とはしない。例えば、セ ルラー電話設備は分離されている信号パスにて信号を受信、送信する。 セルラーホンのような４ワイヤ設備が普通な電話のような２ワイヤ設備と通信 する場合、セルラーホンにはフィード・セルー問題が起こる恐れがある。若しも 、該電話は通常なハイブリッド回路を有するなら、恐らく該ハイブリッドには普 段にいうリターン・ロス現象が現れる。リターン・ロスは、信号が該ハイブリッ ドを「リーク・スロー」するというロス・ハイブリッドの損失特性である。例え ば、ＩｎｃｏｍｉｎｇＲｘ信号とＯｕｔｇｏｉｎｇＴｘ信号とを分離することの 代わり、ロス・ハイブリッドは、一部分Ｒｘ信号を電話ラインへ回漏する。又、 ロス・ハイブリッドは、一部分Ｔｘ信号を電話内のＲｘ信号パスへ回漏する。 ロス・ハイブリッドを有する２ワイヤ設備と通信する４ワイヤ設備にとっては 、該２ワイヤ設備によるリターン・ロス問題を処理する必要がある。該２ワイヤ 設備へ伝送する信号の一部分はハイブリッドをリーク・スローして、４ワイヤ設 備に戻す。解決方法は色々挙げられる。一つは、４ワイヤ設備のＲｘとＴｘ信号 パスの間にコンパレターを設けて、４ワイヤ設備からのＴｘ信号が何時４ワイヤ 設備のＲｘポートにフィードバックすることを検出する。４ワイヤ設備中のＴｘ とＲｘ信号の類似点に基づいて、該コンパレターは、Ｒｘ信号を減少するように 、減衰器を作動させる。そして、ロス・ハイブリッドのリターン・ロスによって のＲｘサイドへのフィードバックというインパクトを減少する。 他の方法では、普通な全二重スピーカホン等設備中アダプティブ・フィルタを 用いる。 前記のスピーカホン設備とは違って、普通のスピーカホン設備は互に分離され たマイクロホンとスピーカを有する。このような設備におては、音声フィードバ ック及び前記のリターン・ロス現象を処理する必要がある。これらのフィードバ ックを解決するため、ここで参考としての米国特許４，６２９，８２９号に記載 のように、普通なスピーカホンにはアダプティブ・フィルタを使用する。アダプ ティブ・フィルタはＴｘ信号を入力として取り込み、Ｔｘ信号のフィードバック を模擬して、設備のＲｘポートへ送入する。模擬されたフィードバック信号はＲ ｘ信号より除去することができる。４ワイヤ設備において、ロス・ハイブリッド のリターン・ロスを処理する際、これと類似な方法を用いてもよい。 結論 発明者は詳細に本発明実施態様を説明したが、一番重要なのは、本発明はこれ らの具体的な実施態様に限定されるものではない。 発明者の発明の原理は色色な潜在的具体的な設備に応用される可能性があると いう見地から、図面に示す具体的な設備は本発明の若干なサンプルに過ぎなくて 、本発明範囲を限定するものではない。更に正確に言えば、本発明の範囲は下記 のクレームによって規定される。従って、発明者は、本発明は全てこれらのクレ ームの範囲と思想に含まれるよう、要求する。 図面の簡単な説明 図１は全二重オーディオ通信回路の実施態様を示す総ブロック図である。 図２はオーディオ通信回路の他の実施態様を示す総ブロック図である。 図３はオーディオ通信回路の他の実施態様を示す総ブロック図である。 図４は全二重オーディオ通信回路の詳細な実施態様を示す原理図である。 図５はハイパワー・アプリケションのため一つ以上の切替器が図４に示すもの に類似する微分配置方式の側端に使用されるものを示す原理図である。 図６は全二重オーディオ通信回路の他の実施態様を示す原理図である。 図７はハイパワー・アプリケションのため一つ以上の切替器が図６に示すもの に類似する微分配置方式の側端に使用されるものを示す原理図である。 図８は全二重オーディオ通信回路の他の実施態様を示す原理図である。 図９はマイクロホンを有する全二重オーディオ通信設備においての送信信号を 増幅すための回路を示す原理図である。 図１０は二方向Ｔ型ハイブリッド配置を用いる電話接続回路を示す原理図であ る。 図１１はバランスインピーダンスを用いる電話接続回路を示す原理図である。 図１２は二方向Ｔ型ハイブリッド回路を用いる切替器インターフェスを示す原 理図である。 図１３はバランスインピーダンス配置を用いる切替器インターフェスを示す原 理図である。 図１４は石英切替器に応用できるバランスインピーダンス配置を用いる切替器 インターフェスを示す原理図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，Ｍ Ｗ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ， ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，Ｅ Ｓ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ， ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，Ｍ Ｗ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ， ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ 【要約の続き】 除去するため、本回路は出力するとき、望ましくない信 号を抑製すると共にその他の信号を増幅し、望ましくな い信号より３５−４０ｄＢ大いなる出力信号を生成する ようになる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．オーディオ入力を電気送信信号に変換すると共にオーディオデータを表す 電気受信信号をオーディオ出力に変換する第１切替器と、送信信号と受信信号か らなる複合信号を受信するためにおよび、該送信信号を増幅すると共に該受信信 号を圧縮して、送信信号が少なくとも受信信号より１０倍大いなる出力信号を生 成するための前記第１切替器と通信する増幅器・圧縮器回路から構成される全二 重オーディオ通信回路。 ２．前記第１切替器のインピーダンスと釣合って(matching)、前記受信信号を 受信する釣合(matched)・インピーダンス設備に接続される圧縮器回路と、 前記増幅器・圧縮器回路からの前記複合信号及び前記圧縮器回路からの受信信 号を受信するために、及び、受信信号が殆キャンセルされるように前記増幅器・ 圧縮器回路からの前記複合信号と前記圧縮器回路からの受信信号とを複合するた めに前記増幅器・圧縮器回路及び前記圧縮器回路と接続される微分増幅器とを有 することを特徴とする請求の範囲１に記載の回路。 ３．前記釣合(matched)・インピーダンスは、オーディオ入力を第２電気送信 信号に、あるいは前記電気受信信号をオーディオ出力に変換する第２切替器であ り；前記圧縮器回路は第２増幅器・圧縮器回路の一部分であり、且つ、該第２増 幅器・圧縮器は第２送信信号と受信信号からなる複合信号を受信するため、及び 、第２送信信号を増幅すると共に受信信号を圧縮するため、前記第２切替器と接 続されており、且つ、 前記微分増幅器は、前記第１と第２送信信号を一緒に加算するため、及び、殆 の受信信号をキャンセルするため、前記第２増幅器・圧縮器回路に接続されるこ とを特徴とする請求の範囲２に記載の回路。 ４．下記のものを有する請求の範囲第３項に記載の回路： 第１と第２入力を有する第２微分増幅器； 前記第２微分増幅器の第１入力と接続される第１マイクロホンにして該第１マ イクロホンは音声入力と第１切替器からの少なくともオーディオ出力部分とから なるオーディオ入力を受信するように位置決めされ、又、該第１マイクロホンは 前記第１オーディオ入力を第１電気信号に変換することができるもの； 前記第１マイクロホンとは極性が逆な第２マイクロホンにして、該第２マイク ロホンは前記第２微分増幅器の第２入力と接続され、又、該第２マイクロホンは 音声入力と第２切替器からの少なくともオーディオ出力部分とからなるオーディ オ入力を受信するように位置決めされ、従って、第１マイクロホン内の第１切替 器から受信されるオーディオ出力と、第２マイクロホン内の第２切替器から受信 されるオーディオ出力とは、位相が約１８０度相違しており、又、該第２マイク ロホンは前記第２オーディオ入力を第２電気信号に変換することができるもので あり、且つ前記第２微分増幅器は、音声入力のため電気信号をほぼ１倍増幅し、 及び、第１と第２切替器のオーディオ出力のために殆の共通モード信号をキャン セルするもの； 前記第１と第２微分増幅器からの出力を複合するため、前記第１と第２微分増 幅器に接続される加算増幅器。 ５．前記第１切替器に対して負荷を印加しないまま受信信号を該切替器に伝送 するため、該第１切替器はリニアー増幅器に接続されることを特徴とする請求の 範囲第１項に記載の回路。 ６．前記リニアー増幅器は、非逆転入力と逆転入力を有するオペレーティング 増幅器を用いて、該非逆転入力は前記受信信号を受信し、該逆転入力は前記第１ 切替器に接続され、又、前記増幅器は、前記切替器に対して負荷を印加しないま ま、前記逆転入力にて受信信号を該切替器に伝送することを特徴とする請求の範 囲第５項に記載の回路。 ７．前記受信信号を以って前記切替器を駆動して、該切替器による送信信号を 増幅するための二方向トランジスターを有することを特徴とする請求の範囲第１ 項に記載の回路。 ８．前記トランジスターはベースと、コレクター及びエミッタを有する； 該ベースは前記受信信号を受信する；又、 前記切替器は、該エミッタと該コレクターに接続されるマッチングインピーダ ンスと接続されることを特徴とする請求の範囲第７項に記載の回路。 ９．前記コレクターと接続されるインバータと 前記切替器と増幅器・圧縮器回路との間において前記切替器の出力に接続され る増幅器と 前記受信信号を圧縮するため前記インバータと接続される圧縮器回路と 前記増幅器・圧縮器回路からの前記複合信号及び前記圧縮器回路からの受信信 号を受信するために、及び、受信信号が本質的にキャンセルされるように前記増 幅器・圧縮器回路からの前記複合信号と前記圧縮器回路からの受信信号とを複合 するために前記増幅器・圧縮器回路及び前記圧縮器回路と接続される微分増幅器 とを有することを特徴とする請求の範囲第８項に記載の回路。 １０．前記圧縮器は、前記受信信号を圧縮すると共に前記送信信号を増幅する ための第２増幅器・圧縮器回路の一部分であり、 前記送信信号を加算して、及び、前記受信信号をキャンセルするため、前記微 分増幅器は、前記増幅器・圧縮器回路と前記第２増幅器・圧縮器回路に接続され ることを特徴とする請求の範囲第９項に記載の回路。 １１．前記増幅器・圧縮器回路の出力信号を受信して、及び、前記送信信号を 増幅すると共に前記受信信号を圧縮するための出力ステージを有することを特徴 とする請求の範囲第１項に記載の回路。 １２．前記第１切替器に対して負荷を印加しないまま、該第１切替器は受信信 号によって駆動されることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の回路。 １３．前記第１切替器を分流することなく、該第１切替器は受信信号によって 駆動されることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の回路。 １４．オーディオ入力を電気送信信号に変換すると共にオーディオデータを表 す電気受信信号をオーディオ出力に変換する第１切替器と、送信信号と受信信号 からなる複合信号を受信するために、及び、該送信信号を増幅すると共に該受信 信号を圧縮し、さらに、送信信号と受信信号との間の分離が少なくとも２５ｄＢ である出力送信信号を生成するために、該第１切替器に接続されるオーディオ・ プロセシング回路とを有するオーディオ出力を生成すると共にオーディオ入力を 送信するための全二重オーディオ通信回路。 １５．オーディオ入力を第２電気送信信号に変換し、オーディオ・データを表 す前記電気受信信号をオーディオ出力に変換するための第２切替器を有し、又、 前記第１と第２切替器との極性は相違する、更に、前記オーディオ・プロセシン グ回路は、前記第１切替器からの複合信号を受信し、及び、第２切替器からの送 信信号と受信信号からの第２複合信号を受信するための、及び、第１と第２切替 器からの送信信号を複合すると共に殆の前記受信信号をキャンセルするための第 １微分増幅器を有することを特徴とする請求の範囲第１４項に記載の回路。 １６．第１と第２切替器の負荷を最小にするため、前記受信信号はオペレーテ ィング増幅器を用いて前記第１と第２切替器に提供されることを特徴とする請求 の範囲第１４項に記載の回路。 １７．下記のものを有する請求の範囲第１４項に記載の回路：第１と第２入力 を有する第２微分増幅器；前記第２微分増幅器の第１入力と接続される第１マイ クロホン、該マイクロホンは音声入力と第１切替器からの少なくともオーディオ 出力部分とからなるオーディオ入力を受信するように位置決めされる、又、該第 １マイクロホンは前記第１オーディオ入力を第１電気信号に変換することができ る；前記第１マイクロホンとは極性が逆な第２マイクロホン、該第２マイクロホ ンは前記第２微分増幅器の第２入力と接続される、又、該第２マイクロホンは音 声入力と第２切替器からの少なくともオーディオ出力部分とからなるオーディオ 入力を受信するように位置決めされる、従って、第１マイクロホン内の第１切替 器から受信されるオーディオ出力と、第２マイクロホン内の第２切替器から受信 されるオーディオ出力とは、位相が約１８０度相違する、又、該第２マイクロホ ンは前記第２オーディオ入力を第２電気信号に変換することができる、又、前記 第２微分増幅器は、音声入力のため電気信号をほぼ２倍増幅し、及び、第１と第 ２切替器のオーディオ出力のため殆の共通モード信号をキャンセルする；前記第 １と第２微分増幅器からの出力を複合するため、前記第１と第２微分増幅器に接 続される加算増幅器。 １８．オーディオ入力を電気送信信号に変換すると共にオーディオデータを表 す電気受信信号をオーディオ出力に変換する切替器と、 前記受信信号を受信するため前記切替器のインピーダンスをマッチングするマ ッチング・インピーダンス設備と、 送信と受信信号からなる複合信号を受信し、該送信信号を増幅すると共に該受 信信号を圧縮するために前記第１切替器に接続される増幅器・圧縮器回路と、 前記受信信号を受信すると共に前記受信信号を圧縮するため、前記マッチング ・インピーダンス設備に接続される圧縮器回路と、 前記増幅器・圧縮器回路からの前記複合信号及び前記圧縮器回路からの受信信 号を受信するために、及び、受信信号が殆キャンセルされるように前記増幅器・ 圧縮器回路からの前記複合信号と前記圧縮器回路からの受信信号とを複合するた めに前記増幅器・圧縮器回路及び前記圧縮器回路と接続される微分増幅器とから 構成されることを特徴とする全二重オーディオ通信回路。 １９．前記釣合(matched)・インピーダンスは、オーディオ入力を第２電気送 信信号に変換、前記電気受信信号をオーディオ出力に変換する第２切替器である ； 前記圧縮器回路は、第２増幅器・圧縮器回路の一部分であり、且つ、該第２増 幅器・圧縮器は、第２送信信号と受信信号からなる複合信号を受信するため、及 び、第２送信信号を増幅すると共に受信信号を圧縮するため、第２切替器と接続 される； 前記微分増幅器は、前記第１と第２送信信号を一緒に加算するため、及び、本 質的に受信信号をキャンセルするため、前記第２増幅器・圧縮器回路に接続され ることを特徴とする請求の範囲第１８項に記載の回路。 ２０．オーディオ入力を電気送信信号に変換すると共にオーディオデータを表 す電気受信信号をオーディオ出力に変換する切替器と、前記切替器に対して負荷 を印加しないまま、前記受信信号を該切替器に伝送する増幅器とを有することを 特徴とする全二重オーディオ通信回路。 ２１．前記増幅器は、非逆転入力と、逆転入力と、出力と、前記逆転入力と出 力との間に接続される抵抗とを有するオペレーティング増幅器を用いる、更に、 該非逆転入力は前記受信信号を受信し、該逆転入力は前記切替器に接続される、 又、前記増幅器は、前記切替器に対して負荷を印加しないまま、前記受信信号を 該切替器に伝送することを特徴とする請求の範囲第２０項に記載の回路。 ２２．前記増幅器は、非逆転入力と逆転入力とを有するオペレーティング増幅 器を用いる、又、該非逆転入力は前記受信信号を受信し、該逆転入力は前記切替 器に接続される、又、前記増幅器は、前記切替器に対して負荷を印加しないまま 、前記受信信号を該切替器に伝送することを特徴とする請求の範囲第２０項に記 載の回路。 ２３．前記増幅器は、非逆転入力と逆転入力と出力とを有する演算増幅器を用 いる、更に、該非逆転入力は前記受信信号を受信し、切替器は前記逆転入力と出 力との間に接続されて、又、前記増幅器は、前記切替器に対して負荷を印加しな いまま、前記受信信号を該切替器に伝送することを特徴とする請求の範囲第２０ 項に記載の回路。 ２４．前記増幅器は共通エミッタ配置で接続される二極ジャクション・トラン ジスターを用いる、また、前記切替器は該トランジスターのエミッタに接続され て、該トランジスタはトランジスタのベースで受信信号を受信する、更に、該ト ランジスターは該受信信号を増幅して前記切替器に対して負荷を印加しないまま 該受信信号を該切替器に伝送することを特徴とする請求の範囲第２０項に記載の 回路。 ２５．前記切替器に対して負荷を印加しないまま前記受信信号を該切替器に伝 送する、切替器にて、前記送信信号と前記受信信号からなる複合信号を生成する 、 該複合信号を受信してその送信信号を増幅すると共に該複合信号中の受信信号 を減少するとのように構成されるオーディオ入力を電気送信信号に変換すると共 にオーディオデータを表す電気受信信号をオーディオ出力に変換する切替器を用 いて全二重通信を行う方法。 ２６．切替器にて前記送信信号と前記受信信号からなる第１複合信号を生成す る、 第２切替器に対して負荷を印加しないまま前記受信信号を該第２切替器に伝送 する、 第２切替器のにて前記送信信号と前記受信信号からなる複合信号を生成する、 該複合信号を受信してその送信信号を増幅すると共に該複合信号中の受信信号を 減少する、 該複合信号を受信してその送信信号を増幅すると共に該複合信号中の受信信号 を減少する、又、ここで前記第２切替器からの送信信号と第１切替器からの送信 信号との位相は相違する、 前記第１と第２切替器から複合信号を引くことで、各切替器からの送信信号は 約１倍増幅、複合受信信号は殆キャンセルされるとのようなことを有することを 特徴とする請求の範囲第２５項に記載の方法。 ２７．第１切替器セットを用いてオーディオ入力を複数な電気送信信号に変換 すると共にオーディオデータを表す電気受信信号を複数なオーディオ出力に変換 する、ここで各切替器の出力にての信号は受信と送信信号を共に有する、又、 前記第１セットの各切替器の出力にての信号を複合するとのようなことを有す ることを特徴とする請求の範囲第２５項に記載の方法。 ２８．第２切替器セットを用いてオーディオ入力を複数な電気送信信号に変換 すると共にオーディオデータを表す電気受信信号を複数なオーディオ出力に変換 する、ここで該第２セットの各切替器の出力にての信号は受信と送信信号を共に 有する、又、前記送信信号と前記第１セットの各切替器による送信信号との位相 は相違する；更に 前記第２セットの各切替器の出力にての信号を複合する 前記第１と第２切替器セットから複合信号を引くことで、各セットからの送信 信号は約１倍増幅、複合受信信号は殆キャンセルされるとのようなことを有する ことを特徴する請求の範囲第２７項に記載の方法。 ２９．それぞれ一つの正入力端子と一つの負入力端子及び一つの出力端子を有 する第１と第２演算増幅器で構成され、且つ、第２演算増幅器の正端子は第１演 算増幅器の負端子と接続されてＴコネクションを形成し、各演算増幅器の出力端 子は抵抗を介して演算増幅器の負入力と接続される；第１演算増幅器の正端子は 第１入力信号を受信及び第１入力信号を応答するのに用いられる、第１演算増幅 器は第１演算増幅器の負入力を介してＴコネクションにて大体均等な信号分量を 生成する； 第１と第２演算増幅器は第１入力信号に対応する各増幅器の出力端子に共通モ ード信号分量を生成するように配置される； 第１と第２演算増幅器はＴコネクションにて第２入力信号を受信し、出力端子 にて出力信号分量を生成して、大きさがほぼ同じ、位相差が１８０度の第２入力 信号に応答することを特徴とする二方向ハイブリッド回路。 ３０．前記出力端子と接続される微分増幅器を有して、 該微分増幅器は前記共通モード分量をキャンセルし、位相がほぼ１８０度相違 する出力分量を複合することを特徴とする請求の範囲第２９項に記載の回路。 ３１．前記微分増幅器と接続される圧縮器・増幅器回路を有することを特徴と する請求の範囲第３０項に記載の回路。 ３２．一つの演算増幅器の出力端子は、Ｔコネクションのインピーダンスのバ ランスを調節するための釣合(matched)インピーダンス回路に接続されることを 特徴とする請求の範囲第２９項に記載の回路。 ３３．Ｔコレクションは電話インターフェース回路に接続されることを特徴と する請求の範囲第２９に記載の回路。 ３４．前記電話インターフェース回路は電話ラインからの電流流量を調節する ための模擬インダククターを有することを特徴とする請求の範囲第３３項に記載 の回路。 ３５．前記電話インターフェース回路は該分離器回路は、電話ラインからの電 流流量を監視して、電流流量がいき値以下又はゼロまで下がったとき、送信信号 の信号パスをオープンするようにあるスイッチを駆動するために電話ラインに接 続される際用いられる分離器回路を有することを特徴とする請求の範囲第３３項 に記載の回路。 ３６．前記分離器回路は電話ラインからの電流により駆動されるオプト・カプ ラーを有することを特徴とする請求の範囲３５に記載の回路。 ３７．前記電話インターフェース回路は電話ラインからの電流流量を調節する ための模擬インダククターを有することを特徴とする請求の範囲第３５項に記載 の回路。 ３８．前記Ｔコネクションは模擬トランスを介して電話インターフェース回路 に接続されることを特徴とする請求の範囲第３３項に記載の回路。 ３９．前記第１入力信号は受信信号、前記第２入力信号は送信信号であり、前 記Ｔセクションは、オーディオ入力を送信信号に変換すると共にオーディオデー タを表す受信信号をオーディオ出力に変換するために、切替器と接続されること を特徴とする請求の範囲第２９項に記載の回路。 ４０．前記出力端子は、該微分増幅器は前記共通モード分量をキャンセルし、 位相がほぼ１８０度相違する出力分量を複合するための微分増幅器に接続される 、ことを特徴とする請求の範囲第３９項に記載の回路。 ４１．前記出力端子はそれぞれ送信信号を増幅すると共に受信信号を減少する ための圧縮器・増幅器回路と接続されることを特徴とする請求の範囲第３９項に 記載の回路。 ４２．それぞれ一つの正入力端子と一つの負入力端子及び一つの出力端子を有 する第１と第２演算増幅器を有して、且つ、第１と第２演算増幅器の正端子は一 緒に接続され、第１と第２演算増幅器は正端子にて送信信号を受信、出力端子に て共通モード送信信号を生成する、 又、前記第１演算増幅器の負入力端子と出力端子との間に並列接続される、区 切トランスを有して、且つ、該区切トランスは前記第１演算増幅器からの送信信 号を電話ラインヘ、該電話ラインからの受信信号を前記第１演算増幅器へ送信す る、 又、前記第２演算増幅器の負入力端子と出力端子との間に並列接続され、且つ 、前記電話ラインのインピーダンスのバランスを調節するためのインピーダンス 回路を有する、 又、前記第１と第２演算増幅器の出力端子に接続される微分増幅器を有して、 該微分増幅器は共通モード送信信号をキャンセル、前記第１演算増幅器からの受 信信号を通過させることを特徴とする電話ライン・インターコネクタ回路。 ４３．前記区切回路は電話インターフェース回路を介して前記電話ラインに接 続されることを特徴とする請求の範囲第４２項に記載の回路。 ４４．前記電話インターフェース回路は電話ラインからの電流流量を調節する ための模擬インダククター回路を有することを特徴とする請求の範囲第４３項に 記載の回路。 ４５．前記インターフェース回路は前記電話インターフェース回路は電話ライ ンに接続される区切器回路を有して、又、該分離器回路は、電話ラインからの電 流流量を監視して、電流流量がいき値以下又はゼロまで下がったとき、送信信号 の信号パスをオープンするようにあるスイッチを駆動することを特徴とする請求 の範囲第４３項に記載の回路。 ４６．前記分離器回路は電話ラインからの電流により駆動されるオプト・カプ ラーを有することを特徴とする請求の範囲第４５項に記載の回路。 ４７．それぞれ一つの正入力端子と一つの負入力端子及び一つの出力端子を有 する第１と第２演算増幅器を有して、且つ、第１と第２演算増幅器の正端子は一 緒に接続され、第１と第２演算増幅器は正端子にて第１入力信号を受信、出力端 子にて該第１入力信号に応じる共通モード信号を生成する、 又、前記第１演算増幅器の負入力端子と出力端子との間に並列接続される二方 向設備を有して、且つ、該両方向設備は前記第１演算増幅器からの第１入力信号 を受信し、該第１入力信号に応じる出力信号を生成する、又、該インダクチブ設 備はIncoming信号を表す第２入力信号を前記第１演算増幅器へ送信する、 又、前記第２演算増幅器の負入力端子と出力端子との間に並列接続され、且つ 、前記二方向設備と釣合わせる(match)ための釣合(match)・インピーダンス回路 を有する、 又、前記第１と第２演算増幅器の出力端子に接続される微分増幅器を有して、 該微分増幅器は共通モード信号をキャンセル、前記第１演算増幅器からの第２入 力に応じる信号を通過させることを特徴とするバランス・インピーダンス配置を 用いる全二重通信回路。 ４８．前記第１入力信号は受信信号、前記第２入力信号は送信信号であり、又 、前記二方向設備は、オーディオ入力を送信信号に変換すると共にオーディオデ ータを表す受信信号をオーディオ出力に変換するための切替器を有することを特 徴とする請求の範囲第４７項に記載の回路。 ４９．前記釣合(matching)インピーダンスはオーディオ入力を第２送信信号に 変換、オーディオデータを表す受信信号をオーディオ出力に変換する切替器を用 いることを特徴とする請求の範囲第４８項に記載の回路。 ５０．前記第１演算増幅器の出力端子と、送信信号を増幅、受信信号を減少さ せるための微分増幅器との間に接続される第１圧縮・増幅器回路を有することを 特徴とする請求の範囲第４８項に記載の回路。 ５１．前記第１入力信号は送信信号、前記第２入力信号は電話ラインからのオ ーディオ信号を表す受信信号であり、又、前記二方向設備は、前記送信信号を前 記電話ラインヘ送信、前記電話ラインからの受信信号を前記第１演算増幅器に送 信するためのトランスを用いることを特徴とする請求の範囲第４７項に記載の回 路。 ５２．前記トランスは電話インターフェース回路を介して電話ラインに接続さ れることを特徴とする請求の範囲第５１項に記載の回路。 ５３．前記電話インターフェース回路は電話ラインからの電流流量を調節する ための模擬インダククターを有することを特徴とする請求の範囲第５２項に記載 の回路。 ５４．前記電話インターフェース回路は電話ラインに接続される分離器回路を 有して、且つ、該分離器回路は、電話ラインからの電流流量を監視して、電流量 がいき値以下又はゼロまで下がったとき、送信信号の信号パスをオープンするよ うに或るスイッチを駆動することを特徴とする請求の範囲第５２項に記載の回路 。 ５５．前記第１入力信号は受信信号、前記第２入力信号は送信信号であり、又 、前記二方向設備は、オーディオ入力を送信信号に変換、オーディオデータを表 す受信信号をオーディオ出力に変換するためのピエゾ・エレクトリック切替器を 有することを特徴とする請求の範囲第４７項に記載の回路。 ５６．オーディオ入力を電気送信信号に変換、オーディオデータを表す電気受 信信号をオーディオ出力に変換する第１ピエゾ・エレクトリック切替器と、 送信信号と受信信号からなる複合信号を受信し、該送信信号を増幅すると共に 該受信信号を圧縮して、出力送信信号を生成するために、該第１切替器に接続さ れるオーディオ・プロセシング回路とから構成され、且つ、該オーディオプロセ シング回路のループ・ゲインは１以下であることを特徴とするオーディオ出力を 生成すると共にオーディオ入力を送信するための全二重オーディオ通信回路。