JP2000269780A - 平衡型多重モード圧電フィルタ - Google Patents
平衡型多重モード圧電フィルタInfo
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- JP2000269780A JP2000269780A JP7504799A JP7504799A JP2000269780A JP 2000269780 A JP2000269780 A JP 2000269780A JP 7504799 A JP7504799 A JP 7504799A JP 7504799 A JP7504799 A JP 7504799A JP 2000269780 A JP2000269780 A JP 2000269780A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 超高周波圧電基板を用いて平衡型多重モード
圧電フィルタを得る。 【解決手段】 圧電基板に複数の電極を配置した多重モ
ード圧電フィルタで、励起する振動モードを一方の軸方
向には反対称１次振動モードであり、他方の軸方向には
複数の対称振動モード、複数の反対称振動モードを励起
して平衡型多重モード圧電フィルタを構成する。
圧電フィルタを得る。 【解決手段】 圧電基板に複数の電極を配置した多重モ
ード圧電フィルタで、励起する振動モードを一方の軸方
向には反対称１次振動モードであり、他方の軸方向には
複数の対称振動モード、複数の反対称振動モードを励起
して平衡型多重モード圧電フィルタを構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は多重モード圧電フィ
ルタに関し、特に同一基板面上に入出力端子を設けた平
衡型圧電多重モードフィルタに関する。
ルタに関し、特に同一基板面上に入出力端子を設けた平
衡型圧電多重モードフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】二重モード圧電フィルタは小型であるこ
と、高減衰量が得られること及び堅牢であること等の理
由から、デュアル方式の携帯電話等に広く用いられてい
る。特に近年では通信機の高周波化に伴い、圧電フィル
タの高周波化への要求が高まっており、高周波化を実現
すべく超薄板圧電基板を用いた二重モード圧電フィルタ
（以下、二重モードフィルタと称す）が提案され実現さ
れている。図４（ａ）及び（ｂ）は従来の二重モード圧
電フィルタの構成を示す平面図及びC−Cにおける断面図
である。周知のように、二重モードフィルタの高周波化
を実現するためには圧電基板を薄く加工しなければなら
ないが、圧電基板全体を薄くフィルム状に加工すること
には機械加工技術上の限界があり、仮に加工できたとし
てもその後の取り扱いが極めて難しく、作業性が著しく
低下するという問題があった。このため図示したよう
に、圧電基板11として、例えばＡＴカット水晶基板の一
方の主面の一部をエッチング等の手段により凹陥し、薄
板状の超薄肉部１２（振動部）と、超薄肉部１２の周囲
を支持する厚肉の環状囲繞部１３とを一体的に形成し
て、超薄肉部１２の機械的強度を保持しつつ、高周波を
実現した超薄板基板11が用いられつつある。
と、高減衰量が得られること及び堅牢であること等の理
由から、デュアル方式の携帯電話等に広く用いられてい
る。特に近年では通信機の高周波化に伴い、圧電フィル
タの高周波化への要求が高まっており、高周波化を実現
すべく超薄板圧電基板を用いた二重モード圧電フィルタ
（以下、二重モードフィルタと称す）が提案され実現さ
れている。図４（ａ）及び（ｂ）は従来の二重モード圧
電フィルタの構成を示す平面図及びC−Cにおける断面図
である。周知のように、二重モードフィルタの高周波化
を実現するためには圧電基板を薄く加工しなければなら
ないが、圧電基板全体を薄くフィルム状に加工すること
には機械加工技術上の限界があり、仮に加工できたとし
てもその後の取り扱いが極めて難しく、作業性が著しく
低下するという問題があった。このため図示したよう
に、圧電基板11として、例えばＡＴカット水晶基板の一
方の主面の一部をエッチング等の手段により凹陥し、薄
板状の超薄肉部１２（振動部）と、超薄肉部１２の周囲
を支持する厚肉の環状囲繞部１３とを一体的に形成し
て、超薄肉部１２の機械的強度を保持しつつ、高周波を
実現した超薄板基板11が用いられつつある。
【０００３】図４（ａ）、（ｂ）に示すように、超薄板
圧電基板１１（以下、基板と称す）の平坦な面に蒸着等
の手法を用いて部分電極１４ａ、１４ｂを図４（ａ）の
左下隅に示した座標軸のα軸に沿って設けると共に、該
電極１４ａ、１４ｂから基板１１の端に向けてそれぞれ
リード電極１６を延在し、パッド電極１７、17と接続す
る。そして、基板１１の凹陥部が形成されている面には
基板全面に電極１５を付着する。さらに、図５に示す模
式図のように、電極15をアースに接続し、例えば、部分
電極14aを入力側、部分電極14bを出力側として２端子対
回路を構成すると、不平衡型二重モードフィルタが得ら
れる。
圧電基板１１（以下、基板と称す）の平坦な面に蒸着等
の手法を用いて部分電極１４ａ、１４ｂを図４（ａ）の
左下隅に示した座標軸のα軸に沿って設けると共に、該
電極１４ａ、１４ｂから基板１１の端に向けてそれぞれ
リード電極１６を延在し、パッド電極１７、17と接続す
る。そして、基板１１の凹陥部が形成されている面には
基板全面に電極１５を付着する。さらに、図５に示す模
式図のように、電極15をアースに接続し、例えば、部分
電極14aを入力側、部分電極14bを出力側として２端子対
回路を構成すると、不平衡型二重モードフィルタが得ら
れる。
【０００４】周知のように、二重モードフィルタは２つ
の電極によって励起される２つの定在波である、対称１
次共振モードと反対称1次共振モードとを音響的に結合
させることでバンドパスフィルタを実現するものであ
る。図４（ｃ）は二重モードフィルタの振動部に励起さ
れる振動モードの変位分布を二次元的に表現したもので
あって、部分電極の配列方向、即ちα軸方向には１次の
対称モード（ロ）と、１次の反対称モード（ハ）との２
つのモードが強勢に励起される。このとき、これと直交
するβ軸方向には１次の対称モード（イ）の変位分布を
呈する。ちなみに、これを電気的等価回路で表せば図６
のようになる。ここで、並列回路の図中下側の分枝は図
４のα軸方向の対称１次モード（その共振周波数をf1と
する）を、上側の分枝は反対称１次称モード（その共振
周波数をf2とする）を等価的に表現したものであり、対
称１次モードと反対称１モードとでは位相が180度異な
るので、対称１次モードでは入出力端子間に位相反転用
の変成器が付加される。また、周知のように、二重モー
ドフィルタの中心周波数は基板11の振動部12の厚さと電
極14a、14b及び15の周波数低下量に依存し、フィルタの
帯域幅は基板11上面に付着した電極１４ａ、１４ｂの周
波数低下量及び両者の間隙gに依存する。即ち電極14a、
14bの周波数低下量を大きくすると帯域幅は狭まり、ま
た電極間の間隙gを広くすると通過帯域幅は狭くなり、
間隙gを狭めると帯域幅が広がる。
の電極によって励起される２つの定在波である、対称１
次共振モードと反対称1次共振モードとを音響的に結合
させることでバンドパスフィルタを実現するものであ
る。図４（ｃ）は二重モードフィルタの振動部に励起さ
れる振動モードの変位分布を二次元的に表現したもので
あって、部分電極の配列方向、即ちα軸方向には１次の
対称モード（ロ）と、１次の反対称モード（ハ）との２
つのモードが強勢に励起される。このとき、これと直交
するβ軸方向には１次の対称モード（イ）の変位分布を
呈する。ちなみに、これを電気的等価回路で表せば図６
のようになる。ここで、並列回路の図中下側の分枝は図
４のα軸方向の対称１次モード（その共振周波数をf1と
する）を、上側の分枝は反対称１次称モード（その共振
周波数をf2とする）を等価的に表現したものであり、対
称１次モードと反対称１モードとでは位相が180度異な
るので、対称１次モードでは入出力端子間に位相反転用
の変成器が付加される。また、周知のように、二重モー
ドフィルタの中心周波数は基板11の振動部12の厚さと電
極14a、14b及び15の周波数低下量に依存し、フィルタの
帯域幅は基板11上面に付着した電極１４ａ、１４ｂの周
波数低下量及び両者の間隙gに依存する。即ち電極14a、
14bの周波数低下量を大きくすると帯域幅は狭まり、ま
た電極間の間隙gを広くすると通過帯域幅は狭くなり、
間隙gを狭めると帯域幅が広がる。
【０００５】図７は、電極１４ａ（１４ｂ）のα軸方向
の長さを0.25mm、β軸方向の長さを0.36mm、電極間隙g
を0.08mm、電極の周波数低下量を1.5MHzとしたデジタル
携帯電話システムPDCのＩＦ段に用いられているフィル
タのフィルタ特性P1と群遅延時間特性P2を示す図であ
り、フィルタ特性は中心周波数１３０MHz、３dB帯域幅
３０kHzであり、遅延時間偏差は±10.5kHzで5μs以下と
なっている。
の長さを0.25mm、β軸方向の長さを0.36mm、電極間隙g
を0.08mm、電極の周波数低下量を1.5MHzとしたデジタル
携帯電話システムPDCのＩＦ段に用いられているフィル
タのフィルタ特性P1と群遅延時間特性P2を示す図であ
り、フィルタ特性は中心周波数１３０MHz、３dB帯域幅
３０kHzであり、遅延時間偏差は±10.5kHzで5μs以下と
なっている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
携帯電話等では、ＩＦ部に上述したような不平衡型フィ
ルタを採用していたので、送受信信号にとアース間を介
してノイズが混入し易いという問題があった。最近の移
動通信の端末では、デジタル回路とアナログ回路が混在
するようになったことにより、機器の内部ノイズも増加
している。このような状況の中で、携帯通信機器の分野
では従来より通話品質のよい携帯機を実現するべく、Ｉ
Ｆ回路全体を平衡型にして他の回路ブロックからのノイ
ズを低減することが課題となっており、二重モードフィ
ルタに対しても平衡型への移行が望まれている。周知の
ように、平衡型フィルタは図８に示すように、共通電極
15を電極14a、14bと対向するよう部分電極15a、15bに分
割し、それぞれからリード電極を延在し、入出力端子16
b、17bに接続して、16a−16bと17a−17bとの２端子対回
路を構成している。ノイズはアースと信号ライン16aあ
るいは17aと、アースと信号ライン16bあるいは17bの信
号線とに同時に混入するため、２つの信号線16a−16bあ
るいは17a−17bからみるとこれはノイズとはならい。ま
た、最近の半導体技術の進展により差動増幅器が小型で
安価に得られるので、これを用いれば同相ノイズは容易
に除去することもできる。このような理由からＩＦフィ
ルタにも平衡型フィルタが望まれるようになってきた。
携帯電話等では、ＩＦ部に上述したような不平衡型フィ
ルタを採用していたので、送受信信号にとアース間を介
してノイズが混入し易いという問題があった。最近の移
動通信の端末では、デジタル回路とアナログ回路が混在
するようになったことにより、機器の内部ノイズも増加
している。このような状況の中で、携帯通信機器の分野
では従来より通話品質のよい携帯機を実現するべく、Ｉ
Ｆ回路全体を平衡型にして他の回路ブロックからのノイ
ズを低減することが課題となっており、二重モードフィ
ルタに対しても平衡型への移行が望まれている。周知の
ように、平衡型フィルタは図８に示すように、共通電極
15を電極14a、14bと対向するよう部分電極15a、15bに分
割し、それぞれからリード電極を延在し、入出力端子16
b、17bに接続して、16a−16bと17a−17bとの２端子対回
路を構成している。ノイズはアースと信号ライン16aあ
るいは17aと、アースと信号ライン16bあるいは17bの信
号線とに同時に混入するため、２つの信号線16a−16bあ
るいは17a−17bからみるとこれはノイズとはならい。ま
た、最近の半導体技術の進展により差動増幅器が小型で
安価に得られるので、これを用いれば同相ノイズは容易
に除去することもできる。このような理由からＩＦフィ
ルタにも平衡型フィルタが望まれるようになってきた。
【０００７】ところが、超薄板圧電基板を用いて二重モ
ード圧電フィルタを構成する場合、凹陥部側も平坦部側
と同じように分割電極を配設すれば平衡型フィルタが得
られるものの、振動部12と厚肉部13との境界B1、あるい
は厚肉部13の角B2等でリード電極が断線し易く、不良率
が高いので凹陥部の全体を電極膜でおおい、段差部分の
いずれかで導通が得られるであろうことを期待して全面
電極を設けていた。つまり、製造上の理由から凹陥部側
は全面電極とせざるを得ず、超薄板を用いた場合は必然
的に不平衡フィルタしか構成できないのである。そこ
で、上述した構造の不平衡型二重モードフィルタを平衡
型二重モードフィルタとすべく、レーザを用いて不平衡
型二重モードフィルタの凹陥部側の全面電極にスリット
を形成し、電極を２つに分離する方法が考えられる。実
際の電極間間隙gは上述したように8０μｍ程度と細く、
切断する場所の位置決めが極めて難しく、レーザで切断
する場合に図４（ｂ）に示す段差部B1、B2ではレーザー
光が金属面に対して垂直に照射されないため金属薄膜が
除去されずに残留して所望のギャップが形成できない等
の問題があった。本発明は上記問題を解決するためにな
されたものであって、超薄板圧電基板の凹陥側に部分電
極を設けることなく平衡型二重モードフィルタを提供す
ることを目的とする。
ード圧電フィルタを構成する場合、凹陥部側も平坦部側
と同じように分割電極を配設すれば平衡型フィルタが得
られるものの、振動部12と厚肉部13との境界B1、あるい
は厚肉部13の角B2等でリード電極が断線し易く、不良率
が高いので凹陥部の全体を電極膜でおおい、段差部分の
いずれかで導通が得られるであろうことを期待して全面
電極を設けていた。つまり、製造上の理由から凹陥部側
は全面電極とせざるを得ず、超薄板を用いた場合は必然
的に不平衡フィルタしか構成できないのである。そこ
で、上述した構造の不平衡型二重モードフィルタを平衡
型二重モードフィルタとすべく、レーザを用いて不平衡
型二重モードフィルタの凹陥部側の全面電極にスリット
を形成し、電極を２つに分離する方法が考えられる。実
際の電極間間隙gは上述したように8０μｍ程度と細く、
切断する場所の位置決めが極めて難しく、レーザで切断
する場合に図４（ｂ）に示す段差部B1、B2ではレーザー
光が金属面に対して垂直に照射されないため金属薄膜が
除去されずに残留して所望のギャップが形成できない等
の問題があった。本発明は上記問題を解決するためにな
されたものであって、超薄板圧電基板の凹陥側に部分電
極を設けることなく平衡型二重モードフィルタを提供す
ることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明に係る平衡型多重モード圧電フィルタの請求項
１記載の発明は、圧電基板の一方の主面に４つの電極を
２行２列のマトリクス状に配置し、同じ列の電極同士を
一対とする電極対の一方を入力、他方を出力としたこと
を特徴とする平衡型多重モード圧電フィルタである。請
求項２記載の発明は、圧電基板の一方の主面に６つの電
極を２行３列のマトリクス状に配置し、同じ列の電極同
士を一対とする電極対の一列目を入力とし、２列目を短
絡し、三列目を出力としたことを特徴とする平衡型多重
モード圧電フィルタである。請求項３記載の発明は、圧
電基板の一方の主面に複数の電極を２行Ｎ列のマトリク
ス状に配置し、同じ列の電極同士を一対とする電極対の
一列目を入力とし、Ｎ列目を出力とすると共に、他の列
の電極同士を互いに短絡したこと特徴とする平衡型多重
モード圧電フィルタである。請求項４記載の発明は、前
記圧電基板の他方の主面に共通電極を配置したことを特
徴とする請求項１乃至３記載の平衡型多重モード圧電フ
ィルタである。請求項５記載の発明は、圧電基板の一方
の主面に複数の電極を２行Ｎ列のマトリクス状に配置す
ると共に、同じ列の電極同士を一対とする電極対を構成
した多重モード圧電フィルタであって、前記電極列が行
方向に沿って少なくとも一つの対称振動モードと少なく
とも一つの反対称振動モードとを強勢に励起し、そのい
ずれの振動モードも列方向には反対称１次振動モードの
変位分布を呈することを特徴とする平衡型多重モード圧
電フィルタである。
に本発明に係る平衡型多重モード圧電フィルタの請求項
１記載の発明は、圧電基板の一方の主面に４つの電極を
２行２列のマトリクス状に配置し、同じ列の電極同士を
一対とする電極対の一方を入力、他方を出力としたこと
を特徴とする平衡型多重モード圧電フィルタである。請
求項２記載の発明は、圧電基板の一方の主面に６つの電
極を２行３列のマトリクス状に配置し、同じ列の電極同
士を一対とする電極対の一列目を入力とし、２列目を短
絡し、三列目を出力としたことを特徴とする平衡型多重
モード圧電フィルタである。請求項３記載の発明は、圧
電基板の一方の主面に複数の電極を２行Ｎ列のマトリク
ス状に配置し、同じ列の電極同士を一対とする電極対の
一列目を入力とし、Ｎ列目を出力とすると共に、他の列
の電極同士を互いに短絡したこと特徴とする平衡型多重
モード圧電フィルタである。請求項４記載の発明は、前
記圧電基板の他方の主面に共通電極を配置したことを特
徴とする請求項１乃至３記載の平衡型多重モード圧電フ
ィルタである。請求項５記載の発明は、圧電基板の一方
の主面に複数の電極を２行Ｎ列のマトリクス状に配置す
ると共に、同じ列の電極同士を一対とする電極対を構成
した多重モード圧電フィルタであって、前記電極列が行
方向に沿って少なくとも一つの対称振動モードと少なく
とも一つの反対称振動モードとを強勢に励起し、そのい
ずれの振動モードも列方向には反対称１次振動モードの
変位分布を呈することを特徴とする平衡型多重モード圧
電フィルタである。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下本発明を図面に示した実施の
形態に基づいて詳細に説明する。図１は本発明に係る平
衡型二重モードフィルタの構成を示す図であって、同図
（ａ）は平面図、同図（ｂ）はＡ−Ａにおける断面図、
同図（ｃ）は電極上に励起される振動モードの変位分布
を示す図である。超薄板である基板１は前述したように
フォトリソグラフィ手法を用いて形成し、裏面である凹
陥部側は底部の超薄肉部２（振動部）とその周辺図を保
持する環状囲繞部とからなると共に、表面は全面わたっ
てポリッシュ加工面である平坦部からなる。図１（ａ）
の左下隅に示す座標軸のβ軸に沿って、基板１の表面に
電極３ａ、３ｂを間隙g2をおいて配置すると共に、電極
４ａ、４ｂを電極３ａ、３ｂと平行に間隙g1をおいて配
設する。電極３ａ〜４ｂからそれぞれ基板1の端に向け
てリード電極を延在し電極パッド６ａ〜６ｄと接続す
る。さらに、基板１の裏面である凹陥部側２には全面に
わたって電極５を設けている。そして、例えば電極3a、
3bを入力側、電極4a、4bを出力側として２端子対回路を
構成し、電極５をアースに接続することによって、平衡
型二重モードフィルタとして機能することを見出した。
形態に基づいて詳細に説明する。図１は本発明に係る平
衡型二重モードフィルタの構成を示す図であって、同図
（ａ）は平面図、同図（ｂ）はＡ−Ａにおける断面図、
同図（ｃ）は電極上に励起される振動モードの変位分布
を示す図である。超薄板である基板１は前述したように
フォトリソグラフィ手法を用いて形成し、裏面である凹
陥部側は底部の超薄肉部２（振動部）とその周辺図を保
持する環状囲繞部とからなると共に、表面は全面わたっ
てポリッシュ加工面である平坦部からなる。図１（ａ）
の左下隅に示す座標軸のβ軸に沿って、基板１の表面に
電極３ａ、３ｂを間隙g2をおいて配置すると共に、電極
４ａ、４ｂを電極３ａ、３ｂと平行に間隙g1をおいて配
設する。電極３ａ〜４ｂからそれぞれ基板1の端に向け
てリード電極を延在し電極パッド６ａ〜６ｄと接続す
る。さらに、基板１の裏面である凹陥部側２には全面に
わたって電極５を設けている。そして、例えば電極3a、
3bを入力側、電極4a、4bを出力側として２端子対回路を
構成し、電極５をアースに接続することによって、平衡
型二重モードフィルタとして機能することを見出した。
【００１０】本発明の特徴は、これまで平衡型フィルタ
では対となる２つの部分電極を圧電基板を挟んで対向す
るように配置していたものを、図1（ａ）に示すよう
に、基板の平坦面上に入力側電極3a、3bと、出力側の電
極4ｃ、4ｄとを２行２列のマトリクス状に設けることに
より、平衡型フィルタを容易に製作できるようになった
ことである。このように構成したとき超薄肉部2には２
つの振動モードが強勢に励起される。一方の振動モード
はα軸方向に同図（ｃ）のロに示すような変位分布を呈
する１次の対称モード（共振周波数f11）で在り、他方
の振動モードは、α軸方向に同図（ｃ）のハに示すよう
な変位分布を呈する1次の反対称モード（共振周波数f2
2：f22＞f11）であるこのときいずれの振動モードもβ
軸方向には同図（ｃ）のイに示すような１次の反対称モ
ードの変位分布を呈することになる。そして、この２つ
の振動モードが音響結合することにより、平衡型二重モ
ードフィルタとして機能することになる。図1に示す電
極５は接地してもしなくともフィルタとして機能する
が、保証減衰量を考慮すると接地する方が望ましい。
では対となる２つの部分電極を圧電基板を挟んで対向す
るように配置していたものを、図1（ａ）に示すよう
に、基板の平坦面上に入力側電極3a、3bと、出力側の電
極4ｃ、4ｄとを２行２列のマトリクス状に設けることに
より、平衡型フィルタを容易に製作できるようになった
ことである。このように構成したとき超薄肉部2には２
つの振動モードが強勢に励起される。一方の振動モード
はα軸方向に同図（ｃ）のロに示すような変位分布を呈
する１次の対称モード（共振周波数f11）で在り、他方
の振動モードは、α軸方向に同図（ｃ）のハに示すよう
な変位分布を呈する1次の反対称モード（共振周波数f2
2：f22＞f11）であるこのときいずれの振動モードもβ
軸方向には同図（ｃ）のイに示すような１次の反対称モ
ードの変位分布を呈することになる。そして、この２つ
の振動モードが音響結合することにより、平衡型二重モ
ードフィルタとして機能することになる。図1に示す電
極５は接地してもしなくともフィルタとして機能する
が、保証減衰量を考慮すると接地する方が望ましい。
【００１１】図２は本発明の他の実施例で、図２（ａ）
は構成を示す平面図、同図（ｂ）はＢ−Ｂに断面図、同
図（ｃ）は励起される３つの振動モードを二次元的に表
した図である。図１（ａ）に示した平衡型二重モードフ
ィルタの電極３ａ、４ａ間（３ｂ、４ｂ間）に電極７ａ
（７ｂ）を配置すると共に、電極３ａ−７ａ間（３ｂ−
７ｂ間）の間隙と電極７ａ−４ａ間（７ｂ−4ｂ間）の
間隙とをそれぞれg1、g2とする。電極７ａ、７ｂから基
板1の端に向かいリード電極を延在し、電極パッド６
ｅ、６ｆと接続する。フィルタとして動作させる場合に
は通常、電極パッド６ｅ、６ｆと電極５とは電気的に接
続する。
は構成を示す平面図、同図（ｂ）はＢ−Ｂに断面図、同
図（ｃ）は励起される３つの振動モードを二次元的に表
した図である。図１（ａ）に示した平衡型二重モードフ
ィルタの電極３ａ、４ａ間（３ｂ、４ｂ間）に電極７ａ
（７ｂ）を配置すると共に、電極３ａ−７ａ間（３ｂ−
７ｂ間）の間隙と電極７ａ−４ａ間（７ｂ−4ｂ間）の
間隙とをそれぞれg1、g2とする。電極７ａ、７ｂから基
板1の端に向かいリード電極を延在し、電極パッド６
ｅ、６ｆと接続する。フィルタとして動作させる場合に
は通常、電極パッド６ｅ、６ｆと電極５とは電気的に接
続する。
【００１２】図２（ａ）に示す電極パッド６ａ、６ｂを
入力端子として高周波で励振すると、β軸方向に励起さ
れるモードの変位分布は、同図（ｃ）のイに示す最低次
の反対称1次振動モードとなる。α軸方向には同図
（ｃ）に示す対称１次振動モード（ロ）、反対称１次振
動モード（ハ）及び対称２次振動モード（二）が強勢に
励起される。対称１次モードf11と対称２次モードf33と
は同相であるが、反対称１次モードｆ22とは位相が180
度異なるので、電気的等価回路は図５に示す回路図のf1
モードで示す回路に並列に対称２次モードが接続された
平衡型三重モードフィルタとして機能する。
入力端子として高周波で励振すると、β軸方向に励起さ
れるモードの変位分布は、同図（ｃ）のイに示す最低次
の反対称1次振動モードとなる。α軸方向には同図
（ｃ）に示す対称１次振動モード（ロ）、反対称１次振
動モード（ハ）及び対称２次振動モード（二）が強勢に
励起される。対称１次モードf11と対称２次モードf33と
は同相であるが、反対称１次モードｆ22とは位相が180
度異なるので、電気的等価回路は図５に示す回路図のf1
モードで示す回路に並列に対称２次モードが接続された
平衡型三重モードフィルタとして機能する。
【００１３】図３は図２に示した平衡型三重モードフィ
ルタの特性例で、電極の形状は全て同じとし、β軸方向
の長さを0.36ｍｍ、α軸方向の長さを0.25mm、電極間隙
g1を0.08mmとしたときの濾波特性と群遅延時間特性を示
す図である。中心周波数１３０MHz、３dB帯域幅３０kHz
の濾波特性P1と群遅延時間特性P2を示す図である。遅延
時間偏差は±10.5kHzで３μs以下となっている。
ルタの特性例で、電極の形状は全て同じとし、β軸方向
の長さを0.36ｍｍ、α軸方向の長さを0.25mm、電極間隙
g1を0.08mmとしたときの濾波特性と群遅延時間特性を示
す図である。中心周波数１３０MHz、３dB帯域幅３０kHz
の濾波特性P1と群遅延時間特性P2を示す図である。遅延
時間偏差は±10.5kHzで３μs以下となっている。
【００１４】以上では水晶基板を用いて本発明を説明し
たが、本発明は水晶基板のみに限定するものではなく、
ランガサイト、四方酸リチウム、タンタル酸リチウム、
ニオブ酸リチウム等の圧電材料に適用できることは云う
までもない。また、２行2列の４電極を用いた平衡型二
重モードフィルタ、２行3列の６電極を用いた平衡型三
重モードフィルタについて説明したが、より多数の振動
モードを利用する多重モードフィルタにも適用すること
ができる。さらに、両面がいずれも平坦面である圧電基
板に本発明を適用しても平衡型多重モードフィルタを実
現できる。
たが、本発明は水晶基板のみに限定するものではなく、
ランガサイト、四方酸リチウム、タンタル酸リチウム、
ニオブ酸リチウム等の圧電材料に適用できることは云う
までもない。また、２行2列の４電極を用いた平衡型二
重モードフィルタ、２行3列の６電極を用いた平衡型三
重モードフィルタについて説明したが、より多数の振動
モードを利用する多重モードフィルタにも適用すること
ができる。さらに、両面がいずれも平坦面である圧電基
板に本発明を適用しても平衡型多重モードフィルタを実
現できる。
【００１５】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成した
ので、凹陥部を有する超薄板基板を用いた高周波平衡型
二重モードフィルタ、三重モードフィルタが容易に製造
可能となり、該フィルタをデジタル携帯電話等のＩＦフ
ィルタに用いれば、同相ノイズを除外した良好な通話品
質が得られるという優れた効果を奏す。
ので、凹陥部を有する超薄板基板を用いた高周波平衡型
二重モードフィルタ、三重モードフィルタが容易に製造
可能となり、該フィルタをデジタル携帯電話等のＩＦフ
ィルタに用いれば、同相ノイズを除外した良好な通話品
質が得られるという優れた効果を奏す。
【図１】本発明に係る平衡型二重モードフィルタを示す
図で、（ａ）は構成を示す平面図、（ｂ）はその断面
図、（ｃ）は２次元的な変位分布を示す図である。
図で、（ａ）は構成を示す平面図、（ｂ）はその断面
図、（ｃ）は２次元的な変位分布を示す図である。
【図２】本発明の他の実施例である平衡型三重モードフ
ィルタを示す図で、（ａ）は構成を示す平面図、（ｂ）
はその断面図、（ｃ）は２次元的な変位分布を示す図で
ある。
ィルタを示す図で、（ａ）は構成を示す平面図、（ｂ）
はその断面図、（ｃ）は２次元的な変位分布を示す図で
ある。
【図３】平衡型三重モードフィルタの濾波特性と群遅延
時間特性を示し図である。
時間特性を示し図である。
【図４】従来の超高周波二重モードフィルタの図で、
（ａ）は構成を示す平面図、（ｂ）はその断面図、
（ｃ）は励振される振動モードを2次元的に説明する図
である。
（ａ）は構成を示す平面図、（ｂ）はその断面図、
（ｃ）は励振される振動モードを2次元的に説明する図
である。
【図５】従来の不平衡型二重モードフィルタの入出力回
路構成を示した図である。
路構成を示した図である。
【図６】従来の超高周波二重モードフィルタの電気的等
価回路を示す図である。
価回路を示す図である。
【図７】従来の超高周波二重モードフィルタのフィルタ
特性と群遅延時間特性を示す図である。
特性と群遅延時間特性を示す図である。
【図８】平衡型二重モードフィルタの入出力構成を示し
た図である。
た図である。
１・・圧電基板 ２・・凹陥部（振動部） ３ａ、３ｂ、４ａ、４ｂ、５、７ａ、７ｂ・・電極 g1、g2・・電極間の間隙 ６ａ、６ｂ６ｃ，６ｄ、６ｅ、６ｆ・・電極パッド（入
出力端子）
出力端子）
Claims (5)
- 【請求項１】 圧電基板の一方の主面に４つの電極を２
行２列のマトリクス状に配置し、同じ列の電極同士を一
対とする電極対の一方を入力、他方を出力としたことを
特徴とする平衡型多重モード圧電フィルタ。 - 【請求項２】 圧電基板の一方の主面に６つの電極を２
行３列のマトリクス状に配置し、同じ列の電極同士を一
対とする電極対の一列目を入力とし、２列目を短絡し、
三列目を出力としたことを特徴とする平衡型多重モード
圧電フィルタ。 - 【請求項３】 圧電基板の一方の主面に複数の電極を２
行Ｎ列のマトリクス状に配置し、同じ列の電極同士を一
対とする電極対の一列目を入力とし、Ｎ列目を出力とす
ると共に、他の列の電極同士を互いに短絡したこと特徴
とする平衡型多重モード圧電フィルタ。 - 【請求項４】 前記圧電基板の他方の主面に共通電極を
配置したことを特徴とする請求項１乃至３記載の平衡型
多重モード圧電フィルタ。 - 【請求項５】 圧電基板の一方の主面に複数の電極を２
行Ｎ列のマトリクス状に配置すると共に、同じ列の電極
同士を一対とする電極対を構成した多重モード圧電フィ
ルタであって、前記電極列が行方向に沿って少なくとも
一つの対称振動モードと少なくとも一つの反対称振動モ
ードとを強勢に励起し、そのいずれの振動モードも列方
向には反対称１次振動モードの変位分布を呈することを
特徴とする平衡型多重モード圧電フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7504799A JP2000269780A (ja) | 1999-03-19 | 1999-03-19 | 平衡型多重モード圧電フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7504799A JP2000269780A (ja) | 1999-03-19 | 1999-03-19 | 平衡型多重モード圧電フィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000269780A true JP2000269780A (ja) | 2000-09-29 |
Family
ID=13564912
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7504799A Pending JP2000269780A (ja) | 1999-03-19 | 1999-03-19 | 平衡型多重モード圧電フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000269780A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006134959A1 (ja) * | 2005-06-17 | 2006-12-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 多重モード薄膜弾性波共振器フィルタ |
-
1999
- 1999-03-19 JP JP7504799A patent/JP2000269780A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006134959A1 (ja) * | 2005-06-17 | 2006-12-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 多重モード薄膜弾性波共振器フィルタ |
| US7414495B2 (en) | 2005-06-17 | 2008-08-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Coupled FBAR filter |
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