JP2000215668A - 半導体記憶装置 - Google Patents
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Abstract
を実現でき、かつチップ面積を削減できる半導体記憶装
置を提供する。 【解決手段】読み出しトランジスタTN4,TN5のゲ
ートはセンスアンプビット線BLX,BLZに接続され
る。該トランジスタ4,5は、ビット線対BLZ,BL
Xの電位に応じてデータ線対DZ,DXを所定電位に駆
動することによりビット線対BLZ,BLXのデータを
データバス線対DBZ,DBXに伝達する。電位差スイ
ッチ回路21がデータ線対DZ,DXとビット線対BL
Z,BLXとの間に設けられ、書き込み時にデータ線対
DZ,DXとビット線対BLZ,BLXとの間に電位差
が生じたときに導通し、データバス線対DBZ,DBX
のデータをビット線対BLZ,BLXに伝達する。
Description
係り、特にダイレクトセンス方式を採用した半導体記憶
装置に関するものである。
とするデバイス仕様の顧客要求が強くなってきている。
具体的には、16I/O仕様のダイナミックランダムア
クセスメモリ(以下、DRAMという)や、DRAMを
ユニットとして搭載したシステムLSIでは、32I/
OシステムのDRAMが実現されている。また将来は、
MPUの演算処理の高速化や情報量の増加に伴い多ビッ
ト処理での高速化が進み、32I/O仕様のDRAM、
64I/OのDRAM混載システムLSIなどが実現さ
れようとしている。そして、この様な半導体記憶装置に
おいても、高速化を実現しつつその面積の縮小を図るこ
とが求められている。
キャパシタとで構成されたメモリセルに、電荷を流入さ
せることにより情報の「1」と「0」を保持するもので
ある。そして、このトランジスタにつながるワード線を
活性化させ、キャパシタに蓄積された微少電荷をビット
線に伝える。ビット線には、センスアンプが接続され、
該センスアンプによりビット線の微少差電圧を差動増幅
してデータバス線に伝達する一連の動作により情報が読
み出される。
す方法として、ダイレクトセンス方式という技術が知ら
れている。この方式は、高速化に伴う誤動作防止のため
に重要な方法である。
用したDRAM40の一部回路図である。DRAM40
には、メモリセルアレイを構成する複数のメモリセルC
がマトリクス状に配列される。メモリセルCは、キャパ
シタとMOSトランジスタとから構成され、複数本のワ
ード線WLi〜WLnと複数本のビット線対BLZi〜
BLZn,BLXi〜BLXnに接続される。
LXi〜BLXnとの間にそれぞれセンスアンプ41が
設けられ、ビット線対BLZi〜BLZn,BLXi〜
BLXn間の微少差電圧を増幅する。センスアンプ41
は、CMOSインバータで構成され、高電位制御電源P
SGと低電位制御電源NSGが接続されている。
BiXとビット線BLZi〜BLZn,BLXi〜BL
Xnとの間には書き込みトランジスタTN20が設けら
れ、トランジスタTN20のゲートには、コラムデコー
ダから書き込み用コラム選択信号WYSELi〜WYS
ELnが入力される。
Z,RDBiXとグランドとの間に読み出しトランジス
タTN21,TN22が直列に接続される。トランジス
タTN22のゲートはビット線対BLZi〜BLZn,
BLXi〜BLXnに接続される。トランジスタTN2
1のゲートには、コラムデコーダからの読み出し用コラ
ム選択信号RYSELi〜RYSELnが入力される。
すタイムチャートを用いて説明する。セル情報の読み出
し時において、行番地(ロウアドレス)に基づいてワー
ドデコーダ群によりワード線WLが選択されると、その
ワード線WLに接続された複数のメモリセルCのトラン
ジスタがオンして、各ビット線対BLZi〜BLZn,
BLXi〜BLXnに微少電荷が現れる。このとき、1
/2Vddレベルにプリチャージされていた制御電源P
SG及び制御電源NSGがそれぞれ高電位電源Vdd,
低電位電源Vssレベルへ駆動されることによりセンス
アンプ41が活性化される。すると、ビット線対BLZ
i〜BLZn,BLXi〜BLXnの微少電位は、高電
位電源Vdd及び低電位電源Vssレベルに増幅され
る。
n,BLXi〜BLXnに十分な電位差がついた後に、
列番地(コラムアドレス)に基づいてコラムデコーダ群
により一つの読み出し用コラム選択信号、例えば、信号
RYSELiが選択される。信号RYSELiが選択さ
れることで、読み出しトランジスタTN21がオンに制
御され、ビット線対BLZi,BLXiの情報が読み出
し用データバス線対RdbiZ,RDBiXに伝達さ
れ、最終的に出力回路からデータが読み出される。
御信号WEがHレベルに駆動された後に、書き込み用コ
ラム選択信号、例えば、信号WYSELiをHレベルと
することで書き込みトランジスタTN20をオンに制御
する。すると、書き込み用データバス線対WDBiZ,
WDBiX上のデータが書き込みトランジスタTN20
を介してビット線BLZi,BLXiに伝達されてメモ
リセルCに情報が書き込まれる。
したDRAM40では、読み出し動作時において、セン
スアンプ41が負荷が大きな書き込み用データバス線対
WDBiZ,WDBiXから分離されているため、セン
スアンプ41の負荷が小さく動作の高速化が実現でき
る。その反面、読み出し用データバス線対RDBiZ,
RDBiX及び書き込み用データバス線対WDBiZ,
WDBiXを個別に設ける必要がある。またそれに伴っ
て、コラム選択線も書き込み用と読み出し用とで分けて
設ける必要がある。その結果、データバス領域が増大
し、ひいてはチップ面積の増大を招いてしまう。
・多I/O化される傾向にあり、これに伴ってチップ内
部のI/O関連のデータバス線対(読み出し用データバ
ス線対RDBiZ,RDBiX及び書き込み用データバ
ス線対WDBiZ,WDBiX)の所要本数が増大しつ
つある。このため、ダイレクトセンス方式を採る従来の
DRAMでは、チップ面積の増大が問題となってしま
う。
RAM50が特開平6−302190号公報にて開示さ
れている。このDRAM50では、書き込み用データバ
ス線対WDBiZ,WDBiX及び読み出し用データバ
ス線対RDBiZ,WDBiXの2系統のデータバス線
対を、1系統のデータバス線対DBiZ,DBiXに共
通化して、チップ面積の低減が図られている。
302190号公報のDRAM50においても、読み出
し用コラム選択信号RYSELi〜RYSELnと書き
込み用コラム選択信号WYSELi〜WYSELnとが
個別に必要であり、そのための配線をデータバス領域に
配設することとなりデータバス領域を大幅に削減するこ
とができなかった。
Li〜RYSELn及び書き込み用コラム選択信号WY
SELi〜WYSELnは、図12及び図13に示すコ
ラムデコーダ51により生成される。つまり、コラムデ
コーダ51は、書き込み制御回路52からの書き込み用
制御信号WEとアドレスバッファ53からのアドレス信
号Ai〜Anとに基づいて読み出し用コラム選択信号R
YSELi〜RYSELn及び書き込み用コラム選択信
号WYSELi〜WYSELnを生成している。
のメモリセルアレイ54を備え、各メモリセルアレイ5
4にそれぞれコラムデコーダ51が設けられる。従っ
て、書き込み制御回路52からの制御信号WEを伝達す
るための配線を、メモリセルアレイ54の近傍に設けら
れている各コラムデコーダ51に沿って配設しなければ
ならない。この事は、その配線の寄生容量Qlと、全デ
コーダの論理ゲートにおけるゲート容量Qgとを合わせ
た総合配線容量が非常に大きくなり、ひいては消費電力
の低減や読み出し及び書き込み動作の高速化を妨げる大
きな障害となる。
れたものであって、その目的は、ダイレクトセンス方式
を適用して動作の高速化を実現でき、かつチップ面積を
削減できる半導体記憶装置を提供することにある。
よれば、読み出し時において、センスアンプに接続する
センスアンプビット線対の電位に基づいて読み出しトラ
ンジスタがデータ線対を所定電位に駆動する。つまり、
メモリセルのデータがビット線対からデータ線対に伝達
され、読み出しデータとして読み出される。
データがデータ線対を伝達し、該データ線対とセンスア
ンプビット線対との間に電位差が生じたとき、この電位
差に応答して電位差スイッチ回路が導通してデータ線対
のデータがセンスアンプビット線対に伝達される。その
結果、読み出しデータを保持しているセンスアンプが反
転され、書き込みデータがメモリセルに書き込まれる。
位を読み出しトランジスタのゲートで受け、該トランジ
スタの駆動によりセンスアンプビット線対の電位をデー
タ線対に伝達する、いわゆるダイレクトセンス方式を採
用することにより、データの読み出し時において、セン
スアンプがデータ線から分離されて動作の高速化が可能
となる。
導体記憶装置では、センスアンプビット線対とデータ線
対とを分離させるためにデータ線対を、読み出し用と書
き込み用とで別々に設ける必要があった。しかしなが
ら、本半導体装置では、電位差スイッチ回路を設けるこ
とにより、データ線対の所要本数の削減が可能となる。
つまり、ダイレクトセンス方式の利点を活かしつつ、チ
ップ面積が大幅に削減され、低コスト化が促進される。
イッチ回路はデータ線対とセンスアンプビット線対との
間の電位差に応答して、センスアンプビット線対とデー
タ線対との間が、一方の読み出しトランジスタのゲート
に接続されるセンスアンプビット線と、他方の読み出し
トランジスタが駆動するデータ線の関係で接続される。
発明のように、センスアンプビット線からデータ線に向
かって順方向に接続された一対の整流素子により構成さ
れる。
ンプビット線対の電位が読み出しトランジスタによりデ
ータ線対に伝達されセンスアンプビット線対とデータ線
対は同電位となる。このため、センスアンプビット線か
らデータ線に向かって順方向に接続されたダイオードを
介した電流経路は形成されない。つまり、読み出し時に
おいてセンスアンプの負荷が増加することなく、動作の
高速化を図ることが可能となる。
タ線対に入力データが伝達され、該データとセンスアン
プビット線対に読み出されたデータとの論理が異なる場
合に、ダイオードが導通して、データ線対のデータがセ
ンスアンプビット線対に伝達される。
ップ面積を削減することが可能となる。電位差スイッチ
回路は、請求項4に記載の発明のように、データ線とセ
ンスアンプビット線との間に接続され、ゲートが相対す
るデータ線に接続された一対のMOSトランジスタによ
り構成される。
ンプビット線対の電位が読み出しトランジスタによりデ
ータ線対に伝達されセンスアンプビット線対とデータ線
対は同電位となる。このため、データ線対とセンスアン
プビット線対との間に接続されたMOSトランジスタを
介した電流経路は形成されない。つまり、読み出し時に
おいてセンスアンプの負荷が増加することなく、動作の
高速化を図ることが可能となる。
タ線対に入力データが伝達され、該データとセンスアン
プビット線対に読み出されたデータとの論理が異なる場
合に、高電位レベルに駆動されるデータ線にゲートが接
続するトランジスタがオンに制御される。このトランジ
スタにより低電位レベルに駆動されたデータ線がセンス
アンプビット線に導通して、データ線対のデータがセン
スアンプビット線対に伝達される。
ップ面積を削減することが可能となる。電位差スイッチ
回路は、請求項5に記載の発明のように、データ線とセ
ンスアンプビット線との間に接続され、ゲートが相対す
るセンスアンプビット線に接続された一対のMOSトラ
ンジスタにより構成される。
ンプビット線対の電位が読み出しトランジスタによりデ
ータ線対に伝達されセンスアンプビット線対とデータ線
対は同電位となる。このため、センスアンプビット線対
とデータ線対と間に接続されたMOSトランジスタを介
した電流経路が形成されない。つまり、読み出し時にお
いてセンスアンプの負荷が増加することなく、動作の高
速化を図ることが可能となる。
タ線対に入力データが伝達され、該データとセンスアン
プビット線対に読み出されたデータとの論理が異なる場
合に、高電位レベルに駆動されるセンスアンプビット線
にゲートが接続するトランジスタがオンに制御される。
このトランジスタにより高電位レベルに駆動されたデー
タ線がセンスアンプビット線に導通して、データ線対の
データがセンスアンプビット線対に伝達される。
ップ面積を削減することが可能となる。請求項6に記載
の発明によれば、オンに制御された読み出しトランジス
タによりデータ線が低電位電源レベルに駆動される。
動作時に、読み出しトランジスタには、第1レベルの電
位が与えられ、該トランジスタがオンされることで、デ
ータ線が第1レベルの電位に駆動され、スタンバイ時
に、読み出しトランジスタには第1レベルよりも高い第
2レベルの電位が与えられる。その結果、スタンバイ時
における読み出しトランジスタのリーク電流の低減が可
能となる。
ンプの低電位電源と読み出しトランジスタを駆動する電
位は同じ電位レベルに制御され、スタンバイ時には、そ
の電位が高電位電源側にシフトされる。つまり、センス
アンプの活性時において、読み出しトランジスタには低
電位電源が供給され、オンに制御された読み出しトラン
ジスタによりデータバス線が低電位電源レベルに駆動さ
れる。一方、スタンバイ時において、読み出しトランジ
スタには、センスアンプビット線対と同一電位の電源が
供給されるため、読み出しトランジスタのリーク電流の
低減が可能となる。
ンプビット線対は、メモリセルに接続されたビット線対
と接続される。請求項10に記載の発明によれば、セン
スアンプビット線対の一方がメモリセルに接続されたビ
ット線と接続され、他方はその逆論理に駆動される。
アンプビット線対は、メモリセルに接続されたビット線
またはビット線対とスイッチ回路によって選択的に接続
される。
スイッチ回路とセンスアンプの組を複数備える。つま
り、複数のセンスアンプビット線対毎に電位差スイッチ
回路とセンスアンプが備えられ、該電位差スイッチと接
続する複数のデータ線対がそれぞれコラムスイッチを介
して一組のデータバス線に選択的に接続される。
具体化した第一実施形態を図面に従って説明する。
DRAM1の一部回路図である。図1に示すように半導
体記憶装置としてのDRAM1は、ビット線対BLZ,
BLXの間にイコライザ2とセンスアンプ3を備えてい
る。
ト線BLZとビット線BLXとの間に接続されたNMO
SトランジスタTN1と、ビット線BLZとビット線B
LXとの間に直列接続されたNMOSトランジスタTN
2,TN3を備える。トランジスタTN2とトランジス
タTN3との間には基準電位REFBが与えられる。各
トランジスタTN1,TN2,TN3のゲートには制御
信号EQSが入力される。Hレベルの制御信号EQSに
応答して各トランジスタTN1〜TN3はオンする。つ
まり、イコライザ2は、スタンバイ時に制御信号EQS
がHレベルとなると、ビット線対BLZ,BLXを基準
電位REFBにリセットする。なお、本実施形態では、
基準電位REFBは1/2Vddに設定される。
1,T2により構成される。CMOSインバータT1の
出力は、CMOSインバータT2の入力とビット線BL
Zに接続され、CMOSインバータT2の出力は、CM
OSインバータT1の入力とビット線BLXに接続され
る。
線対BLZ,BLXをハイ駆動するための高電位制御電
源PSGとロー駆動するための低電位制御電源NSGと
に接続される。センスアンプ3は、中間電位(=1/2
Vdd)の制御電源PSG,NSGにより非活性化し、
それぞれ高電位電源Vdd,低電位電源Vssレベルの
制御電源PSG,NSGにより活性化する。
LXにはメモリセルCが接続され、該メモリセルCに接
続されるワード線WLが選択されることによって、メモ
リセルCから微少電荷がビット線対BLZ,BLXに伝
達される。センスアンプ3は、活性時における制御電源
PSG,NSGによってビット線対BLZ,BLXに読
み出された微少差電位を高電位電源Vdd及び低電位電
源Vssレベルに増幅する。
接続されるビット線BLZ,BLXとセンスアンプ3に
接続されるビット線BLZ,BLXとの間には、BTゲ
ートと呼ばれるスイッチが介在している場合もある。B
Tゲートはセンスアンプ3に接続されるビット線(セン
スアンプビット線)BLZ,BLXをセルCに接続され
るビット線から切り離すことで、そのビット線容量をセ
ンスアンプ3から見えなくするものである。
N4のゲートに接続される。同読み出しトランジスタT
N4は、データ線DZに接続され、ビット線BLXの電
位に基づきオンに制御されたときに、データ線DZを基
準電位REFAレベルに駆動する。ビット線BLZは読
み出しトランジスタTN5のゲートに接続される。同読
み出しトランジスタTN5は、データ線DXに接続さ
れ、ビット線BLZの電位に基づきオンに制御されたと
きに、データ線DXを基準電位REFAレベルに駆動す
る。同読み出しトランジスタTN4,TN5によりビッ
ト線対BLZ,BLXのデータがデータ線対DZ,DX
に伝達される。
位REFAを低電位電源Vssレベルの電位としてい
る。尚、基準電位REFAを低電位制御電源NSGの電
位としてもよい。この場合、基準電位REFAは、スタ
ンバイ時において1/2Vddレベルとなり、センスア
ンプ3の活性時には、低電位電源Vssレベルとなる。
ジスタとPMOSトランジスタからなるコラムスイッチ
4,5を介してデータバス線対DBZ,DBXに接続さ
れる。コラムスイッチ4,5のNMOSトランジスタの
ゲートにはコラム選択信号YSELが入力され、PMO
Sトランジスのゲートにはコラム選択信号YSELがイ
ンバータ回路6を介して入力される。つまり、Hレベル
のコラム選択信号YSELに応答してコラムスイッチ
4,5がオンすると、データ線対DZ,DXとデータバ
ス線対DBZ,DBXとが導通されてデータが伝達す
る。このコラムスイッチ4,5により複数のビット線対
BLZ,BLXを1組のデータバス線対DBZ,DBX
で圧縮している。つまり、複数のビット線対(センスア
ンプビット線対)BLZ,BLX毎にセンスアンプ3が
それぞれ備えられ、複数のデータ線対DZ,DXがそれ
ぞれコラムスイッチ4,5を介して一組のデータバス線
対DBZ,DBXに選択的に接続される。
対するライト動作、リード動作に関わらず、アドレス信
号によってのみ作成される。即ち、DRAM1のコラム
デコーダ(図示略)は、図12に示す従来のコラムデコ
ーダ51からノア回路及びインバータ回路を省略した構
成であり、各ナンド回路の出力信号がコラム選択信号Y
SELとしてコラムスイッチ4,5に供給される。従っ
て、従来例のように、コラムデコーダに制御信号WEを
供給する必要がない。又、コラム選択信号YSELがリ
ード動作とライト動作の双方に利用されるため、従来構
成に比べてコラム選択信号を伝達する配線の数が半分に
なる。
間には、リードアンプ7とイコライザ8とライトアンプ
9が接続されている。リードアンプ7は、公知の構成を
持ち、ビット線対BLZ,BLXからデータバス線対D
BZ,DBXに伝達された読み出しデータに基づく差電
位を増幅して図示しない出力回路に出力する。
タバス線対DBZ,DBXの間に直列に接続された2つ
のトランスミッションゲート11,12を備え、該トラ
ンスミッションゲート11,12は、NMOSトランジ
スタとPMOSトランジスタから構成される。トランス
ミッションゲート11,12の間には、基準電位REF
Dが与えられる。また、制御信号EQDがトランスミッ
ションゲート11,12のNMOSトランジスタのゲー
トにそれぞれ入力し、インバータ回路13を介してPM
OSトランジスタのゲートにそれぞれ入力する。
とによって、トランスミッションゲート11,12はオ
ンする。つまり、イコライザ8は、スタンバイ時に制御
信号EQDがHレベルとなると、データバス線対DB
Z,DBXを基準電位REFDにイコライズする。な
お、本実施形態では、基準電位REFDは、高電位電源
Vddレベルの電位に設定される。
ように、データインプットバッファ14を介して相補信
号DIBZ,DIBXとしてライトアンプ9に入力され
る。ライトアンプ9は図3に示すように、PMOSトラ
ンジスタTP6とNMOSトランジスタTN6とが直列
接続された駆動回路15と、PMOSトランジスタTP
7とNMOSトランジスタTN7とが直列接続された駆
動回路16を備えている。駆動回路15の出力端子はデ
ータバス線DBZに接続され、駆動回路16の出力端子
はデータバス線DBXに接続される。
7,18が設けられ、ナンド回路17にデータインプッ
トバッファ14からの信号DIBZが入力され、ナンド
回路18に信号DIBXが入力される。さらに、ナンド
回路17,18には書き込み制御信号WEがそれぞれ入
力される。ナンド回路17の出力は、インバータ回路1
9を介して駆動回路16のNMOSトランジスタTN7
に接続されるとともに、駆動回路15のPMOSトラン
ジスタTP6に接続される。ナンド回路18の出力は、
インバータ回路20を介して駆動回路15のNMOSト
ランジスタTN6に接続されるとともに、駆動回路16
のPMOSトランジスタTP7に接続される。
御信号WEが活性(Hレベル)の場合において、入力信
号が「1」、即ち、信号DIBZがHレベルで信号DI
BXがLレベルであると、ナンド回路17の出力は、L
レベルとなりナンド回路18の出力はHレベルとなる。
その結果、駆動回路15によりデータバス線DBZがハ
イ駆動され、駆動回路16によりデータバス線DBXが
ロー駆動される。逆に、入力信号が「0」、即ち、信号
DIBZがLレベルで信号DIBXがHレベルである
と、データバス線DBZがロー駆動され、データバス線
DBXがハイ駆動される。
号WEが非活性(Lレベル)の場合では、駆動回路1
5,16はそれぞれオフに制御され、その出力はハイイ
ンピーダンスとなる。
とビット線対(センスアンプビット線対)BLZ,BL
Xとの間に電位差スイッチ回路21が設けられている。
電位差スイッチ回路21は、ビット線対BLZ,BLX
毎に備えられる。電位差スイッチ回路21は電位差に応
答して、ビット線対BLZ,BLXとデータ線対DZ,
DXとの間を、一方の読み出しトランジスタのゲートに
接続されるビット線と、他方の読み出しトランジスタが
駆動するデータ線の関係で接続するものである。即ち、
本実施形態では、ビット線BLZにそのゲートが接続さ
れる読み出しトランジスタTN5により駆動されるデー
タ線DXとビット線BLXとを接続し、ビット線BLX
にそのゲートが接続される読み出しトランジスタTN4
により駆動されるデータ線DZとビット線BLZとを接
続する。
1は図4に示すように、ビット線(センスアンプビット
線)BLZ,BLXからデータ線DZ,DXに向かって
順方向に接続された整流素子としてのダイオードD1,
D2である。つまり、ビット線BLZはダイオードD1
のアノードに接続され、読み出しトランジスタTN4と
データ線DZとの間のノードN1はダイオードD1のカ
ソードに接続される。ビット線BLXはダイオードD2
のアノードに接続され、読み出しトランジスタTN5と
データ線DXとの間のノードN2はダイオードD2のカ
ソードに接続される。
の作用を図6を用いて説明する。先ず、DRAM1にお
けるデータの読み出し動作を説明する。具体的には、メ
モリセルCの記憶データが「1」の場合について説明す
る。
御信号EQSがイコライザ2に入力されることでビット
線対BLZ,BLXが基準電位REFB(=1/2Vd
d)にプリチャージされ、Hレベルの制御信号EQDが
イコライザ8に入力されることでデータバス線対DB
Z,DBXが基準電位REFD(=Vdd)にプリチャ
ージされる。
にプリチャージされるため、読み出しトランジスタTN
4,TN5がともにオンに制御され、ノードN1,N2
は0Vとなる(基準電位REFA=Vssの場合)。ま
たこの状態では、ダイオードD1,D2はそれぞれ導通
する。
が選択され活性化されると同時に制御信号EQS,EQ
DがLレベルとされ、そのワード線WLにつながるメモ
リセルCから微少電荷がビット線対BLZ,BLXに伝
えられる。制御信号EQSがLレベルになると、センス
アンプ3に入力される制御電源PSG,NSGが高電位
電源Vdd,低電位電源Vssに駆動され、該制御電源
PSG,NSGによりセンスアンプ3が活性化されて、
ビット線対BLZ,BLXの微少差電圧が高電位電源V
dd及び低電位電源Vssレベルに差動増幅される。
により読み出しトランジスタTN4はオフする。高電位
電源Vddレベルのビット線BLZにより読み出しトラ
ンジスタTN5はオンする。
ルとされて、コラムスイッチ4,5がオンに制御される
と、ノードN1,N2、データバス線DBZ,DBXの
電位はトランジスタTN4,TN5の状態に応じて変化
する。即ち、ノードN1はトランジスタTN4がオフし
ているため、データバス線DBZの電位によりHレベル
となり、データバス線DBXはオンしたトランジスタT
N5によりLレベルになる。
のデータがノードN1,N2を介してデータバス線対D
BZ,DBXに伝達される。つまり、データバス線DB
Zは高電位電源Vddレベルを保持し、データバス線D
BXは低電位電源Vssレベルとなる。そして、データ
バス線対DBZ,DBXのデータがリードアンプ7から
出力信号I/OZ,I/OXとして出力される。
BLZとデータバス線DBZとは同電位(Vddレベ
ル)となり、ビット線BLXとデータバス線DBXとは
同電位(Vssレベル)となる。このため、ビット線B
LZ,BLXからダイオードD1,D2を介してデータ
バス線DBZ,DBXへ流れる電流経路は形成されな
い。
よりコラムスイッチ4,5がオンに制御され、データバ
ス線DBXが高電位電源Vddレベルから低電位電源V
ssレベルに遷移するときにも、ダイオードD2には逆
方向の電圧が加わり、ビット線BLXからデータバス線
DBXへ流れる電流経路は形成されない。
少差電圧が高電位電源Vdd及び低電位電源Vssレベ
ルに増幅される前に、コラムスイッチ4,5がオンされ
たとしても、データバス線DBZ,DBXがHレベルで
あるためダイオードD1,D2には逆方向バイアスが加
わり、ビット線BLZ,BLXからデータバス線DB
Z,DBXに流れる電流経路は形成されない。従って、
データの読み出し時にセンスアンプ3に加わる負荷が大
きくなることはなく、センスアンプ3によりビット線対
BLZ,BLXの微少差電圧が高速かつ確実に増幅さ
れ、誤動作を防止できる。
合について説明する。今、メモリセルCからの読み出し
データが「1」である状態において、そのデータの反転
データ即ちデータ=「0」が入力される。
I/OXがデータインプットバッファ14に入力される
と、データインプットバッファ14はLレベルの信号D
IBZを出力するとともにHレベルの信号DIBXを出
力する。同信号DIBZ,DIBXが入力されるライト
アンプ9は、Hレベルの制御信号WEが入力されること
で、データバス線DBZをロー駆動するとともにデータ
バス線DBXをハイ駆動する。その後、コラム選択信号
YSELがHレベルに制御されると、コラムスイッチ
4,5がオンとなり、ノードN1,N2にデータバス線
対DBZ,DBXのデータが伝達される。つまり、ノー
ドN1は低電位電源Vssレベルとなり、ノードN2は
高電位電源Vddレベルとなる。
るとビット線BLZの電位(高電位電源Vddレベル)
によりダイオードD1が導通する。この時、ライトアン
プ9の駆動能力は、センスアンプ3のそれに比べて十分
大きく設定されている。このため、ビット線BLZのレ
ベルは低電位電源Vssレベルまで引き下げられる。
ス線DBXは、コラムスイッチ5が導通されてノードN
2を高電位電源Vddに駆動するが、ダイオードD2に
は逆電圧が加わることになりダイオードD2は導通しな
い。しかしながら、前述のビット線BLZが低電位電源
Vssレベルにクランプされることにより、センスアン
プ3の出力が反転する。つまり、センスアンプ3がビッ
ト線BLXを高電位電源Vddレベルに押し上げる。
ータバス線対DBZ,DBXからのデータが伝達された
後に、該データがメモリセルCに書き込まれる。別の例
として、直前に読み出したデータと一致するデータが入
力される。この場合は、ノードN1,N2とビット線対
BLZ,BLXとの電位レベルが一致して、ダイオード
D1,D2が導通せずに、そのまま書き込み動作が完了
する。
Aの電位を適宜変更しても良い。読み出し動作時に与え
られる電位(第1レベルの電位)よりも高い電位(第2
レベルの電位)を、スタンバイ時においてトランジスタ
TN4,TN5のソースに与えるようにすれば、スタン
バイ時のリーク電流の低減を図ることが可能となる。
源NSGの電位とした場合では、図6に示すようにスタ
ンバイ時におけるノードN1,N2と基準電位REFA
の電位が異なる。具体的には、基準電位REFAは、1
/2Vddレベルにクランプされ、ノードN1,N2
は、1/2VddレベルからトランジスタTN4,TN
5のしきい値電圧分下がった電圧(1/2Vdd−Vt
h)レベルにクランプされる。即ち、読み出しトランジ
スタTN4,TN5を駆動する基準電位REFAは、読
み出し動作時における低電位側源Vssレベルからスタ
ンバイ時に高電位電源Vdd側にシフトする。この場
合、スタンバイ時において、ダイオードD1,D2及び
トランジスタTN4,TN5に電流が流れない。つま
り、読み出しトランジスタTN4,TN5を介したリー
ク電流が低減される。
D2を、図5に示すダイオード接続されたNMOSトラ
ンジスタTN8,TN9に代えて実施してもよい。ま
た、コラムスイッチ4,5を、NMOSトランジスタの
みで構成したコラムスイッチ23,24に代えて実施し
てもよい。この場合も上記と同様に動作する。
ば、以下の効果を奏する。 (1)ビット線対BLZ,BLXの電位を読み出しトラ
ンジスタTN5,TN4で受けて該トランジスタTN
5,TN4の駆動によりビット線対BLZ,BLXの電
位をデータ線対DZ,DXに伝達する、いわゆるダイレ
クトセンス方式を採用することにより、データの読み出
し時において、動作の高速化を実現できる。
用すると、データ線対やコラム選択線を読み出し用と書
き込み用とで別々に設ける必要があった。しかしなが
ら、本実施形態では、ビット線BLZ,BLXからデー
タ線DZ,DXに向かって順方向にダイオードD1,D
2を接続する電位差スイッチ回路21を設けた。これに
より、データ線対DZ,DX及びコラム選択線を、読み
出し用と書き込み用とで別々に設ける必要がなくなる。
従って、データ線対とコラム選択線の削減が可能とな
り、チップ面積を大幅に削減でき、低コスト化が実現で
きる。また、コラムデコーダに制御信号WEを供給する
必要が無く、そのための配線が削減されることから、そ
の配線の寄生容量Qlと論理ゲートにより発生するゲー
ト容量Qgを合わせた総合配線容量が無くなり、消費電
力の低減と、読み出し及び書き込み動作の高速化が可能
となる。
5を低電位制御電源NSGと接続した場合、スタンバイ
時において、読み出しトランジスタTN4,TN5を介
したリーク電流が低減される。従って、本DRAM1の
消費電力の低減を実現できる。
た第二実施形態を説明する。本実施形態におけるDRA
M1は、ダイオードD1,D2を用いて構成した電位差
スイッチ回路21に代えて、図7に示すNMOSトラン
ジスタTN11,TN12を用いて構成した電位差スイ
ッチ回路30を備える。なお、第一実施形態と同様の構
成については、その詳細な説明及び図面を省略する。
TN11,TN12のソース及びドレインがビット線対
(センスアンプビット線対)BLZ,BLXとデータ線
対DZ,DXとに接続され、各トランジスタTN11,
TN12のゲートが相対するデータ線DX,DZに接続
される。
する。詳述すると、スタンバイ時にビット線対BLZ,
BLXが1/2Vddにプリチャージされることで、読
み出しトランジスタTN4,TN5がオンに制御され、
ノードN1,N2が低電位電源Vssレベルとなる(基
準電位REFA=Vssの場合)。このため、各ノード
N1,N2にそのゲートが接続するトランジスタTN1
1,TN12はともにオフに制御され、ビット線対BL
Z,BLXとノードN1,N2とは非導通状態となる。
アンプ3が活性化すると、ビット線対BLZ,BLXに
読み出された微少差電位が高電位電源Vdd及び低電位
電源Vssレベルに増幅される。具体的には、メモリセ
ルCから読み出されたデータ「1」によりビット線BL
Zが高電位電源Vddレベルとなりビット線BLXが低
電位電源Vssレベルとなる。すると、読み出しトラン
ジスタTN4がオフに制御され、読み出しトランジスタ
TN5はオンに制御される。
Lによりコラムスイッチ4,5がオンに制御されること
で、ビット線対BLZ,BLXのデータがノードN1,
N2を介してデータバス線対DBZ,DBXに伝達され
る。つまり、データバス線DBZは高電位電源Vddレ
ベルを保持し、データバス線DBXは低電位電源Vss
レベルとなる。これら一連の動作によりデータバス線対
DBZ,DBXに伝達されたデータに基づく出力信号I
/OZ,I/OXが出力回路から出力される。
線BLZとデータバス線DBZとは同電位(Vddレベ
ル)となり、ビット線BLXとデータバス線DBXとは
同電位(Vssレベル)となる。このため、トランジス
タTN11,TN12を介してビット線BLZ,BLX
とデータバス線DBZ,DBXとの間を流れる電流経路
は形成されず、センスアンプ3に加わる負荷が大きくな
ることはない。従って、センスアンプ3によりビット線
対BLZ,BLXの微少差電圧が確実に増幅され、誤動
作を防止できる。
Gの電位とした場合では、スタンバイ時における基準電
位REFAは、1/2Vddにクランプされ、ノードN
1,N2は、1/2VddレベルからランジスタTN
4,TN5のしきい値電圧分下がった電圧(1/2Vd
d−Vth)にクランプされる。
合、つまり、メモリセルCからの読み出しデータが
「1」である状態においてデータ=「0」を書き込む場
合を説明する。
ンプ9がデータバス線DBZをロー駆動し、データバス
線DBXをハイ駆動する。このとき、コラム選択信号Y
SELがHレベルとされることにより、データバス線対
DBZ,DBXのデータが、コラムスイッチ4,5を介
してノードN1,N2に伝達される。つまり、ノードN
1が低電位電源Vssレベルとなり、ノードN2が高電
位電源Vddレベルとなる。その結果、トランジスタT
N11がオンし、データ線DZとビット線BLZとがト
ランジスタTN11を介して接続され、ビット線BLZ
の電位が低電位電源Vssレベルまで引き下げられる。
2によりデータ線DXとビット線BLXとは非導通状態
であるが、ビット線BLZが低電位電源Vssレベルに
引き下げられることで、センスアンプ3により、ビット
線BLXが高電位電源Vddレベルに反転される。この
ように、入力データがビット線対BLZ,BLXに伝達
された後に、該データがメモリセルCに書き込まれる。
ータと書き込みデータが一致する場合、例えば、読み出
し及び書き込みデータがともに「0」であれば、ノード
N1は低電位電源Vssレベルとなり、ノードN2は高
電位電源レベルとなる。ノードN2にそのゲートが接続
するトランジスタTN11はオンに制御されて、ビット
線BLZとデータ線DZとは導通するが、データ線DZ
とビット線BLZはともに低電位電源Vssレベルであ
るので、ビット線BLZは低電位電源Vssレベルを保
持する。一方、ノードN1にそのゲートが接続するトラ
ンジスタTN12はオフに制御され、データ線DXとビ
ット線BLXは非導通状態であるが、読み出し時のデー
タによりビット線BLXはHレベルを保持する。従っ
て、ビット線対BLZ,BLXは読み出し時のデータを
保持しつつ、メモリセルCにそのデータを書き込む。
ば、下記の効果を奏する。 (1)NMOSトランジスタTN11,12のソース及
びドレインをビット線BLZ,BLXとデータ線DZ,
DXとの間に接続し、そのゲートを相対するデータ線D
X,DZに接続する電位差スイッチ回路30を設けた。
その結果、データ線とコラム選択線の削減が可能とな
り、チップ面積を大幅に削減でき、低コスト化が実現で
きる。また、コラム選択線が削減されることから、その
配線の寄生容量Qlと論理ゲートにより発生するゲート
容量Qgを合わせた総合配線容量が無くなり、消費電力
の低減と、読み出し及び書き込み動作の高速化が可能と
なる。
いて、電位差スイッチ回路30のトランジスタTN1
1,12がともにオフに制御されることから、読み出し
トランジスタTN4,TN5を介したリーク電流を低減
できる。
た第三実施形態を説明する。本実施形態におけるDRA
M1は、電位差スイッチ回路21に代えて、図8に示す
NMOSトランジスタTN13,TN14にて構成した
電位差スイッチ回路31を備える。なお、第一実施形態
と同様の構成については、その詳細な説明及び図面を省
略する。
TN13,TN14のソース及びドレインがビット線対
(センスアンプビット線対)BLZ,BLXとデータ線
対DZ,DXとに接続され、各トランジスタTN13,
TN14のゲートが相対するビット線BLX,BLZに
接続される。
する。詳述すると、スタンバイ時にビット線対BLZ,
BLXが1/2Vddにプリチャージされることで、読
み出しトランジスタTN4,TN5がオンに駆動され、
ノードN1,N2がLレベルとされる(基準電位REF
A=Vssの場合)。また、トランジスタTN13,T
N14はともにオンに制御され、ノードN1,N2とビ
ット線対BLZ,BLXとは導通状態となる。
アンプ3が活性化すると、ビット線対BLZ,BLXに
読み出された微少差電位が高電位電源Vdd及び低電位
電源Vssレベルに増幅される。具体的には、ビット線
BLZが高電位電源Vddレベルとなりビット線BLX
が低電位電源Vssレベルとなる。すると、読み出しト
ランジスタTN4がオフに制御され、読み出しトランジ
スタTN5はオンに制御される。
Lによりコラムスイッチ4,5がオンに制御されること
で、ビット線対BLZ,BLXのデータがノードN1,
N2を介してデータバス線対DBZ,DBXに伝達され
る。つまり、データバス線DBZは高電位電源Vddレ
ベルを保持し、データバス線DBXは低電位電源Vss
レベルとなる。これら一連の動作によりデータバス線対
DBZ,DBXに伝達されたデータは出力回路から読み
出される。
線BLZとデータバス線DBZとは同電位(Vddレベ
ル)となり、ビット線BLXとデータバス線DBXとは
同電位(Vssレベル)となる。このため、トランジス
タTN13,TN14を介してビット線BLZ,BLX
とデータバス線DBZ,DBXとの間を流れる電流経路
は形成されず、センスアンプ3に加わる負荷が大きくな
ることはない。従って、センスアンプ3によりビット線
対BLZ,BLXの微少差電圧が確実に増幅され、誤動
作を防止できる。
Gの電位とした場合では、スタンバイ時における基準電
位REFAは、1/2Vddにクランプされ、ノードN
1,N2は、1/2VddレベルからランジスタTN
4,TN5のしきい値電圧分下がった電圧(1/2Vd
d−Vth)にクランプされる。この場合、スタンバイ
時において、読み出しトランジスタTN4,TN5を介
したリーク電流を低減できる。
合、つまり、メモリセルCからの読み出しデータが
「1」である状態においてデータ=「0」を書き込む場
合を説明する。
ンプ9がデータバス線DBZをロー駆動し、データバス
線DBXをハイ駆動する。このとき、コラム選択信号Y
SELがHレベルとされることにより、データバス線対
DBZ,DBXのデータが、コラムスイッチ4,5を介
してノードN1,N2に伝達される。つまり、ノードN
1が低電位電源Vssレベルとなり、ノードN2が高電
位電源Vddレベルとなる。このとき、高電位電源Vd
dレベルのビット線BLZにゲートが接続するトランジ
スタTN14はオンに制御されており、データ線DXと
ビット線BLXとがトランジスタTN14を介して導通
して、ビット線BLXの電位が高電位電源Vddレベル
まで引き上げられる。
LXが高電位電源Vddレベルに引き上げられることで
オンに制御され、データ線DZとビット線BLZとが導
通する。その結果、ビット線BLZが低電位電源Vss
レベルに引き下げられる。このように、入力データがビ
ット線対BLZ,BLXに伝達された後に、該データが
メモリセルCに書き込まれる。
ータと書き込みデータが一致する場合、例えば、読み出
し及び書き込みデータがともに「0」であれば、ノード
N1は低電位電源Vssレベルとなり、ノードN2は高
電位電源Vddレベルとなる。高電位電源Vddレベル
のビット線BLXにそのゲートが接続するトランジスタ
TN13はオンに制御されるが、データ線DZとビット
線BLZはともに低電位電源Vssレベルであるので、
ビット線BLZは低電位電源Vssレベルを保持する。
一方、低電位電源Vssレベルのビット線BLZにその
ゲートが接続するトランジスタTN14はオフに制御さ
れ、データ線DXとビット線BLXは非導通状態である
が、読み出し時のデータによりビット線BLXは高電位
電源Vddレベルを保持する。従って、ビット線対BL
Z,BLXは読み出し時のデータを保持しつつ、メモリ
セルCにそのデータを書き込む。
ば、下記の効果を奏する。 (1)NMOSトランジスタTN13,TN14のソー
ス及びドレインをビット線BLZ,BLXとデータ線D
Z,DXとの間に接続し、そのゲートを相対するビット
線対BLX,BLZに接続する電位差スイッチ回路31
を設けた。その結果、データバス線とコラム選択線の削
減が可能となり、チップ面積を大幅に削減でき、低コス
ト化が実現できる。また、コラム選択線が削減されるこ
とから、その配線の寄生容量Qlと論理ゲートにより発
生するゲート容量Qgを合わせた総合配線容量が無くな
り、消費電力の低減と、読み出し及び書き込み動作の高
速化が可能となる。
してもよい。 ○上記実施形態では、ビット線対BLZ,BLXのプリ
チャージレベル(基準電位REFB)を1/2Vddレ
ベルとし、データバス線対DBZ,DBXのプリチャー
ジレベル(基準電位REFD)を高電位電源Vddレベ
ルとしたがこれに限定するものではない。例えば、ビッ
ト線対BLZ,BLXのプリチャージレベルを高電位電
源Vddレベルや低電位電源Vssレベルとしてもよい
し、データバス線対DBZ,DBXのプリチャージレベ
ルを1/2Vddレベルや低電位電源Vssとしてもよ
い。
5や電位差スイッチ回路30,31に用いられるNMO
SトランジスタTN11,TN12,TN13,TN1
4等をPMOSトランジスタに代えて実施してもよい。
してDRAM(ダイナミックランダムアクセスメモリ)
に具体化したが、DRAMをユニットとして搭載したシ
ステムLSIに具体化してもよい。
4,5を用いて複数のビット線対を1組のデータバス線
対DBZ,DBXで圧縮しているが、このコラムスイッ
チ4,5を省略してもよい。メモリを搭載したシステム
LSIでは、コラムスイッチ4,5を使って配線を圧縮
しないで、そのまま、システム回路へと接続する形態が
実現される。このようなシステムLSIの場合も、電位
差スイッチ回路21,22,30,31が自動的に回路
を切り替えるので、従来技術で必要であった、読み出し
及び書き込み動作を切り替えるための制御線及びコラム
スイッチ4,5が不要となる。従って、配線及びトラン
ジスタが低減されてチップ面積を低減できる。
に接続されるビット線対(センスアンプビット線対)B
LZ,BLXがメモリセルアレイに接続されるビット線
対と接続されていたが、いわゆる、NPBS(non-prec
harged Bit-Line Sensing)方式(1998 Symposium on V
LSI Circuits Digest of Technical Papers p16-17:Jun
e 11-13,1998)のように、1本のビット線をセンスアン
プビット線の片方へ接続し、他方のセンスアンプビット
線はその逆論理をセンスアンプで駆動して生成する方式
にも使用できる。
ダイレクトセンス方式を適用して動作の高速化を実現で
き、かつチップ面積を削減できる。また、消費電力の低
減及び低コスト化を図ることができる。
路図。
路図。
ト。
ジスタ TN13,14 電位差スイッチ回路を構成するトラン
ジスタ BLZ,BLX センスアンプビット線対 DZ,DX データ線対 DBZ,DBX データバス線対 YSEL コラム選択信号 REFA 所定電位としての基準電位 Vdd 高電位電源 Vss 低電位電源 PSG 高電位制御電源 NSG 低電位制御電源
Claims (12)
- 【請求項1】 センスアンプに接続されたセンスアンプ
ビット線対と、 前記センスアンプビット線対にそれぞれのゲートが接続
され、当該センスアンプビット線対の電位レベルに応じ
て、データ線対を所定電位に駆動することにより、前記
センスアンプビット線対のデータをデータ線対に伝達す
る一対の読み出しトランジスタと、 前記データ線対と前記センスアンプビット線対との間に
設けられ、書き込み時において、データ線対とセンスア
ンプビット線対との間に生じた電位差に応答して、デー
タ線対に印加された書き込みデータをセンスアンプビッ
ト線対に伝達する電位差スイッチ回路とを備えることを
特徴とする半導体記憶装置。 - 【請求項2】 請求項1に記載の半導体記憶装置におい
て、 前記電位差スイッチ回路は前記電位差に応答して、前記
センスアンプビット線対と前記データ線対との間を、一
方の読み出しトランジスタのゲートに接続されるセンス
アンプビット線と、他方の読み出しトランジスタが駆動
するデータ線の関係で接続するものであることを特徴と
する半導体記憶装置。 - 【請求項3】 請求項2に記載の半導体記憶装置におい
て、 前記電位差スイッチ回路は、前記センスアンプビット線
からデータ線に向かって順方向に接続された一対の整流
素子により構成することを特徴とする半導体記憶装置。 - 【請求項4】 請求項2に記載の半導体記憶装置におい
て、 前記電位差スイッチ回路は、前記データ線と前記センス
アンプビット線との間に接続され、ゲートが相対するデ
ータ線に接続された一対のMOSトランジスタにより構
成することを特徴とする半導体記憶装置。 - 【請求項5】 請求項2に記載の半導体記憶装置におい
て、 前記電位差スイッチ回路は、前記データ線と前記センス
アンプビット線との間に接続され、ゲートが相対するセ
ンスアンプビット線に接続された一対のMOSトランジ
スタにより構成することを特徴とする半導体記憶装置。 - 【請求項6】 請求項1に記載の半導体記憶装置におい
て、 前記読み出しトランジスタのソースには低電位電源が接
続され、該読み出しトランジスタがオンに制御されるこ
とで前記データ線を低電位電源レベルに駆動することを
特徴とする半導体記憶装置。 - 【請求項7】 請求項1に記載の半導体記憶装置におい
て、 読み出し動作時に前記読み出しトランジスタのソースに
は第1レベルの電位が与えられ、該トランジスタがオン
に制御されることによりデータ線をその電位で駆動し、 スタンバイ時に前記トランジスタには前記第1レベルよ
りも高い第2レベルの電位が与えられることを特徴とす
る半導体記憶装置。 - 【請求項8】 請求項7に記載の半導体記憶装置におい
て、 センスアンプの低電位電源と前記読み出しトランジスタ
を駆動する電位は、同じ電位レベルに制御され、スタン
バイ時には、その電位がセンスアンプの高電位電源側に
シフトされることを特徴とする半導体記憶装置。 - 【請求項9】 請求項1に記載の半導体記憶装置におい
て、 前記センスアンプビット線対は、メモリセルに接続され
たビット線対と接続されることを特徴とする半導体記憶
装置。 - 【請求項10】 請求項1に記載の半導体記憶装置にお
いて、 前記センスアンプビット線対の一方がメモリセルに接続
されたビット線と接続され、他方はその逆論理に駆動さ
れることを特徴とする半導体記憶装置。 - 【請求項11】 請求項9又は10に記載の半導体記憶
装置において、 前記センスアンプビット線対は、メモリセルに接続され
たビット線またはビット線対とスイッチ回路によって選
択的に接続されることを特徴とする半導体記憶装置。 - 【請求項12】 請求項1に記載の半導体記憶装置にお
いて、 電位差スイッチ回路とセンスアンプの組を複数備え、そ
れらの組のデータ線対をそれぞれコラムスイッチを介し
てデータバス線に選択的に接続することを特徴とする半
導体記憶装置。
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