JP2000209073A - シュミット・トリガ回路 - Google Patents
シュミット・トリガ回路Info
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- JP2000209073A JP2000209073A JP11006594A JP659499A JP2000209073A JP 2000209073 A JP2000209073 A JP 2000209073A JP 11006594 A JP11006594 A JP 11006594A JP 659499 A JP659499 A JP 659499A JP 2000209073 A JP2000209073 A JP 2000209073A
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Abstract
響を受けにくいシュミット・トリガ回路の提供。 【解決手段】 第1ラッチ回路10は、NORゲート1
01、102で構成され第1の論理しきい値VHで動作
する。第2ラッチ回路20は、NANDゲート201、
202で構成され、第2の論理しきい値VLで動作す
る。論理しきい値VH、VLは、VH>VLの関係にあ
る。このため、入力電圧INが変化する過程において、
NORゲートやNANDゲートなどの素子に流れる電流
の時間を短縮でき、もって消費電力を減少できる。ま
た、その電流の時間を短縮できるため、NORゲートな
どを構成するMOSトランジスタのチャネル幅をある程
度大きくしてインバータ30の入力側のインピーダンス
を下げることができ、これによりノイズの影響を低減で
きる。
Description
ガ回路に関し、特に低消費電力タイプのシュミット・ト
リガ回路に関するものである。
ては、図4および図5に示すようなものが知られてい
る。図4に示すシュミット・トリガ回路は、4つのMO
Sトランジスタ(MOSFET)Q1〜Q4が、MOS
トランジスタQ1のソースが電源Vに接続され、12S
トランジスタQ4のソースが接地されている。各MOS
トランジスタQ1〜Q4の各ゲートは共通に接続され、
その共通接続部が入力信号が入力される入力端子1と接
続されている。MOSトランジスタQ2のドレインとM
OSトランジスタQ3のドレインとが接続される接続部
がインバータ2の入力側に接続され、インバータ2の出
力側には出力端子3が接続され、この出力端子3から出
力信号が取り出されるようになっている。
とMOSトランジスタQ2のソースとの接続部に、PM
OSトランジスタQ5のソースが接続され、PMOSト
ランジスタQ5のゲートがインバータ2の入力側に接続
され、かつそのドレインが接地されている。さらに、M
OSトランジスタQ3のソースとMOSトランジスタQ
4のドレインとの接続部に、NMOSトランジスタQ6
のソースが接続され、MOSトランジスタQ6のゲート
がインバータ2の入力側に接続され、かつそのドレイン
が電源に接続されている。
は、入力端子4と接続するインバータ5と出力端子8と
接続するインバータ6が直列に接続されるとともに、イ
ンバータ6の出力を自己の入力側に帰還するインバータ
7がインバータ6の入出力間に接続されている。次に、
上記のように構成される図4に示すシュミット・トリガ
回路の動作について、図4および図6を参照して説明す
る。
子1の入力電圧INが0〔V〕のときには、MOSトラ
ンジスタQ1、Q2がオン状態(導通状態)となり、M
OSトランジスタQ3、Q4がオフ状態(非導通状態)
となる。このため、インバータ2の入力側のノード電圧
QNはVdd〔V〕となり、インバータ2の出力電圧OU
Tは0〔V〕となる(図6の(B)、(C)参照)。こ
のため、MOSトランジスタQ5はオフ状態となり、M
OSトランジスタQ6はオン状態となる。
すように上昇していき、時刻t1になると、MOSトラ
ンジスタQ3、Q4がオンとなる。このとき、MOSト
ランジスタQ6のソースは電源電圧Vddに近い電圧値で
あるので、MOSトランジスタQ6はオン状態を維持す
る。このため、時刻t1〜t2の期間には、MOSトラ
ンジスタQ6とQ4とに図4で示すような電流Iが流れ
る。
き、時刻t2になると、MOSトランジスタQ1、Q2
がオフとなり、ノード電圧QNが0〔V〕近くになり、
図6の(C)に示すように、インバータ2の出力電圧O
UTはVdd〔V〕となる。この結果、MOSトランジス
タQ5がオンし、MOSトランジスタQ6がオフする。
そして、入力電圧INがVdd〔V〕に達したのちは、M
OSトランジスタQ1、Q2はオフ状態を維持し、MO
SトランジスタQ3、Q4はオン状態を維持する。
ように下降していき、時刻t3になると、MOSトラン
ジスタQ1、Q2がオンとなる。このとき、MOSトラ
ンジスタQ5のソースは0〔V〕に近い電圧値であるの
で、MOSトランジスタQ5はオンの状態にある。入力
電圧INがさらに下降していき、時刻t4になると、M
OSトランジスタQ3、Q4がオフとなり、ノード電圧
QNがVdd〔V〕近くになり、図6の(C)に示すよう
に、インバータ2の出力電圧OUTは0〔V〕となる。
この結果、MOSトランジスタQ5がオフし、MOSト
ランジスタQ6がオンする。そして、入力電圧INが0
〔V〕に達したのちは、MOSトランジスタQ1、Q2
はオン状態を維持し、MOSトランジスタQ3、Q4は
オフ状態を維持する。
トリガ回路では、入力電圧INが上昇する場合には、時
刻t2において入力電圧INが上限値Vhに達した場合
に、その出力電圧OUTが「H」レベルとなる。また、
入力電圧INが下降する場合には、時刻t4において入
力電圧INが下限値Vlに達した場合に、その出力電圧
OUTが「L」レベルとなる。従って、上限値Vhと下
限値Vlの差からなるヒステリシス電圧を持っているこ
とになる。
については、その動作の説明を省略するが、各部の波形
は図6に示すようになる。
シュミット・トリガ回路では、上述のように、時刻t1
〜t2の期間には、MOSトランジスタQ6とQ4とに
図4で示すような電流Iが流れ、これにより回路の消費
電力が大きくなるという不都合がある。そこで、その消
費電力を軽減するために、入力段のMOSトランジスタ
のチャネル幅(W)を小さくすると、インバータ2の入
力側のネットのインピーダンスが大きくなりノイズ(雑
音)がのりやすくなるという、新たな不都合が発生して
しまう。言い換えると、MOSトランジスタのサイズが
小さくなるので、インバータ2の出力を「H」と「L」
レベルに駆動する力が小さくなり、その結果、ノイズの
影響を受け易くなる。
み、消費電力の軽減化が図れる上に、ノイズの影響を受
けにくいシュミット・トリガ回路を提供することにあ
る。
明の目的を達成するために、請求項1に記載の発明は、
入力信号に対して上位と下位の2つのしきい値を有する
シュ ミット・トリガ回路において、前記入力信号の状
態をそれぞれ記憶可能な第1ラッチ手段及び第2ラッチ
手段と、出力信号生成手段とを備え、前記第1ラッチ手
段は、前記上位のしきい値で動作し、かつ、前記入力信
号と前記第2ラッチ手段の生成信号とに基づいて所要の
信号を生成し、前記第2ラッチ手段は、前記下位のしき
い値で動作し、かつ、前記入力信号と前記第1ラッチ手
段の生成信号とに基づいて所要の信号を生成し、前記出
力信号生成手段は、前記第1ラッチ手段の生成信号と前
記第2ラッチ手段の生成信号に基づいて所要の出力信号
を生成するようにした。
に記載のシュミット・トリガ回路において、前記第1ラ
ッチ手段は2つのNORゲートをたすき掛けに接続さ
せ、一方のNORゲートの入力側に前記入力信号を供給
するとともに、他方のNORゲートの出力側から出力信
号を取り出すようにし、前記第2ラッチ手段は2つのN
ANDゲートをたすき掛けに接続させ、一方のNAND
ゲートの入力側に前記入力信号を供給するとともに、他
方のNANDゲートの出力側から出力信号を取り出すよ
うにし、かつ、前記一方のNORゲートの出力信号を前
記他方のNANDゲートの入力側に供給するようにし、
前記一方のNANDゲートの出力信号を前記他方のNO
Rゲートの入力側に供給するようにした。
信号のレベルが上昇する過程では、入力信号が上位のし
きい値を上回ったときに出力が変化し、一方、入力信号
のレベルが下降する過程では、入力信号が下位のしきい
値を下回ったときに出力が元に戻ることできるシュミッ
ト・トリガ回路を実現できる。また、本発明では、入力
側に、上位のしきい値で動作する第1ラッチ手段と、下
位のしきい値で動作する第2ラッチ手段とを備えるよう
にした。このため、入力信号のレベルが変化する過程に
おいて、ラッチ手段を構成するNORゲートなどに電流
が流れる時間を短縮でき、もって、全体の消費電力を減
少させることができる。
ゲートなどに流れる電流の時間を短縮できるため、NO
RゲートなどをMOSトランジスタで構成する場合に
は、そのチャネル幅をある程度大きくして出力側のネッ
トのインピーダンスを下げることができ、これによりノ
イズの影響を低減できる。
について、図面を参照しつつ説明する。図1は、本発明
のシュミット・トリガ回路の実施形態の一例を示す回路
図である。図2は、その回路の各部の波形を示す波形図
である。この実施形態にかかるシュミット・トリガ回路
は、図1に示すように、第1ラッチ手段を構成する第1
ラッチ回路10と、第2ラッチ手段を構成する第2ラッ
チ回路20と、出力信号生成手段の一部を構成するイン
バータ30と、出力信号生成手段の一部を構成する第3
ラッチ回路40とから構成されている。
に、2つのNORゲート101と102とがたすき掛け
に接続され、上位のしきい値である第1の論理しきい値
で動作するようになっている。また、第2ラッチ回路2
0は、2つのNANDゲート201と202とがたすき
掛けに接続され、下位のしきい値である第2の論理しき
い値で動作するようになっている。そして、その2つの
論理しきい値は、第1ラッチ回路10と第2ラッチ回路
20を構成するトランジスタのサイズなどを変更するこ
とにより実現し、第1の論理しきい値VHと第2の論理
しきい値VLは、VH>VLの関係にあるものとする
(図2参照)。
ト101の一方の入力端子は入力端子11に接続され、
その他方の入力端子はNORゲート102の出力端子に
接続されている。また、NORゲート102の一方の入
力端子は、NORゲート101の出力端子および第2ラ
ッチ回路20のNANDゲート201の一方の入力端子
にそれぞれ接続され、NORゲート102の他方の入力
端子はNANDゲート201の他方の入力端子と接続さ
れている。さらに、NORゲート102の出力端子は、
第3ラッチ回路40のNANDゲート401の一方の入
力端子に接続されている。
ート202の一方の入力端子は入力端子11に接続さ
れ、その他方の入力端子はNANDゲート201の出力
端子に接続されている。また、NANDゲート201の
一方の入力端子はNORゲート102の一方の入力端子
に接続され、その他方の入力端子はNANDゲート20
2の出力端子およびNORゲート102の他方の入力端
子に接続されている。さらに、NANDゲート201の
出力端子は、インバータ30の入力側に接続されてい
る。
第3ラッチ回路40との間に設けられ、第ラッチ回路2
0からの出力を反転して第3ラッチ回路40に出力する
ように構成されている。第3ラッチ回路40は、2つの
NANDゲート401と402とから構成され、NAN
Dゲート401の一方の入力端子は、第1ラッチ回路1
0のNORゲート102の出力端子と接続され、その他
方の入力端子はNANDゲート402の出力端子に接続
されている。また、NANDゲート402の一方の入力
端子はNANDゲート401の出力端子と接続され、そ
の他方の入力端子はインバータ30の出力側と接続され
ている。さらに、NANDゲート402の出力端子は、
出力端子12に接続されている。
かるシュミット・トリガ回路の動作について、図1およ
び図2を参照して説明する。まず、図2の(A)に示す
ように、入力端子11の入力電圧INが「L」レベルの
ときには、NORゲート101とNANDゲート202
の各入力端子は「L」レベルとなる。このため、図2の
(B)〜(E)に示すように、NORゲート101の出
力N1は「H」レベル、NORゲート102の出力N2
は「L」レベル、NANDゲート201の出力N3は
「L」レベル、NANDゲート202の出力N4は
「H」レベル、インバータ30の出力N5は「H」レベ
ル、出力電圧OUTは「L」レベルの状態にある。
すように上昇を開始し、時刻t1になると、NANDゲ
ート202を構成するトランジスタのしきい値電圧VL
を越えるが、NANDゲート202の出力N4は「H」
レベルの状態を維持する。さらに入力電圧INが上昇し
ていき、時刻t2になり、その入力電圧INがNORゲ
ート101を構成するトランジスタのしきい値電圧VH
を越えると、図2の(B)に示すように、NORゲート
101の出力N1が「H」レベルから「L」レベルに短
時間で変化する。
は、NANDゲート201に伝えられるので、図5の
(D)に示すように、NANDゲート201の出力N3
が「L」レベルから「H」レベルに変化する。そして、
これとほぼ同時にインバータ30の出力N5が図5の
(F)に示すように「H」レベルから「L」レベルに変
化し、この変化後に第3ラッチ回路40の出力OUTが
図5の(G)に示すように、「L」レベルから「H」レ
ベルに変化する。
が「L」レベルから「H」レベルに変化すると、その時
点でNANDゲート202の出力N4が「H」レベルか
ら「L」レベルに変化し、この変化がNORゲート10
2に伝わるので、NORゲート102の出力N2は
「L」レベルから「H」レベルに変化する。一方、入力
電圧INが図2の(A)に示すように下降を開始し、時
刻t3になると、NORゲート101を構成するトラン
ジスタのしきい値電圧VHに達するが、NORゲート1
01の出力N2は「H」レベルの状態を維持する。さら
に入力電圧INが下降していき、時刻t4になり、その
入力電圧INがNANDゲート202を構成するトラン
ジスタのしきい値電圧VLに達すると、NANDゲート
202の出力N4が「L」レベルから「H」レベルに短
時間で変化する。
は、NORゲート102に伝えられるので、図5の
(C)に示すように、NORゲート102の出力N2が
「H」レベルから「L」レベルに変化する。すると、こ
の変化後に第3ラッチ回路40の出力OUTが図5の
(G)に示すように、「H」レベルから「L」レベルに
変化する。
「H」レベルから「L」レベルに変化すると、その時点
でNORゲート101の出力N1が「L」レベルから
「H」レベルに変化し、この変化がNANDゲート20
1に伝わるので、NANDゲート201の出力N3は
「H」レベルから「L」レベルに変化する。これによ
り、インバータ30の出力N5が「L」レベルから
「H」レベルに変化する。
るシュミット・トリガ回路では、第1ラッチ回路10と
第2ラッチ回路20とを備え、第1ラッチ回路10は第
1の論理しきい値VHで動作するとともに、第2ラッチ
回路20は第1の論理しきい値VHよりも小さな第2の
論理しきい値VLで動作するようにしてヒステリシスを
持たせるようにした。このため、ラッチ回路によりシュ
ミット・トリガ回路を実現できる。
トリガ回路では、入力側にNORゲート101と102
からなる第1ラッチ回路10と、NANDゲート20
1、202からなる第2ラッチ回路20とを設けるよう
にした。このため、入力電圧INが変化する過程におい
て、ラッチ回路を構成するNORゲートやNANDゲー
トなどの内部に流れる電流の時間を短縮でき、もって消
費電力を減少させて省電力化が図れる。
いて説明すると、例えば図3の(A)に示すように、入
力電圧INが緩やかに立ち上がる場合には、NORゲー
ト101の出力N1も図3の(B)に示すように緩やか
に立ち下がる。そして、その出力N1がある程度立ち下
がると、NANDゲート201の出力N3が立ち上が
り、その後、NANDゲート202の出力N4とNOR
ゲート102の出力N2が変化していく(図3の(E)
(C)参照)。さらに、NORゲート102の出力N2
が立ち上がると、NORゲート101の出力N1を強制
的に下げる働きをするので、NORゲート101の内部
における電流の流れる時間を短縮することができる。
・トリガ回路では、ラッチ回路10、20を構成するN
ORゲートやNANDゲートなどに流れる電流の時間を
短縮できるため、ラッチ回路を構成するMOSトランジ
スタのチャネル幅をある程度大きくしてインバータ30
の入力側のネットのインピーダンスを下げることがで
き、これによりノイズの影響を低減できる。
側に、上位のしきい値で動作する第1ラッチ手段と、下
位のしきい値で動作する第2ラッチ手段とを備えるよう
にした。このため、入力信号のレベルが変化する過程に
おいて、各ラッチ手段を構成するNORゲートやNAN
Dゲートなどの素子に流れる電流の時間を短縮でき、も
って消費電力を減少させて低消費電力のシュミット・ト
リガ回路を実現することができる。
NORゲートやNANDゲートなどに流れる電流の時間
を短縮できるため、ラッチ手段をMOSトランジスタで
構成する場合には、そのチャネル幅をある程度大きくし
て出力側のインピーダンスを下げることができ、これに
よりノイズの影響を低減できる。
回路の構成の一例を示す回路図である。
す波形図である。
の例を示す波形図である。
る。
ある。
る。
Claims (2)
- 【請求項1】 入力信号に対して上位と下位の2つのし
きい値を有するシュミット・トリガ回路において、 前記入力信号の状態をそれぞれ記憶可能な第1ラッチ手
段及び第2ラッチ手段と、出力信号生成手段とを備え、 前記第1ラッチ手段は、前記上位のしきい値で動作し、
かつ、前記入力信号と前記第2ラッチ手段の生成信号と
に基づいて所要の信号を生成し、 前記第2ラッチ手段は、前記下位のしきい値で動作し、
かつ、前記入力信号と前記第1ラッチ手段の生成信号と
に基づいて所要の信号を生成し、 前記出力信号生成手段は、前記第1ラッチ手段の生成信
号と前記第2ラッチ手段の生成信号に基づいて所要の出
力信号を生成することを特徴とするシュミット・トリガ
回路。 - 【請求項2】 前記第1ラッチ手段は2つのNORゲー
トをたすき掛けに接続させ、一方のNORゲートの入力
側に前記入力信号を供給するとともに、他方のNORゲ
ートの出力側から出力信号を取り出すようにし、 前記第2ラッチ手段は2つのNANDゲートをたすき掛
けに接続させ、一方のNANDゲートの入力側に前記入
力信号を供給するとともに、他方のNANDゲートの出
力側から出力信号を取り出すようにし、 かつ、前記一方のNORゲートの出力信号を前記他方の
NANDゲートの入力側に供給するようにし、前記一方
のNANDゲートの出力信号を前記他方のNORゲート
の入力側に供給するようにしたこと特徴とする請求項1
に記載のシュミット・トリガ回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11006594A JP2000209073A (ja) | 1999-01-13 | 1999-01-13 | シュミット・トリガ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11006594A JP2000209073A (ja) | 1999-01-13 | 1999-01-13 | シュミット・トリガ回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000209073A true JP2000209073A (ja) | 2000-07-28 |
JP2000209073A5 JP2000209073A5 (ja) | 2006-01-26 |
Family
ID=11642670
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11006594A Pending JP2000209073A (ja) | 1999-01-13 | 1999-01-13 | シュミット・トリガ回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2000209073A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010258717A (ja) * | 2009-04-23 | 2010-11-11 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 閾値回路 |
CN109104216A (zh) * | 2018-10-31 | 2018-12-28 | 深圳市创仁科技有限公司 | 一种m-bus中继器 |
-
1999
- 1999-01-13 JP JP11006594A patent/JP2000209073A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010258717A (ja) * | 2009-04-23 | 2010-11-11 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 閾値回路 |
CN109104216A (zh) * | 2018-10-31 | 2018-12-28 | 深圳市创仁科技有限公司 | 一种m-bus中继器 |
CN109104216B (zh) * | 2018-10-31 | 2024-05-10 | 深圳市创仁科技有限公司 | 一种m-bus中继器 |
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