JP2000200111A - 加速されたスイッチングのための制御電流源 - Google Patents
加速されたスイッチングのための制御電流源Info
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/22—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
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- G05F3/02—Regulating voltage or current
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明の目的は、パワートランジスタの寄生
容量の影響を最小化した制御電流源を供給することであ
る。 【解決手段】 基準端子と、電流源の出力に共に接続さ
れた伝送端子及びバイアス端子とを有する平行に配置さ
れた複数のパワートランジスタと、制御信号を受ける入
力と、パワートランジスタをオンする信号を供給する出
力とを有する制御モジュールとを有し、制御信号を受け
る制御入力と制御信号値に依存する出力電流を供給する
出力とを有する制御電流源において、パワートランジス
タの基準端子は、制御モジュールの出力に共に接続さ
れ、前記出力は制御信号値に依存した電流を供給し、電
流源の動作状態では、パワートランジスタのバイアス端
子は、パワートランジスタを潜在的に導通状態とするこ
とが可能な所定の電圧値が常に与えられるように構成す
る。
容量の影響を最小化した制御電流源を供給することであ
る。 【解決手段】 基準端子と、電流源の出力に共に接続さ
れた伝送端子及びバイアス端子とを有する平行に配置さ
れた複数のパワートランジスタと、制御信号を受ける入
力と、パワートランジスタをオンする信号を供給する出
力とを有する制御モジュールとを有し、制御信号を受け
る制御入力と制御信号値に依存する出力電流を供給する
出力とを有する制御電流源において、パワートランジス
タの基準端子は、制御モジュールの出力に共に接続さ
れ、前記出力は制御信号値に依存した電流を供給し、電
流源の動作状態では、パワートランジスタのバイアス端
子は、パワートランジスタを潜在的に導通状態とするこ
とが可能な所定の電圧値が常に与えられるように構成す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、制御信号を受ける
制御入力と、制御信号値に依存する出力電流を供給する
出力とを有する制御電流源に関する。制御電流源は、基
準端子と伝送端子とバイアス端子を有する平行に配置さ
れた複数のパワートランジスタと、制御モジュールとを
有する。パワートランジスタの伝送端子は電流源の出力
に接続され、制御モジュールは、制御信号を受ける入力
と、パワートランジスタをオンする信号を供給する出力
とを有する。
制御入力と、制御信号値に依存する出力電流を供給する
出力とを有する制御電流源に関する。制御電流源は、基
準端子と伝送端子とバイアス端子を有する平行に配置さ
れた複数のパワートランジスタと、制御モジュールとを
有する。パワートランジスタの伝送端子は電流源の出力
に接続され、制御モジュールは、制御信号を受ける入力
と、パワートランジスタをオンする信号を供給する出力
とを有する。
【０００２】
【従来の技術】このような電流源は、電圧制御発振器の
出力信号の周波数制御を行う位相同期ループの容量性要
素の充放電を制御する電流パルスを供給するチャージポ
ンプを構成するのに使用される。このような位相同期ル
ープは、欧州特許出願番号０６７０６２９Ａ１に記載さ
れている。このループに含まれるチャージポンプは前述
の形式の制御電流源を使用し、その制御電流源では、パ
ワートランジスタはＰＮＰ型で、そのベース、エミッ
タ、コレクタは、バイアス端子、基準端子及び伝送端子
をそれぞれ構成する。パワートランジスタは正の電源端
子から常に供給されるエミッタ電流でバイアスされ、制
御モジュールに制御信号が与えられたとき、適切なベー
ス電圧によって制御モジュールによりオンされる。パワ
ートランジスタはバイアス電流をエミッタからコレクタ
に送り、制御電流源から出力する。
出力信号の周波数制御を行う位相同期ループの容量性要
素の充放電を制御する電流パルスを供給するチャージポ
ンプを構成するのに使用される。このような位相同期ル
ープは、欧州特許出願番号０６７０６２９Ａ１に記載さ
れている。このループに含まれるチャージポンプは前述
の形式の制御電流源を使用し、その制御電流源では、パ
ワートランジスタはＰＮＰ型で、そのベース、エミッ
タ、コレクタは、バイアス端子、基準端子及び伝送端子
をそれぞれ構成する。パワートランジスタは正の電源端
子から常に供給されるエミッタ電流でバイアスされ、制
御モジュールに制御信号が与えられたとき、適切なベー
ス電圧によって制御モジュールによりオンされる。パワ
ートランジスタはバイアス電流をエミッタからコレクタ
に送り、制御電流源から出力する。
【０００３】パワートランジスタは、発振器の出力信号
が例えばＧＨｚ等の非常に高周波のときには高速にオン
されなければならない。そのような場合には、遮断から
飽和に変わるスイッチング周波数は、ＭＨｚのオーダー
となる。導通しているときの制御電流源の出力電流公称
値は、しばしば重要である。これにより、各制御電流源
を構成するために、幾つかのトランジスタは、位相同期
ループで使用されているトランジスタよりも寸法の大き
なトランジスタを使用することとなる。このような構成
は、特にコレクタ−ベース間接合でかなりの寄生容量を
持ち、実効的なターンオンが遅れ、制御電流源の出力す
る電流パルスは、形が変化する。この変化は、本質的
に、パワートランジスタのスイッチング間の正及び負の
電流ピークからなる。
が例えばＧＨｚ等の非常に高周波のときには高速にオン
されなければならない。そのような場合には、遮断から
飽和に変わるスイッチング周波数は、ＭＨｚのオーダー
となる。導通しているときの制御電流源の出力電流公称
値は、しばしば重要である。これにより、各制御電流源
を構成するために、幾つかのトランジスタは、位相同期
ループで使用されているトランジスタよりも寸法の大き
なトランジスタを使用することとなる。このような構成
は、特にコレクタ−ベース間接合でかなりの寄生容量を
持ち、実効的なターンオンが遅れ、制御電流源の出力す
る電流パルスは、形が変化する。この変化は、本質的
に、パワートランジスタのスイッチング間の正及び負の
電流ピークからなる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明の１つの目的
は、上記問題点を解決した、パワートランジスタの寄生
容量の影響を最小化した制御電流源を供給することであ
る。
は、上記問題点を解決した、パワートランジスタの寄生
容量の影響を最小化した制御電流源を供給することであ
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、この目
的は、以下により達成される。前述の制御電流源におい
ては、パワートランジスタの基準端子は、制御モジュー
ルの出力に接続され、前記出力は制御信号値に依存した
電流を出力し、電流源の動作状態では、パワートランジ
スタのバイアス端子は、パワートランジスタを導通状態
とすることが可能な所定の電圧値が与えられる。
的は、以下により達成される。前述の制御電流源におい
ては、パワートランジスタの基準端子は、制御モジュー
ルの出力に接続され、前記出力は制御信号値に依存した
電流を出力し、電流源の動作状態では、パワートランジ
スタのバイアス端子は、パワートランジスタを導通状態
とすることが可能な所定の電圧値が与えられる。
【０００６】このような制御電流源では、バイアス端子
に印加されるバイアス電圧は、寄生容量をプリチャージ
し、これらのトランジスタを潜在的に導通状態とする。
パワートランジスタを導通状態にするには、基準端子に
電流を与えるだけで十分であり、これは擬似的に瞬時に
行われる。寄生容量はプリチャージされているので、知
られた制御電流源とは反対に、電圧の不連続の影響を受
けない。パワートランジスタのスイッチングによる制御
電流源の出力電流の形の変化は、本発明の制御電流源で
は、かなり低減される。
に印加されるバイアス電圧は、寄生容量をプリチャージ
し、これらのトランジスタを潜在的に導通状態とする。
パワートランジスタを導通状態にするには、基準端子に
電流を与えるだけで十分であり、これは擬似的に瞬時に
行われる。寄生容量はプリチャージされているので、知
られた制御電流源とは反対に、電圧の不連続の影響を受
けない。パワートランジスタのスイッチングによる制御
電流源の出力電流の形の変化は、本発明の制御電流源で
は、かなり低減される。
【０００７】１つの実施例では、上述の制御電流源で
は、制御モジュールは、第１差動ペアを構成しそのバイ
アス端子に制御信号を受ける第１及び第２のトランジス
タと、主電流経路が正の電源端子と制御モジュールの出
力との間に且つ第１の抵抗と直列に配置された第３のト
ランジスタとを有し、第１のトランジスタの伝送端子は
正の電源端子に接続され、第２のトランジスタの伝送端
子は、一方では第２の抵抗を介して正の電源端子に接続
され、他方では、第３のトランジスタのバイアス端子に
接続されることを特徴とする。
は、制御モジュールは、第１差動ペアを構成しそのバイ
アス端子に制御信号を受ける第１及び第２のトランジス
タと、主電流経路が正の電源端子と制御モジュールの出
力との間に且つ第１の抵抗と直列に配置された第３のト
ランジスタとを有し、第１のトランジスタの伝送端子は
正の電源端子に接続され、第２のトランジスタの伝送端
子は、一方では第２の抵抗を介して正の電源端子に接続
され、他方では、第３のトランジスタのバイアス端子に
接続されることを特徴とする。
【０００８】本実施例は、制限された数の要素を使用す
るので単純で、有利である。加えて、制御電流源の出力
電流の公称値は第１の抵抗値に直接依存することが示さ
れる。それによって、電流源の出力電流の調整が簡単と
なる。他の実施例では、制御モジュールは、第２差動ペ
アを構成しそのバイアス端子に選択信号を受ける第４及
び第５のトランジスタを有し、第４のトランジスタの伝
送端子は正の電源端子に接続され、第５のトランジスタ
の伝送端子は、一方では電圧調整素子を介して正の電源
端子に接続され、他方では、第３の抵抗を介して第３の
トランジスタのバイアス端子に接続される。
るので単純で、有利である。加えて、制御電流源の出力
電流の公称値は第１の抵抗値に直接依存することが示さ
れる。それによって、電流源の出力電流の調整が簡単と
なる。他の実施例では、制御モジュールは、第２差動ペ
アを構成しそのバイアス端子に選択信号を受ける第４及
び第５のトランジスタを有し、第４のトランジスタの伝
送端子は正の電源端子に接続され、第５のトランジスタ
の伝送端子は、一方では電圧調整素子を介して正の電源
端子に接続され、他方では、第３の抵抗を介して第３の
トランジスタのバイアス端子に接続される。
【０００９】このような変形例では、２つの所定値か
ら、出力電流の公称値を選択でき、容量要素の充放電を
大きくしたり小さくしたりすることを可能とする。本発
明の変形の特定の実施例では、電圧調整要素は、ダイオ
ードで構成される。上述のように、本発明の電流源は、
チャージポンプを構成するのに有利である。本発明は、
また、制御信号を受ける２つの制御入力と、方向と値が
制御信号に依存する出力電流を供給する出力とを有する
チャージポンプであって、請求項１記載の第１及び第２
の制御電流源を有し、前記制御電流源の制御入力はチャ
ージポンプの制御入力を構成し、第１及び第２の制御電
流源の出力はカレントミラーの第１及び第２の分岐に接
続され、制御電流源の一つの出力もチャージポンプの出
力に接続されることを特徴とする。
ら、出力電流の公称値を選択でき、容量要素の充放電を
大きくしたり小さくしたりすることを可能とする。本発
明の変形の特定の実施例では、電圧調整要素は、ダイオ
ードで構成される。上述のように、本発明の電流源は、
チャージポンプを構成するのに有利である。本発明は、
また、制御信号を受ける２つの制御入力と、方向と値が
制御信号に依存する出力電流を供給する出力とを有する
チャージポンプであって、請求項１記載の第１及び第２
の制御電流源を有し、前記制御電流源の制御入力はチャ
ージポンプの制御入力を構成し、第１及び第２の制御電
流源の出力はカレントミラーの第１及び第２の分岐に接
続され、制御電流源の一つの出力もチャージポンプの出
力に接続されることを特徴とする。
【００１０】有利な実施例に従って、チャージポンプ
は、チャージポンプの動作状態において、チャージポン
プの出力電流の最大値と比べて無視できる公称値の電流
を常に供給するドレーン電流源であって、チャージポン
プの出力に接続されない第１及び第２の制御電流源の出
力と、負の電源端子との間に配置されたドレーン電流源
を有することを特徴とする請求項５記載のチャージポン
プ。
は、チャージポンプの動作状態において、チャージポン
プの出力電流の最大値と比べて無視できる公称値の電流
を常に供給するドレーン電流源であって、チャージポン
プの出力に接続されない第１及び第２の制御電流源の出
力と、負の電源端子との間に配置されたドレーン電流源
を有することを特徴とする請求項５記載のチャージポン
プ。
【００１１】ドレーン電流源は、カレントミラーを構成
するトランジスタに蓄積された電荷の放電を行い、第１
の電流源の導通の中断の後に、これらの電荷を負の電源
端子に向かって放電する寄生漏洩電流が前記カレントミ
ラーの１つの分岐に現れるのを防ぐ。このような漏洩電
流は、チャージポンプの出力で、負電流の持続を起こ
し、チャージポンプのスイッチング周波数が高くなるの
禁止する現象となる。
するトランジスタに蓄積された電荷の放電を行い、第１
の電流源の導通の中断の後に、これらの電荷を負の電源
端子に向かって放電する寄生漏洩電流が前記カレントミ
ラーの１つの分岐に現れるのを防ぐ。このような漏洩電
流は、チャージポンプの出力で、負電流の持続を起こ
し、チャージポンプのスイッチング周波数が高くなるの
禁止する現象となる。
【００１２】このようなチャージポンプは、位相同期ル
ープで有利に使用し得る。このようなループは、現在、
例えばテレビジョンや、無線電話などの無線電気信号受
信機の周波数変換に適用される。本発明は、また、無線
電気信号を受信する装置に関し、周波数の所定範囲内で
選択された周波数の信号の受信と無線信号と称する電気
信号への変換をさせるアンテナ及びフィルタシステムを
有し、その装置では、選択された周波数から所定の中間
周波数への変換が、無線信号を受信するために、ミキサ
ーと同調電圧の値によって決まる周波数の局部発振器の
出力信号とによって行われ、前記装置はまた、発振器の
出力信号の周波数と基準信号の出力信号の周波数とを比
較し、前記比較の結果に依存する制御信号をチャージポ
ンプに供給する位相／周波数検出器を有し、チャージポ
ンプの出力は、その端子で同調電圧を発生するキャパシ
タに接続された無線電気信号を受信する装置であって、
該チャージポンプは上述のチャージポンプであることを
特徴とする。
ープで有利に使用し得る。このようなループは、現在、
例えばテレビジョンや、無線電話などの無線電気信号受
信機の周波数変換に適用される。本発明は、また、無線
電気信号を受信する装置に関し、周波数の所定範囲内で
選択された周波数の信号の受信と無線信号と称する電気
信号への変換をさせるアンテナ及びフィルタシステムを
有し、その装置では、選択された周波数から所定の中間
周波数への変換が、無線信号を受信するために、ミキサ
ーと同調電圧の値によって決まる周波数の局部発振器の
出力信号とによって行われ、前記装置はまた、発振器の
出力信号の周波数と基準信号の出力信号の周波数とを比
較し、前記比較の結果に依存する制御信号をチャージポ
ンプに供給する位相／周波数検出器を有し、チャージポ
ンプの出力は、その端子で同調電圧を発生するキャパシ
タに接続された無線電気信号を受信する装置であって、
該チャージポンプは上述のチャージポンプであることを
特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は、制御信号Ｖｉを受ける入
力と、制御信号Ｖｉの値に依存した値の電流ＩＯｉを供
給する出力ＯＵＴｉを有する制御電流源ＣＳｉの概略を
示す。この電流ＩＯｉの値は、例えば、制御信号Ｖｉが
負又はゼロのときはゼロ、制御信号が正のときは所定の
非零の公称値と等しい。例えば、制御信号Ｖｉは電圧で
構成される。制御電流源ＣＳｉは、・パワーモジュール
ＰＡｉは複数の平行に配置されたパワートランジスタを
有し、各トランジスタは基準端子、伝送端子およびバイ
アス端子を持ち、パワートランジスタの伝送端子は共に
電流源の出力に接続され、そして、・制御モジュールＣ
ＮＴｉは制御信号Ｖｉを受ける入力と、パワートランジ
スタをオンする信号を供給する出力を有する。
力と、制御信号Ｖｉの値に依存した値の電流ＩＯｉを供
給する出力ＯＵＴｉを有する制御電流源ＣＳｉの概略を
示す。この電流ＩＯｉの値は、例えば、制御信号Ｖｉが
負又はゼロのときはゼロ、制御信号が正のときは所定の
非零の公称値と等しい。例えば、制御信号Ｖｉは電圧で
構成される。制御電流源ＣＳｉは、・パワーモジュール
ＰＡｉは複数の平行に配置されたパワートランジスタを
有し、各トランジスタは基準端子、伝送端子およびバイ
アス端子を持ち、パワートランジスタの伝送端子は共に
電流源の出力に接続され、そして、・制御モジュールＣ
ＮＴｉは制御信号Ｖｉを受ける入力と、パワートランジ
スタをオンする信号を供給する出力を有する。
【００１４】図１に示した例では、パワートランジスタ
はＰＮＰ型のバイポーラトランジスタである。基準端
子、伝送端子およびバイアス端子は、エッミッタ、コレ
クタ及びベースでそれぞれ構成される。パワートランジ
スタのエミッタは共に制御モジュールＣＮＴｉの出力に
接続され、一方、電流源ＣＳｉの動作中は、ベースに
は、所定の電圧ＶＣＣ−３．Ｖｄが常に与えられる。こ
の電圧は、正の電源端子ＶＣＣと回路のグランドの間に
接続された、ダイオードＤ１ｉ、Ｄ２ｉ及びＤ３ｉと、
直列に接続された抵抗Ｒｄｉの組立体により発生され
る。３つのダイオードで発生される電圧は、３．Ｖｄに
等しい。Ｖｄはダイオードのしきい値である。これによ
り、パワートランジスタのエミッタ−ベース電圧は３Ｖ
ｄ−Ｖｃｎｔｉに等しい。ここでＶｃｎｔｉは、制御モ
ジュールＧＮＴｉで発生する電圧降下を表す。以後説明
するが、制御電流源ＣＳｉを構成する要素は、３Ｖｄ−
Ｖｃｎｔｉ＞Ｖｅｂthとなるように必要な大きさにする
ことが簡単にできる。ここで、Ｖｅｂthはパワートラン
ジスタが導通するのに必要なエミッタ−ベース電圧の最
小値を表す。パワートランジスタのベースに印加するバ
イアス電圧ＶＣＣ−３．Ｖｄは、前記トランジスタの寄
生容量をプリチャージし、これらのトランジスタは潜在
的に導通する。この配置では、パワートランジスタを導
通状態にするには、基準端子に電流Ｉｉを与えるだけで
十分であり、これは擬似的に瞬時に行われる。
はＰＮＰ型のバイポーラトランジスタである。基準端
子、伝送端子およびバイアス端子は、エッミッタ、コレ
クタ及びベースでそれぞれ構成される。パワートランジ
スタのエミッタは共に制御モジュールＣＮＴｉの出力に
接続され、一方、電流源ＣＳｉの動作中は、ベースに
は、所定の電圧ＶＣＣ−３．Ｖｄが常に与えられる。こ
の電圧は、正の電源端子ＶＣＣと回路のグランドの間に
接続された、ダイオードＤ１ｉ、Ｄ２ｉ及びＤ３ｉと、
直列に接続された抵抗Ｒｄｉの組立体により発生され
る。３つのダイオードで発生される電圧は、３．Ｖｄに
等しい。Ｖｄはダイオードのしきい値である。これによ
り、パワートランジスタのエミッタ−ベース電圧は３Ｖ
ｄ−Ｖｃｎｔｉに等しい。ここでＶｃｎｔｉは、制御モ
ジュールＧＮＴｉで発生する電圧降下を表す。以後説明
するが、制御電流源ＣＳｉを構成する要素は、３Ｖｄ−
Ｖｃｎｔｉ＞Ｖｅｂthとなるように必要な大きさにする
ことが簡単にできる。ここで、Ｖｅｂthはパワートラン
ジスタが導通するのに必要なエミッタ−ベース電圧の最
小値を表す。パワートランジスタのベースに印加するバ
イアス電圧ＶＣＣ−３．Ｖｄは、前記トランジスタの寄
生容量をプリチャージし、これらのトランジスタは潜在
的に導通する。この配置では、パワートランジスタを導
通状態にするには、基準端子に電流Ｉｉを与えるだけで
十分であり、これは擬似的に瞬時に行われる。
【００１５】図２は、上述の型の２つのチャージポンプ
を有するＣＰの機能回路図である。このチャージポンプ
ＣＰは、制御信号Ｖ１とＶ２を受ける２つの制御入力
と、方向と値が制御信号Ｖ１とＶ２の値に依存する出力
電流を供給する出力ＯＵＴを有する。チャージポンプＣ
Ｐは、上述の型の第１の制御電流源ＣＳ１と第２の制御
電流源ＣＳ２とを有し、その制御入力は、チャージポン
プＣＰの制御入力を構成し、第１及び第２の電流源の出
力ＯＵＴ１とＯＵＴ２はカレントミラー（Ｍ１，Ｍ２）
の第１及び第２の分岐に接続され、第２電流源ＣＳ２の
出力もまたチャージポンプＣＰの出力ＯＵＴに接続され
る。カレントミラー（Ｍ１，Ｍ２）は、２つのトランジ
スタＭ１とＭ２により構成され、コレクタはそれぞカレ
ントミラーの第１及び第２分岐を形成し、ベースは共に
第１のトランジスタＭ１のコレクタに接続され、エミッ
タは負の電源端子ＧＮＤに接続される。第２制御電流源
ＣＳ２の制御電圧Ｖ２が指示する時には、前記電流源Ｃ
Ｓ２は電流ＩＯ２を出力する。第１電流源ＣＳ１は電流
を流さないので、第２電流源ＣＳ２の出力電流ＩＯ２は
チャージポンプＣＰの出力ＯＵＴに向かい、正の電流を
供給する。逆に、第１制御電流源ＣＳ１の制御電圧Ｖ１
が前記制御電流源ＣＳ１の導通を指示する時には、この
電流源はカレントミラー（Ｍ１，Ｍ２）の第１分岐に電
流ＩＯ１を供給し、カレントミラーは第２分岐に前記電
流ＩＯ１を生成する。第２電流源ＣＳ２は電流を流さな
いので、電流ＩＯ１の像であるカレントミラー（Ｍ１，
Ｍ２）の第２分岐を流れる電流はチャージポンプＣＰの
出力ＯＵＴから電流を引き、これにより負の電流を供給
する。チャージポンプＣＰは、第１電流源ＣＳ１の出力
と負の電源端子ＧＮＤの間に配置されたドレーン電流源
を有する。この電流源は、チャージポンプＣＰが動作中
は、チャージポンプＣＰの出力電流ＩＯ１またはＩＯ２
の最大値と比較して無視できる公称値の電流Ｉｄを常に
供給する。ドレーン電流源は、カレントミラー（Ｍ１，
Ｍ２）を構成するトランジスタＭ１とＭ２の寄生容量に
蓄積された電荷を放電し、第１の電流源ＣＳ１の導通の
中断の後に、これらの電荷を負の電源端子ＧＮＤに向か
って放電する寄生漏洩電流が前記カレントミラーの１つ
の分岐に現れるのを防ぐ。このような漏洩電流は、チャ
ージポンプＣＰの出力ＯＵＴで、負電流の持続を起こ
し、チャージポンプＣＰのスイッチング周波数が高くな
るの禁止する現象となる。
を有するＣＰの機能回路図である。このチャージポンプ
ＣＰは、制御信号Ｖ１とＶ２を受ける２つの制御入力
と、方向と値が制御信号Ｖ１とＶ２の値に依存する出力
電流を供給する出力ＯＵＴを有する。チャージポンプＣ
Ｐは、上述の型の第１の制御電流源ＣＳ１と第２の制御
電流源ＣＳ２とを有し、その制御入力は、チャージポン
プＣＰの制御入力を構成し、第１及び第２の電流源の出
力ＯＵＴ１とＯＵＴ２はカレントミラー（Ｍ１，Ｍ２）
の第１及び第２の分岐に接続され、第２電流源ＣＳ２の
出力もまたチャージポンプＣＰの出力ＯＵＴに接続され
る。カレントミラー（Ｍ１，Ｍ２）は、２つのトランジ
スタＭ１とＭ２により構成され、コレクタはそれぞカレ
ントミラーの第１及び第２分岐を形成し、ベースは共に
第１のトランジスタＭ１のコレクタに接続され、エミッ
タは負の電源端子ＧＮＤに接続される。第２制御電流源
ＣＳ２の制御電圧Ｖ２が指示する時には、前記電流源Ｃ
Ｓ２は電流ＩＯ２を出力する。第１電流源ＣＳ１は電流
を流さないので、第２電流源ＣＳ２の出力電流ＩＯ２は
チャージポンプＣＰの出力ＯＵＴに向かい、正の電流を
供給する。逆に、第１制御電流源ＣＳ１の制御電圧Ｖ１
が前記制御電流源ＣＳ１の導通を指示する時には、この
電流源はカレントミラー（Ｍ１，Ｍ２）の第１分岐に電
流ＩＯ１を供給し、カレントミラーは第２分岐に前記電
流ＩＯ１を生成する。第２電流源ＣＳ２は電流を流さな
いので、電流ＩＯ１の像であるカレントミラー（Ｍ１，
Ｍ２）の第２分岐を流れる電流はチャージポンプＣＰの
出力ＯＵＴから電流を引き、これにより負の電流を供給
する。チャージポンプＣＰは、第１電流源ＣＳ１の出力
と負の電源端子ＧＮＤの間に配置されたドレーン電流源
を有する。この電流源は、チャージポンプＣＰが動作中
は、チャージポンプＣＰの出力電流ＩＯ１またはＩＯ２
の最大値と比較して無視できる公称値の電流Ｉｄを常に
供給する。ドレーン電流源は、カレントミラー（Ｍ１，
Ｍ２）を構成するトランジスタＭ１とＭ２の寄生容量に
蓄積された電荷を放電し、第１の電流源ＣＳ１の導通の
中断の後に、これらの電荷を負の電源端子ＧＮＤに向か
って放電する寄生漏洩電流が前記カレントミラーの１つ
の分岐に現れるのを防ぐ。このような漏洩電流は、チャ
ージポンプＣＰの出力ＯＵＴで、負電流の持続を起こ
し、チャージポンプＣＰのスイッチング周波数が高くな
るの禁止する現象となる。
【００１６】図３は、本発明の好適な実施例の制御電流
源ＣＳ１の概略図である。同一の参照記号は前述の電流
源と同一の要素を示す。制御電流源ＣＳ１では、制御モ
ジュールＣＮＴ１は、第１の差動ペアを形成しベースで
制御電圧Ｖ１を受ける第１のトランジスタＴ１と第２の
トランジスタＴ２と、、主電流経路即ちコレクタ−エミ
ッタ経路が正の電源端子ＶＣＣと制御モジュールＣＮＴ
１の出力の間に配置され且つ第１の抵抗Ｒ１１と直列に
接続された第３のトランジスタを有し、第１のトランジ
スタのコレクタは正の電源端子ＶＣＣに接続され、第２
のトランジスタのコレクタは、一方では第２の抵抗Ｒ２
１を介して正の電源端子に接続され、他方では、第３の
トランジスタのベースに接続される。制御モジュールＣ
ＮＴ１はまた、第２差動ペアを構成し、そのベースに選
択信号Ｖｘ１を受ける第４のトランジスタＴ４と第５の
トランジスタＴ５とを有し、第４のトランジスタＴ４の
コレクタは正の電源端子ＶＣＣに接続され、第５のトラ
ンジスタＴ５のコレクタは、一方ではダイオード型に配
置されたトランジスタＱ５を介して正の電源端子ＶＣＣ
に接続され、他方では、第３の抵抗Ｒ３１を介して第３
のトランジスタのベースに接続される。ダイオードＤ１
ｉ、Ｄ２ｉ及びＤ３ｉは、ここではトランジスタＱ１、
Ｑ２とＱ３により構成され、当業者には良く知られた技
術に従って、前述のトランジスタと直列に配置されたト
ランジスタＱ４によりバイアスされる。
源ＣＳ１の概略図である。同一の参照記号は前述の電流
源と同一の要素を示す。制御電流源ＣＳ１では、制御モ
ジュールＣＮＴ１は、第１の差動ペアを形成しベースで
制御電圧Ｖ１を受ける第１のトランジスタＴ１と第２の
トランジスタＴ２と、、主電流経路即ちコレクタ−エミ
ッタ経路が正の電源端子ＶＣＣと制御モジュールＣＮＴ
１の出力の間に配置され且つ第１の抵抗Ｒ１１と直列に
接続された第３のトランジスタを有し、第１のトランジ
スタのコレクタは正の電源端子ＶＣＣに接続され、第２
のトランジスタのコレクタは、一方では第２の抵抗Ｒ２
１を介して正の電源端子に接続され、他方では、第３の
トランジスタのベースに接続される。制御モジュールＣ
ＮＴ１はまた、第２差動ペアを構成し、そのベースに選
択信号Ｖｘ１を受ける第４のトランジスタＴ４と第５の
トランジスタＴ５とを有し、第４のトランジスタＴ４の
コレクタは正の電源端子ＶＣＣに接続され、第５のトラ
ンジスタＴ５のコレクタは、一方ではダイオード型に配
置されたトランジスタＱ５を介して正の電源端子ＶＣＣ
に接続され、他方では、第３の抵抗Ｒ３１を介して第３
のトランジスタのベースに接続される。ダイオードＤ１
ｉ、Ｄ２ｉ及びＤ３ｉは、ここではトランジスタＱ１、
Ｑ２とＱ３により構成され、当業者には良く知られた技
術に従って、前述のトランジスタと直列に配置されたト
ランジスタＱ４によりバイアスされる。
【００１７】この実施例では、使用しているトランジス
タはバイポーラトランジスタであるが、ゲート、ドレイ
ン、ソースがそれぞれバイアス端子、伝送端子、基準端
子を構成するＭＯＳ型のトランジスタも代わりに使用で
きることは明らかである。電流源ＣＳ１は以下のように
動作する。制御電圧Ｖ１が負の場合、第２トランジスタ
Ｔ２はオンし、一方第１トランジスタＴ１はオフする。
第３トランジスタＴ３は電圧フォロワで、前記第３トラ
ンジスタＴ３のベース電圧を、ベース−エミッタ間電圧
だけシフトした電圧をエミッタより出力する。第２の抵
抗Ｒ２１を大きな電流が流れ、その端子に電圧降下を発
生する。パワートランジスタをオフするトランジスタＴ
３のエミッタとパワートランジスタのベース間電圧差を
発生する電圧降下の最小値よりもこの電圧降下は十分に
大きい。第２の抵抗Ｒ２１の端子の電圧降下は、このよ
うに、パワートランジスタをオフのままとすることを保
証する。制御モジュールＣＮＴ１より供給される電流Ｉ
１はこのようにゼロであるので、パワーモジュールＰＡ
１は活性化されない。
タはバイポーラトランジスタであるが、ゲート、ドレイ
ン、ソースがそれぞれバイアス端子、伝送端子、基準端
子を構成するＭＯＳ型のトランジスタも代わりに使用で
きることは明らかである。電流源ＣＳ１は以下のように
動作する。制御電圧Ｖ１が負の場合、第２トランジスタ
Ｔ２はオンし、一方第１トランジスタＴ１はオフする。
第３トランジスタＴ３は電圧フォロワで、前記第３トラ
ンジスタＴ３のベース電圧を、ベース−エミッタ間電圧
だけシフトした電圧をエミッタより出力する。第２の抵
抗Ｒ２１を大きな電流が流れ、その端子に電圧降下を発
生する。パワートランジスタをオフするトランジスタＴ
３のエミッタとパワートランジスタのベース間電圧差を
発生する電圧降下の最小値よりもこの電圧降下は十分に
大きい。第２の抵抗Ｒ２１の端子の電圧降下は、このよ
うに、パワートランジスタをオフのままとすることを保
証する。制御モジュールＣＮＴ１より供給される電流Ｉ
１はこのようにゼロであるので、パワーモジュールＰＡ
１は活性化されない。
【００１８】制御電圧Ｖ１が正の場合、第２トランジス
タＴ２はオフし、一方第１トランジスタＴ１はオンす
る。第３トランジスタのベースは、正の電源端子ＶＣＣ
の電圧とほぼ等しくなり、第３トランジスタのエミッタ
はトランジスタを潜在的に導通させるのに十分に高くな
る。次に、第３のトランジスタは非零の電流Ｉ１を第１
の抵抗Ｒ１１を介して制御モジュールから出力する。こ
の電流Ｉ１は、パワートランジスタのエミッタに到達す
ると、パワートランジスタをすぐに導通させ、制御電流
源ＣＳ１は非零の出力電流ＩＯ１を供給する。この出力
電流の公称値は以下のように決定される。第１の回路方
程式は、Ｖｂｅ（Ｔ３）＋Ｖ１１＋Ｖｅｂ＝Ｖｂｅ（Ｑ
１）＋Ｖｂｅ（Ｑ２）＋Ｖｂｅ（Ｑ３）となる。ここ
で、Ｖｂｅ（Ｔｉ）とＶｂｅ（Ｑｉ）はＮＰＮトランジ
スタＴｉとＱｉのベース−エミッタ電圧である。Ｖｅｂ
はＰＮＰパワートランジスタのエミッタ−ベース電圧で
あり、Ｖ１１は第１の抵抗Ｒ１１の端子間の電圧であ
る。様々なトランジスタのベース−エミッタ電圧とエミ
ッタ−ベース電圧は、その構成により、実質的に０．６
Ｖオーダーの値Ｖｂｅに等しい。これは、Ｖ１１＝Ｖｂ
ｅ又は、オームの法則を適用することにより、Ｉ１＝Ｖ
ｂｅ／Ｒ１１と書ける。選択電圧Ｖｘ１が正の場合、制
御電流源ＣＳ１の出力電流ＩＯ１は、公称値としてＶｅ
ｂ／Ｒ１１となる。第１の抵抗Ｒ１１の選択によって、
出力電流ＩＯ１は簡単に調整できる。
タＴ２はオフし、一方第１トランジスタＴ１はオンす
る。第３トランジスタのベースは、正の電源端子ＶＣＣ
の電圧とほぼ等しくなり、第３トランジスタのエミッタ
はトランジスタを潜在的に導通させるのに十分に高くな
る。次に、第３のトランジスタは非零の電流Ｉ１を第１
の抵抗Ｒ１１を介して制御モジュールから出力する。こ
の電流Ｉ１は、パワートランジスタのエミッタに到達す
ると、パワートランジスタをすぐに導通させ、制御電流
源ＣＳ１は非零の出力電流ＩＯ１を供給する。この出力
電流の公称値は以下のように決定される。第１の回路方
程式は、Ｖｂｅ（Ｔ３）＋Ｖ１１＋Ｖｅｂ＝Ｖｂｅ（Ｑ
１）＋Ｖｂｅ（Ｑ２）＋Ｖｂｅ（Ｑ３）となる。ここ
で、Ｖｂｅ（Ｔｉ）とＶｂｅ（Ｑｉ）はＮＰＮトランジ
スタＴｉとＱｉのベース−エミッタ電圧である。Ｖｅｂ
はＰＮＰパワートランジスタのエミッタ−ベース電圧で
あり、Ｖ１１は第１の抵抗Ｒ１１の端子間の電圧であ
る。様々なトランジスタのベース−エミッタ電圧とエミ
ッタ−ベース電圧は、その構成により、実質的に０．６
Ｖオーダーの値Ｖｂｅに等しい。これは、Ｖ１１＝Ｖｂ
ｅ又は、オームの法則を適用することにより、Ｉ１＝Ｖ
ｂｅ／Ｒ１１と書ける。選択電圧Ｖｘ１が正の場合、制
御電流源ＣＳ１の出力電流ＩＯ１は、公称値としてＶｅ
ｂ／Ｒ１１となる。第１の抵抗Ｒ１１の選択によって、
出力電流ＩＯ１は簡単に調整できる。
【００１９】選択電圧Ｖｘ１が負の場合、上記の考え方
は適用できるが、第１回路方程式はもはや有効ではな
い。負の選択電圧Ｖｘ１は、第５トランジスタＴ５をオ
ンし、第４トランジスタＴ４をオフする。ダイオード接
続されたトランジスタＱ５は導通し、電圧分割ブリッジ
を構成する第２及び第３の抵抗Ｒ２１とＲ３１の直列接
続配置の端子間を電圧Ｖｂｅとする。電圧ｘ．Ｖｂｅが
第２の抵抗Ｒ２１の端子に現れる。ここで、ｘ＝Ｒ２１
／（Ｒ２１＋Ｒ３１）である。第２回路方程式は、ｘ．
Ｖｂｅ＋Ｖｂｅ（Ｔ３）＋Ｖ１１＋Ｖｅｂ＝Ｖｂｅ（Ｑ
１）＋Ｖｂｅ（Ｑ２）＋Ｖｂｅ（Ｑ３）又はＶ１１＝Ｖ
ｂｅ（１−ｘ）となる。これは、Ｉ１＝（１−ｘ）．Ｖ
ｂｅ／Ｒ１１となる。選択電圧が負の場合、制御電圧源
ＣＳ１の出力電流ＩＯ１は、選択電圧Ｖｘ１が正の場合
の出力電流ＩＯ１の公称値の分数となる。このように、
選択電圧Ｖｘ１は、２つの所定値から、出力電流ＩＯ１
の公称値を選択できる。１つは他の（１−ｘ）倍であ
る。次に、この応用例を、図を参照して説明する。
は適用できるが、第１回路方程式はもはや有効ではな
い。負の選択電圧Ｖｘ１は、第５トランジスタＴ５をオ
ンし、第４トランジスタＴ４をオフする。ダイオード接
続されたトランジスタＱ５は導通し、電圧分割ブリッジ
を構成する第２及び第３の抵抗Ｒ２１とＲ３１の直列接
続配置の端子間を電圧Ｖｂｅとする。電圧ｘ．Ｖｂｅが
第２の抵抗Ｒ２１の端子に現れる。ここで、ｘ＝Ｒ２１
／（Ｒ２１＋Ｒ３１）である。第２回路方程式は、ｘ．
Ｖｂｅ＋Ｖｂｅ（Ｔ３）＋Ｖ１１＋Ｖｅｂ＝Ｖｂｅ（Ｑ
１）＋Ｖｂｅ（Ｑ２）＋Ｖｂｅ（Ｑ３）又はＶ１１＝Ｖ
ｂｅ（１−ｘ）となる。これは、Ｉ１＝（１−ｘ）．Ｖ
ｂｅ／Ｒ１１となる。選択電圧が負の場合、制御電圧源
ＣＳ１の出力電流ＩＯ１は、選択電圧Ｖｘ１が正の場合
の出力電流ＩＯ１の公称値の分数となる。このように、
選択電圧Ｖｘ１は、２つの所定値から、出力電流ＩＯ１
の公称値を選択できる。１つは他の（１−ｘ）倍であ
る。次に、この応用例を、図を参照して説明する。
【００２０】図４は、部分的な無線電気信号の受信装置
を示し、その装置は、上述の型の２つの制御電流源ＣＳ
１とＣＳ２を基に構成されたチャージポンプＣＰを有す
る。この装置は、周波数の所定範囲内で選択された周波
数の信号の受信と、無線周波数と称する周波数ＦＲを持
つ無線信号と称する電気信号Ｖｆｒへの変換を行えるア
ンテナとフィルタシステムＡＦを有する。
を示し、その装置は、上述の型の２つの制御電流源ＣＳ
１とＣＳ２を基に構成されたチャージポンプＣＰを有す
る。この装置は、周波数の所定範囲内で選択された周波
数の信号の受信と、無線周波数と称する周波数ＦＲを持
つ無線信号と称する電気信号Ｖｆｒへの変換を行えるア
ンテナとフィルタシステムＡＦを有する。
【００２１】その装置では、無線信号Ｖｆｒを受信する
ために、ミキサーＭＸと同調電圧Ｖｔｕｎの値によって
決まる発振周波数ＦＬＯの局部発振器ＯＳＣの出力信号
Ｖｃｏによって、選択された無線周波数ＦＲから所定の
中間周波数ＦＩへの変換が行われる。この装置はまた、
発振器ＯＳＣの出力信号Ｖｃｏの周波数ＦＬＯと基準信
号Ｖｒｅｆの周波数ＦＲＥＦとを比較し、前記比較の値
に依存する制御信号Ｖ１，Ｖ２と選択信号Ｖｘ１，Ｖｘ
２をチャージポンプに供給する位相／周波数検出器ＰＤ
を有する。チャージポンプＣＰの出力は、端子で同調電
圧Ｖｔｕｎを発生するキャパシタＣｓに接続される。
ために、ミキサーＭＸと同調電圧Ｖｔｕｎの値によって
決まる発振周波数ＦＬＯの局部発振器ＯＳＣの出力信号
Ｖｃｏによって、選択された無線周波数ＦＲから所定の
中間周波数ＦＩへの変換が行われる。この装置はまた、
発振器ＯＳＣの出力信号Ｖｃｏの周波数ＦＬＯと基準信
号Ｖｒｅｆの周波数ＦＲＥＦとを比較し、前記比較の値
に依存する制御信号Ｖ１，Ｖ２と選択信号Ｖｘ１，Ｖｘ
２をチャージポンプに供給する位相／周波数検出器ＰＤ
を有する。チャージポンプＣＰの出力は、端子で同調電
圧Ｖｔｕｎを発生するキャパシタＣｓに接続される。
【００２２】ミキサＭＸは、ＦＩ＝ＦＲ−ＦＬＯとなる
ように設計され、例えば、ミキサＭＸの出力に配置され
たフィルタ装置（図示していない）により中間周波数Ｆ
Ｉの値は固定される。ＦＲ＝ＦＬＯ＋ＦＩなので、発振
周波数ＦＬＯは、選択された無線の無線周波数ＦＲを決
定する。受信機のユーザによって行われる基準周波数Ｆ
ＲＥＦの値の選択で、選択される無線周波数を決定す
る。発振周波数ＦＬＯはチャージポンプＣＰを有する位
相同期ループにより制御される。このループは以下のよ
うに動作する。発振周波数ＦＬＯが基準周波数ＦＲＥＦ
よりも低い場合には、位相／周波数検出器ＰＤはチャー
ジポンプＣＰへ正の電圧Ｖ２を出力し、チャージポンプ
ＣＰはキャパシタＣｓに正の出力電流Ｉｃｓを供給す
る。キャパシタＣｓの端子に現れる同調電圧Ｖｔｕｎは
上昇し、発振周波数ＦＲＥＦを上昇させる。このサイク
ルは、発振周波数ＦＬＯが基準周波数ＦＲＥＦと等しく
なるループがロックオン状態となるまで繰り返される。
（この理論は、発振周波数ＦＬＯが基準周波数ＦＲＥＦ
よりも高い場合にも適用され、位相／周波数検出器ＰＤ
はチャージポンプＣＰへ正の電圧Ｖ１を出力し、負の出
力電流Ｉｃｓにより、同調電圧値Ｖｔｕｎを下げ、発振
周波数ＦＬＯを下げる。）ロックオン状態に達したと
き、即ち、位相／周波数検出器ＰＤが周波数ＦＲＥＦと
ＦＬＯの差がゼロではないが所定のしきい値よりも小さ
いときに、前記位相／周波数検出器ＰＤは負の制御電圧
Ｖｘ２を正の制御電圧Ｖ２と共にチャージポンプＣＰに
供給できる。これにより、チャージポンプＣＰの出力電
流Ｉｃｓの公称値はかなり減少し、補正に際し大きなオ
ーバーシュートを防止できる。このようなオーバーシュ
ートは、出力電流Ｉｃｓが高すぎると、同調電圧Ｖｔｕ
ｎの上昇が強すぎ、これによって、発振周波数ＦＬＯの
値が上がり、これによって、基準周波数ＦＲＥＦよりも
高くなり、位相／周波数検出器ＰＤがチャージポンプＣ
Ｐの出力電流Ｉｃｓを反転するときに起こる。このよう
な現象は、ループの不安定性を導く。負の選択電圧Ｖｘ
２による補正範囲の減少で、ループはロックオン状態に
さらにすばやく達することができる。
ように設計され、例えば、ミキサＭＸの出力に配置され
たフィルタ装置（図示していない）により中間周波数Ｆ
Ｉの値は固定される。ＦＲ＝ＦＬＯ＋ＦＩなので、発振
周波数ＦＬＯは、選択された無線の無線周波数ＦＲを決
定する。受信機のユーザによって行われる基準周波数Ｆ
ＲＥＦの値の選択で、選択される無線周波数を決定す
る。発振周波数ＦＬＯはチャージポンプＣＰを有する位
相同期ループにより制御される。このループは以下のよ
うに動作する。発振周波数ＦＬＯが基準周波数ＦＲＥＦ
よりも低い場合には、位相／周波数検出器ＰＤはチャー
ジポンプＣＰへ正の電圧Ｖ２を出力し、チャージポンプ
ＣＰはキャパシタＣｓに正の出力電流Ｉｃｓを供給す
る。キャパシタＣｓの端子に現れる同調電圧Ｖｔｕｎは
上昇し、発振周波数ＦＲＥＦを上昇させる。このサイク
ルは、発振周波数ＦＬＯが基準周波数ＦＲＥＦと等しく
なるループがロックオン状態となるまで繰り返される。
（この理論は、発振周波数ＦＬＯが基準周波数ＦＲＥＦ
よりも高い場合にも適用され、位相／周波数検出器ＰＤ
はチャージポンプＣＰへ正の電圧Ｖ１を出力し、負の出
力電流Ｉｃｓにより、同調電圧値Ｖｔｕｎを下げ、発振
周波数ＦＬＯを下げる。）ロックオン状態に達したと
き、即ち、位相／周波数検出器ＰＤが周波数ＦＲＥＦと
ＦＬＯの差がゼロではないが所定のしきい値よりも小さ
いときに、前記位相／周波数検出器ＰＤは負の制御電圧
Ｖｘ２を正の制御電圧Ｖ２と共にチャージポンプＣＰに
供給できる。これにより、チャージポンプＣＰの出力電
流Ｉｃｓの公称値はかなり減少し、補正に際し大きなオ
ーバーシュートを防止できる。このようなオーバーシュ
ートは、出力電流Ｉｃｓが高すぎると、同調電圧Ｖｔｕ
ｎの上昇が強すぎ、これによって、発振周波数ＦＬＯの
値が上がり、これによって、基準周波数ＦＲＥＦよりも
高くなり、位相／周波数検出器ＰＤがチャージポンプＣ
Ｐの出力電流Ｉｃｓを反転するときに起こる。このよう
な現象は、ループの不安定性を導く。負の選択電圧Ｖｘ
２による補正範囲の減少で、ループはロックオン状態に
さらにすばやく達することができる。
【００２３】
【発明の効果】本発明によれば、パワートランジスタの
寄生容量の影響を最小化した制御電流源を提供すること
ができる。
寄生容量の影響を最小化した制御電流源を提供すること
ができる。
【図１】本発明の制御電流源の電気回路図である。
【図２】本発明の制御電流源を有するチャージポンプの
機能回路図である。
機能回路図である。
【図３】本発明の好適な実施例の制御電流源の電気回路
図である。
図である。
【図４】本発明を使用した無線電気信号の受信装置の部
分的な機能回路図である。
分的な機能回路図である。
ＣＳｉ 制御電流源 ＣＮＴｉ 制御モジュール ＰＡｉ パワーモジュール Ｄ１ｉ ダイオード Ｒｄｉ 抵抗 ＣＰ チャージポンプ Ｒ１１，Ｒ２１，Ｒ３１ 抵抗 Ｖ１ 制御信号 Ｖｘ１ 選択信号 ＡＦ アンテナとフィルタシステム ＭＸ ミキサ ＰＤ 位相／周波数検出器 ＯＳＣ 発振器 Ｖｔｕｎ 同調電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (72)発明者 ヴァンサン フィヤートル フランス国，14610 タオン，リュト・サ ン・オターラン 11
Claims (7)
- 【請求項１】 基準端子と、電流源の出力に共に接続さ
れた伝送端子及びバイアス端子とを有する平行に配置さ
れた複数のパワートランジスタと、 制御信号を受ける入力と、パワートランジスタをオンす
る信号を供給する出力とを有する制御モジュールとを有
し、 制御信号を受ける制御入力と制御信号値に依存する出力
電流を供給する出力とを有する制御電流源において、 パワートランジスタの基準端子は、制御モジュールの出
力に共に接続され、前記出力は制御信号値に依存した電
流を供給し、電流源の動作状態では、パワートランジス
タのバイアス端子は、パワートランジスタを潜在的に導
通状態とすることが可能な所定の電圧値が常に与えられ
ることを特徴とする制御電流源。 - 【請求項２】 制御モジュールは、第１差動ペアを構成
しそのバイアス端子に制御信号を受ける第１及び第２の
トランジスタと、主電流経路が正の電源端子と制御モジ
ュールの出力との間に且つ第１の抵抗と直列に配置され
た第３のトランジスタとを有し、第１のトランジスタの
伝送端子は正の電源端子に接続され、第２のトランジス
タの伝送端子は、一方では第２の抵抗を介して正の電源
端子に接続され、他方では、第３のトランジスタのバイ
アス端子に接続されることを特徴とする請求項１記載の
制御電流源。 - 【請求項３】 制御モジュールは、第２差動ペアを構成
しそのバイアス端子に選択信号を受ける第４及び第５の
トランジスタを有し、第４のトランジスタの伝送端子は
正の電源端子に接続され、第５のトランジスタの伝送端
子は、一方では電圧調整素子を介して正の電源端子に接
続され、他方では、第３の抵抗を介して第３のトランジ
スタのバイアス端子に接続されることを特徴とする請求
項２記載の制御電流源。 - 【請求項４】 電圧調整素子は、ダイオードで構成され
ることを特徴とする請求項３記載の制御電流源。 - 【請求項５】 制御信号を受ける２つの制御入力と、方
向と値が制御信号に依存する出力電流を供給する出力と
を有するチャージポンプであって、 請求項１記載の第１及び第２の制御電流源を有し、前記
制御電流源の制御入力はチャージポンプの制御入力を構
成し、第１及び第２の制御電流源の出力はカレントミラ
ーの第１及び第２の分岐に接続され、制御電流源の一つ
の出力もチャージポンプの出力に接続されることを特徴
とするチャージポンプ。 - 【請求項６】 チャージポンプの動作状態において、チ
ャージポンプの出力電流の最大値と比べて無視できる公
称値の電流を常に供給するドレーン電流源であって、チ
ャージポンプの出力に接続されない第１及び第２の制御
電流源の出力と、負の電源端子との間に配置されたドレ
ーン電流源を有することを特徴とする請求項５記載のチ
ャージポンプ。 - 【請求項７】周波数の所定範囲内で選択された周波数の
信号の受信と無線信号と称する電気信号への変換をさせ
るアンテナ及びフィルタシステムを有し、 その装置では、選択された周波数から所定の中間周波数
への変換が、無線信号を受信するために、ミキサーと同
調電圧の値によって決まる周波数の局部発振器の出力信
号とによって行われ、 前記装置はまた、発振器の出力信号の周波数と基準信号
の出力信号の周波数とを比較し、前記比較の結果に依存
する制御信号をチャージポンプに供給する位相／周波数
検出器を有し、 チャージポンプの出力は、その端子で同調電圧を発生す
るキャパシタに接続された無線電気信号を受信する装置
であって、該チャージポンプは請求項５記載のチャージ
ポンプであることを特徴とする受信装置。
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