JP2000183994A - 変調ｒｆ信号を復調する復調装置及び復調方法 - Google Patents
変調ｒｆ信号を復調する復調装置及び復調方法Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の復調装置に比して回路構成を簡単にす
る。 【解決手段】 復調される変調ＲＦ信号を４ポート構造
１の第１の入力端子３に供給する。局部発振器２１から
のＬＯ信号を４ポート構造１の第２の入力端子２に供給
する。４ポート構造１の２つの出力をそれぞれ電力検出
器４，５に供給する。そして、局部発振器２１からのＬ
Ｏ信号は、切り換えされることなく、４ポート構造１の
第２の入力端子２に供給される。
る。 【解決手段】 復調される変調ＲＦ信号を４ポート構造
１の第１の入力端子３に供給する。局部発振器２１から
のＬＯ信号を４ポート構造１の第２の入力端子２に供給
する。４ポート構造１の２つの出力をそれぞれ電力検出
器４，５に供給する。そして、局部発振器２１からのＬ
Ｏ信号は、切り換えされることなく、４ポート構造１の
第２の入力端子２に供給される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、４ポート構造（4
port structure）を用いて、変調ＲＦ信号を復調する復
調装置及び復調方法、この復調装置を備えた移動通信装
置に関する。特に、本発明は、例えば直交振幅変調（Qu
adrature Amplitude Modulation、以下、ＱＡＭとい
う。）等の有限の数の異なる振幅を有する、すなわち位
相とともに振幅も変化させる変調方式で変調された信号
を復調する復調装置等に関する。
port structure）を用いて、変調ＲＦ信号を復調する復
調装置及び復調方法、この復調装置を備えた移動通信装
置に関する。特に、本発明は、例えば直交振幅変調（Qu
adrature Amplitude Modulation、以下、ＱＡＭとい
う。）等の有限の数の異なる振幅を有する、すなわち位
相とともに振幅も変化させる変調方式で変調された信号
を復調する復調装置等に関する。
【０００２】
【従来の技術】６ポート受信機（six-port receiver）
が知られており、この６ポート受信機は、直接変換方式
を用いたものであり、ミリ波帯やマイクロ波帯の変調信
号を直接ベースバンド信号に変換することができる。し
たがって、６ポート受信機は、従来の（ディジタル方式
又はアナログ方式の）Ｉ／Ｑ復調チップ（I/Q-demodula
tion chip）を必要とはしない。受動高周波（ＲＦ）素
子が、製造公差（manufacturing tolerance）を含めて
理想的でなくても、適切な較正方法（calibrationproce
dure）を用いることによって、その影響を最小とするこ
とができる。６ポート受信機は、２つの入力ＲＦ信号の
相対位相と相対振幅を検出する。６ポート受信機の回路
は、ＲＦ信号の相対位相及び相対振幅を検出するための
電力検出器と、受動素子のみを用いて実現されている。
６ポート受信機の重要な特徴の１つは、組立公差（fabr
ication tolerance）を較正することができることであ
り、本質的に製造コストを低くすることができる。
が知られており、この６ポート受信機は、直接変換方式
を用いたものであり、ミリ波帯やマイクロ波帯の変調信
号を直接ベースバンド信号に変換することができる。し
たがって、６ポート受信機は、従来の（ディジタル方式
又はアナログ方式の）Ｉ／Ｑ復調チップ（I/Q-demodula
tion chip）を必要とはしない。受動高周波（ＲＦ）素
子が、製造公差（manufacturing tolerance）を含めて
理想的でなくても、適切な較正方法（calibrationproce
dure）を用いることによって、その影響を最小とするこ
とができる。６ポート受信機は、２つの入力ＲＦ信号の
相対位相と相対振幅を検出する。６ポート受信機の回路
は、ＲＦ信号の相対位相及び相対振幅を検出するための
電力検出器と、受動素子のみを用いて実現されている。
６ポート受信機の重要な特徴の１つは、組立公差（fabr
ication tolerance）を較正することができることであ
り、本質的に製造コストを低くすることができる。
【０００３】１９９４年５月にサンディエゴで開催され
たＩＥＥＥ ＭＴＴシンポジウムのダイジェスト、ボリ
ューム３、１６５９〜１６６２頁（Digest of 1994 IEE
E MTT Symposium, vol.3, page 1659-1662, San Diego,
May 1994）、ボッシシオ（Bossisio）、ウー（Wu）著
の「６ポートダイレクトミリ波受信機（A six-port dir
ect digital millmeter wave receiver）」において、
６ポート受信機の構造が提案されている。
たＩＥＥＥ ＭＴＴシンポジウムのダイジェスト、ボリ
ューム３、１６５９〜１６６２頁（Digest of 1994 IEE
E MTT Symposium, vol.3, page 1659-1662, San Diego,
May 1994）、ボッシシオ（Bossisio）、ウー（Wu）著
の「６ポートダイレクトミリ波受信機（A six-port dir
ect digital millmeter wave receiver）」において、
６ポート受信機の構造が提案されている。
【０００４】６ポート技術は、マイクロ波回路網（micr
owave network）の散乱パラメータ（scattering parame
ter）、すなわち振幅と位相の両方を正確に測定できる
技術として知られている。ヘテロダイン受信機を用いる
代わりに、１つの６ポート受信機において、６ポートの
うち少なくとの３つのポート、例えば４つのポートにお
ける電力レベルを検出することにより、直接マイクロ波
及びミリ波の周波数帯での測定を行うことができる。ハ
ードウェアの不完全性（imperfection）は、適切な較正
方法によって容易に除去することができる。６ポート接
合受信機（six-port junction receiver）は、方向性結
合器（directional coupler）や電力分配器（power div
ider）等の受動マイクロ波素子と、ダイオード検出器
（diode detector）から構成される。６ポート接合受信
機の回路は、容易にＭＨＭＩＣ又はＭＭＩＣに集積する
ことができる。この既存の受信機は、マイクロ波及びミ
リ波の周波数帯において直接位相／振幅復調を行う。
owave network）の散乱パラメータ（scattering parame
ter）、すなわち振幅と位相の両方を正確に測定できる
技術として知られている。ヘテロダイン受信機を用いる
代わりに、１つの６ポート受信機において、６ポートの
うち少なくとの３つのポート、例えば４つのポートにお
ける電力レベルを検出することにより、直接マイクロ波
及びミリ波の周波数帯での測定を行うことができる。ハ
ードウェアの不完全性（imperfection）は、適切な較正
方法によって容易に除去することができる。６ポート接
合受信機（six-port junction receiver）は、方向性結
合器（directional coupler）や電力分配器（power div
ider）等の受動マイクロ波素子と、ダイオード検出器
（diode detector）から構成される。６ポート接合受信
機の回路は、容易にＭＨＭＩＣ又はＭＭＩＣに集積する
ことができる。この既存の受信機は、マイクロ波及びミ
リ波の周波数帯において直接位相／振幅復調を行う。
【０００５】ハードウェアの不完全性は、較正を行うこ
とによって、容易に除去することができる。これによっ
て、ハードウェアに対する要求条件（requirement）を
大幅に緩和することができ、６ポート受信機は、ミリ波
のまでの広い周波数帯域に亘って動作することができ
る。
とによって、容易に除去することができる。これによっ
て、ハードウェアに対する要求条件（requirement）を
大幅に緩和することができ、６ポート受信機は、ミリ波
のまでの広い周波数帯域に亘って動作することができ
る。
【０００６】上述したボッシシオ等の引用文献によれ
ば、６ポート受信機の設計概念は、分布定数の技術（di
stributed technology）で実現された電力分配器と、９
０度ハイブリッド回路（90 degrees hybrid circuit）
を用いることである。この既存の構成は、主に１０ＧＨ
ｚ以上の周波数帯域において用いられるが、９０度ハイ
ブリッド回路が本来有する周波数選択性によって、動作
帯域幅が不十分となっていた。
ば、６ポート受信機の設計概念は、分布定数の技術（di
stributed technology）で実現された電力分配器と、９
０度ハイブリッド回路（90 degrees hybrid circuit）
を用いることである。この既存の構成は、主に１０ＧＨ
ｚ以上の周波数帯域において用いられるが、９０度ハイ
ブリッド回路が本来有する周波数選択性によって、動作
帯域幅が不十分となっていた。
【０００７】図１１は、上述の１９９４年５月にサンデ
ィエゴで開催されたＩＥＥＥ ＭＴＴシンポジウムのダ
イジェスト、ボリューム３、１６５９〜１６６２頁、ボ
ッシシオ、ウー著の「６ポートダイレクトミリ波受信
機」で提案された６ポート受信機の構成を示すブロック
図である。
ィエゴで開催されたＩＥＥＥ ＭＴＴシンポジウムのダ
イジェスト、ボリューム３、１６５９〜１６６２頁、ボ
ッシシオ、ウー著の「６ポートダイレクトミリ波受信
機」で提案された６ポート受信機の構成を示すブロック
図である。
【０００８】図１１に示すように、入力されたディジタ
ル変調ＲＦ信号は、ディジタル制御されている局部発振
器３４の出力と比較される。先ず最初に搬送波の再生が
行われる。ディジタルシグナルプロセッサ（以下、ＤＳ
Ｐという。）３３は、変調ＲＦ信号と局部発振周３４か
らのＲＦ信号の周波数の差異を検出し、局部発振器３４
の発振周波数が入力変調ＲＦ信号に追従するように制御
する。一旦、搬送波が再生されると、受信信号の即時の
位相が検出され、元の変調されたデータが復調される。
最大データ伝送速度は、主に、Ａ／Ｄ変換器３２のサン
プリングレートとＤＳＰ３３の処理速度によって決ま
る。
ル変調ＲＦ信号は、ディジタル制御されている局部発振
器３４の出力と比較される。先ず最初に搬送波の再生が
行われる。ディジタルシグナルプロセッサ（以下、ＤＳ
Ｐという。）３３は、変調ＲＦ信号と局部発振周３４か
らのＲＦ信号の周波数の差異を検出し、局部発振器３４
の発振周波数が入力変調ＲＦ信号に追従するように制御
する。一旦、搬送波が再生されると、受信信号の即時の
位相が検出され、元の変調されたデータが復調される。
最大データ伝送速度は、主に、Ａ／Ｄ変換器３２のサン
プリングレートとＤＳＰ３３の処理速度によって決ま
る。
【０００９】１９９４年に開催された欧州マイクロ波会
議の９１１〜９１５頁（European Microwave Conferenc
e 1994, pp.911-915）、ディー．モーリン（D. Mauri
n）、ワイ．スー（Y. Xu）、ビー．フヤード（B. Huyar
t）、ケイ．ウー（K. Wu）、エム．クハシ（M. Cuhac
i）、アール．ボッシシオ（R. Bossisio）著の「ＭＨＭ
ＩＣ及びＭＭＩＣ技術を用いたＣＰＷミリ波６ポート反
射率計（CPW Millimeter-Wave Six-Port Reflectometer
s using MHMIC and MMIC technologies）」には、１１
〜２５ＧＨｚの周波数帯において、コプレーナ線路（co
planar waveguide）を用いた分布定数素子法（distribu
ting element approach）に基づく、反射率計の広帯域
トポロジー（wide-band topology）が記載されている。
議の９１１〜９１５頁（European Microwave Conferenc
e 1994, pp.911-915）、ディー．モーリン（D. Mauri
n）、ワイ．スー（Y. Xu）、ビー．フヤード（B. Huyar
t）、ケイ．ウー（K. Wu）、エム．クハシ（M. Cuhac
i）、アール．ボッシシオ（R. Bossisio）著の「ＭＨＭ
ＩＣ及びＭＭＩＣ技術を用いたＣＰＷミリ波６ポート反
射率計（CPW Millimeter-Wave Six-Port Reflectometer
s using MHMIC and MMIC technologies）」には、１１
〜２５ＧＨｚの周波数帯において、コプレーナ線路（co
planar waveguide）を用いた分布定数素子法（distribu
ting element approach）に基づく、反射率計の広帯域
トポロジー（wide-band topology）が記載されている。
【００１０】また、１９９１年に開催された欧州マイク
ロ波会議の１４７３〜１４７７頁（European Microwave
Conference 1991, pp.1473-1477）、ブイ．ビリック
（V. Bilik, et.al.）著の「新しい超広帯域集中反射率
計（A new extremely widebandlumped six-port reflec
tometer）」には、反射率計にホイートストンブリッジ
（Wheatstone Bridge）と抵抗の構成を用いるアイデア
が記載されている。
ロ波会議の１４７３〜１４７７頁（European Microwave
Conference 1991, pp.1473-1477）、ブイ．ビリック
（V. Bilik, et.al.）著の「新しい超広帯域集中反射率
計（A new extremely widebandlumped six-port reflec
tometer）」には、反射率計にホイートストンブリッジ
（Wheatstone Bridge）と抵抗の構成を用いるアイデア
が記載されている。
【００１１】また、１９９６年１月開催のＩＥＥＥマイ
クロ波理論及び技術部会の議事録、ボリューム４０（IE
EE Transactions on Microwave Theory and Technique
s, vol.40, January 1996）、ジェイ．リー（J. Li）、
ジー．ボッシシオ（G. Bossisio）、ケイ．ウー（K. W
u）著の「６ポート接合のデュアルトーン較正及び６ポ
ートダイレクトディジタル受信機への応用（Dual tone
Calibration of Six-Port Junction and its applicati
on to the six-port direct digital receiver）」に
は、４つの３ｄＢハイブリッド回路（3dB hybrid circu
it）、電力分配器及び減衰器（attenuator）に基づいた
６ポート反射率計のトポロジーが記載されている。
クロ波理論及び技術部会の議事録、ボリューム４０（IE
EE Transactions on Microwave Theory and Technique
s, vol.40, January 1996）、ジェイ．リー（J. Li）、
ジー．ボッシシオ（G. Bossisio）、ケイ．ウー（K. W
u）著の「６ポート接合のデュアルトーン較正及び６ポ
ートダイレクトディジタル受信機への応用（Dual tone
Calibration of Six-Port Junction and its applicati
on to the six-port direct digital receiver）」に
は、４つの３ｄＢハイブリッド回路（3dB hybrid circu
it）、電力分配器及び減衰器（attenuator）に基づいた
６ポート反射率計のトポロジーが記載されている。
【００１２】米国特許番号第５４９８９６９号には、複
数の整合検出器と１つの不整合検出器を特徴とする反射
率計の構成の非対称トポロジー（asymmetrical topolog
y for a reflectometer structure featuring matched
detectors and one unmatched detector）が記載されて
いる。
数の整合検出器と１つの不整合検出器を特徴とする反射
率計の構成の非対称トポロジー（asymmetrical topolog
y for a reflectometer structure featuring matched
detectors and one unmatched detector）が記載されて
いる。
【００１３】米国特許番号第４５３３２８号「マイクロ
波回路網の複素反射係数の検出に用いられる方法及び６
ポート回路網（Method and six-port network for use
in determining complex reflection coefficients of
microwave networks）」には、２つの異なる方形ハイブ
リッド（quadrate hybrid）と、移相器（phase shifte
r）と、２つの電力分配器と、１つの方向性結合器とか
らなる反射率計の６ポートトポロジーが記載されてお
り、それがマイクロストリップ線路の技術（microstrip
line technology）によって実現されていることが開示
されている。
波回路網の複素反射係数の検出に用いられる方法及び６
ポート回路網（Method and six-port network for use
in determining complex reflection coefficients of
microwave networks）」には、２つの異なる方形ハイブ
リッド（quadrate hybrid）と、移相器（phase shifte
r）と、２つの電力分配器と、１つの方向性結合器とか
らなる反射率計の６ポートトポロジーが記載されてお
り、それがマイクロストリップ線路の技術（microstrip
line technology）によって実現されていることが開示
されている。
【００１４】欧州特許番号第０８０５５６１号には、６
ポート接合を有するダイレクト変換受信機を実現する方
法（method for implementing direct conversion rece
iver）が記載されている。この既知の方法によれば、変
調されて伝送されてくる信号は、６ポート接合を有する
ダイレクト変換受信機で受信される。復調は、アナログ
的に行われる。
ポート接合を有するダイレクト変換受信機を実現する方
法（method for implementing direct conversion rece
iver）が記載されている。この既知の方法によれば、変
調されて伝送されてくる信号は、６ポート接合を有する
ダイレクト変換受信機で受信される。復調は、アナログ
的に行われる。
【００１５】欧州特許番号第０８４１７５６号には、６
ポート受信機の相関回路（correlator circuit）が記載
されている。この相関回路では、受信信号が様々な位相
角の局部発振信号と加算され、この相関回路の各出力の
合計から、局部発振器の各発振信号と受信ＲＦ信号間の
位相回転角（phase rotation）がそれぞれ検出される。
ポート受信機の相関回路（correlator circuit）が記載
されている。この相関回路では、受信信号が様々な位相
角の局部発振信号と加算され、この相関回路の各出力の
合計から、局部発振器の各発振信号と受信ＲＦ信号間の
位相回転角（phase rotation）がそれぞれ検出される。
【００１６】ソニーインターナショナル（ヨーロッパ）
ゲゼルシャフトミットベシュレンクテルハフツングが出
願したＰＣＴ／ＥＰ９８／０８３２９号（特願平１１−
５３３３２８号）に、Ｎポート接合技術の具体例とし
て、４（Ｎ＝４）ポート接合素子を用いた４ポート受信
機が開示されている。
ゲゼルシャフトミットベシュレンクテルハフツングが出
願したＰＣＴ／ＥＰ９８／０８３２９号（特願平１１−
５３３３２８号）に、Ｎポート接合技術の具体例とし
て、４（Ｎ＝４）ポート接合素子を用いた４ポート受信
機が開示されている。
【００１７】上述した４ポート接合素子は、Ｉ／Ｑ復調
器又はＱＰＳＫ復調器に用いられ、図１２は、それらの
復調器の構成を示すブロック図である。
器又はＱＰＳＫ復調器に用いられ、図１２は、それらの
復調器の構成を示すブロック図である。
【００１８】アンテナ４１によって受信された信号は、
直接バンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦという。）４３
に、あるいはダウンコンバータ４２で適切にダウンコン
バートされた後、ＢＰＦ４３に供給される。ＢＰＦ４３
の出力信号は、利得制御ＬＮＡ回路４４によって増幅さ
れる。利得制御ＬＮＡ回路４４の利得は、システムコン
トローラの一部である制御装置４８によって制御され
る。利得制御ＬＮＡ回路４４からの増幅された出力信号
は、第１のＲＦ入力ポート５２を介して４ポート接合素
子５１に供給される。
直接バンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦという。）４３
に、あるいはダウンコンバータ４２で適切にダウンコン
バートされた後、ＢＰＦ４３に供給される。ＢＰＦ４３
の出力信号は、利得制御ＬＮＡ回路４４によって増幅さ
れる。利得制御ＬＮＡ回路４４の利得は、システムコン
トローラの一部である制御装置４８によって制御され
る。利得制御ＬＮＡ回路４４からの増幅された出力信号
は、第１のＲＦ入力ポート５２を介して４ポート接合素
子５１に供給される。
【００１９】ＲＦスイッチ４６は、４ポート接合素子５
１の第２のＲＦ入力ポート５３に接続されている。ＲＦ
スイッチ４６の切換位置に応じて、４ポート接合素子５
１のＲＦ入力ポート５３は、５０Ωの抵抗値（整合イン
ピーダンス）を有する抵抗器４７によって接地される
か、あるいは局部発振器４５のＲＦ出力信号が、ＲＦ入
力ポート５３を介して４ポート接合素子５１に供給され
る。局部発振器４５の発振周波数及び位相も、制御装置
４８によって制御される。さらに、制御装置４８は、Ｒ
Ｆスイッチ４６の切換動作も制御する。
１の第２のＲＦ入力ポート５３に接続されている。ＲＦ
スイッチ４６の切換位置に応じて、４ポート接合素子５
１のＲＦ入力ポート５３は、５０Ωの抵抗値（整合イン
ピーダンス）を有する抵抗器４７によって接地される
か、あるいは局部発振器４５のＲＦ出力信号が、ＲＦ入
力ポート５３を介して４ポート接合素子５１に供給され
る。局部発振器４５の発振周波数及び位相も、制御装置
４８によって制御される。さらに、制御装置４８は、Ｒ
Ｆスイッチ４６の切換動作も制御する。
【００２０】４ポート接合素子５１は、第１の受動３ポ
ート構造（passive three-port structure）と、第２の
受動３ポート構造とを備える。第１及び第２の受動３ポ
ート構造は、移相器を介して互いに接続されている。第
１の受動３ポート構造には、処理される第１のＲＦ信号
がＲＦ入力ポートを介して供給される。第１の受動３ポ
ート構造は、出力ポート５４を有し、この出力ポート５
４には電力検出器Ｐ1が接続されている。
ート構造（passive three-port structure）と、第２の
受動３ポート構造とを備える。第１及び第２の受動３ポ
ート構造は、移相器を介して互いに接続されている。第
１の受動３ポート構造には、処理される第１のＲＦ信号
がＲＦ入力ポートを介して供給される。第１の受動３ポ
ート構造は、出力ポート５４を有し、この出力ポート５
４には電力検出器Ｐ1が接続されている。
【００２１】この具体例の４ポート接合素子５１の第２
の受動３ポート構造は、ＲＦ入力ポートを有し、このＲ
Ｆ入力ポートを介して、第２のＲＦ信号、例えば局部発
振器４５からの信号が供給される。第２の受動３ポート
構造は、出力ポート５５を有し、この出力ポート５５に
は第２の電力検出器Ｐ2が接続されている。
の受動３ポート構造は、ＲＦ入力ポートを有し、このＲ
Ｆ入力ポートを介して、第２のＲＦ信号、例えば局部発
振器４５からの信号が供給される。第２の受動３ポート
構造は、出力ポート５５を有し、この出力ポート５５に
は第２の電力検出器Ｐ2が接続されている。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、上述
した従来の復調装置に比してより簡単な回路構成で、変
調ＲＦ信号を４ポート構造に基づき復調する復調装置及
び復調方法、並びに移動通信装置を提供することであ
る。すなわち、本発明の中心となるアイデアは、例えば
目標の変調方式に本発明を適用することによって、復調
装置の構成を簡単にすることである。
した従来の復調装置に比してより簡単な回路構成で、変
調ＲＦ信号を４ポート構造に基づき復調する復調装置及
び復調方法、並びに移動通信装置を提供することであ
る。すなわち、本発明の中心となるアイデアは、例えば
目標の変調方式に本発明を適用することによって、復調
装置の構成を簡単にすることである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】本発明に係る復調装置
は、変調ＲＦ信号を復調する復調装置において、受動４
ポート構造と、２つの電力検出器とを備える。受動４ポ
ート構造は、復調される変調ＲＦ信号が供給される第１
の入力ポートと、局部発振器からのＲＦ信号が供給され
る第２の入力ポートと、それぞれ電力検出器に接続され
た２つの出力ポートとを有し、局部発振器からのＲＦ信
号は、ＲＦスイッチによって切り換えられることなく、
第２の入力ポートに供給される。
は、変調ＲＦ信号を復調する復調装置において、受動４
ポート構造と、２つの電力検出器とを備える。受動４ポ
ート構造は、復調される変調ＲＦ信号が供給される第１
の入力ポートと、局部発振器からのＲＦ信号が供給され
る第２の入力ポートと、それぞれ電力検出器に接続され
た２つの出力ポートとを有し、局部発振器からのＲＦ信
号は、ＲＦスイッチによって切り換えられることなく、
第２の入力ポートに供給される。
【００２４】本発明に係る移動通信装置は、上述した復
調装置を備える。
調装置を備える。
【００２５】本発明に係る復調方法は、変調ＲＦ信号を
復調する復調方法において、復調される変調ＲＦ信号を
受動４ポート構造の第１の入力ポートに供給するステッ
プと、局部発振器からのＲＦ信号を受動４ポート構造の
第２の入力ポートに供給するステップと、受動４ポート
構造の２つの出力を電力検出器に供給するステップとを
有する。局部発振器からのＲＦ信号は、切り換えされる
ことなく、受動４ポート構造の第２のポートに供給され
る。
復調する復調方法において、復調される変調ＲＦ信号を
受動４ポート構造の第１の入力ポートに供給するステッ
プと、局部発振器からのＲＦ信号を受動４ポート構造の
第２の入力ポートに供給するステップと、受動４ポート
構造の２つの出力を電力検出器に供給するステップとを
有する。局部発振器からのＲＦ信号は、切り換えされる
ことなく、受動４ポート構造の第２のポートに供給され
る。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る復調装置及び
復調方法、並びに移動通信装置を、図面を参照しながら
説明する。図１は、本発明に基づいて変調ＲＦ信号を復
調する復調装置の４ポート構造（four port structur
e）の構成を示すブロック図である。
復調方法、並びに移動通信装置を、図面を参照しながら
説明する。図１は、本発明に基づいて変調ＲＦ信号を復
調する復調装置の４ポート構造（four port structur
e）の構成を示すブロック図である。
【００２７】図１に示すように、復調の対象である変調
ＲＦ信号は、４ポート構造１の第１の入力端子３に供給
される。局部発振器２１からのＲＦ信号（以下、ＬＯ信
号という。）は、４ポート構造１の第２の入力端子２に
供給される。なお、上述したＰＣＴ／ＥＰ９８／０８３
２９号に開示されている技術との違いは、局部発振器２
１からのＬＯ信号は、ＲＦスイッチを介することなく、
直接４ポート構造１の第２の入力端子２に供給されるこ
とである。すなわち、局部発振器２１と４ポート構造１
間にはＲＦスイッチが設けられていないことである。４
ポート構造１は、２つの出力端子を有し、これらの出力
端子には、電力検出器４，５がそれぞれ接続されてい
る。電力検出器４，５の各出力信号は、それぞれローパ
スフィルタ（以下、ＬＰＦという）６，７でフィルタリ
ングされた後、ＤＣインターフェイス８を介して、後述
するアナログ／ディジタル変換器に供給される。
ＲＦ信号は、４ポート構造１の第１の入力端子３に供給
される。局部発振器２１からのＲＦ信号（以下、ＬＯ信
号という。）は、４ポート構造１の第２の入力端子２に
供給される。なお、上述したＰＣＴ／ＥＰ９８／０８３
２９号に開示されている技術との違いは、局部発振器２
１からのＬＯ信号は、ＲＦスイッチを介することなく、
直接４ポート構造１の第２の入力端子２に供給されるこ
とである。すなわち、局部発振器２１と４ポート構造１
間にはＲＦスイッチが設けられていないことである。４
ポート構造１は、２つの出力端子を有し、これらの出力
端子には、電力検出器４，５がそれぞれ接続されてい
る。電力検出器４，５の各出力信号は、それぞれローパ
スフィルタ（以下、ＬＰＦという）６，７でフィルタリ
ングされた後、ＤＣインターフェイス８を介して、後述
するアナログ／ディジタル変換器に供給される。
【００２８】この具体例では、受信されるＲＦ信号は、
有限の数の振幅状態を有する、すなわち位相に加えて振
幅も変化させる所定の変調方式で変調されている。具体
的には、受信されるＲＦ信号は、ｎ直交振幅変調（Quad
rature Amplitude Modulation、以下、ＱＡＭとい
う。）方式で変調されている。
有限の数の振幅状態を有する、すなわち位相に加えて振
幅も変化させる所定の変調方式で変調されている。具体
的には、受信されるＲＦ信号は、ｎ直交振幅変調（Quad
rature Amplitude Modulation、以下、ＱＡＭとい
う。）方式で変調されている。
【００２９】第１の入力端子３を局部発振器２１の入力
端子２から分離するためには、例えば図２に示すよう
に、第１の入力端子３と４ポート構造１間に、分離機能
を有する能動回路１４を設ける。
端子２から分離するためには、例えば図２に示すよう
に、第１の入力端子３と４ポート構造１間に、分離機能
を有する能動回路１４を設ける。
【００３０】図３は、４ポート構造１のより詳細な構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【００３１】４ポート構造１は、図３に示すように、第
１の３ポート構造１１と、第１の３ポート構造１１に接
続された移相器１２と、移相器１２に接続された第２の
３ポート構造１３とを備える。変調ＲＦ信号が入力され
る入力端子３と３ポート構造１１の間には、増幅器１５
が設けられており、増幅器１５は、変調ＲＦ信号と局部
発振器２１からのＬＯ信号を分離する機能を呈する。す
なわち、増幅器１５は、分離機能を有する能動素子であ
る。なお、増幅器１５は、入力端子３において整合を取
るために必要なものであり、出力端子では必要とされな
い。図３に示す４ポート構造１は、種々の技術で実現す
ることができ、例えばＭＭＩＣに集積化することができ
る。
１の３ポート構造１１と、第１の３ポート構造１１に接
続された移相器１２と、移相器１２に接続された第２の
３ポート構造１３とを備える。変調ＲＦ信号が入力され
る入力端子３と３ポート構造１１の間には、増幅器１５
が設けられており、増幅器１５は、変調ＲＦ信号と局部
発振器２１からのＬＯ信号を分離する機能を呈する。す
なわち、増幅器１５は、分離機能を有する能動素子であ
る。なお、増幅器１５は、入力端子３において整合を取
るために必要なものであり、出力端子では必要とされな
い。図３に示す４ポート構造１は、種々の技術で実現す
ることができ、例えばＭＭＩＣに集積化することができ
る。
【００３２】図４及び図５は、４ポート構造１を４ポー
ト復調器（以下、４ポート復調器１ともいう。）として
用いた場合の具体的な回路構成を示すブロック図であ
る。これらの４ポート復調器１は、抵抗素子を用いて実
現されている。
ト復調器（以下、４ポート復調器１ともいう。）として
用いた場合の具体的な回路構成を示すブロック図であ
る。これらの４ポート復調器１は、抵抗素子を用いて実
現されている。
【００３３】４ポート復調器１の３ポート構造１１は、
図４に示すように、スター接続された３つの抵抗素子Ｒ
Ｒ１，ＲＲ２，ＲＲ３から構成されている。また、３ポ
ート構造１３も、スター接続された抵抗素子ＲＲ４，Ｒ
Ｒ５，ＲＲ６から構成されている。そして、抵抗素子Ｒ
Ｒ１，ＲＲ２，ＲＲ３の共通接続点とは反対側の各端子
が、それぞれ増幅器１５の出力、移相器１２、電力検出
器４に接続されている。また、抵抗素子ＲＲ４，ＲＲ
５，ＲＲ６の共通接続点とは反対側の各端子が、それぞ
れ移相器１２、入力端子２、電力検出器５に接続されて
いる。
図４に示すように、スター接続された３つの抵抗素子Ｒ
Ｒ１，ＲＲ２，ＲＲ３から構成されている。また、３ポ
ート構造１３も、スター接続された抵抗素子ＲＲ４，Ｒ
Ｒ５，ＲＲ６から構成されている。そして、抵抗素子Ｒ
Ｒ１，ＲＲ２，ＲＲ３の共通接続点とは反対側の各端子
が、それぞれ増幅器１５の出力、移相器１２、電力検出
器４に接続されている。また、抵抗素子ＲＲ４，ＲＲ
５，ＲＲ６の共通接続点とは反対側の各端子が、それぞ
れ移相器１２、入力端子２、電力検出器５に接続されて
いる。
【００３４】また、４ポート復調器１の３ポート構造１
１は、図５に示すように、Δ接続された３つの抵抗素子
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３から構成されている。また、３ポート
構造１３も、Δ接続された抵抗素子Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６か
ら構成されている。そして、抵抗素子Ｒ１とＲ３の接続
点，抵抗素子Ｒ１とＲ２の接続点，抵抗素子Ｒ２とＲ３
の接続点が、それぞれ増幅器１５の出力、移相器１２、
電力検出器４に接続されている。また、抵抗素子Ｒ４と
Ｒ５の接続点，抵抗素子Ｒ４とＲ６の接続点，抵抗素子
Ｒ５とＲ６の接続点が、それぞれ移相器１２、入力端子
２、電力検出器５に接続されている。
１は、図５に示すように、Δ接続された３つの抵抗素子
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３から構成されている。また、３ポート
構造１３も、Δ接続された抵抗素子Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６か
ら構成されている。そして、抵抗素子Ｒ１とＲ３の接続
点，抵抗素子Ｒ１とＲ２の接続点，抵抗素子Ｒ２とＲ３
の接続点が、それぞれ増幅器１５の出力、移相器１２、
電力検出器４に接続されている。また、抵抗素子Ｒ４と
Ｒ５の接続点，抵抗素子Ｒ４とＲ６の接続点，抵抗素子
Ｒ５とＲ６の接続点が、それぞれ移相器１２、入力端子
２、電力検出器５に接続されている。
【００３５】図６は、４ポート復調器１の機能を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【００３６】図６に示すように、第１の入力端子３から
の変調ＲＦ信号は、増幅器１５を介して、電力分割器
（power splitter）、すなわちＲＦ電力分配器として機
能する受動３ポート構造１１’に供給される。受動３ポ
ート構造１１’は、移相器１２’に接続されており、移
相器１２’は、他の受動３ポート構造１１”に接続され
ている。また、受動３ポート構造１１’は、他の受動３
ポート構造１３”に接続されている。一方、受動３ポー
ト構造１１”は、他の受動３ポート構造１３’に接続さ
れており、受動３ポート構造１３’には、局部発振器２
１からのＬＯ信号が供給される。また、受動３ポート構
造１３’は、移相器１２”に接続され、移相器１２”
は、受動３ポート構造１３”接続されている。
の変調ＲＦ信号は、増幅器１５を介して、電力分割器
（power splitter）、すなわちＲＦ電力分配器として機
能する受動３ポート構造１１’に供給される。受動３ポ
ート構造１１’は、移相器１２’に接続されており、移
相器１２’は、他の受動３ポート構造１１”に接続され
ている。また、受動３ポート構造１１’は、他の受動３
ポート構造１３”に接続されている。一方、受動３ポー
ト構造１１”は、他の受動３ポート構造１３’に接続さ
れており、受動３ポート構造１３’には、局部発振器２
１からのＬＯ信号が供給される。また、受動３ポート構
造１３’は、移相器１２”に接続され、移相器１２”
は、受動３ポート構造１３”接続されている。
【００３７】受動３ポート構造１１”，１３”には、例
えばダイオードからなる電力検出器４，５がそれぞれ接
続されている。電力検出器４，５で検出されるＲＦ電力
レベルは同一であり、このことは、ある場合においては
有利である。
えばダイオードからなる電力検出器４，５がそれぞれ接
続されている。電力検出器４，５で検出されるＲＦ電力
レベルは同一であり、このことは、ある場合においては
有利である。
【００３８】図７は、上述したＤＣインターフェイス８
の後段に接続される回路の具体的な構成を示すブロック
図である。
の後段に接続される回路の具体的な構成を示すブロック
図である。
【００３９】図１に示すＬＰＦ６，７から出力される各
直流（ＤＣ）信号は、それぞれアナログ／ディジタル変
換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という。）２２，２３によっ
てディジタル信号に変換され、ディジタルシグナルプロ
セッサ（以下、ＤＳＰという。）２４に供給される。Ｄ
ＳＰ２４の出力は、復調されたビットである。Ａ／Ｄ変
換器２２，２３及びＤＳＰ２４は、コントローラ２５に
よって制御されている。なお、コントローラ２５は、例
えば受信機のシステムコントローラであってもよい。
直流（ＤＣ）信号は、それぞれアナログ／ディジタル変
換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という。）２２，２３によっ
てディジタル信号に変換され、ディジタルシグナルプロ
セッサ（以下、ＤＳＰという。）２４に供給される。Ｄ
ＳＰ２４の出力は、復調されたビットである。Ａ／Ｄ変
換器２２，２３及びＤＳＰ２４は、コントローラ２５に
よって制御されている。なお、コントローラ２５は、例
えば受信機のシステムコントローラであってもよい。
【００４０】図８は、上述したＤＣインターフェイス８
の後段に接続される回路の他の具体的な構成を示すブロ
ック図である。
の後段に接続される回路の他の具体的な構成を示すブロ
ック図である。
【００４１】図１に示すＬＰＦ６，７から出力される各
直流信号は、アナログ的に信号処理を行う回路、例えば
アナログ平均化回路２６，２７にそれぞれ供給される。
アナログ平均化回路２６，２７は、それぞれ直流信号を
複数のシンボルに亘って平均化して、アナログ信号処理
器２８に供給する。アナログ信号処理器２８の利得は、
復調の深さ（demodulation deepness）を設定するため
に、コントローラ２５によって制御される。すなわち、
図８に示すように、ＬＰＦ６，７の出力の少なくとも１
つの平均値をアナログ的に求める。そして、得られる直
流信号の平均値と、それに対応する直流信号は、アナロ
グ信号処理器２８に供給される。アナログ信号処理器２
８の出力が、復調されたビットである。
直流信号は、アナログ的に信号処理を行う回路、例えば
アナログ平均化回路２６，２７にそれぞれ供給される。
アナログ平均化回路２６，２７は、それぞれ直流信号を
複数のシンボルに亘って平均化して、アナログ信号処理
器２８に供給する。アナログ信号処理器２８の利得は、
復調の深さ（demodulation deepness）を設定するため
に、コントローラ２５によって制御される。すなわち、
図８に示すように、ＬＰＦ６，７の出力の少なくとも１
つの平均値をアナログ的に求める。そして、得られる直
流信号の平均値と、それに対応する直流信号は、アナロ
グ信号処理器２８に供給される。アナログ信号処理器２
８の出力が、復調されたビットである。
【００４２】なお、さらに復調精度を高めるための類似
した（quasi）２つのソフトビット（soft bits）を得る
ために、アナログ信号処理器２８の後段にアナログ／デ
ィジタル変換器を設けるようにしてもよい。
した（quasi）２つのソフトビット（soft bits）を得る
ために、アナログ信号処理器２８の後段にアナログ／デ
ィジタル変換器を設けるようにしてもよい。
【００４３】ここで、本発明を適用した４ポート構造の
動作における基本原理を説明する。なお、最も簡単な例
を用いて説明する。
動作における基本原理を説明する。なお、最も簡単な例
を用いて説明する。
【００４４】４ポート復調器１に入力される２つのＲＦ
信号、すなわち変調ＲＦ信号とＬＯ信号は、それぞれ式
（１）、（２）で表される。
信号、すなわち変調ＲＦ信号とＬＯ信号は、それぞれ式
（１）、（２）で表される。
【００４５】
【数１】
【００４６】
【数２】
【００４７】式（２）のＬＯ信号は、振幅及び位相が一
定のフェーザ（phasor）と見なすことができる。電力検
出器４，５及び増幅器１５が理想的に整合しているとき
の４ポート構造１の理想Ｓ行列（ideal S matrix）を式
（４）で表すと、ＬＯ信号に対する変調ＲＦ信号の比ν
は、式（３）で表される。
定のフェーザ（phasor）と見なすことができる。電力検
出器４，５及び増幅器１５が理想的に整合しているとき
の４ポート構造１の理想Ｓ行列（ideal S matrix）を式
（４）で表すと、ＬＯ信号に対する変調ＲＦ信号の比ν
は、式（３）で表される。
【００４８】
【数３】
【００４９】
【数４】
【００５０】式（３），（４）を、式（５）〜式（１
１）に示すように展開して、電力検出器４，５の１つで
得られる振幅の複数のシンボルに亘る平均値を求める
と、式（１２）で得られる。
１）に示すように展開して、電力検出器４，５の１つで
得られる振幅の複数のシンボルに亘る平均値を求める
と、式（１２）で得られる。
【００５１】
【数５】
【００５２】
【数６】
【００５３】
【数７】
【００５４】
【数８】
【００５５】
【数９】
【００５６】
【数１０】
【００５７】
【数１１】
【００５８】
【数１２】
【００５９】この平均値を用いて、入力される変調ＲＦ
信号の平均電力は、式（１３）で求められる。
信号の平均電力は、式（１３）で求められる。
【００６０】
【数１３】
【００６１】この変調ＲＦ信号の平均電力は、ＬＯ信号
の電力、及び既知と考えられる４ポート回路（構造）の
パラメータに関係する。
の電力、及び既知と考えられる４ポート回路（構造）の
パラメータに関係する。
【００６２】ここで、三角関数に関する補助変数（auxi
liary variable）であり、式（１４），（１５），（１
６）にそれぞれ示すＣＸ3，ＣＸ4，ＣＩ，ＣＱを導入す
ると、これらは式（１７）を満足する。
liary variable）であり、式（１４），（１５），（１
６）にそれぞれ示すＣＸ3，ＣＸ4，ＣＩ，ＣＱを導入す
ると、これらは式（１７）を満足する。
【００６３】
【数１４】
【００６４】
【数１５】
【００６５】
【数１６】
【００６６】
【数１７】
【００６７】式（９），（１０）に基づいて、これらの
変数ＣＸ3，ＣＸ4，ＣＩ，ＣＱは、式（１８），（１
９），（２０），（２１）で表される。
変数ＣＸ3，ＣＸ4，ＣＩ，ＣＱは、式（１８），（１
９），（２０），（２１）で表される。
【００６８】
【数１８】
【００６９】
【数１９】
【００７０】
【数２０】
【００７１】
【数２１】
【００７２】ここで、Δθ3及びΔθ4は、式（２２）を
満足する。
満足する。
【００７３】
【数２２】
【００７４】変調ＲＦ信号の振幅をｐとすると、変調Ｒ
Ｆ信号のＩ，Ｑ成分は、式（２３），（２４）で表され
る。
Ｆ信号のＩ，Ｑ成分は、式（２３），（２４）で表され
る。
【００７５】
【数２３】
【００７６】
【数２４】
【００７７】三角関数に従い、式（２５）が成立する。
【００７８】
【数２５】
【００７９】式（２５）は、式（１８）〜式（２１）に
おいて振幅状態が正しい、すなわち理想的であると仮定
したときに、成立する。
おいて振幅状態が正しい、すなわち理想的であると仮定
したときに、成立する。
【００８０】この結果、仮定が正しく、対応する位相が
正しい算出され、適切な方法で復調が行われる。
正しい算出され、適切な方法で復調が行われる。
【００８１】したがって、以下の動作手順を得ることが
できる。
できる。
【００８２】１．入力ＲＦ信号の平均電力を検出する。
【００８３】２．この平均電力、及び有限の数の変調状
態を有する変調方式に基づいて、可能な（取りうる）振
幅の実際の値を算出する。
態を有する変調方式に基づいて、可能な（取りうる）振
幅の実際の値を算出する。
【００８４】３．平均化信号の大きさは、速く変化しな
いので、例えばメモリに記憶されている可能な振幅の全
てを用いて、値ＣＩとＣＱの組を算出する。
いので、例えばメモリに記憶されている可能な振幅の全
てを用いて、値ＣＩとＣＱの組を算出する。
【００８５】４．下記式（２６）で表される誤差関数を
算出する。
算出する。
【００８６】５．最小誤差関数が、正しい値をとると
き、復調情報が得られる。
き、復調情報が得られる。
【００８７】
【数２６】
【００８８】式（２７），（２８）に、それぞれ１６Ｑ
ＡＭ、６４ＱＡＭにおける可能な値を示す。
ＡＭ、６４ＱＡＭにおける可能な値を示す。
【００８９】
【数２７】
【００９０】
【数２８】
【００９１】ここで、上述した式における変数の説明
を、表１に示す。
を、表１に示す。
【００９２】
【表１】
【００９３】なお、上述した手順は、他の変調方式、例
えばＤＡＰＳＫ等の有限の数の振幅変調状態を有する変
調方式にも適用することができる。
えばＤＡＰＳＫ等の有限の数の振幅変調状態を有する変
調方式にも適用することができる。
【００９４】また、ｎＱＡＭ等の変調方式では、ｎが１
６よりも大きいときは、アルゴリズムを特別に変更する
ことによって、計算回数を減らすことができる。
６よりも大きいときは、アルゴリズムを特別に変更する
ことによって、計算回数を減らすことができる。
【００９５】次に、上述した方法を、シミュレーション
によって検証する。
によって検証する。
【００９６】この検証は、図４及び図５を具体例として
行う。したがって、 ・３ポート構造は、抵抗素子で構成されている。 ・入力の増幅器の利得は１である。 ・理想的に整合している。 ・電力検出器は理想的に線形である。 と仮定する。
行う。したがって、 ・３ポート構造は、抵抗素子で構成されている。 ・入力の増幅器の利得は１である。 ・理想的に整合している。 ・電力検出器は理想的に線形である。 と仮定する。
【００９７】１６ＱＡＭにおいて、雑音がなく、ＬＯ信
号の電力レベルは、変調ＲＦ信号に等しいとする。この
場合、可能な振幅状態は、ρ1＝０．４４７２、ρ2＝
１．００００、ρ3＝１．３４１６となる。そして、表
２に示す値を得ることができる。
号の電力レベルは、変調ＲＦ信号に等しいとする。この
場合、可能な振幅状態は、ρ1＝０．４４７２、ρ2＝
１．００００、ρ3＝１．３４１６となる。そして、表
２に示す値を得ることができる。
【００９８】
【表２】
【００９９】この表２において、誤差関数が０であると
き、正しい値が得られる。
き、正しい値が得られる。
【０１００】表３は、Ｓ／Ｎが１８ｄＢ、ＬＯ信号の電
力が変調ＲＦ信号よりも１０ｄＢ大きく、雑音の位相
（最悪）が全ての値を均等に取るときにおいて、１６Ｑ
ＡＭ信号を解析した結果である。信号が適切に検出され
るためには、式（２６）に示す最小誤差関数が満足され
なければならない。シミュレーションは、図４及び図５
において、抵抗素子の公差を１０％した場合である。
力が変調ＲＦ信号よりも１０ｄＢ大きく、雑音の位相
（最悪）が全ての値を均等に取るときにおいて、１６Ｑ
ＡＭ信号を解析した結果である。信号が適切に検出され
るためには、式（２６）に示す最小誤差関数が満足され
なければならない。シミュレーションは、図４及び図５
において、抵抗素子の公差を１０％した場合である。
【０１０１】
【表３】
【０１０２】図９に１６ＱＡＭ信号を示し、図１０に６
４ＱＡＭ信号を示す。
４ＱＡＭ信号を示す。
【０１０３】
【発明の効果】本発明では、変調ＲＦ信号を復調する際
に、復調される変調ＲＦ信号を受動４ポート構造の第１
の入力ポートに供給する。局部発振器からのＲＦ信号を
受動４ポート構造の第２の入力ポートに供給する。受動
４ポート構造の２つの出力を電力検出器に供給する。そ
して、局部発振器からのＲＦ信号は、切り換えされるこ
となく、受動４ポート構造の第２のポートに供給され
る。これにより、従来の復調装置に比して回路構成を簡
単にすることができる。
に、復調される変調ＲＦ信号を受動４ポート構造の第１
の入力ポートに供給する。局部発振器からのＲＦ信号を
受動４ポート構造の第２の入力ポートに供給する。受動
４ポート構造の２つの出力を電力検出器に供給する。そ
して、局部発振器からのＲＦ信号は、切り換えされるこ
となく、受動４ポート構造の第２のポートに供給され
る。これにより、従来の復調装置に比して回路構成を簡
単にすることができる。
【図１】本発明に基づいて変調ＲＦ信号を復調する復調
装置の４ポート構造の構成を示すブロック図である。
装置の４ポート構造の構成を示すブロック図である。
【図２】４ポート構造の内部構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】４ポート構造のより詳細な構成を示すブロック
図である。
図である。
【図４】４ポート構造の具体的な回路構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図５】４ポート構造の他の具体的な回路構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図６】４ポート復調器の機能を示すブロック図であ
る。
る。
【図７】ＤＣインターフェイスの後段に接続される回路
の具体的な構成を示すブロック図である。
の具体的な構成を示すブロック図である。
【図８】ＤＣインターフェイスの後段に接続される回路
の他の具体的な構成を示すブロック図である。
の他の具体的な構成を示すブロック図である。
【図９】１６ＱＡＭ信号を示す図である。
【図１０】６４ＱＡＭ信号を示す図である。
【図１１】６ポート受信機の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図１２】復調器の構成を示すブロック図である。
１ ４ポート構造、２，３ 入力端子、４，５ 電力検
出器、６，７ ＬＰＦ、２１ 局部発振器
出器、６，７ ＬＰＦ、２１ 局部発振器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ドラガン クルペシェビッチ ドイツ連邦共和国、ディー−70736 フェ ルバッハ、シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106、ソニー インターナショ ナル（ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミ ット ベシュレンクテル ハフツング シ ュトゥットゥガルト テクノロジー セン ター内 (72)発明者 ベズリン ブランコビッチ ドイツ連邦共和国、ディー−70736 フェ ルバッハ、シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106、ソニー インターナショ ナル（ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミ ット ベシュレンクテル ハフツング シ ュトゥットゥガルト テクノロジー セン ター内 (72)発明者 ゲラルド オベルシュミット ドイツ連邦共和国、ディー−70736 フェ ルバッハ、シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106、ソニー インターナショ ナル（ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミ ット ベシュレンクテル ハフツング シ ュトゥットゥガルト テクノロジー セン ター内 (72)発明者 阿部 雅美 東京都品川区北品川６−７−35 ソニー株 式会社内 (72)発明者 ティノ コンシャック ドイツ連邦共和国、ディー−70736 フェ ルバッハ、シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106、ソニー インターナショ ナル（ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミ ット ベシュレンクテル ハフツング シ ュトゥットゥガルト テクノロジー セン ター内 (72)発明者 トーマス ドレ ドイツ連邦共和国、ディー−70736 フェ ルバッハ、シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106、ソニー インターナショ ナル（ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミ ット ベシュレンクテル ハフツング シ ュトゥットゥガルト テクノロジー セン ター内
Claims (17)
- 【請求項１】 変調ＲＦ信号を復調する復調装置におい
て、 受動４ポート構造と、 ２つの電力検出器とを備え、 上記受動４ポート構造は、復調される変調ＲＦ信号が供
給される第１の入力ポートと、局部発振器からのＲＦ信
号が供給される第２の入力ポートと、それぞれ上記電力
検出器に接続された２つの出力ポートとを有し、上記局
部発振器からのＲＦ信号は、ＲＦスイッチによって切り
換えられることなく、上記第２の入力ポートに供給され
ることを特徴とする復調装置。 - 【請求項２】 上記変調ＲＦ信号と局部発振器からのＲ
Ｆ信号を分離するための分離回路を、上記受動４ポート
構造の第１のポートに有することを特徴とする請求項１
に記載の復調装置。 - 【請求項３】 上記局部発振器からのＲＦ信号は、上記
受動４ポート構造の第２のポートに直接供給されること
を特徴とする請求項１又は２に記載の復調装置。 - 【請求項４】 上記受動４ポート構造は、移相器と、上
記移相器によって互いに接続された２つの３ポート構造
とを有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか
１項に記載の復調装置。 - 【請求項５】 上記受動４ポート構造は、抵抗素子から
なることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に
記載の復調装置。 - 【請求項６】 上記電力検出器の出力に接続されたロー
パスフィルタを備える請求項１乃至５のいずれか１項に
記載の復調装置。 - 【請求項７】 上記ローパスフィルタの出力をディジタ
ル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器と、 上記アナログ／ディジタル変換器の出力をディジタル信
号処理するディジタル信号処理器とを備える請求項１乃
至６のいずれか１項に記載の復調装置。 - 【請求項８】 上記２つの電力検出器の出力の少なくと
も１つが供給され、複数のシンボルの平均値を求めるア
ナログ平均化器と、 上記アナログ平均化器の出力及び上記ローパスフィルタ
の出力をアナログ信号処理するアナログ信号処理器とを
備える請求項１乃至６のいずれか１項に記載の復調装
置。 - 【請求項９】 上記変調ＲＦ信号は、有限の数の振幅状
態を有する変調方式で変調されていることを特徴とする
請求項１乃至８のいずれか１項に記載の復調装置。 - 【請求項１０】 上記請求項１乃至９のいずれか１項に
記載の復調装置を備える移動通信装置。 - 【請求項１１】 変調ＲＦ信号を復調する復調方法にお
いて、 復調される変調ＲＦ信号を受動４ポート構造の第１の入
力ポートに供給するステップと、 局部発振器からのＲＦ信号を上記受動４ポート構造の第
２の入力ポートに供給するステップと、 上記受動４ポート構造の２つの出力を電力検出器に供給
するステップとを有し、 上記局部発振器からのＲＦ信号は、切り換えされること
なく、上記受動４ポート構造の第２のポートに供給され
ることを特徴とする復調方法。 - 【請求項１２】 上記局部発振器からのＲＦ信号は、上
記受動４ポート構造の第２のポートに直接供給されるこ
とを特徴とする請求項１１に記載の復調方法。 - 【請求項１３】 上記受動４ポート構造の第１のポート
と第２のポートは、上記変調ＲＦ信号と上記局部発振器
からのＲＦ信号を分離するために、分離されていること
を特徴とする請求項１１又は１２に記載の復調方法。 - 【請求項１４】 上記電力検出器の出力をフィルタリン
グするステップを有する請求項１１乃至１３のいずれか
１項に記載の復調方法。 - 【請求項１５】 上記フィルタリングされた出力をディ
ジタル信号に変換するステップと、 上記ディジタル信号に変換された出力をディジタル信号
処理するステップとを有する請求項１１乃至１４のいず
れか１項に記載の復調方法。 - 【請求項１６】 上記フィルタリングされた出力のうち
の少なくとも１つを、複数のシンボルに亘ってアナログ
的に平均化して平均値を求めるステップと、 上記平均値と上記フィルタリングされた出力を、アナロ
グ信号処理するステップとを有する請求項１２乃至１５
のいずれか１項に記載の復調方法。 - 【請求項１７】 上記変調ＲＦ信号は、有限の数の振幅
状態を有する変調方式で変調されていることを特徴とす
る請求項１１乃至１６のいずれか１項に記載の復調方
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