JP2002514376A - ｎポートダイレクト受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、変調されたディジタルＲＦ信号を処理するｎポート接合装置に関し、ｎは３より大きい整数であり、ｎポート接合装置は、２つのＲＦ入力ポート（４，５）と、互いに接続された２つの受動信号結合機構（２，３）と、少なくとも２つのパワーセンサ（Ｐ₁，Ｐ₂）とを備え、受動信号結合機構（２，３）は、それぞれＲＦ入力ポート（４，５）の少なくとも一方に接続され、受動信号結合機構（２，３）はそれぞれ、パワーセンサ（Ｐ₁，Ｐ₂）に接続された少なくとも１つの出力ポート（６，７）を有する。２つの受動信号結合機構（２，３）は、移相素子（１０）を介して互いに接続されている。

Description

【発明の詳細な説明】 ｎポートダイレクト受信機 技術分野 本発明は、変調ディジタルＲＦ信号を処理するｎポート接合装置（n-port jun ction device）、このようなｎポート接合装置を有するダイレクト受信機（dire ct receiver）、このようなダイレクト受信機を有する移動通信装置、ｎポート 接合装置の較正方法、及び変調ディジタルＲＦ信号の処理方法に関する。 背景技術 ６ポート受信機が知られており、この６ポート受信機は、直接変換方法で動作 し、ミリ波帯やマイクロ波帯から直接ベースバンドへの変換を行うことができる 。同時に、従来の（ディジタル方式又はアナログ方式の）Ｉ／Ｑ復調チップ（I/ Q-demodulation chip）を使用する必要がなくなる。受動ＲＦ部品が理想的でな くても、適切な較正方法（calibration procedure）を用いることによって、製 造公差（manufacturing tolerance）を含むその影響を低減することができる。 ６ポート受信機は、２つの入力ＲＦ信号の相対位相と相対的な大きさを検出する 。６ポート受信機の回路は、ＲＦ信号の相対位相と相対的な大きさを検出するた めのダイオードを組み込んだ受動部品のみを使用して実現される。６ポート受信 機の重要な特徴の１ つは、組立公差（fabrication tolerance）を較正することができることであり 、本質的に製造コストを低くすることができる。 ６ポート技術は、マイクロ波回路網（microwave network）の散乱パラメータ （scattering parameter）、すなわち振幅及び位相の正確な測定が可能であるこ とで知られている。複数のヘテロダイン受信機を用いる代わりに、１台の６ポー ト受信機では、６ポートのうち少なくとの３つのポート、特に４つのポートにお ける電力レベルを抽出することによって、マイクロ波及びミリ波の周波数帯での 直接測定を達成している。ハードウェアの不完全性（imperfection）は、適切な 較正方法によって容易に除去することができる。６ポート接合受信機は、広いダ イナミックレンジ及び広い周波数域に亘って、非常に正確に測定することができ 、ダイオード検出器（diode detector）とともに、方向性結合器（directional coupler）や電力分配器（power divider）等の受動マイクロ波部品から構成され る。その回路は、ＭＨＭＩＣ又はＭＭＩＣとして容易に集積可能である。この既 知の受信機は、マイクロ波及びミリ波の周波数帯において直接位相／振幅復調を 行う。 ブリッジの位相誤差や電力検出器（power detector）の不均衡等のハードウェ アの不完全性は、較正方法を実行することによって、容易に除去することができ る。これによって、ハードウェアに対する要求条件（requirement）を著しく緩 和することができ、６ポート受信機は、ミリ波の周波数域までの広い帯域に亘っ て動作することができる。 上述したボッシシオ等の引用文献によれば、分布定数の技術（distributed te chnology）において実現された、電力分配器及び９０ 度ハイブリッド回路（90 degrees hybrid circuit）を有する６ポート受信機の 概念が用いられている。この既知の構成は、主として１０ＧＨｚより上の周波数 帯域に適用されるが、９０度ハイブリッド回路が本来有する周波数選択性によっ て、動作帯域幅が不十分となってしまう。 １９９４年に開催された欧州マイクロ波会議の９１１〜９１５頁（European M icrowave Conference 1994，pp.911-915）、ディー．モーリン（D．Maurin）、 ワイ．スー（Y．Xu）、ビー．フヤード（B．Huyart）、ケイ．ウー（K．Wu）、 エム．クハシ（M．Cuhaci）、アール．ボッシシオ（R．Bossisio）著の「ＭＧＭ ＩＣ及びＭＭＩＣ技術を用いたＣＰＷミリ波６ポート反射率計（CPW Millimeter -Wave Six-Port Reflectometers using MGMIC and MMIC technologies）」には 、１１〜２５ＧＨｚの周波数帯においてコプレーナ線路（coplanar waveguide） を適応したことを特徴とする分布定数素子法（distributing element approach ）に基づく、反射率計に使用する広帯域トポロジー（wide-band topology）が記 載されている。 また、１９９１年に開催された欧州マイクロ波会議の１４７３〜１４７７頁（ European Microwave Conference 1991，pp.1473-1477）、ブイ．ビリック（V．B ilik，et.al.）著の「新超広帯域集中反射率計（A new extremely wideband lum ped six-port reflectometer）」には、反射率計にホイートストンブリッジ（Wh eatstone Bridge）と抵抗の構成を用いる考えが記載されている。 また、１９９６年１月開催のＩＥＥＥマイクロ波理論及び技術部会の議事録、 ボリューム４０（IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，vo l.40，January 1996）、ジェイ．リー （J．Li）、ジー．ボッシシオ（G．Bossisio）、ケイ．ウー（K．Wu）著の「６ ポート接合のデュアルトーン較正及び６ポート直接ディジタル受信機への応用（ Dual tone Calibration of Six-Port Junction and its application to the si x-port direct digital receiver）」には、４つの３ｄＢハイブリッド回路（3d B hybrid circuit）、電力分配器及び減衰器（attenuator）に基づいた６ポート 反射率計のトポロジーが記載されている。 米国特許番号第５４９８９６９号には、複数の整合検出器と１つの不整合検出 器を特徴とする反射率計の構成の非対称トポロジー（asymmetrical topology fo r a reflectometer structure featuring matched detectors and one unmatche d detector）が記載されている。 米国特許番号第４５２１７２８号「マイクロ波回路網の複素反射係数の検出に 用いられる方法及び６ポート回路網（Method and six-port network for use in determining complex reflection coefficients of microwave networks）」に は、２つの異なる方形ハイブリッド（quadrate hybrid）と、移相器（phase shi fter）と、２つの電力分配器と、１つの方向性結合器とからなる反射率計の６ポ ートトポロジーが記載されており、それがマイクロストリップ線路の技術（micr ostrip line technology）によって実現されていることが開示されている。 欧州特許番号第０８０５５６１号には、６ポート接合を有する直接変換受信機 を実現する方法（method for implementing direct conversion receiver）が記 載されている。この既知の手法によれば、変調されて送信されてきた信号は、６ ポート接合を有する直接変換 受信機で受信される。復調は、類椎的（analogically）に行われる。 欧州特許番号第０８４１７５６号には、６ポート受信機の相関回路（correlat or circuit）が記載されている。この相関回路では、受信信号が種々の位相角の 局部発振器の信号と合計され、局部発振器とＲＦ信号との相回転（phase rotati on）が、相関器の出力の合計とは別に行われる。 発明の開示 上述した従来技術に鑑みて、本発明の目的は、ｎポート接合装置の改良された 構成に基づく技術を提供することである。ここで、ｎは３より大きい整数値であ る。したがって、本発明は、例えば、４ポート、５ポート、６ポート接合装置と ともに、そのようなｎポート接合装置を備えた装置に関する。 したがって、本発明は、変調されたディジタルＲＦ信号を処理するｎポート接 合装置において、ｎが３より大きい整数値であるｎポート接合装置を提供する。 ｎポート接合装置は、２つのＲＦ入力ポートを有する。本発明では、２つの受動 信号結合手段が互いに接続されている。各受動信号結合手段は、ＲＦ入力のいず れか１つに接続され、さらに、少なくとも１つの出力ポートによってパワーセン サに接続されおり、すなわち、ｎポート接合装置は、少なくとも２つのパワーセ ンサを備えている。 ２つの受動信号結合手段は、移相素子によって互いに接続されている。 ＲＦ入力ポートのいずれか１つには、局部発振器が発生したＲＦ 信号が供給される。 受動信号結合手段は、例えばマイクロストリップ線路の回路網によって構成さ れている。また、受動信号結合手段は、例えばコプレーナ線路の回路網によって 構成されている。 抵抗回路網は、例えばマイクロストリップリングによって構成されている。 抵抗回路網は、例えば円形のマイクロストリップパッチによって構成されてい る。 ｎポート接合装置は、例えば、それぞれ１つのパワーセンサに接続された３ポ ート接合装置として構成された２つの受動信号結合手段からなる４ポート接合装 置（ｎ＝４）である。したがって、４ポート接合装置の場合、各３ポート接合装 置は、受信ＲＦ信号が供給されるポートと、他方の３ポート接合装置に接続され るポートと、パワーセンサに接続されるポートとを有する。 ４ポート接合装置の場合、少なくとも１つのＲＦ入力ポートには、ＲＦスイッ チが設けられている。 また、ｎポート接合装置は、例えば２つの受動信号結合手段からなる５ポート 接合装置（ｎ＝５）であり、第１の受動信号結合手段は、２つの出力ポートを介 して２つのパワーセンサに接続される４ポート接合装置とであり、第２の受動信 号結合手段は、１つのパワーセンサに接続された３ポート接合装置である。 また、ｎポート接合装置は、例えば２つの４ポート接合装置として構成された ２つの受動信号結合手段からなる６ポート接合装置（ｎ＝６）であり、各４ポー ト接合装置は、２つのパワーセンサに接続されている。 さらに、本発明は、上述のようなｎポート接合装置を備えたダイレクト受信機 、そのようなダイレクト受信機を備えた移動通信装置を提供する。 さらに、本発明は、上述のようなｎポート接合装置のＲＦ入力ポートのうちの １つに所定の較正信号が供給されるｎポート接合装置の較正方法に関する。 また、本発明は、変調されたディジタルＲＦ信号を処理するＲＦ信号処理方法 を提供する。このＲＦ信号処理方法では、ｎは３より大きい整数値であり、互い に接続された２つの受動信号結合手段からなるｎポート接合装置の各受動信号結 合手段がそれぞれ接続された２つの入力ポートには、それぞれ１つのＲＦ信号が 供給され、各受動信号結合手段からの少なくとも１つの出力信号が、パワーセン サに供給される。 本発明に係るＲＦ信号処理方法は、さらに、パワーセンサからの出力信号を、 アナログ処理によってＩ／Ｑ復調する。 本発明に係るＲＦ信号処理方法は、パワーセンサの出力信号に加えて、少なく とも調整可能なＤＣ電圧をアナログ処理に用いる。 図面の簡単な説明 以下、本発明の実施例の詳細な説明及び添付の図面によって、本発明の更なる 特徴や利点を明らかにする。 図１ａは、本発明に係るｎポート接合装置の構成を一般的に示すブロック図で ある。 図１ｂは、本発明に係るｎポート接合装置の構成を示すブロック 図である。 図２ａは、周辺素子を有する本発明に係る４ポート接合装置の構成を示すブロ ック図である。 図２ｂは、本発明に係る４ポート接合装置の構成を概略的に示すブロック図で ある。 図２ｃは、ＲＦ分離機能を付加した本発明に係る４ポート接合装置の構成を概 略的に示すブロック図である。 図２ｄは、変形されたＲＦ分離機能を付加した本発明に係る４ポート接合装置 の構成を概略的に示すブロック図である。 図２ｅは、ＬＯ／ＲＦ分離機能を実現するためのハイブリッドを備える４ポー ト接合装置の具体的な構成を示すブロック図である。 図３ａは、本発明に係る４ポート接合装置を抵抗回路網によって実現したとき の構成を概略的に示すブロック図である。 図３ｂは、本発明に係る４ポート接合装置を他の抵抗回路網によって実現した ときの構成を示すブロック図である。 図４ａは、本発明に係る４ポート接合装置をマイクロストリップ線路の技術に よって実現したときの構造を示す図である。 図４ｂは、本発明に係る４ポート接合装置をマイクロストリップ線路の技術及 びマイクロストリップパッチによって実現したときの構造を概略的に示す図であ る。 図４ｃは、本発明に係る４ポート接合装置をコプレーナ線路の技術によって実 現したときの構造を概略的に示す図である。 図５は、本発明に係るｎポート接合装置を５ポート接合装置としたときの構成 を示すブロック図である。 図６は、図５の５ポート接合装置を抵抗回路網で構成した場合の 具体例な構成を示すブロック図である。 図７は、それぞれマイクロストリップリングとして構成される４ポート機構及 び３ポート機構からなる本発明の５ポート接合装置の具体的な構造を示す図であ る。 図８は、円形のマイクロストリップパッチとして構成される４ポート機構及び ３ポート機構からなる本発明の５ポート接合装置の具体的な構造を示す図である 。 図９は、第２の受動３ポート機構と受動電力分配器からそれぞれ構成された２ つの４ポート機構からなる本発明の５ポート接合装置の具体的な構成を示すブロ ック図である。 図１０は、本発明に係る５ポート接合装置を構成する４ポート機構を抵抗回路 網によって実現したときの構成を示すブロック図である。 図１１は、本発明に係る５ポート接合装置を抵抗回路網によって実現したとき の構成を示すブロック図である。 図１２は、本発明に係る５ポート接合装置の電力分配器及び第２の３ポート機 構を抵抗回路網によって実現したときの構成を示すブロック図である。 図１３は、５ポート接合装置の３ポート機構を抵抗回路網によって実現したと きの構成を示すブロック図である。 図１４ａは、ＲＦ分離機能を実現するためのハイブリッドを付加した本発明に 係る５ポート接合装置の具体的な構成を示すブロック図である。 図１４ｂは、ＲＦ分離機能を実現するためのハイブリッドを付加した本発明に 係る５ポート接合装置の他の構成を示すブロック図で ある。 図１５は、変更したＲＦ分離機能を有する５ポート接合装置の他の具体的な構 成を示すブロック図である。 図１６ａは、本発明に係る６ポート受信機の一般的な構成を示すブロック図で ある。 図１６ｂは、変更したＲＦ／ＬＯ分離機能を有する本発明に係る５ポート接合 装置の他の具体的な構成を示すブロック図である。 図１７は、図１６の一般的構成を抵抗回路網によって実現したときの具体的な 構成を示すブロック図である。 図１８は、マイクロストリップリングで実現された図１６及び図１７の２つの ４ポート機構と、伝送線路で実現された移相器の具体的な構造を示す図である。 図１９は、円形のマイクロストリップパッチとして実現された図１６の２つの ４ポート機構の具体的な構造を示す図である。 図２０ａは、ハイブリッドを用いて実現された本発明に係る６ポート受信機の 具体的な構成を示すブロック図である。 図２０ｂは、図１６の本発明に係る６ポート接合装置を、受動３ポート機構及 び受動電力分配器からなる受動４ポート機構で実現したときの具体的な構成を示 すブロック図である。 図２１は、４ポート機構を抵抗回路網で実現したときの具体的な構成を示すブ ロック図である。 図２２は、４ポート機構を抵抗回路網によって実現したときの他の具体的な構 成を示すブロック図である。 図２３は、３ポート機構と電力分配器を抵抗回路網によって実現したときの構 成を示すブロック図である。 図２４は、４ポート接合装置を用い、Ｉ／Ｑ復調をデイジタル的に行うＩ／Ｑ 復調器の構成を示すブロック図である。 図２５は、４ポート接合装置を用い、Ｉ／Ｑ復調をアナログ的に行うＩ／Ｑ復 調器の構成を示すブロック図である。 図２６は、図２５のアナログ復調器のアナログ回路基板の構成を示すブロック 図である。 図２７は、本発明に係る５ポート接合装置を用いたアナログＩ／Ｑ復調器の構 成を示すブロック図である。 図２８は、図２７のアナログＩ／Ｑ復調器の内部構成を示すブロック図である 。 図２９は、図２８のアナログＩ／Ｑ復調器のサブ基板の内部構成を示すブロッ ク他図である。 図３０は、図２８のアナログＩ／Ｑ復調器のサブ基板の他の構成を示すブロッ ク図である。 図３１は、本発明に係るｎポート接合装置の較正を、５ポート接合装置を例と して説明するためのブロック図である。 図３２は、３ポート機構を実現する分布定数素子の構造を示す図である。 図３３は、コプレーナ線路の技術を用いて実現した４ポート構成及び３ポート 構成の構造を示す図である。 図３４は、ディスクリート技術によって実現した異なる形式の移相素子の構成 を示す回路図である。 図３５は、パワーセンサの具体的な内部構成を示すブロック図である。 図３６ａ〜３６ｃは、分布定数の技術を用いて実現された異なる 形式の移相素子の構造を示す図である。 図３７は、局部発振回路の具体的な内部構成を示すブロック図である。 発明を実施するための最良の形態 以下、実施例については、下記のような構成で説明する。 Ｉ．ｎポート接合装置の一般的構成（図１） ＩＩ．４ポート接合装置（図２〜図４） ＩＩＩ．５ポート接合装置（図５〜図１５） ＩＶ．６ポート接合装置（図１６〜図２３） Ｖ．ｎポート接合装置に基づくＩ／Ｑ復調（図２４〜図３０） ＶＩ．較正方法（図３１） ＶＩＩ．特定素子の構成（図３２〜図３７）Ｉ．本発明に係るｎポート接合装置の一般的構成（図１） 図１ａは、本発明に係るｎポート接合装置（n-port junction device）の構成 を一般的に示すブロック図である。ｎポート接合装置を表す受動回路１には、そ のＲＦ入力ポート４，５を介して第１及び第２のＲＦ信号が供給される。受動回 路１は、パワーセンサ（power sensor）Ｐ₁，Ｐ₂に対する少なくとも２つの出力 ポート６，７を有する。電力検出器の数は、本発明では、例えば２、３、４等の １より大きい数でも可能である。ｎポート接合装置を用いるときは、一般に、（ ｎ−２）個のパワーセンサが設けられる。 図１ｂを参照して、ｎが３より大きい整数であるｎポート接合装置の構成を説 明する。 ｎポート接合装置１は、第１の受動信号結合器（passive signal-combining u nit）２と、第２の受動信号結合器３とを備える。第１及び第２の受動信号結合 器２，３は、それぞれ１つのＲＦ入力ポート４，５を有する。これらのＲＦ入力 ポート４，５には、ＲＦ信号が供給される。第１の受動信号結合器２のＲＦ入力 ポート４と第２の受動信号結合器３のＲＦ入力ポート５に供給されるＲＦ信号の いずれか一方は、ディジタル変調ＲＦ信号であり、その後、処理される（例えば 、ローパスフィルタがかけられて、変調シンボル（modulation symbol）を直接 又は間接的に得るための処理が施される。）。 この明細書における「信号結合機構（signal combining means）」とは、信号 を結合する及び／又は信号を分岐する全ての受動装置（passive device）を含む ものである。 第１及び第２の受動信号結合器２，３は互いに接続されているが、この接続は 、移相素子（phase shifting element）１０によって行われる。移相素子１０は 、異なる複数の技術によって実現することができる（ＶＩＩ参照）。 最低条件として、第１の受動信号結合器２及び第２の受動信号結合器３は、そ れぞれ、パワーセンサＰ₁，Ｐ₂に接続された１つの能動出力ポート（active out put port）６，７を有する。「能動出力ポート」とは、第１の受動信号結合器２ 及び第２の受動信号結合器３が、電力検出器には接続されていないがシステムイ ンピーダンスを介して接地されている他の出力ポートをさらに有することが可能 であることを意味する。 図１ｂにおいて破線で示すように、第１の受動信号結合器２，３は、図１ｂに おいて参照符号１１，１２で示すようなパワーセンサ に接続された１以上の出力ポートをそれぞれ有するようにしてもよい。 本発明に係る最低条件としては、第１及び第２の受動信号結合器２，３のそれ ぞれ少なくとも１つの出力ポートが、パワーセンサＰ₁，Ｐ₂に接続されているこ とである。第１及び第２の受動信号結合器２，３の図１ｂに図示しない他の出力 ポートは、例えば大地電位に終端するようにしてもよい。 さらに図１ｂに示すように、第１及び第２のＲＦ入力信号はそれぞれ、別のＲ Ｆ入力ポート４，５を介して第２及び第１の受動信号結合器２，３に供給される 。したがって、各信号結合器２，３は、１以上の入力ポートを有することができ 、ｎポート接合装置の入力ポートの総数は、２以上となり得る。 パワーセンサＰ₁，Ｐ₂，Ｐ_x，Ｐ_yの出力信号は、後述するように（Ｖ章参照） 、さらに処理される。 ここでは、本発明に係るｎポート接合技術について、４ポート、５ポート、６ ポート接合装置を例として説明する。以下の表１は、上述の各トポロジー（topo logy）の本質的な機能的差異を示すものである。 ＩＩ．４ポート接合装置（図２〜図４） 以下、本発明に係るｎポート接合技術の第１の具体例として、４ポート接合装 置（ｎ＝４）について、図２〜図４を参照して説明する。能動出力ポートの総数 、すなわちパワーセンサの総数は２である。 図２ａは、４ポート接合装置を用いたＩ／Ｑ復調器、すなわちＱＰＳＫ復調器 の構成を示すブロック図である。アンテナ４２６によって受信された信号は、直 接バンドパスフィルタ４２８に供給されるか、あるいは１段目のダウンコンバー タ４２７で適切にダウンコンバートされた後、バンドパスフィルタ４２８に供給 される。バンドパスフィルタ４２８の出力信号は、利得制御ＬＮＡ回路４２９に よって増幅される。利得制御ＬＮＡ回路４２９の利得は、制御装置４３０によっ て制御される。利得制御ＬＮＡ回路４２９からの増幅された出力信号は、第１の ＲＦ入力ポート４０４を介して４ポート接合装置４０１に供給される。 ＲＦスイッチ４５１は、４ポート接合装置４０１の第２のＲＦ入力ポート４０ ５に接続されている。ＲＦスイッチ４５１の切換位置に応じて、４ポート接合装 置４０１のＲＦ入力ポート４０５が、５０Ωの抵抗値（整合インピーダンス）を 有する抵抗器４５０によっ て接地されるか、あるいは局部発振器４２０のＲＦ出力信号が、ＲＦ入力ポート ４０５を介して４ポート接合装置４０１に供給される。局部発振器４２０の発振 周波数及びベース（base）も、制御装置４３０によって制御される。さらに、制 御装置４３０は、ＲＦスイッチ４５１の切換動作も制御する。 ４ポート接合装置４０１は、第１の受動３ポート機構（passive three-port s tructure）４０２と、第２の受動３ポート機構４０３とを備える（図２ｂ参照） 。第１及び第２の受動３ポート機構４０２，４０３は、移相器４１０を介して互 いに接続されている。第１の受動３ポート機構４０２には、ＲＦ入力ポート４０ ４を介して処理される第１のＲＦ信号が供給される。第１の受動３ポート機構４ ０２は、出力ポート４０６を有し、この出力ポート４０６にはパワーセンサＰ₁ が接続されている。 この具体例の４ポート接合装置４０１の第２の受動３ポート機構４０３は、Ｒ Ｆ入力ポート４０５を有し、このＲＦ入力ポート４０５を介して第２のＲＦ信号 が供給される。この第２のＲＦ信号は、例えば局部発振器４２０が発生した信号 とするようにしてもよい。第２の受動３ポート機構４０３は、出力ポート４０７ を有し、この出力ポート４０７には第２のパワーセンサＰ₂が接続されている。 図２ｃは、図２ｂに示す一般的な概念の変形例の構成を示すブロック図である 。この図に示すように、第１及び第２のＲＦ信号１，２は、受動電力分配器（pa ssive power divider）４１１，４１２にそれぞれ供給される。受動電力分配器 ４１１，４１２のそれぞれに分岐された一方の出力は、第１及び第２の受動３ポ ート機構４０２，４０３に供給される。受動電力分配器４１１の分岐された他方 の出 力は、位相を１８０°シフトする第２の移相器４１３に供給される。この第２の 移相器４１３は、減衰器４１４を介して受動電力分配器４１２に接続されている 。したがって、図２ｃに示す構成とすることによって、ＬＯ／ＲＦ分離機能が実 現される。 図２ｄは、図２ｃに示す構成の変形例の構成を示すブロック図である。この変 形例では、第１の移相器４１０は、第２の受動３ポート機構４０３と受動電力分 配器４１１との間に接続され、第１の受動３ポート機構４０２は、第２の移相器 ４１５と受動電力分配器４１１との間に接続されている。図２ｃ及び図２ｄから 明らかなように、ＲＦ信号は、受動３ポート機構、すなわち一般的には信号結合 機構に直接入力することができるだけでなく、例えば電力分配器を介して間接的 に入力することもできる。 図２ｅは、ＲＦ信号１からＲＦ信号２への分離を行う４ポート接合装置の具体 的な構成を示すブロック図である。図２ｅの具体例に示す４ポート接合装置は、 位相を９０°又は１８０°シフトするとともに、複数の技術によって実現される ハイブリッド（hybrid）４６０，４６１を用いているという点で特殊である。ハ イブリッド４６０，４６１は、それぞれ４ポートハイブリッドであり、それぞれ １ポートが、（整合負荷、すなわちシステムの基準インピーダンスによって）終 端されている。 なお、パワーセンサＰ₁，Ｐ₂の出力信号の処理については、図２５及びＶ章を 参照して後述する。 動作周波数帯域を拡大するために、２つの受動３ポート機構４０２，４０３を 、図３ａ及び３ｂに示すようなディスクリート素子（discrete element）を用い た抵抗回路網によって実現するように してもよい。 また、４ポート接合装置４０１は、図４ａ、４ｂ、４ｃに示すような分布定数 の技術（distributed technology）を用いて実現することもできる。図４ａの具 体例では、３ポート機構（three-port means）は、マイクロストリップリング（ microstrip ring）として実現され、伝送線路（transmission line）は移相器４ １０として動作する。 図４ｂでは、３ポート機構は、マイクロストリップパッチ（microstrip patch ）として実現されている。 図４ｃの具体例では、受動３ポート機構４０２，４０３と、移相器４１０とし て動作する伝送線路は、コフルーナ線路の技術（coplanar waveguide technolog y）を用いて実現されている。 なお、パワーセンサは、検出ダイオード、ＦＥＴの構造（FET structure）、 熱ＲＦセンサ（thermic RF sensor）によって実現することができる。４ポート 接合装置に、抵抗、主としてディスクリート素子を用いる場合、移相器を実現す る方法として一般的に２つの選択肢がある。 ａ）分布定数の技術 ｂ）ディスクリートＬＣ素子 これらの技術については、ＶＩＩ章にて後述する。 ４ポートトポロジーは、ＲＦ回路が複雑でないことと、パワーセンサに課せら れる条件が厳しくないという利点がある。さらに、回路構成が簡単であるので、 提案した４ポート接合装置の較正方法（calibration procedure）を簡単にする ことができる。アナログ回路基板（analog circuitry board）がない場合には、 ＲＦ回路に要 求される条件を低減するためには、別のＲＦスイッチ及びより高速のＡ／Ｄ変換 器を用いなければならない。ＩＩＩ．５ポート接合装置（図５〜図１５） 次に、ｎポート接合装置の具体例として、５ポート接合装置について説明する 。 提案した５ポートトポロジーの基本概念を図５に示す。５ポート接合装置は、 図５に示すように、基本構成として、１つの受動４ポート機構（passive four-p ort means）５０１と、受動３ポート機構５０２とを備え、これらは移相器５０ ３を介して互いに接続されている。受動４ポート機構５０１及び受動３ポート機 構５０２には、それぞれ１つのＲＦ信号が入力される（参照符号５０４）。受動 ４ポート機構５０１は、２つの出力ポートを有し、これらの出力ポートにはパワ ーセンサＰ₁，Ｐ₂が接続される。受動３ポート機構５０２は、１つの出力ポート のみを有し、この出力ポートにはパワーセンサＰ３が接続される。本発明に係る トポロジーを受信機として用いる場合、全てのパワーセンサ（通常、検出ダイオ ードからなる）は、例えば５０Ωのインピーダンスに整合している。 受動４ポート機構５０１と受動３ポート機構５０２は、例えば６ポート受信機 の技術分野から知られているように、入力ＲＦ信号の線形結合（linear combina tion）を表す（最終的には位相がシフトされた）信号をそれぞれ出力する。パワ ーセンサＰ₁〜Ｐ₃は、受動４ポート機構５０１及び受動３ポート機構５０２の出 力信号の電力レベルを検出する。検出された電力信号の電力レベルは、ＤＣイン ターフェースに供給される。 通常、パワーセンサＰ₁〜Ｐ₃とＤＣインターフェースとの間には、 複数の回路素子が接続されているが、ここでは図示を省略する。これらの回路素 子は、例えばローパスフィルタ、ＤＣ増幅器、Ａ／Ｄ変換器からなり、この順に 接続されている。 なお、簡単な変調技術を用いている場合、ＤＳＰを使用する必要はない。この 場合、入力ＲＦ信号の変調状態を検出する判定回路（decision circuitry）とし て動作するアナログ回路素子を用いることができる。 ディジタル信号処理装置５２６（図６参照）は、パワーセンサＰ₁〜Ｐ₄によっ て検出された電力レベルの値を数学的に取り扱うことによって、２つの入力ＲＦ 信号の複素数比（complex ratio）を算出するとともに、さらに復調も行うこと ができる。すなわち、この基本概念では、受動４ポート機構５０１の１つのポー トは、ＲＦ信号を入力するために用いられ、別の１つのポートは、受動３ポート 機構５０２に接続された移相器５０３に接続するために用いられ、受動４ポート 機構５０１の他の２つのポートは、パワーセンサＰ₁，Ｐ₂に信号を出力するため に用いられる。受動３ポート機構５０２は、第２のＲＦ信号を入力するための１ つのポートと、移相器５０３に接続するための１つのポートと、パワーセンサＰ₃ に信号を出力するための１つのポートとを有する。 動作周波数域を拡大するために、受動４ポート機構５０１及び受動３ポート機 構５０２を、図６の具体例に示すように、ディスクリート素子５，６を用いた抵 抗回路網によって実現するようにしてもよい。図６に示すとともに以下に詳細に 説明するように、受動４ポート機構５０１又は受動３ポート機構５０２に入力さ れるＲＦ信号の一方は、局部発振回路５２０から供給されるようにしてもよい。 図７及び図８に示すように、受動４ポート機構５０１及び受動３ポート機構５ ０２は、分布定数の技術を用いて実現することができる。図７及び図８の２つの 具体例は、実現可能なトポロジーを示している。両具体例において、移相素子５ ０３として、例えばマイクロストリップ線路等の伝送線路が用いられている。受 動４ポート機構５０１は、図７に示すようにマイクロストリップリング５２７と して、あるいは図８に示すように円形のマイクロストリップパッチ５２８として 、実現することができる。受動３ポート機構５０２についても同様である。 両具体例において、直径（図７の具体例では内径）は、適用される中心周波数 に応じて選択される。また、リングに沿ったストリップ導体の幅も、中心周波数 に応じて変化する。２つのポート間の角度α，β，γは、受動３ポート機構５０ １又は受動４ポート機構５０２の１ポートに直接供給される入力ＲＦ信号と、移 相素子５０３として動作する伝送線路を介して入ってくる信号との結合比（comb ining ratio）が所望の値となるように選択される。換言すると、これらの角度 は、入力ＲＦ信号の線形結合に応じて設定される。特殊な応用例においては、（ 例えば）パワーセンサＰ₂がＲＦ信号１のみを検出するという状態、すなわちパ ワーセンサＰ₂とそれに接続された移相素子５０３が分離されることを意味する 状態を確立するように、角度α，β，γの値を設定することもできる。同時に、 パワーセンサＰ₁は、ＲＦ信号１と、移相素子５０３を介してパワーセンサＰ₁の ポートに入ってくるＲＦ信号２との結合値の電力レベルを、受信して検出するこ とができる。なお、移相素子５０３は、分布定数の技術、例えば複数の伝送線路 によって実現することができる。 図９は、本発明に係る５ポート接合装置の具体的な構成を示すブロック図であ る。ここでは、受動４ポート機構５０１は、受動電力分配器５０７と、第２の受 動３ポート機構５０８とを備えている。受動電力分配器５０７は、本質的には３ ポート機構の構成を有している。第２の受動３ポート機構５０８は、信号結合機 構として動作する。受動電力分配器５０７は、入力ＲＦ信号の電力を以下の２方 向に分配する機能を有している。 ａ）電力結合器として動作する第２の受動３ポート機構５０８の入力ポートの 方向 ｂ）パワーセンサＰ₁の入力ポートの方向 パワーセンサＰ₁に取り付けられたポートは、第２の受動３ポート機構５０８ に取り付けられたポートから分離されている。これは、第２の受動３ポート機構 ５０８からのＲＦ信号のみがパワーセンサＰ₁に入力されることを意味する。こ れは、具体的には、図１２に示す抵抗素子が、Ｚ₁＊Ｚ₂＝（Ｚ₂）²の式を満足す るときに実現される。 受動３ポート機構５０８，５０９は、受動電力分配器５０７からの信号と移相 器５０３からのＲＦ信号を結合し、この結合信号はパワーセンサＰ₂，Ｐ₃で検出 される。 図１０は、図９の受動４ポート機構５０１を抵抗素子によって実現したときの 構成を示すブロック図である。受動４ポート機構５０１全体が、図１０に示すよ うに接続された少なくとも４つの抵抗素子Ｒ₁〜Ｒ₆によって実現される。図１０ の具体例において、抵抗素子は、パワーセンサＰ₁がポート１（参照符号４）か らのＲＦ信号のみを検出するように、選択される。これは、図１０のポート２と ポ ート４が分離されていることを意味する。ポート３にはパワーセンサＰ₂が接続 されており、パワーセンサＰ₂は、ポート１及びポート４からの結合されたＲＦ 信号を検出する。以下の表２は、ポート１から見た特性インピーダンス（通常、 ５０Ω又は７５Ω）を外部に与えるように正規化した異なる３つのケースについ て、図１０の抵抗器が採り得る好ましい値を示している。 また、パワーセンサＰ₁は、抵抗器Ｒ₃に並列に接続され、パワーセンサＰ₂は 、抵抗器Ｒ₅と接地点との間に直列に接続されている。これは、好ましい構成で ある。 なお、場合によっては、抵抗器Ｒ₄，Ｒ₅はなくてもよい。 表２に示す抵抗素子の値は、実際に実現する際に、特に有利である。 上述した表１における抵抗素子の３組の値は、図１０、１１、１２に示す構成 を考慮したものである。ケース１及びケース２では、正規化インピーダンスが通 常５０Ω（７５Ωの場合もある）である事実を考慮して、容易に実現できる抵抗 値となっている。これらの値によって、図６のパワーセンサ及びＲＦ信号１，２ を供給する回路の入力インピーダンスが理想的である場合（理想的に整合されて いる又はサーチロス（search loss）が理想的である場合）に、提案したトポロ ジーを理想的に実現することができる。パワーセンサＰ₁〜Ｐ₄及び取り付けられ た回路が理想的に整合している状態にあると考えると、以下のことが言える。 ケース１は、両方のＲＦ信号が同じ電力レベルであるとき、図１０又は図１１ のパワーセンサＰ₂で検出できる最大電力レベルが、同図のパワーセンサＰ₁で得 られる電力レベルと等しいケースとして得られる。 ケース２は、理想的なケースであり、図６のＲＦ信号１とＲＦ信号２が同じ入 力電力レベルであり、これらの信号間に任意の位相シフトがある場合に、パワー センサＰ₁に入力される信号の大きさが、パワーセンサＰ₂に入力される信号の大 きさの平均と同じであると検出される。このケース２は、非常に簡単で実現しや すく、結合された抵抗比（combined resistive ratio）が得られる。例えば、特 性インピーダンスが５０Ωである場合、受動機構全体を、５０Ω、１００Ω、５ ０／３Ωの各値を有する抵抗器によって実現することができ、また、複数の５０ Ωの抵抗器を並列又は直列接続することによっても実現することができる。 ケース３は、図６のＲＦ信号１とＲＦ信号２が同じ電力レベルと異なる位相を 有するとき、パワーセンサＰ₂で得られる中間電力が、パワーセンサＰ₁で検出さ れる電力と同じであることを考慮して得られる。このアプローチでは、実現しや すい抵抗値は得られないが、電力レベルを最適にすることができる。 図１１は、５ポート接合装置（５ポート受信機）の構成を示すブロック図であ り、５ポート接合装置は、受動４ポート機構５０１と、 受動３ポート機構５０２とを備える。 図１２ａ，１２ｂは、図９の受動電力分配器５０７，５１０と受動３ポート機 構５０８，５０９を抵抗素子によって実現したときの構成を示すブロック図であ る。図１２ａ，１２ｂに示すように、受動電力分配器５０７，５１０は、少なく とも３つの抵抗素子Ｚ₁，Ｚ₂，Ｚ₃によって実現することができる。同様に、受 動３ポート機構５０８も、抵抗素子Ｚ₄，Ｒ₅，Ｒ₆によって実現される。抵抗素 子の採り得る値（後述する３ケース）は、システムの特性インピーダンス（通常 、５０Ω又は７５Ω）によって正規化された上述の表２で与えられる。パワーセ ンサＰ₁〜Ｐ₄は、図１２ａ，１２ｂに示すように接続されている。 なお、図１２ａ，１２ｂに示すように、パワーセンサＰ₁は、抵抗器Ｚ₁，Ｚ₂ に並列に接続され、パワーセンサＰ₂は、抵抗器Ｒ₅と接地点との間に直列に接続 されている。 図１３は、図９に示す移相器５０３の右側の第１の受動３ポート機構５０９の 実現可能な構成を示すブロック図である。 ５ポートダイレクト受信機と従来の６ポートダイレクト受信機トポロジーとの 主たる違いは、５ポートトポロジーが局部発振器の電力レベルを（オンラインで ）測定する必要がないということである。このアプローチを用いることにより、 ＲＦ側においても（抵抗器又はＲＦ回路をより少なくし）、ベースバンド側にお いても（１つのＡ／Ｄ変換器に関連した増幅器及びローパスフィルタをより少な くし）、トポロジーを非常に簡単にすることができる。入力される局部発振器（ local oscillator：Ｌ０）の電力レベルに関する必要な情報は、較正プロセスに よって得られ、較正プロセスは、（装置の 製造及び組立工程から見て）オフラインでもオンラインでも行うことができる。 これは、ロック時の電力及び発振器の周波数が変化しないときに、特に有利であ る。いずれの場合でも、較正方法は、本発明を用いたときの局部発振器の全ての 電力レベルに対して都合が良い。 提案したトポロジーは、５ポートダイレクト受信機の用途に採用される。この トポロジーは、特に、広周波数帯域に対する解決法として説明及び提案する。提 案した技術を利用したディスクリート解決法（discrete solution）を用いる場 合、広周波数帯域での解決法（wide-band frequency solution）は、１０ＧＨｚ より低い周波数領域に対しても可能である。提案したトポロジーでは、ディスク リート解決法及び分布定数解決法（distributed solution）のいずれにおいても 必要とされる面積を最小とするとともに、簡単な抵抗器のトポロジーによって実 現することができる。この提案した５ポートトポロジーでは、従来の６ポートト ポロジーと比較して、必要とされる回路を少なくすることができるが、ＬＯの電 力レベルに関する情報の影響を低減するためには、較正が必要である。本発明に 係るトポロジーは、局部発振器の電力レベルが変化しないか、又は予めプログラ ムされた固定値を有する場合、すなわち入力ＲＦ信号が、本発明に係る５ポート 接合機構の入力ポートに入力される前に、ＡＧＣ又はプログラマブルステップ減 衰器（programmable step attenuator）によって調整されている場合に、特に有 効である。 これは、複素線形変換（complex linear transformation）として数学的に表 現することができる。 次に、図９に示した具体例の発展例について図１４ａ及び図１５ を参照しながら説明する。 図１４ａは、本発明に係る５ポート接合装置の具体的な構成を示すブロック図 であり、この５ポート接合装置は、２つのＲＦ信号間を分離するために、位相を ９０°又は１８０°シフトするハイブリッド５６０，５６１を備える。ここで、 ３方向スプリッタ（3-way splitter）５０１は、複数の技術による２つの２方向 スプリッタ（2-way splitter）によって実現することができる。 図１４ｂに示すように、この具体例では、新たな受動電力分配器５３０が、第 １の受動電力分配器５０７と受動３ポート機構５０８の間に接続されている。受 動電力分配器５３０は、第２の移相器５３１及び減衰器５３３を介して受動電力 分配器５３２に接続されている。第２の移相器５３１は、位相を１８０°シフト する。したがって、図９の具体例と比較すると、２つの受動電力分配器５３０， ５３２と、移相器５３１と、減衰器５３３が追加されている。第１の移相器５０ ３も、位相を１８０°シフトする。 図１５は、他の具体的な構成を示すブロック図であり、受動３ポート機構５０ ８が、受動電力分配器５３０と移相器５３１の間に接続されている。この場合、 減衰器５３３を省略することができる。 図１４及び図１５の具体例では、ＲＦ信号ポートと局部発振器ポートの分離が 行われる。ＩＶ．６ポート接合装置（図１６〜図２３） 図１６ａは、本発明に係る６ポート接合装置の一般的概念を示すブロック図で ある。第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号が、入力ポート６０４を介して第１及び 第２の受動４ポート機構６０１，６０２に供給される。第１の受動４ポート機構 ６０１と第２の受動４ポー ト機構６０２は、移相器６０３によって接続されている。第１及び第２の受動４ ポート機構６０１，６０２はそれぞれ、２つの出力信号をパワーセンサＰ₁，Ｐ₂ ，Ｐ₃，Ｐ₄に供給する。パワーセンサＰ₁〜Ｐ₄の出力信号は、ＤＣインターフェ ースに供給される。ＤＣインターフェースには、ディジタル処理装置又はアナロ グ処理装置が取り付けられる。 提案した６ポートトポロジーの基本構成を、図１６ｂに示す。図１６ｂに示す ように、本発明の基本構成は、２つの受動４ポート機構６０１，６０２と、１つ の移相器６０３とからなる。２つの受動４ポート機構６０１，６０２の一方の入 力ポート６０４に、１つのＲＦ信号が供給される。２つの受動４ポート機構６０ １，６０２は、移相器６０３によって互いに接続されている。受動４ポート機構 ６０１，６０２はそれぞれ、パワーセンサＰ₁〜Ｐ₄に接続された２つの出力ポー トを備えている。本発明に係るトポロジーを受信機として用いるとき、全てのパ ワーセンサ（通常、検出ダイオードからなる）は、例えば５０Ωのインピーダン スで整合されている。 従来技術から分かるように、受動４ポート機構６０１，６０２は、入力ＲＦ信 号の線形結合を表す信号（最終的には位相はシフトされている）を出力する。パ ワーセンサＰ₁〜Ｐ₄は、受動４ポート機構６０１，６０２の出力信号の電力レベ ルを検出する。検出された出力信号の電力レベルは、ディジタル信号処理装置６ ２６に供給される。 通常、各パワーセンサとＤＳＰ６２６の間には、複数の素子が接続されている が、ここでは図示を省略する。これらの素子は、ローパスフィルタ、ＤＣ増幅器 、Ａ／Ｄ変換器からなり、この順に接続 されている。 なお、簡単な変調技術を用いている場合、ＤＳＰ６２６を使用する必要はない 。この場合、変調状態を検出する判定回路として動作するアナログ素子を用いる ことができる。Ｉ／Ｑ復調にアナログ処理基板（analog processing board）を 用いる場合には、明らかに、ＤＳＰを除くことができる。 ディジタル信号処理装置６２６は、パワーセンサＰ₁〜Ｐ₄で検出された電力レ ベルの値について数学的処理を行うことによって、２つの入力ＲＦ信号の複素数 比を計算するとともに、復調を行うこともできる。すなわち、この基本概念では 、受動４ポート機構６０１，６０２の１ポートは、ＲＦ信号を入力するために用 いられ、別の１ポートは、他の（同一の）受動４ポート機構６０１，６０２に接 続された移相器６０３に接続するために用いられ、他の２ポートは、パワーセン サＰ₁〜Ｐ₄に信号を出力するために用いられる。２つの受動４ポート機構は互い に、例えば対称に接続されている。 動作（周波数）域を拡大するために、受動４ポート機構６０１，６０２を、図 １７の具体例に示すように、ディスクリート素子６０５，６０６を用いた抵抗回 路網によって実現するようにしてもよい。図１７に示すとともに以下に詳細に説 明するように、受動４ポート機構（抵抗回路網）に入力されるＲＦ信号の一方を 、局部発振回路６２０から供給するようにしてもよい。 図１８及び図１９に示すように、それぞれ抵抗回路網６０７，６０８である受 動４ポート機構６０１，６０２は、分布定数の技術を用いて実現することができ る。図１８及び図１９の２つの具体例は、実現可能なトポロジーを示しており、 ここでは、対称的な構造が用 いられている。両具体例において、移相素子６０３として、（例えばマイクロス トリップ線路等の）伝送線路が用いられている。受動４ポート機構は、図１８に 示すようにマイクロストリップリング６２７として、あるいは図１９に示すよう に円形のマイクロストリップパッチ６２８として実現することができる。 両具体例において、直径（図１９の具体例では内径）適用される中心周波数に 応じて選択される。また、リングに沿ったストリップ導体の幅も中心周波数に応 じて変化する。２つのポート間の角度α，β，γは、受動４ポート機構の１ポー トに直接供給される入力ＲＦ信号と、移相素子６０３として動作する伝送線路を 介して入ってくる信号との結合比が所望の値となるように選択される。換言する と、これらの角度は、入力ＲＦ信号の線形結合に応じて設定される。特殊な応用 例では、（例えば）パワーセンサＰ₂がＲＦ信号１のみを検出するという状態、 すなわちパワーセンサＰ₂とそれに接続された移相素子６０３が分離されている ことを意味する状態を確立するように、角度α，β，γの値を設定することもで きる。同時に、パワーセンサＰ₁は、ＲＦ信号１と、移相素子６０３を介してパ ワーセンサＰ₁に入ってくるＲＦ信号２との結合値の電力レベルを、受信して検 出することができる。なお、移相素子６０３は、以下に図１１を参照して説明す るように、分布定数の技術、例えば複数の伝送線路によって実現することができ る。 図２０ａは、２つのＲＦ信号の分離機能を行うハイブリッド６６０，６６１を 用いて実現された本発明に係る６ポート接合装置の構成を示すブロック図である 。なお、２つの３方向スプリッタ６０７，６１０は、それぞれ異なる技術による ２つの２方向スプリッタによ って実現することができる。 図２０ｂは、図１６の本発明に係る６ポート接合装置を、受動３ポート機構及 び受動電力分配器からなる受動４ポート機構で実現したときの具体的な構成を示 すブロック図である。 図２１は、図１６の受動４ポート機構６０１，６０２を抵抗素子で実現したと きの具体的な構成を示すブロック図である。受動４ポート機構全体は、図２１に 示すように、少なくとも４つの抵抗素子Ｒ₁〜Ｒ₆を接続することによって実現さ れる。図２１の具体例において、抵抗素子は、パワーセンサＰ₁がポート１（４ ）からのＲＦ信号のみを検出するように、選択される。これは、図２１のポート ２とポート４が分離されていることを意味する。ポート３にはパワーセンサＰ₂ が接続されており、パワーセンサＰ₂は、ポート１及びポート４からの結合され たＲＦ信号を検出する。以下の表３は、ポート１から見た特性インピーダンス（ 通常、５０Ω又は７５Ω）を外部に与えるように正規化した異なる３つのケース について、図２１の抵抗器の採り得る好ましい値を示している。 また、パワーセンサＰ₁は、抵抗器Ｒ₃と並列に接続され、パワーセンサＰ₂は 、抵抗器Ｒ５と接地点との間に直列に接続されている。これは、好ましい構成で ある。 なお、場合によっては、抵抗器Ｒ₄，Ｒ₅はなくてもよい。しかしながら、三角 形状に接続された抵抗器Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃は重要である。 表３に示す抵抗素子の値は、実際に実現する際に、特に有効である。 Ｘ１０５ 図２２は、図２１の受動４ポート機構を対称的に接続して構成される６ポート 接合装置（６ポート受信機）の構成を示すブロック図である。 図２０ａは、本発明に係る６ポート受信機の具体的な構成を示すブロック図で ある。ここでは、各受動４ポート機構６０１，６０２は、受動電力分配器６０７ と、第２の受動３ポート機構６０８とを備えている。受動電力分配器６０７は、 本質的には３ポート機構の構成を有している。第２の受動３ポート機構６０８は 、信号結合機構として動作する。受動電力分配器６０７は、入力ＲＦ信号の電力 を以下の２方向に分配する機能を有している。 ａ）電力結合器として動作する第２の受動３ポート機構６０８の入力ポートの 方向 ｂ）パワーセンサＰ₁の入力ポートの方向 パワーセンサＰ₁に取り付けられたポートは、第２の３ポート機構６０８に取 り付けられたポートから分離されている。これは、受動３ポート機構６０８から のＲＦ信号のみがパワーセンサＰ₁に入力されることを意味する。これは、具体 的には、図２３の抵抗素子が、Ｚ₁＊Ｚ₂＝（Ｚ₂）²の式を満足するときに実現さ れる。 受動３ポート機構６０８，６０９は、受動電力分配器６０７，６ １０からの信号と移相器６０３からのＲＦ信号を結合し、この結合信号はパワー センサＰ₂，Ｐ₃で検出される。 図２３ａ，２３ｂは、図２０ｂの電力分配器６０７，６１０と受動３ポート機 構６０８，６０９を、抵抗素子によって実現したときの構成を示すブロック図で ある。受動電力分配器６０７，６１０は、図２３ａ，２３ｂに示すように、少な くとも３つの抵抗素子Ｚ₁，Ｚ₂，Ｚ₃によって実現することができる。同様に、 受動３ポート機構６０８，６０９も、抵抗素子Ｚ₄，Ｒ₅，Ｒ₆によって実現する ことができる。抵抗素子の採り得る値（後述する３ケース）は、システムの特性 インピーダンス（通常、５０Ω又は７５Ω）によって正規化さた上述の表１で与 えられる。パワーセンサＰ₁〜Ｐ₄は、図２３ａ，２３ｂに示すように接続されて いる。 なお、図２３ａ，２３ｂに示すように、パワーセンサＰ₁は、抵抗器Ｚ₁，Ｚ₂ に並列に接続され、パワーセンサＰ₂は、抵抗器Ｒ₅と接地点との間に直列に接続 されている。 上述した表１における抵抗素子の３組の値は、図２１、２２、２３に示す構成 を考慮したものである。ケース１及びケース２では、正規化インピーダンスが通 常５０Ω（７５Ωの場合もある）である事実を考慮して、容易に実現できる抵抗 値となっている。これらの値によって、図１のパワーセンサ及びＲＦ信号１，２ を供給する回路の入力インピーダンスが理想的である場合（理想的に整合されて いる又はサーチロスが理想的である場合）に、提案したトポロジーを理想的に実 現することができる。パワーセンサＰ₁〜Ｐ₄及び取り付けられた回路が理想的に 整合している状態にあることを考えると、以下のことが言える。 ケース１は、両方のＲＦ信号が同じ電力レベルであるとき、図６又は図７のパ ワーセンサＰ₂で検出できる最大電力レベルが、同図のパワーセンサＰ₁で得られ る電力レベルと等しいケースとして得られる。これは、ＲＦ信号が所定の閾値（ predefined border）に近付いたときの非線形のケースを自動的に処理すること を含んでいる。 ケース２は、理想的なケースであり、図１のＲＦ信号１とＲＦ信号２が同じ入 力電力レベルであり、これらの信号間に任意の位相シフトがある場合に、パワー センサＰ₁に入力される信号の大きさが、パワーセンサＰ₂に入力される信号の大 きさの平均と同じであると検出される。このケース２では、非常に簡単で実現し やすく、結合された抵抗比が得られる。例えば、特性インピーダンスが５０Ωで ある場合、受動機構全体を、５０Ω、１００Ω、５０／３Ωの各値を有する抵抗 器によって実現することができ、また、複数の５０Ωの抵抗器を並列又は直列接 続することによっても実現することができる。 ケース３は、図１のＲＦ信号１とＲＦ信号２が同じ電力レベルと異なる位相を 有するとき、パワーセンサＰ₂で得られる中間電力が、パワーセンサＰ₁で検出さ れる電力と同じであることを考慮して得られる。このアプローチでは、実現しや すい抵抗値は得られないが、電力レベルを最適にすることができる。 以下の表４に、反対のポート（ＲＦ信号２用の第２の入力ポート）の基準レベ ルが、第１の入力ポート（図１６のＲＦ信号１用の第１の入力ポート）に入力さ れるＲＦレベルと等しい電力レベルであるときの、ＲＦ信号の電力レベルに関連 した整合パワーセンサに入力される電力レベルの最大値、最小値、平均値を示す 。 なお、整合された検出ダイオードを用いる場合、検出ダイオードで最終的に得 られる電力レベルは、例えば４ｄＢよりも低くなり得る。 表４から明らかなように、図１６のＲＦ信号１，２が等しい電力レベルである ときに検出される最低電力は、ケース１については入力ＲＦレベルより低い１７ ｄＢ以下であり、ケース２，３については入力ＲＦレベルより低い１６ｄＢ以下 である。これらの値及びパワーセンサの最低電力検出閾値に基づいて、本発明に 係る６ポート接合装置で得られる最小入力ＲＦレベルは、算出することができる 。これは、ＬＮＡに要求される利得を決定することができることを意味している 。なお、従来の受信機としての一般的な６ポート受信機では、ＬＮＡの利得をよ り高くする必要があるが、同時に、必要と されるＬＯレベルは、理想的には、６ポート受信機の他の入力ポートに入力され るＲＦ信号と同レベルである。これは、従来の（ヘテロダイン）受信機に通常必 要とされるＬＯ（局部発振器）の電力が１０ｄＢであるのに比べて、本発明を具 現化するコヒーレントなダイレクト６ポート受信機（coherent direct 6-port r eceiver）では、典型的には−２０〜−１０ｄＢ程度しか必要としない。 ４ポート機構（又は３ポート機構における電力分配器）に、抵抗を主としたデ ィスクリート的な方法を用いる場合、移相素子６０３を実現するには２つの選択 肢がある。 ａ）分布定数の技術を用いる。この場合、移相素子６０３は伝送線路によって 実現されるが、この伝送線路は直線的でなくてもよい（伝送線路の長さを最小化 するために曲線状であってもよい）。 ｂ）ディスクリートＬＣ素子を用いる。 これらの異なる実現方法の詳細については、ＶＩＩ章にて説明する。 本発明の６ポート接合装置を用いるとき、又は６ポート受信機を一般的に用い るとき、信号検出の質が非常に重要である。この品質は、装置において使用する 非理想的なＲＦサブ部品（RF-subpart）に関する検出感度の低さ（insensitivit y of detection）として定義することができる。システムの感度と検出品質は、 ２つ入力ＲＦ信号の電力比に影響される。ＲＦ入力信号の電力比が１に近付くと 、ＲＦサブ部品の非理想的特性の影響は少なくなる。したがって、（電力又は大 きさの）比の範囲をできるだけ１に近付けると、有利である。本発明では、２つ の解決法を提案している。 ・局部発振器２１のレベルを、他の信号ポートから入力される平 均電力レベル（検出されるＲＦ入力信号）に設定する。 ・ＬＯ回路（LO-circuitry）の出力レベルを、他の入力信号の電力レベルを予 測することによって、例えば以下の表５に示す手順によって、他の信号ポートに 入力されるＲＦ信号のレベルに、実時間追従（online tracking）させる。この 表５は、予測手順のオプションを示すものであり、ＲＦ(ｔ)は、インクリメント するサンプル時刻ｔにおけるＲＦ信号の電力レベルを表している。 なお、手順オプションは、多項式外挿法（polynomial extrapolation）を用い てさらに拡張することができるが、その場合、コンピュータでの更なる計算が必 要となる。 提案した６ポート接合トポロジーの利点は、ＲＦ信号の電力及びＬＯ回路の電 力の情報が、コンピュータの助けなしにオンラインで利用できることであり、こ れによって、電力レベルの実時間追従が可能になる。 すなわち、局部発振回路２０の電力制御機能は、以下の方法により行うことが できる。 ・ＬＯ回路の信号レベルを、表３に記載した手順オプションを用いることによ って、次のサンプル時刻における他の信号の予想され る電力レベルに一致するように設定する。この場合、表５に記載した手順の簡単 な解決法は、時刻のインクリメント（ｎ＋１）に対するＬＯ回路の信号レベルを 、時刻のインクリメント（ｎ）に対するＲＦ信号の入力レベルに等しく設定する ことを特徴とする。あるいは、 ・ＬＯ回路の信号レベルを、ＲＦ信号の平均電力レベルに設定する。この場合 、平均を求めるプロセスは、オンラインで行うことができる。 本発明に係る６ポート接合装置は、特に、ダイレクト６ポート受信機として利 用される。Ｖ．本発明に係るｎポート接合装置を用いた復調器（図２４〜図３０） 以下、ｎポート接合装置を用いた例えばＩ／Ｑ復調器について、図２４〜図３ ０を参照しながら説明する。なお、ここでは、４ポート接合装置及び５ポート接 合装置を用いた具体例について説明する。 図２５は、４ポート接合装置７０１の２つのポートに割り当てられた２つの電 力検出器Ｐ₁，Ｐ₂に基づくダイレクト受信機又はＩ／Ｑ復調器の構成を示すブロ ック図である。ＬＯ７２０の利得制御回路７３５に接続されたスイッチ５７１の 切換時間は、入力ＲＦ信号の変調に用いられたシンボルの継続期間（symbol dur ation）の変化よりも２倍速くなければならない。シンボルの継続期間は、変調 信号が変化しない時間として定義することができる。（ＬＯ７２０を４ポート接 合装置に接続するポートに設けられた）スイッチ７５１は、シンボルの継続期間 の始めの部分では、５０Ω（又は７５Ω等の他のシステム負荷）の位置にあり、 両方の電力検出器Ｐ₁，Ｐ₂は、 ２つの異なる定数を有するが、ＲＦ信号の電力に関する直接的な情報を検出する 。 式（１）及び（２）に示すように、ＲＦ信号は、シンボルの継続期間は値Ｓ₁ を有し、ＬＯは、複素数値Ｓ₂の信号を発生するものとする。この手順において は、ＲＦ電力レベルに関する情報と、４ポート接合装置内の非理想的なＲＦ部品 の部分伝送特性（partially transmission property）に関する情報が得られる 。シンボルの継続期間の後半部分では、スイッチ７５１がオンになり、ＬＯ７２ ０の信号（電力レベルが分かっている）がＲＦ信号とともに、４ポート接合装置 ７０１に入力される。この時間に、２つの電力検出器Ｐ₁，Ｐ₂は、ＲＦ信号とＬ Ｏ信号の複素数和（complex sum）の２つの電力レベル（式（４）及び（５）に 記載したＶ₁、ｖ₂）を検出する。この情報を伝達関数の値（transfer function value）及びＲＦ信号の電力レベルとともに得た後、ＬＯ信号とＲＦ信号の相対 的複素数比（relative complex ratio）が、最終の式（１８），（１９）を用い て算出される。この計算は、パワーセンサＰ₁，Ｐ₂においてＤＣ信号をサンプリ ングした後、ディジタル領域にて行うことができる。このアプローチの大きな利 点は、較正がオンラインで行われ、更なるディジタル処理を必要としないことで ある。Ｉ／Ｑ出力は、ディジタル処理よりも要求が少ないアナログ処理によって も得ることができる。 なお、ここに示した式は、４ポート接合に対する抵抗的解決法におけるように 、伝達係数（transfer coefficient）が実数値のみを採る場合に関する。複素数 値の場合、システムの完全な較正（すなわち、伝達係数の複素数値）は、同時に ２つのＲＦポートに入力さ れる２つの既知の信号を２組以上必要とする。これは、ＬＯ信号を第２のポート を介して４ポート機構に供給するとともに、ＲＦ信号を、所定シーケンス（２以 上の異なる位相）で、理想的には雑音が無い状態において、第１のポートを介し 供給することによって、実現することができる。また、この所定シーケンスのＲ Ｆ信号は、２つ（あるいは２以上）の異なる位相シフト量を有する異なる移相器 を第１のポートに設け、これらの移相器で位相がシフトされたＬＯ信号を供給す るとともに、第２のポートを介し、位相がシフトされていないＬＯ信号を供給す ることによって、実現することもできる。 Ｉ／Ｑ出力を得るシステム全体を、式（１）〜（１９）に示す。これらの式（ １）〜（１９）に現れる全ての変数の説明を表６に示す。 次に、５ポート接合装置に基づたＴ／Ｑ復調器について説明する。 変調ＲＦ信号はアンテナ７２６で受信される。受信されるＲＦ信号は、例えば （ｍ）ＰＳＫ変調、（ｎ）ＱＡＭ変調又はＱＰＳＫ変調された信号である。受信 された信号は、第１のダウンコンバータ（down converting stage）７２７でダ ウンコンバートされた後、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７２８に供給される。 なお、この第１のダウンコンバータ７２７は任意である。そして、信号は、バン ドパスフィルタ（ＢＰＦ）７２８を介して、利得制御ＬＮＡ（低雑音増幅器）７ ２９に供給される。ＬＮＡ７２９の利得は、制御装置７３０によって制御される 。ＬＮＡ７２９の出力信号（信号１）は、 ５ポート接合装置７０１の第１の入力ポートに供給される。５ポート接合装置７ ０１の第２の入力ポートには、利得制御された局部発振器７２０，７３５が接続 されており、制御装置７３０は、局部発振器７２０の周波数／位相制御を行う。 局部発振器７２０の、７３５の利得制御された出力信号は、信号２として、５ポ ート接合装置７０１の第２の入力ポートに供給される。 ５ポート接合装置７０１は、２つの入力信号１，２を線形結合によって結合し て、３つの信号を出力し、この５ポート接合装置７０１の各出力信号のアナログ 電力値は、電力検出器Ｐ₁，Ｐ₂，Ｐ₃によって検出される。電力検出器Ｐ₁，Ｐ₂ ，Ｐ₃の内部構成については、後述する。局部発振器７２０の内部構成について も、後述する。電力検出器Ｐ₁，Ｐ₂，Ｐ₃の出力信号には、ローパスフィルタ７ ０４によってフィルタがかけられる。なお、このフィルタリングは任意である。 又は、電力検出器Ｐ₁，Ｐ₂，Ｐ₃の出力信号は、アナログ回路基板７０２に直 接入力される。アナログ回路基板７０２は、コントロールバス７３４を介して制 御装置７３０に接続されている。アナログ回路基板７０２は、受信された変調Ｒ Ｆ信号のＩ成分を表す信号と、受信された変調ＲＦ信号のＱ成分を表す信号の２ つの出力信号を出力する。アナログ回路基板７０２の出力信号は、ローパスフィ ルタ７３１でフィルタリングされた後、Ｉ／Ｑ出力回路７３３に供給される。な お、このフィルタリングは任意である。Ｉ／Ｑ出力回路７３３は、例えば、入力 されたＩ成分及びＱ成分をＡ／Ｄ変換する。 局部発振回路７２０の利得制御７３５は任意である。 コントロールバス７３４は、ＤＣ増幅器の利得、アナログ回路基 板７０２に設けられている調整可能なＤＣ電圧源を制御するための制御信号を伝 送する。アナログ回路基板７０２については、後に詳細に説明する。なお、コン トロールバス７３４も任意である。 本発明に係るＩ／Ｑ復調は、純粋にアナログ的方法によって行われる。 図２８は、アナログ回路基板７０２の内部構成を示すブロック図である。電力 検出器Ｐ₁，Ｐ₂，Ｐ₃の出力信号は、フィルタ７０４でフィルタリングされた後 、それぞれ調整可能な利得Ｇ₁，Ｇ₂，Ｇ₃を有する増幅器７０６に入力される。 なお、フィルタ７０４におけるフィルタリングは任意である。調整可能な利得を 有する増幅器７０６の利得は、コントロールバス７３４に接続された制御装置７ ３０によって制御される。なお、この利得調整も任意である。さらに、調整可能 なＤＣ電圧源７０５が設けられており、これも、コントロールバス７３４に接続 された制御装置７３０によって制御される。調整可能な利得を有する増幅器７０ ６の出力信号ＳＧ₁，ＳＧ₂，ＳＧ₃及びＤＣ電圧源５からのＤＣ電圧ＳＧ₄は、ア ナログ回路を含むサブ基板７０３に入力される。サブ基板７０３についても、コ ントロールバス７３４に接続された制御装置７３０によって制御される。サブ基 板７０３は、受信されたＲＦ信号のＩ／Ｑ成分を出力する。なお、調整可能な利 得を有する増幅器７０６は、任意であり、例えば受信する公称チャネル帯域幅に 対応できるＤＣ増幅器である。 アナログ回路基板を６ポート接合装置と組み合わせて使用する場合、ＤＣ電圧 の代わりに、第４のパワーセンサＰ₄からの出力信号が供給される。 図２９は、アナログ回路基板７０２に設けられたサブ基板７０３ の内部構成を示すブロック図である。入力信号ＳＧ₁，ＳＧ₂，ＳＧ₃，ＳＧ₄は、 機能分割器（means of functional divider）７０７によって、それぞれ少なく とも２つの分岐信号に分割される。各分岐信号は、コントロールバス７３４を介 して制御装置７３０により利得ｇ₁，ｇ₂，ｇ₃，ｇ₄，ｇ₅，ｇ₆，ｇ₇，ｇ₈が制御 される各ＤＣ増幅器７０８によってそれぞれ増幅される。なお、この増幅も任意 である。そして、増幅された分岐信号は、減算／加算回路７０９にマトリクス状 に供給され、減算／加算回路７０９のそれぞれ２つの出力信号は、加算回路７１ ０に供給される。加算回路７１０のうちの１つは、ＲＦ信号を復調して得られる Ｉ成分を出力し、加算回路７１０の他方は、Ｑ成分を出力する。 図３０は、サブ基板７０３の変形例の構成を示すブロック図である。図３０に 示すように、４つの信号ＳＧ₁，ＳＧ₂，ＳＧ₃，ＳＧ₄は、分割器７０７によって 、それぞれ少なくとも２つの分岐信号（図示の場合は２つ）に分割される。分割 器７０７から出力される分岐信号は、減算／加算回路７１１に供給される。減算 ／加算回路７１１の出力信号は、調整可能な利得ｇ₁，ｇ₂，ｇ₃，ｇ₄を有する増 幅器７１２によってそれぞれ増幅され、これらの利得は、コントロールバス７３ ４に接続された制御装置７３０によってそれぞれ制御される。増幅された出力信 号は、２つの加算回路７１３に供給され、加算回路７１３の一方は、受信された 変調ＲＦ信号のＩ成分を出力し、加算回路７１３の他方は、Ｑ成分を出力する。 Ｓ₁がＲＦ信号の変調を表し、信号Ｓ₂がＬＯ発振器の複素数値を表すすると以 下の関係が成立する。（以下の式においては、ＬＯの基準位相をゼロとしている 。） 実際、Ｉ／Ｑ復調器は、信号Ｓ₁と信号Ｓ₂の複素数比、すなわち局部発振器に 対する相対的振幅及び位相を検出する。振幅比はｄで表され、ψは位相差を表す 。 図３０のトポロジーでは、以下に示す複素数値（Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃）が得られ、 これらは、パワーセンサに入力される。係数Ｋ_mwは、ポートｎからパワーセンサ のポートｍへの伝達関数を表す。 Ｓ２は定数値を有する、すなわち、例えばＬＯがその信号電力レベルを変化さ せないものとする。その場合、式（１０）にあるような新たな変数Ｖ_dcを導入す ることができる。 Ｐ₁，Ｐ₂，Ｐ₃は、理想的なダイオード（図１３参照）によって電力が検出さ れた後に存在する低周波数の電圧（疑似ＤＣ電圧）である。θの値は、図５の構 成における位相シフト量に対応している。 式（３）を計算することにより、最終の式（１６），（１７）を得ることがで きる。 特殊な場合、例えばθ＝４５°、ｋ₁₁＝１／２、ｋ₁₂＝０、ｋ₂₁＝１／４、ｋ₂₂ ＝１／４、ｋ₃₁＝１／８、ｋ₃₂＝１／２に対して位相シフトが４５°であると き、Ｉ出力、Ｑ出力に対して簡略化した式を（１８）、（１９）を得ることがで きる。 ＶＩ．ｎポート接合装置の較正（図３１） 本発明に係るｎポート接合装置の較正プロセスについて、図３１を参照しなが ら説明する。この図３１は、ｎポート接合装置を、例えば５ポート接合装置４０ １としたときの構成を示すブロック図で ある。 以下、５ポート接合装置の較正方法を説明する。 較正方法は、２つの工程で行うことができる。較正方法の１サイクルは、対象 の各ＬＯ電力レベル及び対象の特定の主要周波数に対して行われる。 第１工程 ５ポート接合装置の入力（例えば、図１のＲＦ信号１）には、所定の信号シー ケンスが供給される。この所定の較正信号は、例えば少なくとも５つの異なる位 相のデータでＰＳＫ変調された信号であり、順次異なる電力レベルと任意の位相 を有する。局部発振器の（較正係数の算出に必要とされる）電力レベルは、ほぼ 分かっている。較正方法の結果、非理想的なＲＦ回路を克服するための較正係数 が算出される。 第２工程 さらに、２つの信号（少なくとも２つの異なる位相を有するＲＦ信号）が、回 路に供給される。前工程の較正係数を適用した後、更なる２つの較正係数（複素 数）、すなわち入力されたＬＯの大きさ及び位相について想定した値を、特定の 装置の実際の値に対して補償する較正係数が算出される。更なる較正係数を算出 するための式は、以下のように表すことができる。 正しい値＝（標準較正係数を有する）検出値×ＡＡ（複素数）＋ＢＢ（複素数） これは、複素線形変換として数学的に表現することができる。 なお、この更なる較正を、移相器の値の補償に対処するのに用いることもでき る。これは、移相器が周波数に依存して信号の位相を シフトし、及び回路の較正を１つの周波数のみで行うときに該当する。 なお、装置の動作中にＬＯ電力が変化すると、較正方法（工程２）が繰り返さ れ、線形変換に関する複素係数が記憶される。 図３１は、本発明に係るＩ／Ｑ復調器の較正を行うための構成を示すブロック 図である。これにより、所定の較正シーケンスが発生する（較正シーケンス発生 器７４５）。所定の較正シーケンスは、アップコンバートされるとともに（アッ プコンバータ７４６）、５ポート接合装置７０１の１つの入力ポートに（較正方 法中、受信信号の代わりに）供給される。 第１の具体例では、ディジタル信号処理装置７１９は、この所定の較正シーケ ンスを実際に検出されたＩ／Ｑ成分と比較して、特に５ポート接合装置７０１の 不完全性を補償するのに必要な振幅の利得を求める。求められた振幅の利得の値 は、較正が一旦行われると、制御装置のメモリ７４７に記憶される。 アップコンバータ７４６は、発生された所定の較正シーケンスを、アンテナ７ ２６によって受信される周波数に変換する。アップコンバータ７４６は、本発明 に係るＩ／Ｑ復調器を備える送受信機（transceiver）の一部である。 一具体例では、ディジタル信号処理装置７１９と較正シーケンス発生器７４５ を、内部ブロック（internal block）として（アナログ回路基板７０２及び５ポ ート接合装置７０１と同じチップに配置された）Ｉ／Ｑ復調器に取り付けるよう にしてもよい。 本発明に基づいてＩ／Ｑ復調器を較正するための本発明の他の具体例では、図 ３１に破線で示すように、電力検出器Ｐ₁，Ｐ₂，Ｐ₃， Ｐ₄のアナログ出力信号は、Ａ／Ｄ変換器７１４によってＡ／Ｄ変換され、Ａ／ Ｄ変換器７１４からのディジタル信号は、較正利得を算出するためのＤＳＰ７１ ９に入力される。Ａ／Ｄ変換器７１４は、例えば高分解度（少なくとも１２ビッ ト）を有する必要があるが、高速である必要はない。この具体例では、Ａ／Ｄ変 換器７１４、ＤＳＰ装置７１９と及び較正シーケンス発生器７４５は、Ｉ／Ｑ復 調器を製造するときに、外部ブロック（external block）として１回のみ取り付 けられる。この場合、Ｉ／Ｑ復調器を製造するときに、Ａ／Ｄ変換器７１４は、 Ｉ／Ｑ復調器のコントロールピン（図示せず）に取り付けられ、同時に、所定の 較正シーケンスを含む較正信号が、５ポート接合装置７０１の入力ポートに供給 される。 較正技術の第２の具体例は、受信信号（アンテナ７２６）に対して用いられて いる変調方法が予め分かっていないときに、有益である。 しかしながら、（ｍ）ＰＳＫ、（ｎ）ＱＡＭの場合のように変調状態が分かっ ている場合、そして、例えばＱＰＳＫが用いられるとともにチャネルが高速で変 化しないときは、第１の具体例が好ましい。 Ｉ／Ｑ出力回路７３３の後段に、さらにＤＣ増幅器を設けるようにしてもよい 。また、Ｉ及びＱ出力に基づいて信号の大きさ及び位相を完全にアナログ処理で 算出するために、Ｉ／Ｑ出力回路７３３の後段に、さらに回路網を設けるように してもよい。ＶＩＩ．本発明に係るｎポート接合装置の素子の内部構造（図３２〜図３７） 図３２ａ〜３２ｃに、マイクロストリップ技術（microstrip tec hnology）で実現した利用可能な分布定数素子の構造を示す図である。図３２ａ は、受動電力分配器を実現するマイクロストリップリング８２９の構造を示す図 である。図３２ｂは、受動電力分配器を実現するマイクロストリップパッチ８３ ０の構造を示す図である。図３２ｃは、マイクロストリップ技術によって実現さ れた受動３ポート機構の構造を、任意の整合回路とともに示す図である。 マイクロストリップリング８２９及びマイクロストリップパッチ８３０の角α ，βは、パワーセンサＰ₁が取り付けられるポートと受動３ポート機構の分離を 確実にするように選択される。なお、リング及びパッチの直径及び角度は、対象 とする特定の周波数に応じて選択されるとともに、リングに沿ったストリップ導 体の幅も周波数に応じて変化する。また、図３２ｃの３ポート機構を実現するマ イクロストリップとては、異なるストリップ幅を用いることができる。 図３３は、マイクロストリップ線路の技術の代わりに、コプレーナ線路の技術 として提案した分布定数の技術で実現した受動３ポート機構の構造を示す図であ る。 ４ポート機構（又は３ポート機構における電力分配器）に、抵抗、主としてデ ィスクリート素子を用いる場合、移相素子を実現する方法として２つの選択肢が ある。 ａ）図３６に示すような分布定数の技術を用いる。この場合、移相素子は、伝 送線路８１７、８１８によって実現されるが、この伝送線路は、直線的でなくて もよい（伝送線路の長さを最小化するために曲線状であってもよい）。 ｂ）図３４に示すようなディスクリートＬＣ素子を用いる。 図３４ａ〜３４ｃに、３つの異なるケースを示す。図３４ａに示 すように、移相素子（phase shifting element）は、少なくとも１つのコイル（ inductivity）コイルＬ₃と１つのコンデンサ（capacitor）Ｃ₃によって実現する ことができ、これらは１つのＣＬセル８１０を構成する。 また、図３４ｂに示すように、移相素子は、２つのコンデンサＣ₁と１つのコ イルＬ₁からなるπ型ＬＣ回路網８１１によって実現することができる。 また、図３４ｃに示すように、移相素子は、Ｔ字状に接続された２つのコイル Ｌ₁、Ｌ₂と１つのコンデンサＣ₂からなるＴ型ＬＣ回路網８１２によって実現す ることができる。 図３５は、パワーセンサＰ_x（０＜ｘ＜４、ｘは整数）の内部構成を示すブロ ック図である。パワーセンサＰ_xは、本質的に、少なくとも１つの検出ダイオー ド８１３と、任意の整合回路網８１４と、任意のバイアス素子８１５と、ダイオ ード温度特性を補償する任意の補償ハードウェア８１６とを備えている。任意の 整合回路網８１４は、例えば周波数に依存しない素子（例えば抵抗素子を用いる ）によって実現され、パワーセンサの入力インピーダンスをシステムの特性イン ピーダンス（通常、５０Ω又は７５Ω）に変換する。バイアス素子８１５は、用 いられたダイオードプロセスの技術及び外部システムの条件に応じて適用される ときに、検出ダイオード８１３の感度を増加させるものである。任意の補償ハー ドウェア８１６は、検出信号が前に割り当てられた閾値電圧を超えたときに、温 度の影響又はダイオードの非線形性を最小化するために、検出電力（通常、ＤＣ 電圧）の情報を自動的に変更するものである。勿論、これらの機能は、ディジタ ル信号処理装置８２６において、ソフトウェアに より、２つの入力ＲＦ信号の複素数比を計算するための測定された電力値を用い て訂正することもできる。 図３６ａ〜３６ｃは、分布定数の技術を用いて実現された移相素子の構造を示 す図である。図３６ａに示すように、移相素子は、マイクロストリップ線路８１ ７によって実現することができる。また、図３６ｂに示すように、移相素子は、 コプレーナストリップ８１８によって実現することができる。また、図３６ｃに 示すように、移相素子は、コプレーナ線路８１９として実現することができる。 本発明に係る５ポート接合装置を、５ポートダイレクト受信機として用いる場 合、通常、ＲＦ信号が回路内（図１参照）に供給されるポートのうちの１つには 、に示す局部発振（ＬＯ）回路８２０からＲＦ信号が供給される。ＬＯ回路８２ ０は、図３７に示すように、局部発振器８２１を備えるとともに、任意に、電力 制御ハードウェア回路８２３と、ＰＬＬ回路８２４と、周波数制御回路８２５と 、分離機能を有する回路８２２とを備えている。 産業上の利用可能性 以上の説明でも明らかなように、５ポートダイレクト受信機と従来の６ポート ダイレクト受信機のトポロジーの主たる違いは、５ポートトポロジーが局部発振 器２１の電力レベルを（オンラインで）測定する必要がない点である。このアプ ローチを用いることにより、ＲＦ側においても（抵抗器又はＲＦ回路をより少な くし、）、ベースバンド側においても（１つのＡ／Ｄ変換器に関連した増幅器及 びローパスフィルタをより少なくし）、トポロジーを非常に簡単にす ることができる。入力されるＬＯの電力レベルに関する必要な情報は、較正プロ セスによって得られ、較正プロセスは、（装置の製造及び組立工程から見て）オ フラインでもオンラインでも行うことができる。これは、ロック時の電力及び局 部発振器８２１の電力が変化しないときに、特に有利である。いずれの場合でも 、較正方法は、本発明を用いたときの局部発振器の全ての電力レベルに対して都 合が良い。 提案した５ポートトポロジーは、５ボートダイレクト受信機の用途に採用され る。この５ポートトポロジーは、特に、広周波数帯域を対する解決法として説明 及び提案してきた。提案した技術を利用したディスクリート解決法を用いる場合 、広周波数帯域での解決法は、１０ＧＨｚより低い周波数領域に対しても可能で ある。提案したトポロジーでは、ディスクリート解決法及び分布定数解決法のい ずれにおいても必要とされる面積を最小化するとともに、簡単な抵抗器のトポロ ジーによって実現することができる。この提案した５ポートトポロジーでは、従 来の６ポートトポロジーと比較して、必要とされる回路を少なくすることができ るが、ＬＯの電力レベルに関する情報の影響を低減するためには、較正が必要で ある。本発明に係るトポロジーは、局部発振器８２１の電力レベルが変化しない か、又は予めプログラムされた固定値を有する場合、すなわち入力ＲＦ信号が、 本発明に係る５ポート接合機構の入力ポートに入力される前に、ＡＧＣ又はプロ グラマブル能ステップ減衰器によって調整されている場合に、特に有効である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 ９８１０８８３５．４ (32)優先日 平成10年５月14日(1998．5．14) (33)優先権主張国 ヨーロッパ特許庁（ＥＰ） (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ， ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，Ｄ Ｋ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ， ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，Ｌ Ｔ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ， ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，Ｕ Ａ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ (72)発明者 クルペシェビッチ ドラガン ドイツ連邦共和国 ディー―70372 シュ トゥトガルト ソデネールシュトラーセ 31 (72)発明者 ドレ トーマス ドイツ連邦共和国 ディー―70378 シュ トゥトガルト バルテンシュトラーセ 50 (72)発明者 コンシャック ティノ ドイツ連邦共和国 ディー―70567 シュ トゥトガルト アルフォン―ハーテル―ウ ェッグ 13

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．変調されたディジタルＲＦ信号を処理するｎポート接合装置において、ｎは ３より大きい整数であり、 少なくとも２つのＲＦ入力ポート（４，５）と、 互いに接続された２つの受動信号結合手段（２，３）と、 少なくとも２つのパワーセンサ（Ｐ₁，Ｐ₂）とを備え、 上記受動信号結合手段（２，３）は、それぞれ上記ＲＦ入力ポート（４，５） の少なくとも一方に接続され、上記受動信号結合手段（２，３）はそれぞれ、少 なくとも１つの出力ポート（６，７）と、１つのパワーセンサ（Ｐ₁，Ｐ₂）に接 続された出力ポート（７，７）とを有することを特徴とするｎポート接合装置。 ２．上記２つの受動信号結合手段（２，３）は、移相素子（１０）を介して互い に接続されていることを特徴とする請求の範囲第１項記載のｎポート接合装置。 ３．上記ＲＦ入力ポートのうちの１つには、局部発振器（４２０，５２０，６２ ０）が発生したＲＦ信号が供給されることを特徴とする請求の範囲第１項又は第 ２項記載のｎポート接合装置。 ４．上記受動信号結合手段は、それぞれ抵抗回路網によって構成されていること を特徴とする請求の範囲第１項乃至第３項のいずれか１項記載のｎポート接合装 置。 ５．上記受動信号結合手段は、マイクロストリップ線路の回路網によって構成さ れていることを特徴とする請求の範囲第１項乃至第４項のいずれか１項記載のｎ ポート接合装置。 ６．上記受動信号結合手段は、コフルーナ線路によって構成されていることを特 徴とする請求の範囲第１項乃至第４項のいずれか１項記載のｎポート接合装置。 ７．上記受動信号結合手段は、円形のマイクロストリップパッチによって構成さ れていることを特徴とする請求の範囲第１項乃至第５項のいずれか１項記載のｎ ポート接合装置。 ８．それぞれ１つのパワーセンサ（Ｐ₁，Ｐ₂）に接続された２つの３ポート接合 装置（４０６，４０７）として構成された２つの受動信号結合手段からなる４ポ ート接合装置（４０１）であることを特徴とする請求の範囲第１項乃至第７項の いずれか１項記載のｎポート接合装置。 ９．ＬＯ／ＲＦ分離機能が得られるような２つのハイブリッド回路（４６０，４ ６１）を備える４ポート接合装置（４０１）であることを特徴とする請求の範囲 第１項乃至第７項のいずれか１項記載のｎポート接合装置。 １０．入力ＲＦ信号を分離する機能を有する少なくとも１つの移相器を備える４ ポート接合装置（４０１）からなり、上記各入力ＲＦ 信号は、２つの分岐信号に分割されるとともに他方のＲＦ信号からの第２の分岐 信号と結合されることを特徴とする請求の範囲第１項乃至第７項のいずれか１項 記載のｎポート接合装置。 １１．上記ＲＦ入力ポートの少なくとも１つにおいて、ＲＦ信号と整合負荷（４ ５０）との切換を行うためのスイッチ（４５１，４５４）を備えることを特徴と する請求の範囲第８項乃至第１０項のいずれか１項記載のｎポート接合装置。 １２．２つのパワーセンサに接続された４ポート接合装置（５０１）と、１つの パワーセンサに接続された３ポート接合装置（５０２）として構成された２つの 受動信号結合手段からなる５ポート接合装置であることを特徴とする請求の範囲 第１項乃至第７項のいずれか１項記載のｎポート接合装置。 １３．ＬＯ／ＲＦ分離機能が得られるような２つのハイブリッド回路（５６０， ５６１）を備える５ポート接合装置（５０１）であり、上記ハイブリッド回路は 、９０°又は１８０°のハイブリッド回路であることを特徴とする請求の範囲第 １項乃至第７項のいずれか１項記載のｎポート接合装置。 １４．入力ＲＦ信号を分離する機能を有する少なくとも１つの移相器を備える５ ポート接合装置（５０１）からなり、上記各入力ＲＦ信号は、２つの分岐信号に 分割されるとともに他方のＲＦ信号からの第２の分岐信号と結合されることを特 徴とする請求の範囲第１項 乃至第１３項のいずれか１項記載のｎポート接合装置。 １５．それぞれ２つのパワーセンサに接続された２つの４ポート接合装置（５０ １，５０２）として構成された２つの受動信号結合手段からなる６ポート接合装 置であることを特徴とする請求の範囲第１項乃至第７項のいずれか１項記載のｎ ポート接合装置。 １６．変調されたディジタルＲＦ信号を受信するダイレクト受信機において、 請求の範囲第１項乃至第１５項のいずれか１項記載のｎポート接合装置を備え るダイレクト受信機。 １７．請求の範囲第１６項記載のダイレクト受信機を備える移動通信装置。 １８．請求の範囲第１項乃至第１５項のいずれか１項記載のｎポート接合装置の 較正方法において、 上記ｎポート接合装置のＲＦ入力ポートのうちの１つに、所定の較正信号を供 給するｎポート接合装置の較正方法。 １９．変調されたディジタルＲＦ信号を処理するＲＦ信号処理方法において、 ｎは３より大きい整数であり、それぞれ入力ポート（４，５）を有し、互いに 接続された２つの受動信号結合手段（２，３）を備えるｎポート接合装置の上記 ２つの入力ポート（４，５）に、変調デ ィジタルＲＦ信号を含むＲＦ信号を供給し、 上記受動信号結合手段（２，３）のそれぞれからの少なくとも１つの出力信号 を、パワーセンサ（Ｐ₁，Ｐ₂）に供給するＲＦ信号処理方法。 ２０．上記ＲＦ入力ポートのうちの１つに、局部発振器（４２０，５２０，６２ ０）で発生されたＲＦ信号を供給することを特徴とする請求の範囲第１９項記載 のＲＦ信号処理方法。 ２１．上記パワーセンサ（Ｐ₁，Ｐ₂）の出力信号を、アナログ処理によってＩ／ Ｑ復調することを特徴とする請求の範囲第１９項又は第２０項記載のＲＦ信号処 理方法。 ２２．上記ｎポート接合装置は、４ポート接合装置であり、上記パワーセンサの 出力信号は、少なくとも１つの遅延線を介してアナログ処理基板に供給されるこ とを特徴とする請求の範囲第２１項記載のＲＦ信号処理方法。 ２３．上記ｎポート接合装置は、５ポート接合装置であり、上記パワーセンサの 出力信号は、ＤＣインターフェースからアナログ処理基板に直接供給され、上記 アナログ処理基板にはＤＣ電位がさらに供給されることを特徴とする請求の範囲 第２１項記載のＲＦ信号処理方法。 ２４．上記ｎポート接合装置は、６ポート接合装置であり、上記パ ワーセンサの出力信号は、ＤＣインターフェースからアナログ処理基板に直接供 給されることを特徴とする請求の範囲第２１項記載のＲＦ信号処理方法。 ２５．上記パワーセンサ（Ｐ₁，Ｐ₂）の出力信号に加えて、少なくとも１つの調 整可能なＤＣ電圧をアナログ処理に用いることを特徴とする請求の範囲第２１項 記載のＲＦ信号処理方法。