JP2000151554A - 周波数偏差を判定する方法、受像機を多重搬送波信号に同調する方法及び多重搬送波放送信号受像機 - Google Patents
周波数偏差を判定する方法、受像機を多重搬送波信号に同調する方法及び多重搬送波放送信号受像機Info
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- Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【解決手段】 先ず、時間領域で同調の微調整を行い、
次に粗周波数偏差を判定して受像機が同調される副搬送
波へと調整することによって受像機が多重搬送波信号へ
と同調される。粗周波数偏差は１つの周波数偏差に関連
する所定の副搬送波の集合の出力を加算し、この手順を
他の周波数偏差についても繰り返し、最大の合計が他の
合計と所定の関係にあるか否かが判定される。 【効果】 合計を判定する場合に最大の出力を無視する
ことによって識別がし易くなる。好適には、合計は複数
の記号周期にわたって積分され、所定の関係に達した場
合に動作を終了することによってロック・イン速度が高
まる。
次に粗周波数偏差を判定して受像機が同調される副搬送
波へと調整することによって受像機が多重搬送波信号へ
と同調される。粗周波数偏差は１つの周波数偏差に関連
する所定の副搬送波の集合の出力を加算し、この手順を
他の周波数偏差についても繰り返し、最大の合計が他の
合計と所定の関係にあるか否かが判定される。 【効果】 合計を判定する場合に最大の出力を無視する
ことによって識別がし易くなる。好適には、合計は複数
の記号周期にわたって積分され、所定の関係に達した場
合に動作を終了することによってロック・イン速度が高
まる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、例えば同期化の
目的のために出力を増強したパイロット副搬送波を使用
したような多重搬送波通信システムでの周波数同期化の
分野に関する。本発明は特に、例えばデジタル・ビデオ
放送受像機のようなＯＦＤＭ（OrthogonalFrequency Di
vision Multiplex）信号用の受像機の同調に関するが、
これに限定されるものではない。
目的のために出力を増強したパイロット副搬送波を使用
したような多重搬送波通信システムでの周波数同期化の
分野に関する。本発明は特に、例えばデジタル・ビデオ
放送受像機のようなＯＦＤＭ（OrthogonalFrequency Di
vision Multiplex）信号用の受像機の同調に関するが、
これに限定されるものではない。
【０００２】
【従来の技術】多重搬送波通信システムはデータ伝送お
よびその他の補助機能用に等間隔を隔てた多数の副搬送
波を利用している。復調プロセスを適正に行うため、こ
のようなシステム用に開発された受像機は極めて僅かな
残留周波数偏差で周波数ロックされなければならない。
周波数ロックを容易にするため、あるクラスの多重搬送
波通信システムは、増強された出力を有する選択された
副搬送波で送信されるパイロットの集合を利用してい
る。選択されたこれらの副搬送波はサイドローブが低い
ことを特徴とする最適な自己相関を伴うパイロット挿入
パターンを形成する必要がある。
よびその他の補助機能用に等間隔を隔てた多数の副搬送
波を利用している。復調プロセスを適正に行うため、こ
のようなシステム用に開発された受像機は極めて僅かな
残留周波数偏差で周波数ロックされなければならない。
周波数ロックを容易にするため、あるクラスの多重搬送
波通信システムは、増強された出力を有する選択された
副搬送波で送信されるパイロットの集合を利用してい
る。選択されたこれらの副搬送波はサイドローブが低い
ことを特徴とする最適な自己相関を伴うパイロット挿入
パターンを形成する必要がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】図１はノイズや干渉が
なく、かつ通信チャネルにひずみがない理想的な場合に
受像機によって再構成されるＤＦＴ係数に関連する出力
の例を示している。しかし、実際の適用においては、受
信された信号は広帯域ノイズ並びに様々な干渉源によ
り、ある周波数で発生される強力な狭帯域ノイズによっ
て損なわれる。更に、通信チャネルの伝達関数が未だ修
正されていない場合には、チャネル自体に振幅と位相の
双方のひずみが誘発される。図２はある副搬送波周波数
で出現する周波数選択的なフェージング、ノイズおよび
強い干渉の複合的な作用に起因するひずみを示してい
る。図示のとおり、この場合はパイロット副搬送波とデ
ータ副搬送波との識別はより一層困難であり、その結
果、周波数ロック用に使用されるいずれのシステムも性
能が劣化する。
なく、かつ通信チャネルにひずみがない理想的な場合に
受像機によって再構成されるＤＦＴ係数に関連する出力
の例を示している。しかし、実際の適用においては、受
信された信号は広帯域ノイズ並びに様々な干渉源によ
り、ある周波数で発生される強力な狭帯域ノイズによっ
て損なわれる。更に、通信チャネルの伝達関数が未だ修
正されていない場合には、チャネル自体に振幅と位相の
双方のひずみが誘発される。図２はある副搬送波周波数
で出現する周波数選択的なフェージング、ノイズおよび
強い干渉の複合的な作用に起因するひずみを示してい
る。図示のとおり、この場合はパイロット副搬送波とデ
ータ副搬送波との識別はより一層困難であり、その結
果、周波数ロック用に使用されるいずれのシステムも性
能が劣化する。
【０００４】図３は２つの成分すなわち分数部分ξ△ｆ
ｃと粗周波数偏差Ｊ△ｆｃとを有する全周波数偏差△ｆ
を示しており、但しＪは図示した例では２であり、△ｆ
ｃは副搬送波分離である。多重搬送波通信システムでは
分数周波数偏差を評価し、かつ修正するために幾つかの
時間領域方法を利用できる。しかし、粗周波数偏差を評
価するために提案されている方法の大多数は、識別され
ようとする信号間の周知の位相関係を利用する可干渉性
の処理に基づいている。このような方法は、チャネル伝
達関数が未だ修正されていない場合には、周波数獲得プ
ロセスを開始するにはそれほど適してはいない。
ｃと粗周波数偏差Ｊ△ｆｃとを有する全周波数偏差△ｆ
を示しており、但しＪは図示した例では２であり、△ｆ
ｃは副搬送波分離である。多重搬送波通信システムでは
分数周波数偏差を評価し、かつ修正するために幾つかの
時間領域方法を利用できる。しかし、粗周波数偏差を評
価するために提案されている方法の大多数は、識別され
ようとする信号間の周知の位相関係を利用する可干渉性
の処理に基づいている。このような方法は、チャネル伝
達関数が未だ修正されていない場合には、周波数獲得プ
ロセスを開始するにはそれほど適してはいない。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の諸側面は添付の
特許請求の範囲に記載されている。
特許請求の範囲に記載されている。
【０００６】本発明の好適な実施例によって、未修正の
通信チャネルによって激しくひずみ、かつ、広帯域ノイ
ズと強い狭帯域干渉によって損なわれることがある受信
信号を適切に処理することによって、粗周波数偏差の評
価が可能になる。
通信チャネルによって激しくひずみ、かつ、広帯域ノイ
ズと強い狭帯域干渉によって損なわれることがある受信
信号を適切に処理することによって、粗周波数偏差の評
価が可能になる。
【０００７】好適な実施例に基づいて、信号処理装置は
複数の周波数偏差候補の各々について、副搬送波の集合
の出力の合計を算出することによって、同調目的のため
に周波数偏差を判定するものである。ある条件が満たさ
れると、上記の合計のうちの最大のものに関連する周波
数偏差が同調を調整するために利用される。
複数の周波数偏差候補の各々について、副搬送波の集合
の出力の合計を算出することによって、同調目的のため
に周波数偏差を判定するものである。ある条件が満たさ
れると、上記の合計のうちの最大のものに関連する周波
数偏差が同調を調整するために利用される。
【０００８】好適には、各周波数偏差候補について、出
力の合計は副搬送波出力のうち最大であるＵを排除す
る。但し、Ｕは１以上の整数である。それによって強力
な干渉信号の結果としての周波数偏差選択における誤り
が回避される。
力の合計は副搬送波出力のうち最大であるＵを排除す
る。但し、Ｕは１以上の整数である。それによって強力
な干渉信号の結果としての周波数偏差選択における誤り
が回避される。
【０００９】好適には、関連する出力の合計が、他の周
波数偏差に関連する出力の合計の少なくとも幾つかと所
定の関係にある場合にのみ、同調目的のために周波数偏
差が選択される。好適には、最大の合計は次に最大であ
るＬの出力合計の平均値と所定の関係になければなら
ず、但し、Ｌは１以上の整数である。
波数偏差に関連する出力の合計の少なくとも幾つかと所
定の関係にある場合にのみ、同調目的のために周波数偏
差が選択される。好適には、最大の合計は次に最大であ
るＬの出力合計の平均値と所定の関係になければなら
ず、但し、Ｌは１以上の整数である。
【００１０】好適には、各周波数偏差に関連する出力の
合計は、目標の周波数偏差をより高い信頼性で判定する
ために複数の記号周期にわたって積分される。好適に
は、この動作は、所定の判定基準が満たされると停止さ
れ、この判定基準は適正な周波数偏差が判定されたこと
を高度の信頼性を以って示すものである。このことは、
信頼できる周波数偏差の評価のために必要な記号周期の
数は予め定まっていないことを意味しており、ひいては
ロック・イン期間が可能な限り短縮される。
合計は、目標の周波数偏差をより高い信頼性で判定する
ために複数の記号周期にわたって積分される。好適に
は、この動作は、所定の判定基準が満たされると停止さ
れ、この判定基準は適正な周波数偏差が判定されたこと
を高度の信頼性を以って示すものである。このことは、
信頼できる周波数偏差の評価のために必要な記号周期の
数は予め定まっていないことを意味しており、ひいては
ロック・イン期間が可能な限り短縮される。
【００１１】可変的な観察期間を許容するため、目標周
波数偏差が判定されたことを確証する判定基準は観察の
ために利用される信号周期数の関数である。
波数偏差が判定されたことを確証する判定基準は観察の
ために利用される信号周期数の関数である。
【００１２】このようにして本発明は、粗周波数偏差の
信頼できる評価を判定するために必要な時間を最小限に
する逐次的な決定手順を利用した信号処理装置を提供す
るものである。
信頼できる評価を判定するために必要な時間を最小限に
する逐次的な決定手順を利用した信号処理装置を提供す
るものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】実施の形態１．次に添付図面を参
照して本発明の実施の形態を説明する。
照して本発明の実施の形態を説明する。
【００１４】デジタル放送受像機の形式の本発明の実施
の形態を、デジタル放送受像機のブロック図である図４
を参照して説明する。
の形態を、デジタル放送受像機のブロック図である図４
を参照して説明する。
【００１５】このデジタル放送受像機の従来形の部分
は、ＯＦＤＭ多重搬送波放送信号を受信するアンテナ１
と、受信した放送信号を増幅する無線周波数増幅器２
と、増幅された信号を中間周波数信号に逓降変換するミ
キサ３と、中間周波数信号を増幅する中間周波数増幅器
４と、増幅された中間周波数信号を復調して同相（Ｉ）
および直角位相（Ｑ）ベースバンド信号を生成する直交
復調器５と、これらのベースバンド信号を複素値デジタ
ル信号に変換するアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）
６と、前記デジタル信号を離散フーリエ変換して各々の
副搬送波について副記号データを得るための高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）プロセッサ７と、副記号データ中のエ
ラーを検出し、かつ修正するエラー修正プロセッサ８
と、副記号データが供給される出力端子９と、電圧制御
発振器（ＶＯＣ）１０とを備える。電圧制御発振器１０
は、ＯＦＤＭ放送周波数と所定量だけ異なる周波数に同
調された信号をミキサ３に供給する局部発振器として使
用されている。この発振器１０は、ＦＦＴプロセッサ７
の出力と結合された同調コントローラ１０１から制御信
号を受信する。
は、ＯＦＤＭ多重搬送波放送信号を受信するアンテナ１
と、受信した放送信号を増幅する無線周波数増幅器２
と、増幅された信号を中間周波数信号に逓降変換するミ
キサ３と、中間周波数信号を増幅する中間周波数増幅器
４と、増幅された中間周波数信号を復調して同相（Ｉ）
および直角位相（Ｑ）ベースバンド信号を生成する直交
復調器５と、これらのベースバンド信号を複素値デジタ
ル信号に変換するアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）
６と、前記デジタル信号を離散フーリエ変換して各々の
副搬送波について副記号データを得るための高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）プロセッサ７と、副記号データ中のエ
ラーを検出し、かつ修正するエラー修正プロセッサ８
と、副記号データが供給される出力端子９と、電圧制御
発振器（ＶＯＣ）１０とを備える。電圧制御発振器１０
は、ＯＦＤＭ放送周波数と所定量だけ異なる周波数に同
調された信号をミキサ３に供給する局部発振器として使
用されている。この発振器１０は、ＦＦＴプロセッサ７
の出力と結合された同調コントローラ１０１から制御信
号を受信する。
【００１６】分数周波数偏差は、ＡＤＣ６の出力を受け
るように結合された周波数微調整回路１０２を利用し
て、利用できる当業者には公知の時間領域技術の１つを
用いて既に修正されたものと想定する。同様に、記号の
タイミングは既に評価されているので、受信された信号
を最小限のタイミング・エラーで効率良くサンプリング
できるものと想定する。
るように結合された周波数微調整回路１０２を利用し
て、利用できる当業者には公知の時間領域技術の１つを
用いて既に修正されたものと想定する。同様に、記号の
タイミングは既に評価されているので、受信された信号
を最小限のタイミング・エラーで効率良くサンプリング
できるものと想定する。
【００１７】周波数粗調整回路１０３は、それぞれの副
搬送波が確実に適正位置にあるようにするために用いら
れる。
搬送波が確実に適正位置にあるようにするために用いら
れる。
【００１８】指標Ｋ1,Ｋ2,...ＫPを有する副搬送波で送
信されたＰ個のパイロットがあるものと想定してみる。
順序付けされたこれらの指標集合をパイロット挿入パタ
ーンと呼ぶことにする。更に、複数の副搬送波間隔内で
測定された可能な粗周波数偏差の範囲が、以下のものと
想定する。
信されたＰ個のパイロットがあるものと想定してみる。
順序付けされたこれらの指標集合をパイロット挿入パタ
ーンと呼ぶことにする。更に、複数の副搬送波間隔内で
測定された可能な粗周波数偏差の範囲が、以下のものと
想定する。
【００１９】（−Ｊmin、−Ｊmin+1、．．．、−1、0
、1、．．．Ｊmax−1、Ｊmax)
、1、．．．Ｊmax−1、Ｊmax)
【００２０】従って、可能性がある偏差の総数は(Ｊmin
+Ｊmax+1)に等しい。
+Ｊmax+1)に等しい。
【００２１】図５は、粗周波数偏差の非干渉性評価のた
めの周波数粗調整回路１０３のブロック図である。復調
目的のために離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行うＦＦＴ
プロセッサ７の出力は、出力セレクタおよびマルチプレ
クサ（ＯＭＳ：Output Selector and Multiplexer）２
０の入力に接続される。ＯＭＳは(Ｊmin+Ｊmax+1)の出
力チャネルを有しており、各チャネルはパイロット挿入
パターンのそれぞれの周波数偏移バージョンに対応する
Ｐの複合ＤＦＴ係数をそれぞれ提供する。これらの係数
はＤＦＴ係数を処理するための(Ｊmin+Ｊmax+1)のトリ
ミングおよび加算ユニット（ＴＳＵ：Trimming and Sum
ming Unit）２２に送られ、これらの係数はオリジナル
のパイロット挿入パターンおよび、可能性がある全ての
粗周波数偏差によって周波数偏移される(Ｊmin+Ｊmax）
パージョンとを表すものである。
めの周波数粗調整回路１０３のブロック図である。復調
目的のために離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行うＦＦＴ
プロセッサ７の出力は、出力セレクタおよびマルチプレ
クサ（ＯＭＳ：Output Selector and Multiplexer）２
０の入力に接続される。ＯＭＳは(Ｊmin+Ｊmax+1)の出
力チャネルを有しており、各チャネルはパイロット挿入
パターンのそれぞれの周波数偏移バージョンに対応する
Ｐの複合ＤＦＴ係数をそれぞれ提供する。これらの係数
はＤＦＴ係数を処理するための(Ｊmin+Ｊmax+1)のトリ
ミングおよび加算ユニット（ＴＳＵ：Trimming and Sum
ming Unit）２２に送られ、これらの係数はオリジナル
のパイロット挿入パターンおよび、可能性がある全ての
粗周波数偏差によって周波数偏移される(Ｊmin+Ｊmax）
パージョンとを表すものである。
【００２２】各々のＴＳＵ２２の機能ブロック図を図６
に示す。ＴＳＵは下記の演算を行う。
に示す。ＴＳＵは下記の演算を行う。
【００２３】先ず、ブロック２２２で、各複合ＤＦＴ係
数を用いて、 ｑ＝ｘ2＋ｙ2 が計算され、但し、ｘとｙはＤＦＴ係数のそれぞれ実部
と虚部である。全ての出力値がブロック２２４で累算器
２によって加算される。更に、これらの出力値はブロッ
ク２２６で分類される。最大値Ｕ（Ｕは１、または好適
には１より大きい整数である）がブロック２２８で累算
器１によって合計される。次に２３０で、その結果が２
２４で計算された合計値から差し引かれる。このように
して、Ｕの最大値ｑを無視し、かつ残りの（Ｐ−Ｕ）の
値を加算することで“トリミングされた”合計Ｓが形成
される。トリミングの目的は、異なる等級の信号を表す
配分間での統計的な距離を増大することで、それらを識
別し易くすることにある。その効果は、大きい出力の検
出により、正しい周波数偏差が見出されたという誤った
仮定を回避することにあり、その場合、これらの大きい
出力は実際には、例えば強力な干渉信号の結果なのであ
る。Ｕの値は経験式に選択することができる。
数を用いて、 ｑ＝ｘ2＋ｙ2 が計算され、但し、ｘとｙはＤＦＴ係数のそれぞれ実部
と虚部である。全ての出力値がブロック２２４で累算器
２によって加算される。更に、これらの出力値はブロッ
ク２２６で分類される。最大値Ｕ（Ｕは１、または好適
には１より大きい整数である）がブロック２２８で累算
器１によって合計される。次に２３０で、その結果が２
２４で計算された合計値から差し引かれる。このように
して、Ｕの最大値ｑを無視し、かつ残りの（Ｐ−Ｕ）の
値を加算することで“トリミングされた”合計Ｓが形成
される。トリミングの目的は、異なる等級の信号を表す
配分間での統計的な距離を増大することで、それらを識
別し易くすることにある。その効果は、大きい出力の検
出により、正しい周波数偏差が見出されたという誤った
仮定を回避することにあり、その場合、これらの大きい
出力は実際には、例えば強力な干渉信号の結果なのであ
る。Ｕの値は経験式に選択することができる。
【００２４】ＴＳＵは並行して動作するので、(Ｊmin+
Ｊmax+1)のトリミングされた合計は図５の２４に示した
分類および記憶レジスタ（ＳＳＲ：Sorting and Storin
g Register）の入力に同時に送られる。
Ｊmax+1)のトリミングされた合計は図５の２４に示した
分類および記憶レジスタ（ＳＳＲ：Sorting and Storin
g Register）の入力に同時に送られる。
【００２５】図７はＳＳＲ２４の機能ブロック図であ
る。ＳＳＲによって行われる動作は下記のように要約す
ることができる。ブロック３００で、ＴＳＵからのトリ
ミングされた合計Ｓを分類する、ブロック３０２で、ト
リミングされた合計のうち最大のものＳmaxを選択す
る、−ブロック３０４で、該最大のトリミングされた合
計に相当する偏移の値、すなわちＪ＊を記憶する、−ブ
ロック３０６で、“次に”最大であるＬのトリミングさ
れた合計についてその平均値ＡＶLを計算する、−上記
の３つの値を図５の２６に示した決定ブロック（ＤＢ：
Decision Block）に供給する。
る。ＳＳＲによって行われる動作は下記のように要約す
ることができる。ブロック３００で、ＴＳＵからのトリ
ミングされた合計Ｓを分類する、ブロック３０２で、ト
リミングされた合計のうち最大のものＳmaxを選択す
る、−ブロック３０４で、該最大のトリミングされた合
計に相当する偏移の値、すなわちＪ＊を記憶する、−ブ
ロック３０６で、“次に”最大であるＬのトリミングさ
れた合計についてその平均値ＡＶLを計算する、−上記
の３つの値を図５の２６に示した決定ブロック（ＤＢ：
Decision Block）に供給する。
【００２６】決定ブロック（ＤＢ）２６のブロック図を
図８に示す。この決定ブロックはブロック４００でＳＳ
Ｒ２４および記号周期カウンタ（ＳＰＣ：Symbol Perio
d Counter）２８（図５）によって与えられた情報を利
用して、下記の公式に従って、決定しきい値を判定す
る。
図８に示す。この決定ブロックはブロック４００でＳＳ
Ｒ２４および記号周期カウンタ（ＳＰＣ：Symbol Perio
d Counter）２８（図５）によって与えられた情報を利
用して、下記の公式に従って、決定しきい値を判定す
る。
【００２７】ＴＨ＝ＡＶL［１＋ｈ／√（ＬＭ）］
【００２８】但し、Ｍは観察のために用いられる記号周
期の数であり、ｈは、好適には０．６より大きい定数で
ある。ｈの値は、（誤ったロックにつながる）正しくな
い評価を得る可能性を低めることと、決定を行うのに必
要な総観察時間（ロックまでの時間）を短縮することと
の良好な調整を図るために経験的に選択してもよい。
期の数であり、ｈは、好適には０．６より大きい定数で
ある。ｈの値は、（誤ったロックにつながる）正しくな
い評価を得る可能性を低めることと、決定を行うのに必
要な総観察時間（ロックまでの時間）を短縮することと
の良好な調整を図るために経験的に選択してもよい。
【００２９】次に、ブロック４０２で、ＤＢはＳmaxの
値と計算されたしきい値ＴＨとを比較する。Ｓmaxがし
きい値ＴＨを超えている場合は、ブロック４０４で副搬
送波間隔の倍数で測定された粗周波数偏差の評価として
偏移値Ｊ＊ を用いる。しかし、しきい値ＴＨを超えな
い場合は、得られる情報は偏差の信頼できる評価を判定
するには不十分であり、次の記号周期から得られた追加
の観察を処理しなければならない。このような順次的決
定手順は、Ｓmaxがしきい値ＴＨを超えた場合に終了
し、または観察された記号周期の総数Ｍが所定の最大値
Ｍmaxに達した場合に打ち切られる。従って、極端な場
合、特にＭmaxの値が小さく、スペクトルひずみが激し
い場合は、周波数偏移の評価を得ずに順次手順を終了す
ることが可能である。ちなみに、装置が連続する全ての
記号周期を考慮に入れることが好適ではなるが、これは
必ずしも不可欠ではなく、例えば予備の周期を無視して
もよい。
値と計算されたしきい値ＴＨとを比較する。Ｓmaxがし
きい値ＴＨを超えている場合は、ブロック４０４で副搬
送波間隔の倍数で測定された粗周波数偏差の評価として
偏移値Ｊ＊ を用いる。しかし、しきい値ＴＨを超えな
い場合は、得られる情報は偏差の信頼できる評価を判定
するには不十分であり、次の記号周期から得られた追加
の観察を処理しなければならない。このような順次的決
定手順は、Ｓmaxがしきい値ＴＨを超えた場合に終了
し、または観察された記号周期の総数Ｍが所定の最大値
Ｍmaxに達した場合に打ち切られる。従って、極端な場
合、特にＭmaxの値が小さく、スペクトルひずみが激し
い場合は、周波数偏移の評価を得ずに順次手順を終了す
ることが可能である。ちなみに、装置が連続する全ての
記号周期を考慮に入れることが好適ではなるが、これは
必ずしも不可欠ではなく、例えば予備の周期を無視して
もよい。
【００３０】上述のブロックおよびユニットの動作は、
全ての累積器、レジスタおよびカウンタをリセットする
図５の制御およびタイミング・ユニット（ＣＴＵ：Cont
roland Timing Unit）３０によって開始される。ＣＴＵ
は更に、順次的決定手順を終了、または打ち切りにする
時点を判定する。
全ての累積器、レジスタおよびカウンタをリセットする
図５の制御およびタイミング・ユニット（ＣＴＵ：Cont
roland Timing Unit）３０によって開始される。ＣＴＵ
は更に、順次的決定手順を終了、または打ち切りにする
時点を判定する。
【００３１】記号周期カウンタ（ＳＰＣ）２８は、順次
的評価手順の開始から現段階に至るまでに処理された記
号周期の数Ｍを判定する。この情報は上述のような適応
する決定しきい値ＴＨを判定するために決定ブロック
（ＤＢ）によって利用される。Ｍの現在値は更に、周波
数偏移の評価を行わずに順次的手順を打ち切るか否かを
決定するためにＣＴＵ３０によっても利用される。
的評価手順の開始から現段階に至るまでに処理された記
号周期の数Ｍを判定する。この情報は上述のような適応
する決定しきい値ＴＨを判定するために決定ブロック
（ＤＢ）によって利用される。Ｍの現在値は更に、周波
数偏移の評価を行わずに順次的手順を打ち切るか否かを
決定するためにＣＴＵ３０によっても利用される。
【００３２】２ＫのＯＦＤＭ信号（すなわち２０００の
副搬送波を有する信号）と共に使用される特定の実施例
では、Ｊmin＝Ｊmax＝２０にすることが特に望ましく、
ひいては可能性がある偏差が４１あり、Ｐ＝４５、Ｕ＝
８または好適には４、およびＬ＝１２であることが判明
しているが、必要ならば、勿論これらの各々を個々に変
更することもできる。
副搬送波を有する信号）と共に使用される特定の実施例
では、Ｊmin＝Ｊmax＝２０にすることが特に望ましく、
ひいては可能性がある偏差が４１あり、Ｐ＝４５、Ｕ＝
８または好適には４、およびＬ＝１２であることが判明
しているが、必要ならば、勿論これらの各々を個々に変
更することもできる。
【００３３】上記の実施の形態は例えば適宜に設計され
た論理ゲートを有するＡＳＩＣを使用して、全体をハー
ドウェアで実現してもよい。あるいは、機能の幾つか、
または全てを単数または複数の適宜にプログラムされた
汎用プロセッサ・ユニットによって実行してもよい。幾
つかの機能を個々のプロセッサ・ユニットで実施するよ
うな場合は、これらの機能を並行的にではなく、逐次的
に実行することが望ましく、または必要である。
た論理ゲートを有するＡＳＩＣを使用して、全体をハー
ドウェアで実現してもよい。あるいは、機能の幾つか、
または全てを単数または複数の適宜にプログラムされた
汎用プロセッサ・ユニットによって実行してもよい。幾
つかの機能を個々のプロセッサ・ユニットで実施するよ
うな場合は、これらの機能を並行的にではなく、逐次的
に実行することが望ましく、または必要である。
【００３４】これまで本発明を、パイロット副搬送波が
出力を増大した多重搬送波信号の文脈で説明してきた
が、適宜の修正を加えることによって本発明を（計算さ
れた出力の最小限を探索することによって）パイロット
の出力が減少し、または出力がない信号と共に、または
（計算された出力の所定の配分を探索することによっ
て）時間および／または副搬送波指標に基づいて出力が
変化する信号と共に使用することもできよう。
出力を増大した多重搬送波信号の文脈で説明してきた
が、適宜の修正を加えることによって本発明を（計算さ
れた出力の最小限を探索することによって）パイロット
の出力が減少し、または出力がない信号と共に、または
（計算された出力の所定の配分を探索することによっ
て）時間および／または副搬送波指標に基づいて出力が
変化する信号と共に使用することもできよう。
【００３５】
【発明の効果】多重搬送波通信システムで、周波数偏差
を選択して、この偏差について所定の副搬送波の集合の
出力の合計を判定し、この合計と他の合計の少なくとも
幾つかとに所定の関係がある場合は、前記合計のうちの
選択された１つに関連する周波数偏差を表す信号を供給
することで設定周波数と目標周波数との間の周波数偏差
を判定することによって、ノイズやひずみによる劣化が
なく、受像機を多重搬送波信号と同期化することができ
る。
を選択して、この偏差について所定の副搬送波の集合の
出力の合計を判定し、この合計と他の合計の少なくとも
幾つかとに所定の関係がある場合は、前記合計のうちの
選択された１つに関連する周波数偏差を表す信号を供給
することで設定周波数と目標周波数との間の周波数偏差
を判定することによって、ノイズやひずみによる劣化が
なく、受像機を多重搬送波信号と同期化することができ
る。
【図１】 ノイズや干渉がなく、通信チャネルにひずみ
がない理想的な場合に、受像機によって再構成されるＤ
ＦＴ係数に関連する出力の例を示す。
がない理想的な場合に、受像機によって再構成されるＤ
ＦＴ係数に関連する出力の例を示す。
【図２】 受信信号がノイズおよび強力な干渉によって
損なわれ、更に周波数選択的なフェージングに起因して
チャネルによるひずみがある場合に受像機によって再構
成されるＤＦＴ係数に関連する出力の代表例を示す。
損なわれ、更に周波数選択的なフェージングに起因して
チャネルによるひずみがある場合に受像機によって再構
成されるＤＦＴ係数に関連する出力の代表例を示す。
【図３】 分数部分と粗周波数偏差からなる全周波数偏
差の２つの成分を示す図である。
差の２つの成分を示す図である。
【図４】 本発明に係る受像機のブロック図である。
【図５】 粗周波数偏差の非干渉性評価のために受像機
で使用される装置（周波数粗調整回路）のブロック図で
ある。
で使用される装置（周波数粗調整回路）のブロック図で
ある。
【図６】 該装置（周波数粗調整回路）のトリミングお
よび加算ユニット（ＴＳＵ）のブロック図である。
よび加算ユニット（ＴＳＵ）のブロック図である。
【図７】 前記装置（周波数粗調整回路）の分類および
記憶レジスタ（ＳＳＲ）のブロック図である。
記憶レジスタ（ＳＳＲ）のブロック図である。
【図８】 前記装置（周波数粗調整回路）の決定ブロッ
ク（ＤＢ）のブロック図である。
ク（ＤＢ）のブロック図である。
１ アンテナ、２ 無線周波数増幅器、３ ミキサ、４
中間周波数増幅器、５ 直交復調器、６ アナログ−
デジタル変換器（ＡＤＣ）、７ 高速フーリエ変換プロ
セッサ、８ エラー修正プロセッサ、９ 出力端子、１
０ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）、２０ 出力セレクタお
よびマルチプレクサ（ＯＳＭ）、２２トリミングおよび
加算ユニット（ＴＳＵ）、２４ 分類および記憶レジス
タ（ＳＳＲ）、２６ 決定ブロック（ＤＢ）、２８ 記
号周期カウンタ（ＳＰＣ）、３０ 制御およびタイミン
グ・ユニット（ＣＴＵ）、１０１ 同調コントローラ、
１０２ 周波数微調整回路、１０３ 周波数粗調整回
路。
中間周波数増幅器、５ 直交復調器、６ アナログ−
デジタル変換器（ＡＤＣ）、７ 高速フーリエ変換プロ
セッサ、８ エラー修正プロセッサ、９ 出力端子、１
０ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）、２０ 出力セレクタお
よびマルチプレクサ（ＯＳＭ）、２２トリミングおよび
加算ユニット（ＴＳＵ）、２４ 分類および記憶レジス
タ（ＳＳＲ）、２６ 決定ブロック（ＤＢ）、２８ 記
号周期カウンタ（ＳＰＣ）、３０ 制御およびタイミン
グ・ユニット（ＣＴＵ）、１０１ 同調コントローラ、
１０２ 周波数微調整回路、１０３ 周波数粗調整回
路。
Claims (14)
- 【請求項１】 多重搬送波信号と同期させるために設定
周波数と目標周波数との間の周波数偏差を判定する方法
であって、 （ａ）周波数偏差を選択して、該偏差について所定の副
搬送波の集合の出力の合計を判定するステップと、 （ｂ）選択された他の偏差についてステップ（ａ）を実
施するステップと、 （ｃ）前記合計と他の合計の少なくとも幾つかとに所定
の関係がある場合は、前記合計のうちの選択された１つ
に関連する周波数偏差を表す信号を供給するステップと
を含む周波数偏差を判定する方法。 - 【請求項２】 前記選択された合計は、合計のうちの最
大のものである請求項１に記載の周波数偏差を判定する
方法。 - 【請求項３】 各周波数偏差について判定された出力の
合計が最大出力Ｕを無視し、但しＵは１以上の整数であ
る請求項２に記載の周波数偏差を判定する方法。 - 【請求項４】 Ｕが４以上である請求項２に記載の周波
数偏差を判定する方法。 - 【請求項５】 前記所定の関係は、前記合計のうち次に
最大であるＬの平均ＡＶLの関数であり、但しＬは１以
上の整数である請求項２、３、または４に記載の周波数
偏差を判定する方法。 - 【請求項６】 出力の合計が複数であるＭの記号周期に
わたって積分される請求項１から請求項５までのいずれ
かに記載の周波数偏差を判定する方法。 - 【請求項７】 前記所定の関係が満たされると周波数偏
差判定方法を停止し、従って数Ｍは変数である請求項５
に記載の周波数偏差を判定する方法。 - 【請求項８】 前記所定の関係はＭの関数である請求項
７に記載の周波数偏差を判定する方法。 - 【請求項９】 所定の関係が最大の合計と、ＡＶL［１
＋ｈ／√（ＬＭ）］とを比較することによって判定さ
れ、但しｈは所定の定数である請求項５に従属する場合
の請求項８に記載の方法。 - 【請求項１０】 受像機を多重搬送波信号に同調する方
法において、請求項１から請求項９までのいずれかに記
載の周波数偏差を判定する方法によって判定された周波
数偏差を利用して粗同調を行う受像機を多重搬送波信号
に同調する方法。 - 【請求項１１】 同調周波数を実質的に副搬送波周波数
と所定の関係にするために微同調動作を行った後に粗同
調が行われ、次に同調周波数が整合する副搬送波周波数
を変更するために粗同調が行われる請求項１０に記載の
受像機を多重搬送波信号に同調する方法。 - 【請求項１２】 微同調動作が時間領域で行われる請求
項１１に記載の受像機を多重搬送波信号に同調する方
法。 - 【請求項１３】 請求項１０から１２項までのいずれか
に記載の同調動作を行うように動作可能な同調制御を有
する多重搬送波放送信号受像機。 - 【請求項１４】 デジタル・ビデオ放送信号を受信する
のに適した請求項１３に記載の多重搬送波放送信号受像
機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9823812.4 | 1998-10-30 | ||
| GBGB9823812.4A GB9823812D0 (en) | 1998-10-30 | 1998-10-30 | Multicarrier communications systems |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000151554A true JP2000151554A (ja) | 2000-05-30 |
| JP3274113B2 JP3274113B2 (ja) | 2002-04-15 |
Family
ID=10841593
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29667399A Expired - Lifetime JP3274113B2 (ja) | 1998-10-30 | 1999-10-19 | 周波数偏差を判定する方法、受像機を多重搬送波信号に同調する方法及び多重搬送波放送信号受像機 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6647066B1 (ja) |
| JP (1) | JP3274113B2 (ja) |
| GB (2) | GB9823812D0 (ja) |
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| WO2007142194A1 (ja) * | 2006-06-09 | 2007-12-13 | Nec Corporation | 通信システム、送信装置、受信装置及び同期検出方法 |
| JP2008167115A (ja) * | 2006-12-28 | 2008-07-17 | Sony Corp | 検出装置および方法、並びに、受信装置 |
| KR101007770B1 (ko) | 2002-08-26 | 2011-01-14 | 콸콤 인코포레이티드 | 무선 시스템에서의 비콘 시그널링 |
| US7995527B2 (en) | 2002-08-26 | 2011-08-09 | Qualcomm Incorporated | Multiple access wireless communications system using a multi-sector configuration |
| CN101095293B (zh) * | 2004-10-14 | 2012-07-18 | 高通股份有限公司 | 增强型的信标信令方法和设备 |
| US8351405B2 (en) | 2006-07-14 | 2013-01-08 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for signaling beacons in a communication system |
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| DE10046575B4 (de) * | 2000-09-20 | 2005-03-10 | Siemens Ag | Verfahren zur Frequenzakquisition, insbesondere zur Initialfrequenzakquisition, einer mobilen Kommunikationseinrichtung |
| US7012881B2 (en) * | 2000-12-29 | 2006-03-14 | Samsung Electronic Co., Ltd. | Timing and frequency offset estimation scheme for OFDM systems by using an analytic tone |
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| US7715845B2 (en) | 2004-10-14 | 2010-05-11 | Qualcomm Incorporated | Tone hopping methods and apparatus |
| EP1793550B1 (en) * | 2005-12-02 | 2008-10-22 | Alcatel Lucent | Multi-carrier signals with selectable pilot pattern |
| ATE411684T1 (de) * | 2005-12-02 | 2008-10-15 | Alcatel Lucent | Digitaler empfänger für fdm-signale |
| US20090245092A1 (en) * | 2008-03-28 | 2009-10-01 | Qualcomm Incorporated | Apparatus, processes, and articles of manufacture for fast fourier transformation and beacon searching |
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| NL7709619A (nl) * | 1977-09-01 | 1979-03-05 | Philips Nv | Radio omroepsysteem met kodesignalering. |
| NL8100419A (nl) * | 1981-01-29 | 1982-08-16 | Philips Nv | Fm-omroepstelsel met zenderkarakterisering. |
| JP3130752B2 (ja) * | 1995-02-24 | 2001-01-31 | 株式会社東芝 | Ｏｆｄｍ伝送受信方式及び送受信装置 |
| US5970093A (en) * | 1996-01-23 | 1999-10-19 | Tiernan Communications, Inc. | Fractionally-spaced adaptively-equalized self-recovering digital receiver for amplitude-Phase modulated signals |
| DE69711957T2 (de) * | 1996-02-02 | 2002-09-19 | Thomson Brandt Gmbh | Verfahren und Einrichtung zum Empfang von Mehrträgersignalen |
| US5802117A (en) * | 1996-02-08 | 1998-09-01 | Philips Electronics North America Corporation | Method and apparatus for joint frequency offset and timing estimation of a multicarrier modulation system |
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-
1998
- 1998-10-30 GB GBGB9823812.4A patent/GB9823812D0/en not_active Ceased
-
1999
- 1999-10-19 JP JP29667399A patent/JP3274113B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1999-10-26 GB GB9925326A patent/GB2343311B/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-10-28 US US09/429,309 patent/US6647066B1/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2343311B (en) | 2003-09-24 |
| US6647066B1 (en) | 2003-11-11 |
| GB9925326D0 (en) | 1999-12-29 |
| GB9823812D0 (en) | 1998-12-23 |
| JP3274113B2 (ja) | 2002-04-15 |
| GB2343311A (en) | 2000-05-03 |
| GB2343311A8 (en) | 2000-07-27 |
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