JP2000125591A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents
交流電動機の制御装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
- H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 電動機の高速運転時にはインバータの高速ス
イッチングにより発生される電動機線間電圧の急激な上
昇及び、電力線と電動機間の特性インピダンスの不整合
により発生される電動機の入力端の電圧反射現象を抑制
し、電動機に過電圧が印加される現象を防止し、電動機
の起動及び加速運転時にリアクター自体の電圧の消耗を
最小化することを目的とする。 【解決手段】 交流電動機７と、各コンデンサＣ１，Ｃ
２から出力された直流電流を交流電流に変換すべく、複
数のパワースイッチング素子を備えたインバータ３と、
インバータ３と電動機７間に挿合され、電動機７の起動
又は加速運転時にリアクター自体の電圧の消耗を最小化
し、電動機７の高速運転時には電動機７に過電圧が印加
される現象を抑制し得るように、少なくとも一つのバー
状コアが形成されたリアクター６０と、を備えて交流電
動機の制御装置を構成する。
イッチングにより発生される電動機線間電圧の急激な上
昇及び、電力線と電動機間の特性インピダンスの不整合
により発生される電動機の入力端の電圧反射現象を抑制
し、電動機に過電圧が印加される現象を防止し、電動機
の起動及び加速運転時にリアクター自体の電圧の消耗を
最小化することを目的とする。 【解決手段】 交流電動機７と、各コンデンサＣ１，Ｃ
２から出力された直流電流を交流電流に変換すべく、複
数のパワースイッチング素子を備えたインバータ３と、
インバータ３と電動機７間に挿合され、電動機７の起動
又は加速運転時にリアクター自体の電圧の消耗を最小化
し、電動機７の高速運転時には電動機７に過電圧が印加
される現象を抑制し得るように、少なくとも一つのバー
状コアが形成されたリアクター６０と、を備えて交流電
動機の制御装置を構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電動機の制御
装置に係るもので、詳しくは、電動機を駆動するインバ
ータと電動機間に、バー状のコアが形成されたリアクタ
ーを設置して、電動機の起動又は加速運転時にリアクタ
ー自体の電圧消耗を最小化し、電動機の高速運転時に
は、インバータの高速スイッチングにより発生される電
動機の線間電圧の急激な上昇及び、電力線と電動機間の
特性インピダンスの不整合により発生する電動機の入力
端の電圧反射現象を抑制して、該電動機に過電圧が印加
される現象を防止し得るようにした交流電動機の制御装
置に関するものである。
装置に係るもので、詳しくは、電動機を駆動するインバ
ータと電動機間に、バー状のコアが形成されたリアクタ
ーを設置して、電動機の起動又は加速運転時にリアクタ
ー自体の電圧消耗を最小化し、電動機の高速運転時に
は、インバータの高速スイッチングにより発生される電
動機の線間電圧の急激な上昇及び、電力線と電動機間の
特性インピダンスの不整合により発生する電動機の入力
端の電圧反射現象を抑制して、該電動機に過電圧が印加
される現象を防止し得るようにした交流電動機の制御装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、交流電動機の制御時には、パル
ス幅変調（以下、ＰＷＭと称す）による制御方法が広く
利用される。このような制御方法は、インバータに使用
される電力スイッチング素子のスイッチング制御に非常
に有効であるが、高速スイッチングによる電圧の変化率
（ｄＶ／ｄｔ）により電動機に印加する電圧が急激に増
加して、即ち、電動機に好ましくない過電圧が印加され
るようになって、電動機に絶縁劣化が発生し、電磁妨害
雑音（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆ
ｅｒｅｎｃｅ；ＥＭＩ）が発生するという問題点があ
る。
ス幅変調（以下、ＰＷＭと称す）による制御方法が広く
利用される。このような制御方法は、インバータに使用
される電力スイッチング素子のスイッチング制御に非常
に有効であるが、高速スイッチングによる電圧の変化率
（ｄＶ／ｄｔ）により電動機に印加する電圧が急激に増
加して、即ち、電動機に好ましくない過電圧が印加され
るようになって、電動機に絶縁劣化が発生し、電磁妨害
雑音（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆ
ｅｒｅｎｃｅ；ＥＭＩ）が発生するという問題点があ
る。
【０００３】そして、前記ＰＷＭ制御時に発生する絶縁
劣化は、電力スイッチング素子の高速スイッチングに
よる線間電圧の急速な上昇と、電力線と電動機間の特性
インピダンスの不整合により発生する電動機の入力端の
電圧反射現象、前記ＰＷＭ制御に伴う瞬間電圧不均衡
による電動機フレームと巻線間に発生される電圧（以
下、同相電圧（ｃｏｍｍｏｎ ｍｏｄｅ ｖｏｌｔａｇ
ｅ）と称す）、によって発生される。
劣化は、電力スイッチング素子の高速スイッチングに
よる線間電圧の急速な上昇と、電力線と電動機間の特性
インピダンスの不整合により発生する電動機の入力端の
電圧反射現象、前記ＰＷＭ制御に伴う瞬間電圧不均衡
による電動機フレームと巻線間に発生される電圧（以
下、同相電圧（ｃｏｍｍｏｎ ｍｏｄｅ ｖｏｌｔａｇ
ｅ）と称す）、によって発生される。
【０００４】このとき、線間電圧の電圧反射現象による
絶縁劣化により電導機の線間電圧が大いに影響を受ける
が、これを防止するため、ＰＷＭインバータ出力端と電
動機間に閉鎖型ラインリアクター又は、負荷比制御（ｌ
ｏａｄ ｒａｔｉｏ ｃｏｎｔｒｏｌ、以下、ＬＲＣと
称す）フィルタなどを付着して、インバータの出力電圧
の急速な上昇を抑制する方法が開示されてある。
絶縁劣化により電導機の線間電圧が大いに影響を受ける
が、これを防止するため、ＰＷＭインバータ出力端と電
動機間に閉鎖型ラインリアクター又は、負荷比制御（ｌ
ｏａｄ ｒａｔｉｏ ｃｏｎｔｒｏｌ、以下、ＬＲＣと
称す）フィルタなどを付着して、インバータの出力電圧
の急速な上昇を抑制する方法が開示されてある。
【０００５】このような従来の３相交流電動機の制御装
置においては、図６に示されたように、交流３相電源１
が、昇圧用リアクターＬR 、ＬS 及びＬT を経てコンバ
ータ２により整流され、平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２に
より平滑されて、直流に変換された直流電圧がインバー
タ３に印加された後、パルス幅変調信号発生部５の制御
により可変周波数のＵ、Ｖ、Ｗの３相交流電圧に変換し
て出力され、該３相の交流電圧は、閉鎖型ラインリアク
ター６及び電力線ＰＬを経て電動機７に供給されるよう
になっていた。
置においては、図６に示されたように、交流３相電源１
が、昇圧用リアクターＬR 、ＬS 及びＬT を経てコンバ
ータ２により整流され、平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２に
より平滑されて、直流に変換された直流電圧がインバー
タ３に印加された後、パルス幅変調信号発生部５の制御
により可変周波数のＵ、Ｖ、Ｗの３相交流電圧に変換し
て出力され、該３相の交流電圧は、閉鎖型ラインリアク
ター６及び電力線ＰＬを経て電動機７に供給されるよう
になっていた。
【０００６】さらに、前記インバータ３は、高速スイッ
チングを行うための複数のパワートランジスタとして、
例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂ
ｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が備えられ、前
記パルス幅変調信号発生部５は、制御器４の制御により
パルス幅変調信号を前記インバータ３の複数のパワート
ランジスタにそれぞれ出力するようになっていた。又、
図７（Ａ）〜（Ｄ）は従来の各閉鎖型ラインリアクター
6 を示した構成図で、図７（Ａ）は単相の閉鎖型ライン
リアクターを示す。図示したように、閉鎖型ラインリア
クタの鉄芯には狭い空隙Ｃが形成され、前記インバータ
３から電圧及び電流が巻線を経て伝達されると、前記鉄
芯を通って時計方向又は反時計方向に磁束が形成され
る。該磁束のパターンはインバータ３から出力する電圧
及び電流が、低周波数又は高周波数であるかに従って異
なるが、通常、低周波数は、１００kHz 以下の周波数を
表し、高周波数は、１００kHz 以上の周波数を表す。
チングを行うための複数のパワートランジスタとして、
例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂ
ｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が備えられ、前
記パルス幅変調信号発生部５は、制御器４の制御により
パルス幅変調信号を前記インバータ３の複数のパワート
ランジスタにそれぞれ出力するようになっていた。又、
図７（Ａ）〜（Ｄ）は従来の各閉鎖型ラインリアクター
6 を示した構成図で、図７（Ａ）は単相の閉鎖型ライン
リアクターを示す。図示したように、閉鎖型ラインリア
クタの鉄芯には狭い空隙Ｃが形成され、前記インバータ
３から電圧及び電流が巻線を経て伝達されると、前記鉄
芯を通って時計方向又は反時計方向に磁束が形成され
る。該磁束のパターンはインバータ３から出力する電圧
及び電流が、低周波数又は高周波数であるかに従って異
なるが、通常、低周波数は、１００kHz 以下の周波数を
表し、高周波数は、１００kHz 以上の周波数を表す。
【０００７】図７（Ｂ）は単相閉鎖型リアクター６に供
給される電流が低周波数であるとき、その磁束のパター
ンを示した斜視図である。図示したように、低周波数の
電流により発生された磁束は鉄芯及び空隙を通って流
れ、磁束の閉回路には空隙が包含される。さらに、図７
（Ｃ）は単相閉鎖型リアクター６に供給される電流が高
周波数であるときの磁束のパターンを示した斜視図であ
り。図示したように、高周波数の電流により発生された
磁束の大部分は、巻線の巻回されている部分で漏洩して
空隙を通過しなくなる。即ち、鎖交磁束の大部分が、漏
洩磁束となる。
給される電流が低周波数であるとき、その磁束のパター
ンを示した斜視図である。図示したように、低周波数の
電流により発生された磁束は鉄芯及び空隙を通って流
れ、磁束の閉回路には空隙が包含される。さらに、図７
（Ｃ）は単相閉鎖型リアクター６に供給される電流が高
周波数であるときの磁束のパターンを示した斜視図であ
り。図示したように、高周波数の電流により発生された
磁束の大部分は、巻線の巻回されている部分で漏洩して
空隙を通過しなくなる。即ち、鎖交磁束の大部分が、漏
洩磁束となる。
【０００８】一方、図７（Ｂ）は、３相の閉鎖型ライン
リアクターを示した構成図である。図示したように、３
個の単相のリアクタから構成されている。図８は、図６
の等価回路図である。図示したように、閉鎖型ラインリ
アクター６はインダクタンスＬL と抵抗ＲL とが直列連
結され、電力線ＰＬはインダクタンスＬP とキャパシタ
ンスＣP とに直列連結され、電動機７はキャパシタンス
Ｃ M と抵抗ＲM とに直列連結されてある。
リアクターを示した構成図である。図示したように、３
個の単相のリアクタから構成されている。図８は、図６
の等価回路図である。図示したように、閉鎖型ラインリ
アクター６はインダクタンスＬL と抵抗ＲL とが直列連
結され、電力線ＰＬはインダクタンスＬP とキャパシタ
ンスＣP とに直列連結され、電動機７はキャパシタンス
Ｃ M と抵抗ＲM とに直列連結されてある。
【０００９】即ち、図８に示されたように、インダクタ
ンスＬP とキャパシタンスＣP とを有する電力線ＰＬ
に、インダクタンスＬL と抵抗ＲL とを有する閉鎖型ラ
インリアクター６が接続され、閉鎖型ラインリアクター
６と電送線ＰＬとがＬＲＣ直列回路の役割を果たす。こ
のとき、前記閉鎖型ラインリアクター６のインダクタン
スＬL 及び電動機７のキャパシタンスＣM は、線間電圧
の上昇時間を決定するパラメータになり、前記閉鎖型ラ
インリアクター６の抵抗ＲL は、線間電圧の最大値を決
定するパラメータになる。
ンスＬP とキャパシタンスＣP とを有する電力線ＰＬ
に、インダクタンスＬL と抵抗ＲL とを有する閉鎖型ラ
インリアクター６が接続され、閉鎖型ラインリアクター
６と電送線ＰＬとがＬＲＣ直列回路の役割を果たす。こ
のとき、前記閉鎖型ラインリアクター６のインダクタン
スＬL 及び電動機７のキャパシタンスＣM は、線間電圧
の上昇時間を決定するパラメータになり、前記閉鎖型ラ
インリアクター６の抵抗ＲL は、線間電圧の最大値を決
定するパラメータになる。
【００１０】このように、前記閉鎖型ラインリアクター
6 のインダクタンスＬL 成分が伝送線ＰＬに追加され
て、電圧の上昇時間の増加により発生する電圧反射現象
が低減され、インバータ３の出力電圧の上昇を調節すべ
く、前記閉鎖型ラインリアクター６の抵抗成分ＲL を伝
送線ＰＬに追加させて、前記抵抗成分ＲL をダンピング
し、線間電圧の最大値を低減させる。従って、前記イン
ダクタンスＬL 及び抵抗ＲL を適宜に選択して閉鎖型ラ
インリアクターを設計すると、インバータ出力電圧の上
昇を抑制すると共に、線間電圧の最大値を低減すること
ができる。
6 のインダクタンスＬL 成分が伝送線ＰＬに追加され
て、電圧の上昇時間の増加により発生する電圧反射現象
が低減され、インバータ３の出力電圧の上昇を調節すべ
く、前記閉鎖型ラインリアクター６の抵抗成分ＲL を伝
送線ＰＬに追加させて、前記抵抗成分ＲL をダンピング
し、線間電圧の最大値を低減させる。従って、前記イン
ダクタンスＬL 及び抵抗ＲL を適宜に選択して閉鎖型ラ
インリアクターを設計すると、インバータ出力電圧の上
昇を抑制すると共に、線間電圧の最大値を低減すること
ができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】然るに、このような従
来の閉鎖型ラインリアクターにおいては、閉鎖型ライン
リアクターのインピダンスは、電動機のインピダンスに
比べて約３〜５％程度が適切であり、インピダンス値が
大きいほど出力電圧の抑制効果は増大されるが、実際に
インピダンス値を増加させようとすると、電流容量が大
きくなるほど、閉鎖型ラインリアクターの断面積、即
ち、鉄芯の断面積を増大させる必要があるため、体積及
び重量が増大して費用が上昇するという不都合な点があ
った。特に、高周波数で電動機が駆動されるときには、
閉鎖型ラインリアクターのコイルが巻回された部分を除
いた部分では、磁束が鎖交されないため、磁束が鎖交さ
れる部分、即ち、巻線が巻回されていない部分を除いた
部分は不必要となる。
来の閉鎖型ラインリアクターにおいては、閉鎖型ライン
リアクターのインピダンスは、電動機のインピダンスに
比べて約３〜５％程度が適切であり、インピダンス値が
大きいほど出力電圧の抑制効果は増大されるが、実際に
インピダンス値を増加させようとすると、電流容量が大
きくなるほど、閉鎖型ラインリアクターの断面積、即
ち、鉄芯の断面積を増大させる必要があるため、体積及
び重量が増大して費用が上昇するという不都合な点があ
った。特に、高周波数で電動機が駆動されるときには、
閉鎖型ラインリアクターのコイルが巻回された部分を除
いた部分では、磁束が鎖交されないため、磁束が鎖交さ
れる部分、即ち、巻線が巻回されていない部分を除いた
部分は不必要となる。
【００１２】さらに、閉鎖型ラインリアクターが電動機
と直列に連結されて、インバータの出力電圧が閉鎖型ラ
インリアクターにより減少するため、インバータでは電
動機駆動用電圧の以外に、閉鎖型ラインリアクターによ
り減少される電圧を追加して供給しなければいけないと
いう不都合な点があった。特に、電動機は起動された
後、定格速度に達すると高周波交流により動作される
が、このとき閉鎖型リアクターの全体鉄芯中、コイルの
巻回されていない鉄芯部から発生する電圧は全て損失と
なる。
と直列に連結されて、インバータの出力電圧が閉鎖型ラ
インリアクターにより減少するため、インバータでは電
動機駆動用電圧の以外に、閉鎖型ラインリアクターによ
り減少される電圧を追加して供給しなければいけないと
いう不都合な点があった。特に、電動機は起動された
後、定格速度に達すると高周波交流により動作される
が、このとき閉鎖型リアクターの全体鉄芯中、コイルの
巻回されていない鉄芯部から発生する電圧は全て損失と
なる。
【００１３】図９に示したように、電動機が起動及び加
速される区間（Ｔ）の時間中、電動機には多量の電流Ｉ
M が流れ、インバータは電動機駆動用電圧ＶM 及び閉鎖
型ラインリアクターの消耗電圧ＶL を供給する必要があ
るため、インバータ出力電圧ＶI を増大しなければなら
ず、インバータ出力電圧ＶI はＤＣリンク電圧によりそ
の限界値が決定されるので、定格電圧で駆動されている
ときに、電動機が高速又は高いトルクで運転されると、
多量の電流が流れる。
速される区間（Ｔ）の時間中、電動機には多量の電流Ｉ
M が流れ、インバータは電動機駆動用電圧ＶM 及び閉鎖
型ラインリアクターの消耗電圧ＶL を供給する必要があ
るため、インバータ出力電圧ＶI を増大しなければなら
ず、インバータ出力電圧ＶI はＤＣリンク電圧によりそ
の限界値が決定されるので、定格電圧で駆動されている
ときに、電動機が高速又は高いトルクで運転されると、
多量の電流が流れる。
【００１４】従って、閉鎖型ラインリアクターの電圧降
下が増大して、全体システムの駆動に必要な電圧がイン
バータ出力電圧よりも大きくなる場合は、電動機が所望
の出力を出せないという不都合な点がある。そこで、本
発明の目的は、このような従来の課題に鑑みてなされた
もので、電動機を高速に運転させるとき、電動機の線間
電圧の電圧反射現象による絶縁劣化を防止し得る交流電
動機の制御装置を提供することにある。
下が増大して、全体システムの駆動に必要な電圧がイン
バータ出力電圧よりも大きくなる場合は、電動機が所望
の出力を出せないという不都合な点がある。そこで、本
発明の目的は、このような従来の課題に鑑みてなされた
もので、電動機を高速に運転させるとき、電動機の線間
電圧の電圧反射現象による絶縁劣化を防止し得る交流電
動機の制御装置を提供することにある。
【００１５】さらに、本発明の他の目的は、鉄芯全体で
磁束が鎖交するリアクターを設置して交流電動機の起動
又は加速時にリアクターの消費電圧を減少させて、シス
テムの効率を向上し得る交流電動機の制御装置を提供す
ることにある。更に、本発明のさらに他の目的は、容積
の最小化されたリアクターを備えて、全体システムの大
きさを小型化し得る交流電動機の制御装置を提供するこ
とにある。
磁束が鎖交するリアクターを設置して交流電動機の起動
又は加速時にリアクターの消費電圧を減少させて、シス
テムの効率を向上し得る交流電動機の制御装置を提供す
ることにある。更に、本発明のさらに他の目的は、容積
の最小化されたリアクターを備えて、全体システムの大
きさを小型化し得る交流電動機の制御装置を提供するこ
とにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るため、本発明に係る交流電動機の制御装置では、交流
電動機に交流電流を供給するための交流電源と、該交流
電源から供給された交流電流を直流電流に変換して出力
するコンバータと、該コンバータから出力された直流電
流を平滑化するコンデンサと、該コンデンサから出力さ
れた直流電流を交流電流に変換すべく、複数のパワース
イッチング素子を備えたインバータと、前記パワースイ
ッチング素子をスイッチングさせる制御信号を供給する
パルス幅変調信号発生器と、該パルス幅変調信号発生器
の制御信号の発生を制御する制御器と、前記インバータ
と前記電動機間に挿合されて、前記電動機の起動又は加
速運転時にリアクター自体の電圧消耗を最小化し、前記
電動機の高速運転時には該電動機に過電圧が印加される
現象を抑制すべく、少なくとも一個のバー状コアが形成
されたリアクターと、を備えて構成されている。
るため、本発明に係る交流電動機の制御装置では、交流
電動機に交流電流を供給するための交流電源と、該交流
電源から供給された交流電流を直流電流に変換して出力
するコンバータと、該コンバータから出力された直流電
流を平滑化するコンデンサと、該コンデンサから出力さ
れた直流電流を交流電流に変換すべく、複数のパワース
イッチング素子を備えたインバータと、前記パワースイ
ッチング素子をスイッチングさせる制御信号を供給する
パルス幅変調信号発生器と、該パルス幅変調信号発生器
の制御信号の発生を制御する制御器と、前記インバータ
と前記電動機間に挿合されて、前記電動機の起動又は加
速運転時にリアクター自体の電圧消耗を最小化し、前記
電動機の高速運転時には該電動機に過電圧が印加される
現象を抑制すべく、少なくとも一個のバー状コアが形成
されたリアクターと、を備えて構成されている。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を用いて説明する。本発明に係る交流電動機の制
御装置においては、図１に示したように、交流電動機に
交流電流を供給するための交流電源１と、該交流電源１
から供給された３相の交流電流を直流電流に変換して出
力するコンバータ２と、該コンバータ２から出力された
直流電流を平滑化するコンデンサＣ１，Ｃ２と、高速ス
イッチング動作のための複数のパワートランジスタを備
えて、平滑された直流電流を交流電流に変換するインバ
ータ３と、該インバータ３により駆動される電動機７
と、前記インバータ３と電動機７間にバー状コアが直列
に連結されたリアクター６０と、前記インバータ３のパ
ワートランジスタにスイッチングのためのパルス幅変調
信号を出力するパルス幅変調信号発生部５と、該パルス
幅変調信号発生部５を制御する制御器４と、を備えて構
成されている。
て図面を用いて説明する。本発明に係る交流電動機の制
御装置においては、図１に示したように、交流電動機に
交流電流を供給するための交流電源１と、該交流電源１
から供給された３相の交流電流を直流電流に変換して出
力するコンバータ２と、該コンバータ２から出力された
直流電流を平滑化するコンデンサＣ１，Ｃ２と、高速ス
イッチング動作のための複数のパワートランジスタを備
えて、平滑された直流電流を交流電流に変換するインバ
ータ３と、該インバータ３により駆動される電動機７
と、前記インバータ３と電動機７間にバー状コアが直列
に連結されたリアクター６０と、前記インバータ３のパ
ワートランジスタにスイッチングのためのパルス幅変調
信号を出力するパルス幅変調信号発生部５と、該パルス
幅変調信号発生部５を制御する制御器４と、を備えて構
成されている。
【００１８】図２（Ａ）及び２（Ｂ）は図１の等価回路
図で、２（Ａ）はバー状のコアにコイルが巻回されたリ
アクターを表し、２（Ｂ）は図２（Ａ）に示したリアク
ターに抵抗及びコンデンサが並列に連結された低域通過
フィルタを表す。図示したように、抵抗Ｒf 及びコンデ
ンサＣf はリアクター６Ａと電力線ＰＬ間に並列に連結
されている。このように、リアクターに抵抗及びコンデ
ンサを追加して低域通過フィルタを構成すると、インバ
ータの出力電圧の周波数が一定レベル以上の高周波数に
上昇して電動機７に過電圧が印加される現象を防止する
ことができる。
図で、２（Ａ）はバー状のコアにコイルが巻回されたリ
アクターを表し、２（Ｂ）は図２（Ａ）に示したリアク
ターに抵抗及びコンデンサが並列に連結された低域通過
フィルタを表す。図示したように、抵抗Ｒf 及びコンデ
ンサＣf はリアクター６Ａと電力線ＰＬ間に並列に連結
されている。このように、リアクターに抵抗及びコンデ
ンサを追加して低域通過フィルタを構成すると、インバ
ータの出力電圧の周波数が一定レベル以上の高周波数に
上昇して電動機７に過電圧が印加される現象を防止する
ことができる。
【００１９】図３（Ａ）は、本発明に係る単相のリアク
ターの構造及びその等価回路を示した図である。図３
（Ａ）中、抵抗ＲS は巻線抵抗を、抵抗ＲS は鉄芯から
発生される鉄損を、ＬC は鉄心に巻回されたコイルのイ
ンダクタンスをそれぞれ示したものである。即ち、図３
（Ａ）に示した構造は図７（Ａ）に示された従来の単相
の閉鎖型リアクタの全体鉄芯中のコイルの巻回されてい
ない部分が除去されている構造である。このとき、除去
された部分はインバータ３が高周波数で動作するとき、
磁束の経路とは関係がない部分である磁束の鎖交しない
部分である。
ターの構造及びその等価回路を示した図である。図３
（Ａ）中、抵抗ＲS は巻線抵抗を、抵抗ＲS は鉄芯から
発生される鉄損を、ＬC は鉄心に巻回されたコイルのイ
ンダクタンスをそれぞれ示したものである。即ち、図３
（Ａ）に示した構造は図７（Ａ）に示された従来の単相
の閉鎖型リアクタの全体鉄芯中のコイルの巻回されてい
ない部分が除去されている構造である。このとき、除去
された部分はインバータ３が高周波数で動作するとき、
磁束の経路とは関係がない部分である磁束の鎖交しない
部分である。
【００２０】図３（Ｂ）は、本発明に係る単相のリアク
ターに供給される電流が高周波数であるとき、磁束の形
成態様を示した斜視図である。バー状のリアクターの鉄
芯の一部を水平に切断した断面積が、従来の閉鎖型リア
クターの鉄心の一部を水平に切断した断面積と同様であ
ると仮定すると、本発明に係るリアクターの大きさは、
従来の閉鎖型リアクタの大きさに比べて半分又はその以
下になる。
ターに供給される電流が高周波数であるとき、磁束の形
成態様を示した斜視図である。バー状のリアクターの鉄
芯の一部を水平に切断した断面積が、従来の閉鎖型リア
クターの鉄心の一部を水平に切断した断面積と同様であ
ると仮定すると、本発明に係るリアクターの大きさは、
従来の閉鎖型リアクタの大きさに比べて半分又はその以
下になる。
【００２１】図４（Ａ）は、本発明に係る３相のリアク
ターの構造を示した斜視図であり、３個の単相のリアク
タから構成されている。図４（Ｂ）は、図４（Ａ）に示
した３個の単相のバー状リアクターを一つの鉄材支持台
上に支持させた態様の本発明に係る３相のリアクターを
示した斜視図であり、図４（Ａ）に示した３個の単相バ
ー状リアクターに比べて、インダクタンス及び抵抗が大
きい。
ターの構造を示した斜視図であり、３個の単相のリアク
タから構成されている。図４（Ｂ）は、図４（Ａ）に示
した３個の単相のバー状リアクターを一つの鉄材支持台
上に支持させた態様の本発明に係る３相のリアクターを
示した斜視図であり、図４（Ａ）に示した３個の単相バ
ー状リアクターに比べて、インダクタンス及び抵抗が大
きい。
【００２２】図４（Ｃ）は、一つのバー状鉄芯に２相の
コイルを巻回した２相リアクタの構造を示した斜視図で
ある。さらに、図示していないが、図４（Ｃ）に示した
ような一つのバー状の鉄心上に３相のコイルを全て巻回
して構成することもできる。このように構成された本発
明に係る開閉型リアクターの作用について、以下に説明
する。一般に、インバータのパワートランジスタがＩＧ
ＢＴである場合、線間電圧の上昇時間が約５０〜２００
nsecであり、線間電圧の上昇時間が１００nsecであると
仮定すると、その上昇時間に対応する電動機７の電圧及
び電流の周波数は約１００kHz 〜１０MHz になる。即
ち、電動機が起動した後、加速するためにインバータ３
の出力周波数を漸進的に上昇させ、１００nsecが経過す
ると、即ち、起動と加速との過渡状態を経て一定速度の
等速運転状態になると、前記電動機７の線間電圧の周波
数は、動作周波数（５００kHz 〜１MHz)に達する。
コイルを巻回した２相リアクタの構造を示した斜視図で
ある。さらに、図示していないが、図４（Ｃ）に示した
ような一つのバー状の鉄心上に３相のコイルを全て巻回
して構成することもできる。このように構成された本発
明に係る開閉型リアクターの作用について、以下に説明
する。一般に、インバータのパワートランジスタがＩＧ
ＢＴである場合、線間電圧の上昇時間が約５０〜２００
nsecであり、線間電圧の上昇時間が１００nsecであると
仮定すると、その上昇時間に対応する電動機７の電圧及
び電流の周波数は約１００kHz 〜１０MHz になる。即
ち、電動機が起動した後、加速するためにインバータ３
の出力周波数を漸進的に上昇させ、１００nsecが経過す
ると、即ち、起動と加速との過渡状態を経て一定速度の
等速運転状態になると、前記電動機７の線間電圧の周波
数は、動作周波数（５００kHz 〜１MHz)に達する。
【００２３】図５（Ａ），（Ｂ）は、本発明に係る開放
型リアクターのインダクタンスＬO及び抵抗ＲO と、従
来の閉鎖型リアクタのインダクタンスＬC 及び抵抗ＲC
との比較結果を示したグラフであり、図示したように、
低周波数では従来の閉鎖型リアクタのインダクタンスＬ
C が本発明に係る開放型リアクターのインダクタンスＬ
O より大きいが、高周波数では逆になる。一方、電動機
の等速状態の周波数の５００kHz 〜１MHz では、インダ
クタンスＬO とインダクタンスＬC とが類似であるた
め、実際の電動機の駆動時には類似な性能を表す。
型リアクターのインダクタンスＬO及び抵抗ＲO と、従
来の閉鎖型リアクタのインダクタンスＬC 及び抵抗ＲC
との比較結果を示したグラフであり、図示したように、
低周波数では従来の閉鎖型リアクタのインダクタンスＬ
C が本発明に係る開放型リアクターのインダクタンスＬ
O より大きいが、高周波数では逆になる。一方、電動機
の等速状態の周波数の５００kHz 〜１MHz では、インダ
クタンスＬO とインダクタンスＬC とが類似であるた
め、実際の電動機の駆動時には類似な性能を表す。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る交流
電動機の制御装置では、バー状コアを有する開放型リア
クターを採用しているため開放型リアクターと電力線に
よりＬＲＣ共振特性が発生し、電動機の過電圧が生じる
高周波数領域では従来の閉鎖型リアクターと類似な特性
が発生されるが、低周波数では従来よりも低いインピー
ダンス特性により電圧の損失を減少し得るという効果が
ある。
電動機の制御装置では、バー状コアを有する開放型リア
クターを採用しているため開放型リアクターと電力線に
よりＬＲＣ共振特性が発生し、電動機の過電圧が生じる
高周波数領域では従来の閉鎖型リアクターと類似な特性
が発生されるが、低周波数では従来よりも低いインピー
ダンス特性により電圧の損失を減少し得るという効果が
ある。
【００２５】さらに、従来技術では閉鎖型リアクターの
鉄芯の大きさが大きくて出力電圧を抑制すべく鉄芯の断
面積を増大させることが難しかったが、本発明に係るバ
ー状コアを有する開放型リアクターでは必要に応じて、
その断面積を増大し得るようになって、インピダンス値
が低減されて出力電圧の抑制効果を向上し得るという効
果がある。
鉄芯の大きさが大きくて出力電圧を抑制すべく鉄芯の断
面積を増大させることが難しかったが、本発明に係るバ
ー状コアを有する開放型リアクターでは必要に応じて、
その断面積を増大し得るようになって、インピダンス値
が低減されて出力電圧の抑制効果を向上し得るという効
果がある。
【図１】本発明に係る３相の交流電動機の制御装置を示
したブロック図である。
したブロック図である。
【図２】（Ａ），（Ｂ）は図１の等価回路図である。
【図３】（Ａ），（Ｂ）は本発明に係るバー状コアを有
するリアクターの各実施形態を示した構成図（その１）
である。
するリアクターの各実施形態を示した構成図（その１）
である。
【図４】（Ａ），（Ｂ）は本発明に係るバー状コアを有
するリアクターの各実施形態を示した構成図（その２）
である。
するリアクターの各実施形態を示した構成図（その２）
である。
【図５】（Ａ），（Ｂ）は本発明と従来の技術とのイン
バータの交流出力周波数によるリアクターの抵抗及びイ
ンダクタンス値を比較して示したグラフである。
バータの交流出力周波数によるリアクターの抵抗及びイ
ンダクタンス値を比較して示したグラフである。
【図６】従来の３相の交流電動機の制御装置を示したブ
ロック図である。
ロック図である。
【図７】（Ａ）〜（Ｄ）、従来の閉鎖型ラインリアクタ
ーを示した構成図である。
ーを示した構成図である。
【図８】図６の等価回路図である。
【図９】従来の電動機の制御時の時間経過に従う電動機
の速度、電動機に流れる電流及びインバータ出力電圧の
特性を示したグラフである。
の速度、電動機に流れる電流及びインバータ出力電圧の
特性を示したグラフである。
１…交流電源 ２…コンバータ ３…インバータ ４…制御器 ５…パルス幅変調信号発生部 ７…電動機 ６０…リアクター
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電動機に交流電流を供給するための
交流電源と、 該交流電源から供給された交流電流を直流電流に変換し
て出力するコンバータと、 該コンバータから出力された直流電流を平滑化するコン
デンサと、 該コンデンサから出力された直流電流を交流電流に変換
すべく、複数のパワースイッチング素子を備えたインバ
ータと、 前記パワースイッチング素子をスイッチングする制御信
号を供給するパルス幅変調信号発生器と、 該パルス幅変調信号発生器の制御信号の発生を制御する
制御器と、 前記インバータと前記電動機間に挿合され、前記電動機
の起動又は加速運転時にリアクター自体の電圧の消耗を
最小化し、電動機の高速運転時には該電動機に過電圧が
印加される現象を抑制し得るように、少なくとも一つの
バー状コアが形成されたリアクターと、を具備すること
を特徴とする交流電動機の制御装置。 - 【請求項２】 前記リアクターは、前記電動機の起動又
は加速運転時に電圧の降下が最小化され、前記電動機の
高速運転時には該電動機に過電圧が印加される現象を抑
制し得るように、３個のバー状コアに形成され、各コア
は前記電動機に供給される３相交流の各相にそれぞれ対
応して構成されることを特徴とする請求項１記載の交流
電動機の制御装置。 - 【請求項３】 前記リアクターは前記電動機に供給され
る３相交流の各相にそれぞれ対応される３個のバー状コ
アと、これら３個のバー状コアにそれぞれ巻回されたコ
イルと、を包含することを特徴とする請求項１記載の交
流電動機の制御装置。 - 【請求項４】 前記リアクターは、１個のバー状コア
と、前記バー状コアに巻回された３相の交流にそれぞれ
対応するコイルと、を包含することを特徴とする請求項
１記載の交流電動機の制御装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019980041822A KR100319932B1 (ko) | 1998-10-07 | 1998-10-07 | 전동기의과전압방지장치 |
| KR41822/1998 | 1998-10-07 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000125591A true JP2000125591A (ja) | 2000-04-28 |
Family
ID=19553211
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11286260A Pending JP2000125591A (ja) | 1998-10-07 | 1999-10-07 | 交流電動機の制御装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6246209B1 (ja) |
| JP (1) | JP2000125591A (ja) |
| KR (1) | KR100319932B1 (ja) |
| CN (1) | CN1269305C (ja) |
| TW (1) | TW476185B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012507861A (ja) * | 2008-10-29 | 2012-03-29 | ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ | 誘導性と容量性素子の一体化構造 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6617814B1 (en) * | 2001-04-11 | 2003-09-09 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Integrated DC link choke and method for suppressing common-mode voltage in a motor drive |
| US6987372B1 (en) | 2001-04-11 | 2006-01-17 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Integrated DC link choke and method for suppressing common-mode voltage in a motor drive |
| US7132812B1 (en) | 2001-04-11 | 2006-11-07 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Integrated DC link choke and method for suppressing common-mode voltage in a motor drive |
| US6683437B2 (en) * | 2001-10-31 | 2004-01-27 | Immersion Corporation | Current controlled motor amplifier system |
| KR100512720B1 (ko) * | 2002-11-08 | 2005-09-07 | 삼성전자주식회사 | 모터전원공급장치 및 모터전원공급방법 |
| WO2004066492A1 (en) * | 2003-01-20 | 2004-08-05 | Schaffner Emv Ag | Filter network |
| JP4557616B2 (ja) * | 2004-07-02 | 2010-10-06 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置 |
| JP4604498B2 (ja) * | 2004-01-26 | 2011-01-05 | パナソニック株式会社 | モータ駆動用インバータ制御装置、および空気調和機 |
| US9257895B2 (en) * | 2004-06-17 | 2016-02-09 | Grant A. MacLennan | Distributed gap inductor filter apparatus and method of use thereof |
| KR101285614B1 (ko) * | 2006-12-20 | 2013-07-12 | 엘지전자 주식회사 | 냉장고용 팬모터의 구동제어장치 및 방법 |
| KR100848561B1 (ko) * | 2006-12-29 | 2008-07-25 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터의 과전압 억제를 위한 유도 전동기 감속 제어 장치및 방법 |
| US8353174B1 (en) * | 2008-10-03 | 2013-01-15 | Johnson Controls Technology Company | Control method for vapor compression system |
| RU2518905C2 (ru) * | 2011-05-17 | 2014-06-10 | Хонда Мотор Ко., Лтд. | Управляющее устройство обеспечения параллельной работы для инверторного генератора |
| KR102112593B1 (ko) | 2019-06-10 | 2020-05-19 | 이재천 | 전동침대 프레임 |
| KR102112591B1 (ko) | 2019-06-10 | 2020-05-19 | 이재천 | 전동침대 프레임 |
| CN113437918B (zh) * | 2021-07-02 | 2023-06-27 | 深圳鹏行智能研究有限公司 | 电机驱动电路 |
| KR102596295B1 (ko) | 2023-04-05 | 2023-10-30 | 이재천 | 모션 프레임을 구비한 매트리스 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US609991A (en) * | 1898-08-30 | Method of and means for securing constant torque in polyphase motors | ||
| US3659184A (en) * | 1970-02-11 | 1972-04-25 | Nasa | Analog signal to discrete time interval converter (asdtic) |
| JPS51108343A (ja) * | 1975-03-19 | 1976-09-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | |
| JPS57212512A (en) * | 1981-06-25 | 1982-12-27 | Toshiba Corp | Voltage resonance type high-frequency switching circuit |
| US4445167A (en) * | 1981-10-05 | 1984-04-24 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Inverter system |
| DE68922049T2 (de) * | 1988-09-06 | 1995-09-21 | Toshiba Kawasaki Kk | Pulsbreiten-modulierte Leistungsversorgung mit Unterdrückungsfähigkeit von Modulierungsfrequenzsignalkomponenten von Erdpotentialen. |
| JP2954333B2 (ja) * | 1990-11-28 | 1999-09-27 | 株式会社日立製作所 | 交流電動機可変速システム |
| JPH0638543A (ja) * | 1992-07-17 | 1994-02-10 | Meidensha Corp | サージ電圧抑制装置 |
| FR2742609B1 (fr) * | 1995-12-14 | 1998-01-09 | Cegelec | Agencement de commande de machine electrique incluant un dispositif de lissage de couple |
| JPH09331682A (ja) * | 1996-06-12 | 1997-12-22 | Meidensha Corp | 電力変換器 |
| US6028405A (en) * | 1998-01-14 | 2000-02-22 | Yaskawa Electric America, Inc. | Variable frequency drive noise attenuation circuit |
| US6015964A (en) * | 1998-08-03 | 2000-01-18 | Lincoln Global, Inc. | Electric arc welder with controlled arc |
| GB2350733B (en) * | 1999-06-03 | 2003-02-12 | Cheltenham Induction Heating L | Power supply |
-
1998
- 1998-10-07 KR KR1019980041822A patent/KR100319932B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1999
- 1999-10-02 TW TW088116995A patent/TW476185B/zh not_active IP Right Cessation
- 1999-10-07 CN CNB991224140A patent/CN1269305C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1999-10-07 JP JP11286260A patent/JP2000125591A/ja active Pending
- 1999-10-07 US US09/413,864 patent/US6246209B1/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
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|---|---|
| CN1269305C (zh) | 2006-08-09 |
| TW476185B (en) | 2002-02-11 |
| KR100319932B1 (ko) | 2002-04-22 |
| US6246209B1 (en) | 2001-06-12 |
| KR20000024972A (ko) | 2000-05-06 |
| CN1252645A (zh) | 2000-05-10 |
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