JP2000068790A - 相補櫛形フィルタ - Google Patents
相補櫛形フィルタInfo
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- JP2000068790A JP2000068790A JP23864798A JP23864798A JP2000068790A JP 2000068790 A JP2000068790 A JP 2000068790A JP 23864798 A JP23864798 A JP 23864798A JP 23864798 A JP23864798 A JP 23864798A JP 2000068790 A JP2000068790 A JP 2000068790A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 小さい回路規模で実現可能な干渉キャンセラ
を提供する。 【解決手段】 相補櫛形フィルタをツリー状に接続して
複数タップの周波数分離フィルタを構成し、干渉波を含
まないタップの出力を合成して干渉波を取り除いた信号
を得る。
を提供する。 【解決手段】 相補櫛形フィルタをツリー状に接続して
複数タップの周波数分離フィルタを構成し、干渉波を含
まないタップの出力を合成して干渉波を取り除いた信号
を得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、受信信号から干渉
波を除去する干渉波除去装置（干渉キャンセラ）の改良
に関し、特に、相補櫛形フィルタ(ＣＣＦ,Complementar
y Comb Filter)を用いた干渉フィルタに関する。
波を除去する干渉波除去装置（干渉キャンセラ）の改良
に関し、特に、相補櫛形フィルタ(ＣＣＦ,Complementar
y Comb Filter)を用いた干渉フィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】無線通信システムにおいて、耐干渉性を
高めるために、様々な手法が提案されている。例えば、
図２１に示す可変タップ型ＦＩＲフィルタを用いた干渉
キャンセラが使用される。同図において、２０１〜２０
６は遅延素子（シフトレジスタ）、２１１〜２１７は係
数器、２２１は加算器である。
高めるために、様々な手法が提案されている。例えば、
図２１に示す可変タップ型ＦＩＲフィルタを用いた干渉
キャンセラが使用される。同図において、２０１〜２０
６は遅延素子（シフトレジスタ）、２１１〜２１７は係
数器、２２１は加算器である。
【０００３】図２２は、他の例を示すもので、複素フィ
ルタバンク方式、ウェーブレットパケット方式の例を示
している。同図において、３０１〜３０６はＦＩＲフィ
ルタ、３１１〜３１４はスイッチ、３２１〜３２６はＦ
ＩＲフィルタである。
ルタバンク方式、ウェーブレットパケット方式の例を示
している。同図において、３０１〜３０６はＦＩＲフィ
ルタ、３１１〜３１４はスイッチ、３２１〜３２６はＦ
ＩＲフィルタである。
【０００４】しかしながら、可変タップ型ＦＩＲフィル
タ方式では、可変タップを構成するために乗算器を必要
とする。このため、回路規模、消費電力が大きくなる。
また、複素フィルタバンク、ウェーブレットパケット方
式では、多数のＦＩＲフィルタを使用するため、回路規
模、消費電力が大きい。このような理由によって、携帯
型通信機器への干渉キャンセラの搭載が困難である。
タ方式では、可変タップを構成するために乗算器を必要
とする。このため、回路規模、消費電力が大きくなる。
また、複素フィルタバンク、ウェーブレットパケット方
式では、多数のＦＩＲフィルタを使用するため、回路規
模、消費電力が大きい。このような理由によって、携帯
型通信機器への干渉キャンセラの搭載が困難である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】よって、本発明は、比
較的に小さい回路規模で実現可能な干渉キャンセラを提
供することを目的とする。
較的に小さい回路規模で実現可能な干渉キャンセラを提
供することを目的とする。
【０００６】また、本発明は、小さい回路規模の干渉キ
ャンセラを実現可能とする周波数分割フィルタを提供す
ることを目的とする。
ャンセラを実現可能とする周波数分割フィルタを提供す
ることを目的とする。
【０００７】また、本発明は、小さい回路規模の周波数
分割フィルタを実現可能とする相補櫛形フィルタを提供
することを目的とする。
分割フィルタを実現可能とする相補櫛形フィルタを提供
することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の相補櫛形フィルタは、入力信号をτ時間遅
延せしめた第１の遅延信号を得る第１の信号遅延回路
と、上記入力信号を２τ時間遅延せしめた第２の遅延信
号を得る第２の信号遅延回路と、上記入力信号、上記第
１の遅延信号及び上記第２の遅延信号をそれぞれ１：
２：１の割合で加算する第１の加算回路と、上記入力信
号、上記第１の遅延信号及び上記第２の遅延信号をそれ
ぞれ−１：２：−１の割合で加算する第２の加算回路
と、を備える。
め、本発明の相補櫛形フィルタは、入力信号をτ時間遅
延せしめた第１の遅延信号を得る第１の信号遅延回路
と、上記入力信号を２τ時間遅延せしめた第２の遅延信
号を得る第２の信号遅延回路と、上記入力信号、上記第
１の遅延信号及び上記第２の遅延信号をそれぞれ１：
２：１の割合で加算する第１の加算回路と、上記入力信
号、上記第１の遅延信号及び上記第２の遅延信号をそれ
ぞれ−１：２：−１の割合で加算する第２の加算回路
と、を備える。
【０００９】かかる構成の相補櫛形フィルタを用いるこ
とによって、遅延量が周波数に依存せず、周波数成分を
２分割するフィルタを実現可能になる。
とによって、遅延量が周波数に依存せず、周波数成分を
２分割するフィルタを実現可能になる。
【００１０】また、本発明の周波数分割フィルタは、互
いに相補的な櫛形の周波数特性を有する第１及び第２の
出力を発生する第１の相補櫛形フィルタと、上記第１の
櫛形フィルタの第１の出力を入力とし、互いに相補的な
櫛形の周波数特性を有する第３及び第４の出力を発生す
る第２の相補櫛形フィルタと、上記第１の櫛形フィルタ
の第２の出力を入力とし、互いに相補的な櫛形の周波数
特性を有する第５及び第６の出力を発生する第３の相補
櫛形フィルタと、上記第２及び第３の相補櫛形フィルタ
相互間の出力時間差を調整する遅延回路と、を備える。
いに相補的な櫛形の周波数特性を有する第１及び第２の
出力を発生する第１の相補櫛形フィルタと、上記第１の
櫛形フィルタの第１の出力を入力とし、互いに相補的な
櫛形の周波数特性を有する第３及び第４の出力を発生す
る第２の相補櫛形フィルタと、上記第１の櫛形フィルタ
の第２の出力を入力とし、互いに相補的な櫛形の周波数
特性を有する第５及び第６の出力を発生する第３の相補
櫛形フィルタと、上記第２及び第３の相補櫛形フィルタ
相互間の出力時間差を調整する遅延回路と、を備える。
【００１１】また、本発明の干渉キャンセラは、上記構
成の周波数分割フィルタを含む干渉フィルタにおいて、
上記周波数分割フィルタの第３乃至第６の出力を夫々選
択する第１乃至第６のスイッチ回路と、上記第１乃至第
６のスイッチ回路の各出力を加算する加算回路と、上記
第３乃至第６の出力から干渉波を検出し、検出結果に基
づいて上記第１乃至第６のスイッチ回路の開閉を制御す
る制御回路と、を備える。
成の周波数分割フィルタを含む干渉フィルタにおいて、
上記周波数分割フィルタの第３乃至第６の出力を夫々選
択する第１乃至第６のスイッチ回路と、上記第１乃至第
６のスイッチ回路の各出力を加算する加算回路と、上記
第３乃至第６の出力から干渉波を検出し、検出結果に基
づいて上記第１乃至第６のスイッチ回路の開閉を制御す
る制御回路と、を備える。
【００１２】好ましくは、上記制御回路は、上記干渉波
が存在する出力を選択するスイッチ回路をオフにして干
渉波を除去する。
が存在する出力を選択するスイッチ回路をオフにして干
渉波を除去する。
【００１３】また、本発明の受信機は上記干渉波キャン
セラを含む。好ましくは、スベクトラム拡散通信システ
ムにおいて使用される移動あるいは携帯型の送受信装置
である。
セラを含む。好ましくは、スベクトラム拡散通信システ
ムにおいて使用される移動あるいは携帯型の送受信装置
である。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は、本発明に係る相補
櫛形フィルタの例を示している。同図において、入力信
号データは、係数器１１によって値が１／２になされ、
遅延時間τの遅延素子１２及び１３を経て加算器１４の
一方入力端に供給される。加算器１４の他方入力端には
係数器１１の出力データが供給される。１／２係数器１
１は、入力データの値全体を下位桁方向に１ビットシフ
トする回路によって構成することができる。これは、ｍ
ビットの入力データの上位桁からｍ−１ビット分のデー
タを選択し、選択値の最上桁に１ビット値０を挿入して
ｍビット出力とする回路でもよい。
て図面を参照して説明する。図１は、本発明に係る相補
櫛形フィルタの例を示している。同図において、入力信
号データは、係数器１１によって値が１／２になされ、
遅延時間τの遅延素子１２及び１３を経て加算器１４の
一方入力端に供給される。加算器１４の他方入力端には
係数器１１の出力データが供給される。１／２係数器１
１は、入力データの値全体を下位桁方向に１ビットシフ
トする回路によって構成することができる。これは、ｍ
ビットの入力データの上位桁からｍ−１ビット分のデー
タを選択し、選択値の最上桁に１ビット値０を挿入して
ｍビット出力とする回路でもよい。
【００１５】加算器１５の出力データは、１／２係数器
１５によって１／２の値になされ、加算器１６の一方の
入力端に供給される。また、加算器１５の出力データ
は、１／２係数器１５を経て減算器１７の一方の入力端
（引数側）に供給される。減算器１７は、補数回路を備
える加算器で構成可能であり、加算器による表現が可能
である。加算器１６及び減算器１７の各他方の入力端に
は、遅延素子１２の出力データが供給される。加算器１
６の出力端には、相補櫛形フィルタの一方の出力Ｈ
d +が、減算器１７の出力端には相補櫛形フィルタの他方
の出力Ｈd -が得られる。
１５によって１／２の値になされ、加算器１６の一方の
入力端に供給される。また、加算器１５の出力データ
は、１／２係数器１５を経て減算器１７の一方の入力端
（引数側）に供給される。減算器１７は、補数回路を備
える加算器で構成可能であり、加算器による表現が可能
である。加算器１６及び減算器１７の各他方の入力端に
は、遅延素子１２の出力データが供給される。加算器１
６の出力端には、相補櫛形フィルタの一方の出力Ｈ
d +が、減算器１７の出力端には相補櫛形フィルタの他方
の出力Ｈd -が得られる。
【００１６】かかる構成の相補櫛形フィルタの伝達関数
Ｈd +(ｚ)、Ｈd -(ｚ)は、次式(1)、(2)で与えられる。
Ｈd +(ｚ)、Ｈd -(ｚ)は、次式(1)、(2)で与えられる。
【００１７】 Ｈd +(ｚ)＝(１／４)ｚd＋(１／２)＋(１／４)ｚ-d ……(1) Ｈd -(ｚ)＝−(１／４)ｚd＋(１／２)−(１／４)ｚ-d ……(2) また、遅延素子ｚ-1の遅延時間をＴとしたときの、周波
数fに対する振幅特性（複素表記）は、式(3)、(4)で与え
られる。
数fに対する振幅特性（複素表記）は、式(3)、(4)で与え
られる。
【００１８】 Ｈd +(ｅj2πfT)＝cos2(πfTd) ……(3) Ｈd -(ｅj2πfT)＝sin2(πfTd) ……(4) 図２(a)は、上記構成の相補櫛形フィルタの特性を真数
軸で表している。また、図２(b)は上記構成の相補櫛形
フィルタの特性を対数軸で表している。
軸で表している。また、図２(b)は上記構成の相補櫛形
フィルタの特性を対数軸で表している。
【００１９】本発明の相補櫛形フィルタは、次の(a)〜
(c)に示す特徴を持つ。
(c)に示す特徴を持つ。
【００２０】(a) 周波数に依存しない一定の遅延量を持
つ。
つ。
【００２１】(b) 二つの出力の伝達関数Ｈd +(ｚ)、Ｈd -
(ｚ)を加算すると、利得が１になる相補的な特性を有す
る（図２(a)参照）。すなわち、二つの出力を加算する
と元の出力が得られる。
(ｚ)を加算すると、利得が１になる相補的な特性を有す
る（図２(a)参照）。すなわち、二つの出力を加算する
と元の出力が得られる。
【００２２】(c) 伝達関数Ｈd +(ｚ)、Ｈd -(ｚ)の周波数
特性は対数軸で櫛形になる（図２(b)参照）。
特性は対数軸で櫛形になる（図２(b)参照）。
【００２３】(1) このような特性を持つ相補櫛形フィ
ルタの伝達関数の導出について説明する。
ルタの伝達関数の導出について説明する。
【００２４】まず、相補櫛形フィルタの伝達関数を、次
の１〜４の条件の下に導出する。
の１〜４の条件の下に導出する。
【００２５】条件１ フィルタの遅延量が周波数に関係
なく一定である。
なく一定である。
【００２６】条件２ ２つの伝達関数Ｈd +(z)、Ｈd -(z)
を加算すると１になる（相補性）。
を加算すると１になる（相補性）。
【００２７】条件３ ある周波数ｆ1で、Ｈ
+(ｅj2πf1T)＝１、Ｈ-(ｅj2πf1T)＝０ また、別の周
波数のある周波数ｆ2でＨ+(ｅj2πf2T)＝０、Ｈ-(ｅ
j2πf2T)＝１ が成り立つ（周波数の分離性）。
+(ｅj2πf1T)＝１、Ｈ-(ｅj2πf1T)＝０ また、別の周
波数のある周波数ｆ2でＨ+(ｅj2πf2T)＝０、Ｈ-(ｅ
j2πf2T)＝１ が成り立つ（周波数の分離性）。
【００２８】条件４ フィルタの段数は最小とする。
【００２９】(2) 伝達関数の導出 条件1より、z変換を用いて表したときの伝達関数が周波
数に対する遅延量が一定となるフィルタの伝達関数Ｈ
(z)は、遅延量が零のフィルタＧ(z)を用いて、Ｈ(z)＝z
-nＧ(z) と表せる。そこで、遅延量が零のフィルタＧ
(z)の伝達関数を次式(5)のように仮定する Ｇ(z)＝a-mzm＋a-(m-1)zm-1＋…＋a-1z1＋a0＋a1z-1+…＋am-1z-(m-1)＋amz-m … …(5) このとき、Ｇ(z)の周波数特性Ｇ(ejωT)は、次式(6)の
ようになる。
数に対する遅延量が一定となるフィルタの伝達関数Ｈ
(z)は、遅延量が零のフィルタＧ(z)を用いて、Ｈ(z)＝z
-nＧ(z) と表せる。そこで、遅延量が零のフィルタＧ
(z)の伝達関数を次式(5)のように仮定する Ｇ(z)＝a-mzm＋a-(m-1)zm-1＋…＋a-1z1＋a0＋a1z-1+…＋am-1z-(m-1)＋amz-m … …(5) このとき、Ｇ(z)の周波数特性Ｇ(ejωT)は、次式(6)の
ようになる。
【００３０】 Ｇ(ejωT)＝(a-m＋am)cos(ωmT)＋j(a-m−am)sin(ωmT) ＋(a-(m-1)＋a(m-1))cos(ω(m−1)T)＋j(a-(m-1)−a(m-1))sin(ω(m−１）
Ｔ） ＋… ＋（ａ−１＋a1)cos(ωT)＋j(a-1＋a1)sin(ωT)＋a0 ……(6) フィルタの遅延量が零になるためには、Ｇ(ejωT)が実
数とならなければならない。従って、am＝a-m、am-1＝a
-(m-1)、…、a1＝a-1が成り立つことが必要である。
Ｔ） ＋… ＋（ａ−１＋a1)cos(ωT)＋j(a-1＋a1)sin(ωT)＋a0 ……(6) フィルタの遅延量が零になるためには、Ｇ(ejωT)が実
数とならなければならない。従って、am＝a-m、am-1＝a
-(m-1)、…、a1＝a-1が成り立つことが必要である。
【００３１】 Ｇ(z)＝amzm＋am-1zm-1＋…＋a1z1＋a0＋a1z-1＋…＋am-1z-(m-1)＋amz-m …( 7) このときの周波数特性は、次式(8)のようになる。
【００３２】 Ｇ(ejωT)＝２amcos(ωmT)＋２am-1cos(ω(m-1)T)＋… ＋２a1cos(ωT)＋a0 ……(8) 式(7)より、目的のフィルタの伝達関数Ｈ+(z)、Ｈ-(z)
を次式(9)、(10)のように仮定する。
を次式(9)、(10)のように仮定する。
【００３３】 Ｈ+(z)＝amzm＋am-1zm-1＋…＋a1z1＋a0＋a1z-1＋…＋am-1z-(m-1)＋amz-m … …(9) Ｈ-(z)＝bmzm＋bm-1zm-1＋…＋b1z1＋b0＋b1z-1＋…＋bm-1z-(m-1)＋bmz-m … …(10) 条件2より、Ｈ+(z)＋Ｈ-(z)＝１が成り立つことが必要
である。従って、 am＋bm＝０、am-1＋bm-1=0、…、a1＋b1＝０、a1＋b1＝１、……(11) これを用いて、bxを消去すると、伝達関数の周波数特性
は次式(12)、(13)のように表せる。
である。従って、 am＋bm＝０、am-1＋bm-1=0、…、a1＋b1＝０、a1＋b1＝１、……(11) これを用いて、bxを消去すると、伝達関数の周波数特性
は次式(12)、(13)のように表せる。
【００３４】 Ｈ+(ejωT)＝2amcos(ωmT)＋2am-1cos(ω(m-1)T)＋…＋2a1cos(ωT)＋a0 ……(12) Ｈ-(ejωT)＝−2amcos(ωmT)−2am-1cos(ω(m-1)T)−… −2a1cos(ωT)＋１−a0 ……(13) 条件４より、フィルタの段数を最小化する。フィルタの
段数が１段、２段のときは、解が存在しないので、解が
存在するためには、３段必要である。このとき、伝達関
数は次式(14)、(15)のように表せる。
段数が１段、２段のときは、解が存在しないので、解が
存在するためには、３段必要である。このとき、伝達関
数は次式(14)、(15)のように表せる。
【００３５】 Ｈ+(ejωT)＝＋2a1cos(ωT)＋a0 ……(14) Ｈ-(ejωT)＝−2a1cos(ωT)＋1−a0 ……(15) 条件３より、cos(2πf1T) ＝1 のとき、Ｈ+(ej2πf1T)
＝１，Ｈ-(ej2πf1T)＝0，cos(2πf2T)＝−1のとき、Ｈ
+(ej2πf2T)＝０，Ｈ-(ej2πf2T)＝１，とすると、式(1
4)あるいは式(15)より、式(16)、式(17)が得られる。
＝１，Ｈ-(ej2πf1T)＝0，cos(2πf2T)＝−1のとき、Ｈ
+(ej2πf2T)＝０，Ｈ-(ej2πf2T)＝１，とすると、式(1
4)あるいは式(15)より、式(16)、式(17)が得られる。
【００３６】 2a1＋a0＝１ ……(16) −2a1＋a0＝０ ……(17) これを解くと、a0＝1/2、a1＝1/4となる。
【００３７】従って、条件１〜４を満たす伝達関数とし
て、次式(18)、(19)が得られる。
て、次式(18)、(19)が得られる。
【００３８】 Ｈ+(z)＝(1/4)z＋(1/2)＋(1/4)z-1 ……(18) Ｈ-(z)＝−(1/4)z＋(1/2)−(1/4)z-1 ……(19) 式(18)、(19)より、図１に示すフィルタ回路が得られ
る。
る。
【００３９】次に、上述した相補櫛形フィルタを用いた
干渉キャンセラについて説明する。
干渉キャンセラについて説明する。
【００４０】従来は、既述したように、図２１あるいは
図２２に示される干渉キャンセラが用いられていた。し
かし、可変タップ型ＦＩＲフィルタ方式では、可変タッ
プを構成する必要があるため、乗算器が必要で、回路規
模、消費電力が大きくなる。また、複素フィルタバンク
方式、ウェーブレットパケット方式では、多数のＦＩＲ
型フィルタを用いるため、回路規模、消費電力が大きく
なる。このため、携帯型の機器では、干渉キャンセラの
採用が困難であった。
図２２に示される干渉キャンセラが用いられていた。し
かし、可変タップ型ＦＩＲフィルタ方式では、可変タッ
プを構成する必要があるため、乗算器が必要で、回路規
模、消費電力が大きくなる。また、複素フィルタバンク
方式、ウェーブレットパケット方式では、多数のＦＩＲ
型フィルタを用いるため、回路規模、消費電力が大きく
なる。このため、携帯型の機器では、干渉キャンセラの
採用が困難であった。
【００４１】図３は、本発明の干渉キャンセラの構成例
を示している。この干渉キャンセラは、上述したような
相補櫛形フィルタを用いて実現されている。
を示している。この干渉キャンセラは、上述したような
相補櫛形フィルタを用いて実現されている。
【００４２】同図において、干渉キャンセラは、大別し
て、入力信号を周波数成分に分割する周波数分割フィル
タ１、干渉波の存在する周波数成分を除くスイッチ回路
２ａ〜２ｄ、各周波数成分を合成して元の信号に戻す加
算器３、スイッチ回路のオンオフを制御する制御回路４
によって構成される。
て、入力信号を周波数成分に分割する周波数分割フィル
タ１、干渉波の存在する周波数成分を除くスイッチ回路
２ａ〜２ｄ、各周波数成分を合成して元の信号に戻す加
算器３、スイッチ回路のオンオフを制御する制御回路４
によって構成される。
【００４３】周波数分割フィルタ１は、相補櫛形フィル
タ（ＣＣＦ）１０ａ〜１０ｃ、遅延素子１８を含んでい
る。デジタル化されたベースバンド信号のデータは、第
１の相補櫛形フィルタ１０ａに供給される。相補櫛形フ
ィルタ１０ａでは、既述した式(1)及び(2)中のＺ-d及び
Ｚdのｄ値は１６に設定される。相補櫛形フィルタ１０
ａの第１の出力は、第２の相補櫛形フィルタ１０ｂの入
力端に供給され、第２の出力は遅延素子１８を経て第３
の相補櫛形フィルタ１０ｃの入力端に供給される。相補
櫛形フィルタ１０ｂでは、式(1)及び(2)中のＺ-d及びＺ
dのｄ値は８に設定される。相補櫛形フィルタ１０ｃで
は、式(1)及び(2)中のＺ-d及びＺdのｄ値は４に設定さ
れる。遅延素子１８は、相補櫛形フィルタ１０ｂの第１
及び第２の出力の遅延と、相補櫛形フィルタ１０ｃの第
１及び第２の出力の遅延とが、同じになるように遅延時
間差分（Ｚ-4）を調整して、後に合成した信号が元の信
号に戻るようにしている。相補櫛形フィルタ１０ｂの第
１及び第２の出力、相補櫛形フィルタ１０ｃの第１及び
第２の出力は、それぞれ周波数分割フィルタ１の出力ta
p（タップ）1〜tap４となる。出力tap1〜tap４は、それ
ぞれスイッチ回路２ａ〜２ｄを経て加算器３によって合
成される。周波数分割フィルタの出力tap1〜tap４は、
制御回路４にも供給される。
タ（ＣＣＦ）１０ａ〜１０ｃ、遅延素子１８を含んでい
る。デジタル化されたベースバンド信号のデータは、第
１の相補櫛形フィルタ１０ａに供給される。相補櫛形フ
ィルタ１０ａでは、既述した式(1)及び(2)中のＺ-d及び
Ｚdのｄ値は１６に設定される。相補櫛形フィルタ１０
ａの第１の出力は、第２の相補櫛形フィルタ１０ｂの入
力端に供給され、第２の出力は遅延素子１８を経て第３
の相補櫛形フィルタ１０ｃの入力端に供給される。相補
櫛形フィルタ１０ｂでは、式(1)及び(2)中のＺ-d及びＺ
dのｄ値は８に設定される。相補櫛形フィルタ１０ｃで
は、式(1)及び(2)中のＺ-d及びＺdのｄ値は４に設定さ
れる。遅延素子１８は、相補櫛形フィルタ１０ｂの第１
及び第２の出力の遅延と、相補櫛形フィルタ１０ｃの第
１及び第２の出力の遅延とが、同じになるように遅延時
間差分（Ｚ-4）を調整して、後に合成した信号が元の信
号に戻るようにしている。相補櫛形フィルタ１０ｂの第
１及び第２の出力、相補櫛形フィルタ１０ｃの第１及び
第２の出力は、それぞれ周波数分割フィルタ１の出力ta
p（タップ）1〜tap４となる。出力tap1〜tap４は、それ
ぞれスイッチ回路２ａ〜２ｄを経て加算器３によって合
成される。周波数分割フィルタの出力tap1〜tap４は、
制御回路４にも供給される。
【００４４】制御回路４は、各出力中の干渉波成分を検
出する。干渉波の検出は、例えば、信号電力が最も低い
タップに対する、各タップの信号電力の比が閾値ＴHを
越えるときは、干渉波成分が存在すると見なして、干渉
波成分が存在するタップのスイッチ回路をオフにする。
これにより、加算器３への干渉波の混入を阻止し、干渉
波を除去する。
出する。干渉波の検出は、例えば、信号電力が最も低い
タップに対する、各タップの信号電力の比が閾値ＴHを
越えるときは、干渉波成分が存在すると見なして、干渉
波成分が存在するタップのスイッチ回路をオフにする。
これにより、加算器３への干渉波の混入を阻止し、干渉
波を除去する。
【００４５】干渉波が存在しない場合、相補櫛形フィル
タ１０ｂ及び１０ｃの４つの相補出力を合成すると元の
信号が得られるので、加算器３の出力には、元のベース
バンド信号のデータが得られる。
タ１０ｂ及び１０ｃの４つの相補出力を合成すると元の
信号が得られるので、加算器３の出力には、元のベース
バンド信号のデータが得られる。
【００４６】干渉波が存在するときには、干渉波の存在
する周波数成分（タップ出力）が制御回路４によって除
かれるが、加算器３の出力は、櫛形特性の周波数成分を
持つ複数のタップ出力が合成されることにより、略元の
信号が得られる。
する周波数成分（タップ出力）が制御回路４によって除
かれるが、加算器３の出力は、櫛形特性の周波数成分を
持つ複数のタップ出力が合成されることにより、略元の
信号が得られる。
【００４７】図４は、上述した干渉キャンセラをスベク
トラム拡散信号の受信機の復調器１００に使用した例を
示している。
トラム拡散信号の受信機の復調器１００に使用した例を
示している。
【００４８】同図において、図示しないアンテナに到来
したスベクトラム拡散信号は、周波数変換によって中間
周波数信号（ＩＦ）に変換されて、復調器１００の直交
検波器に供給される。直交検波器は、キャリア信号を発
生する局部発振器１０１、乗算器１０２及び１０３、π
／２移相（遅延）回路１０４によって構成され、中間周
波数信号をベースバンド信号に復調する。Ｉ（実数部）
成分及びＱ（虚数部）成分のベースバンド信号は、それ
ぞれＡ／Ｄ変換器１０５及び１０６によってデジタル化
されてＩAD信号及びＱAD信号となり、干渉キャンセラ１
０７に供給される。干渉キャンセラは、ベースバンド信
号から干渉波を除去してＩIC信号及びＱIC信号を得て、
それぞれデジタルマッチドフィルタ（ＤＭＦ）１０８及
び１０９に供給する。デジタルマッチドフィルタは、受
信信号の拡散符号の発生タイミングとと受信機の拡散符
号の発生タイミングとの同期を相関値のピーク判定によ
って検出する。
したスベクトラム拡散信号は、周波数変換によって中間
周波数信号（ＩＦ）に変換されて、復調器１００の直交
検波器に供給される。直交検波器は、キャリア信号を発
生する局部発振器１０１、乗算器１０２及び１０３、π
／２移相（遅延）回路１０４によって構成され、中間周
波数信号をベースバンド信号に復調する。Ｉ（実数部）
成分及びＱ（虚数部）成分のベースバンド信号は、それ
ぞれＡ／Ｄ変換器１０５及び１０６によってデジタル化
されてＩAD信号及びＱAD信号となり、干渉キャンセラ１
０７に供給される。干渉キャンセラは、ベースバンド信
号から干渉波を除去してＩIC信号及びＱIC信号を得て、
それぞれデジタルマッチドフィルタ（ＤＭＦ）１０８及
び１０９に供給する。デジタルマッチドフィルタは、受
信信号の拡散符号の発生タイミングとと受信機の拡散符
号の発生タイミングとの同期を相関値のピーク判定によ
って検出する。
【００４９】クロック再生・サンプリング部１１０は、
受信信号に同期したクロックを再生し、サンプリングタ
イミングを設定する。ＡＦＣ・同期検波部１１１は、再
生されたクロックに同期してベースバンド信号の周波数
誤差補正及び位相検波を行い、元のデータを再生する。
受信信号に同期したクロックを再生し、サンプリングタ
イミングを設定する。ＡＦＣ・同期検波部１１１は、再
生されたクロックに同期してベースバンド信号の周波数
誤差補正及び位相検波を行い、元のデータを再生する。
【００５０】次に、上述した干渉キャンセラの特性につ
いてのシミュレーション実験結果について説明する。実
験は、以下の条件で行った。
いてのシミュレーション実験結果について説明する。実
験は、以下の条件で行った。
【００５１】通信方式は直接スペクトラム拡散方式、変
調方式はＤＢＰＳＫ（差同２値ＰＳＫ）、復調方式は同
期検波、拡散符号は１１チップバーカー符号、データレ
ートは１／１１／Ｔc、干渉周波数は０．２３／Ｔc、復
調には図４に示す復調器を使用した。Ｔｃは、拡散信号
の１チップの時間幅（チップ周期）である。
調方式はＤＢＰＳＫ（差同２値ＰＳＫ）、復調方式は同
期検波、拡散符号は１１チップバーカー符号、データレ
ートは１／１１／Ｔc、干渉周波数は０．２３／Ｔc、復
調には図４に示す復調器を使用した。Ｔｃは、拡散信号
の１チップの時間幅（チップ周期）である。
【００５２】図５〜図８は、周波数分割フィルタ１のタ
ップ１〜４の周波数特性例をそれぞれ示している。な
お、周波数分割フィルタの周波数特性は、図示の特性例
に限定されるものではない。
ップ１〜４の周波数特性例をそれぞれ示している。な
お、周波数分割フィルタの周波数特性は、図示の特性例
に限定されるものではない。
【００５３】このような条件に設定された干渉キャンセ
ラに図９に示すスベクトラムを有する入力を与えた。
ラに図９に示すスベクトラムを有する入力を与えた。
【００５４】図１０〜図１３は、それぞれ周波数分割フ
ィルタ１のタップ１〜４から出力されるスペクトラムを
示している。
ィルタ１のタップ１〜４から出力されるスペクトラムを
示している。
【００５５】実施例の干渉キャンセラは、干渉波が入っ
ているタップのスイッチ（ＳＷ）をオフにすることによ
って、干渉波を除去する。オンにするタップの数と、ビ
ットエラーレート（ＢＥＲ）特性の関係を図１４乃至１
６に示す。
ているタップのスイッチ（ＳＷ）をオフにすることによ
って、干渉波を除去する。オンにするタップの数と、ビ
ットエラーレート（ＢＥＲ）特性の関係を図１４乃至１
６に示す。
【００５６】図１４は、オンにするタップが１つの場合
のＥb／Ｎo（１ビット当たりのエネルギー対雑音電力密
度比）に対するビットエラー特性を示している。同図
中、内側の曲線より、理論値特性、全タップオンの場合
の特性、タップ４のみオンの場合の特性タップ３のみオ
ンの場合の特性、タップ２オンの場合の特性、タップ１
オンのみ場合の特性を示している。最悪の条件である、
タップを１本しかオンにできない環境下では、ＢＥＲ＝
１０-3の点において約５ｄＢの劣化が生じるが、動作可
能であることが分かる。
のＥb／Ｎo（１ビット当たりのエネルギー対雑音電力密
度比）に対するビットエラー特性を示している。同図
中、内側の曲線より、理論値特性、全タップオンの場合
の特性、タップ４のみオンの場合の特性タップ３のみオ
ンの場合の特性、タップ２オンの場合の特性、タップ１
オンのみ場合の特性を示している。最悪の条件である、
タップを１本しかオンにできない環境下では、ＢＥＲ＝
１０-3の点において約５ｄＢの劣化が生じるが、動作可
能であることが分かる。
【００５７】図１５は、オンにするタップが２つの場合
のＥb／Ｎoに対するビットエラー特性を示している。同
図中、内側の曲線より、理論値特性、全タップオンの場
合の特性、タップ３，４をオンした場合の特性、タップ
２，３をオンした場合の特性、タップ２，４をオンした
場合の特性、タップ１，３をオンした場合の特性、タッ
プ１，４をオンした場合の特性、タップ１，２をオンし
た場合の特性を示している。
のＥb／Ｎoに対するビットエラー特性を示している。同
図中、内側の曲線より、理論値特性、全タップオンの場
合の特性、タップ３，４をオンした場合の特性、タップ
２，３をオンした場合の特性、タップ２，４をオンした
場合の特性、タップ１，３をオンした場合の特性、タッ
プ１，４をオンした場合の特性、タップ１，２をオンし
た場合の特性を示している。
【００５８】図１６は、オンにするタップが３つの場合
のＥb／Ｎoに対するビットエラー特性を示している。同
図中、内側の曲線より、理論値特性、全タップオンの場
合の特性、タップ２，３，４をオンした場合の特性、タ
ップ１，２，３をオンした場合の特性、タップ１，２，
４をオンした場合の特性、タップ１，３，４をオンした
場合の特性を示している。３つのタップがオン状態で
は、全タップオンの場合と略同じビットエラーレートが
得られる。
のＥb／Ｎoに対するビットエラー特性を示している。同
図中、内側の曲線より、理論値特性、全タップオンの場
合の特性、タップ２，３，４をオンした場合の特性、タ
ップ１，２，３をオンした場合の特性、タップ１，２，
４をオンした場合の特性、タップ１，３，４をオンした
場合の特性を示している。３つのタップがオン状態で
は、全タップオンの場合と略同じビットエラーレートが
得られる。
【００５９】図１７は、Ｅｂ／Ｎｏ＝１０ｄＢにおける
Ｃ／Ｉ（搬送波対干渉波電力比）−ＢＥＲ特性を示す。
同図において、実線は干渉キャンセラ非動作時の特性
を、点線は干渉キャンセラの動作時の特性を示してい
る。
Ｃ／Ｉ（搬送波対干渉波電力比）−ＢＥＲ特性を示す。
同図において、実線は干渉キャンセラ非動作時の特性
を、点線は干渉キャンセラの動作時の特性を示してい
る。
【００６０】干渉キャンセラを用いない場合と比較し
て、ＢＥＲ＝１０-3の点においてＣ／Ｉ−ＢＥＲ特性を
約１６ｄＢ改善可能であることが分かる。
て、ＢＥＲ＝１０-3の点においてＣ／Ｉ−ＢＥＲ特性を
約１６ｄＢ改善可能であることが分かる。
【００６１】図１８は、Ｃ／Ｉ＝−１５ｄＢにおけるＥ
ｂ／Ｎｏ対ＢＥＲ特性を示している。同図において、実
線で示す特性曲線は理論値特性、２点鎖線で示す特性曲
線は干渉キャンセラを動作させた場合の特性、点線で示
す特性曲線は干渉キャンセラを非動作とした場合の特性
を示している。これ等特性により、干渉キャンセラを用
いない場合はビットエラーレートが高く復調困難である
が、干渉キャンセラを用いることによって、復調が可能
になることが分かる。
ｂ／Ｎｏ対ＢＥＲ特性を示している。同図において、実
線で示す特性曲線は理論値特性、２点鎖線で示す特性曲
線は干渉キャンセラを動作させた場合の特性、点線で示
す特性曲線は干渉キャンセラを非動作とした場合の特性
を示している。これ等特性により、干渉キャンセラを用
いない場合はビットエラーレートが高く復調困難である
が、干渉キャンセラを用いることによって、復調が可能
になることが分かる。
【００６２】図１９は、実施例の干渉キャンセラと従来
例との回路規模（ゲート数）を比較するグラフである。
実施例の干渉キャンセラは、同等性能の可変タップ型Ｆ
ＩＲフィルタに比べて回路規模が約８０％減少する。
例との回路規模（ゲート数）を比較するグラフである。
実施例の干渉キャンセラは、同等性能の可変タップ型Ｆ
ＩＲフィルタに比べて回路規模が約８０％減少する。
【００６３】図２０は、実施例の干渉キャンセラと従来
例との消費電力を比較するグラフである。実施例の干渉
キャンセラは、同等性能の可変タップ型ＦＩＲフィルタ
に比べて電力消費が約８０％減少する。
例との消費電力を比較するグラフである。実施例の干渉
キャンセラは、同等性能の可変タップ型ＦＩＲフィルタ
に比べて電力消費が約８０％減少する。
【００６４】なお、実施例の周波数分割フィルタは、３
つの相補櫛形フィルタによって４タップを得る構成とし
ているが、相補櫛形フィルタはツリー状に複数接続する
ことが可能である。この場合、４タップ、８タップ、１
６タップ、３２タップ、…のものを得ることが可能であ
る。
つの相補櫛形フィルタによって４タップを得る構成とし
ているが、相補櫛形フィルタはツリー状に複数接続する
ことが可能である。この場合、４タップ、８タップ、１
６タップ、３２タップ、…のものを得ることが可能であ
る。
【００６５】実施例では、相補櫛形フィルタを使用した
干渉キャンセラを受信機に用いる例を説明したが、相補
櫛形フィルタや干渉キャンセラの応用はこれに限定され
るものではない。例えば、送信機、送受信機等の通信機
における干渉波除去のみならず、信号処理回路、各種フ
ィルタ回路等に使用可能である。
干渉キャンセラを受信機に用いる例を説明したが、相補
櫛形フィルタや干渉キャンセラの応用はこれに限定され
るものではない。例えば、送信機、送受信機等の通信機
における干渉波除去のみならず、信号処理回路、各種フ
ィルタ回路等に使用可能である。
【００６６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の相補櫛形
フィルタは、相補的な出力特性を有するので、信号の周
波数分割及び再合成が簡単な構成で可能である。また、
この相補櫛形フィルタを使用した周波数分割フィルタ、
干渉キャンセラを用いることにより、回路規模や消費電
力の少ない装置が得られて好ましい。
フィルタは、相補的な出力特性を有するので、信号の周
波数分割及び再合成が簡単な構成で可能である。また、
この相補櫛形フィルタを使用した周波数分割フィルタ、
干渉キャンセラを用いることにより、回路規模や消費電
力の少ない装置が得られて好ましい。
【図１】図１は、相補櫛形フィルタの構成例を示すブロ
ック回路図である。
ック回路図である。
【図２】図２(a)は、相補櫛形フィルタの特性例を真数
軸で表したグラフである。図２(b)は、相補櫛形フィル
タの特性例を対数軸で表したグラフである。
軸で表したグラフである。図２(b)は、相補櫛形フィル
タの特性例を対数軸で表したグラフである。
【図３】図３は、相補櫛形フィルタを用いた干渉キャン
セラの構成例を示すブロック図である。
セラの構成例を示すブロック図である。
【図４】図４は、干渉キャンセラを復調器に使用した例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図５】図５は、周波数分割フィルタのタップ１の周波
数特性例を示すグラフである。
数特性例を示すグラフである。
【図６】図６は、周波数分割フィルタのタップ１の周波
数特性例を示すグラフである。
数特性例を示すグラフである。
【図７】図７は、周波数分割フィルタのタップ２の周波
数特性例を示すグラフである。
数特性例を示すグラフである。
【図８】図８は、周波数分割フィルタのタップ３の周波
数特性例を示すグラフである。
数特性例を示すグラフである。
【図９】図９は、干渉キャンセラに入力される信号の入
力スベクトラム例を示すグラフである。
力スベクトラム例を示すグラフである。
【図１０】図１０は、図９に示される入力スベクトラム
が干渉キャンセラに供給された場合のタップ１の出力ス
ベクトラム例を示すグラフである。
が干渉キャンセラに供給された場合のタップ１の出力ス
ベクトラム例を示すグラフである。
【図１１】図１１は、図９に示される入力スベクトラム
が干渉キャンセラに供給された場合のタップ２の出力ス
ベクトラム例を示すグラフである。
が干渉キャンセラに供給された場合のタップ２の出力ス
ベクトラム例を示すグラフである。
【図１２】図１２は、図９に示される入力スベクトラム
が干渉キャンセラに供給された場合のタップ３の出力ス
ベクトラム例を示すグラフである。
が干渉キャンセラに供給された場合のタップ３の出力ス
ベクトラム例を示すグラフである。
【図１３】図１３は、図９に示される入力スベクトラム
が干渉キャンセラに供給された場合のタップ４の出力ス
ベクトラム例を示すグラフである。
が干渉キャンセラに供給された場合のタップ４の出力ス
ベクトラム例を示すグラフである。
【図１４】図１４は、干渉キャンセラのタップ出力が１
つの場合のビットエラーレート特性を示すグラフであ
る。
つの場合のビットエラーレート特性を示すグラフであ
る。
【図１５】図１５は、干渉キャンセラのタップ出力が２
つの場合のビットエラーレート特性を示すグラフであ
る。
つの場合のビットエラーレート特性を示すグラフであ
る。
【図１６】図１６は、干渉キャンセラのタップ出力が３
つの場合のビットエラーレート特性を示すグラフであ
る。
つの場合のビットエラーレート特性を示すグラフであ
る。
【図１７】図１７は、干渉キャンセラを動作させた場合
と、非動作の場合とを説明するＣ／Ｉ対ビットエラーレ
ート特性のグラフである。
と、非動作の場合とを説明するＣ／Ｉ対ビットエラーレ
ート特性のグラフである。
【図１８】図１８は、干渉キャンセラを動作させた場合
と、非動作の場合とを説明するＥｂ／Ｎo対ビットエラ
ーレート特性のグラフである。
と、非動作の場合とを説明するＥｂ／Ｎo対ビットエラ
ーレート特性のグラフである。
【図１９】図１９は、実施例の回路と従来回路との回路
規模を比較するグラフである。
規模を比較するグラフである。
【図２０】図２０は、実施例の回路と従来回路との電力
消費を比較するグラフである。
消費を比較するグラフである。
【図２１】図２１は、従来の可変タップ型ＦＩＲフィル
タを用いた干渉キャンセラを説明するブロック回路図で
ある。
タを用いた干渉キャンセラを説明するブロック回路図で
ある。
【図２２】図２２は、従来の複素フィルタバンク、ウェ
ーブレットパケット用いた干渉キャンセラを説明するブ
ロック回路図である。
ーブレットパケット用いた干渉キャンセラを説明するブ
ロック回路図である。
１ 周波数分割フィルタ ２ａ〜２ｄ スイッチ回路 ３ 加算器 ４ 制御回路 １１，１５ 係数器 １２，１３ 遅延素子 １６，１７ 加算器
Claims (6)
- 【請求項１】入力信号をτ時間遅延せしめた第１の遅延
信号を得る第１の信号遅延回路と、 前記入力信号を２τ時間遅延せしめた第２の遅延信号を
得る第２の信号遅延回路と、 前記入力信号、前記第１の遅延信号及び前記第２の遅延
信号をそれぞれ１：２：１の割合で加算する第１の加算
回路と、 前記入力信号、前記第１の遅延信号及び前記第２の遅延
信号をそれぞれ−１：２：−１の割合で加算する第２の
加算回路と、 を備える相補櫛形フィルタ。 - 【請求項２】互いに相補的な櫛形の周波数特性を有する
第１及び第２の出力を発生する第１の相補櫛形フィルタ
と、 前記第１の櫛形フィルタの第１の出力を入力とし、互い
に相補的な櫛形の周波数特性を有する第３及び第４の出
力を発生する第２の相補櫛形フィルタと、 前記第１の櫛形フィルタの第２の出力を入力とし、互い
に相補的な櫛形の周波数特性を有する第５及び第６の出
力を発生する第３の相補櫛形フィルタと、 前記第２及び第３の相補櫛形フィルタ相互間の出力時間
差を調整する遅延回路と、 を備える周波数分割フィルタ。 - 【請求項３】前記第１乃至第３の相補櫛形フィルタの各
々は、請求項１記載の相補櫛形フィルタの構成を含む請
求項２記載の周波数分割フィルタ。 - 【請求項４】請求項２又は３記載の周波数分割フィルタ
を含む干渉フィルタであって、 前記周波数分割フィルタの第３乃至第６の出力を夫々選
択する第１乃至第６のスイッチ回路と、 前記第１乃至第６のスイッチ回路の各出力を加算する加
算回路と、 前記第３乃至第６の出力から干渉波を検出し、検出結果
に基づいて前記第１乃至第６のスイッチ回路の開閉を制
御する制御回路と、 を備える干渉キャンセラ。 - 【請求項５】前記制御回路は、前記干渉波が存在する出
力を選択するスイッチ回路をオフにする、請求項３記載
の干渉キャンセラ。 - 【請求項６】請求項１乃至５のいずれかに記載の装置を
備える受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23864798A JP2000068790A (ja) | 1998-08-25 | 1998-08-25 | 相補櫛形フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23864798A JP2000068790A (ja) | 1998-08-25 | 1998-08-25 | 相補櫛形フィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000068790A true JP2000068790A (ja) | 2000-03-03 |
Family
ID=17033252
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23864798A Withdrawn JP2000068790A (ja) | 1998-08-25 | 1998-08-25 | 相補櫛形フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000068790A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010239240A (ja) * | 2009-03-30 | 2010-10-21 | Rion Co Ltd | くし型フィルタ |
-
1998
- 1998-08-25 JP JP23864798A patent/JP2000068790A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010239240A (ja) * | 2009-03-30 | 2010-10-21 | Rion Co Ltd | くし型フィルタ |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20051101 |