JP2000037074A - スイッチモ―ド電源 - Google Patents
スイッチモ―ド電源Info
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- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
- H02M3/33584—Bidirectional converters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、直流アイソレーションによる２次
側から１次側への制御信号の送信が不要であり、１次側
スイッチング装置が確実に零ボルトスイッチングされ、
反射された電力は出力負荷とは無関係に最小限に抑えら
れたスイッチモード電源の提供を目的とする。 【解決手段】 本発明のスイッチモード電源は、１次電
流が１次巻線を流れる第１の時間間隔は２次電流が２次
巻線を流れる第２の時間間隔と交番し、２次側制御ユニ
ットは出力方向に変成器により供給されたエネルギーの
一部を第２の時間間隔中に変成器に返還し、出力電圧／
電流を制御し、１次側制御ユニットは、第１の時間間隔
中に入力方向に変成器によって供給されたエネルギーを
予め定義できる値に制御する。
側から１次側への制御信号の送信が不要であり、１次側
スイッチング装置が確実に零ボルトスイッチングされ、
反射された電力は出力負荷とは無関係に最小限に抑えら
れたスイッチモード電源の提供を目的とする。 【解決手段】 本発明のスイッチモード電源は、１次電
流が１次巻線を流れる第１の時間間隔は２次電流が２次
巻線を流れる第２の時間間隔と交番し、２次側制御ユニ
ットは出力方向に変成器により供給されたエネルギーの
一部を第２の時間間隔中に変成器に返還し、出力電圧／
電流を制御し、１次側制御ユニットは、第１の時間間隔
中に入力方向に変成器によって供給されたエネルギーを
予め定義できる値に制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、第１のスイッチン
グ装置が直列に接続された１次巻線と、第２のスイッチ
ング装置が直列に接続された２次巻線とを有する変成器
を含むスイッチモード電源に係わり、動作中に、１次電
流が上記１次巻線を流れる第１の時間間隔は、２次電流
が上記２次巻線を流れる第２の時間間隔と交番し、２次
側の制御ユニットは、スイッチモード電源の出力の方向
に上記変成器によって供給されたエネルギーの一部を、
上記第２の時間間隔に上記変成器に返還することにより
スイッチモード電源の出力電圧若しくは出力電流を制御
するため設けられているスイッチモード電源に関する。
グ装置が直列に接続された１次巻線と、第２のスイッチ
ング装置が直列に接続された２次巻線とを有する変成器
を含むスイッチモード電源に係わり、動作中に、１次電
流が上記１次巻線を流れる第１の時間間隔は、２次電流
が上記２次巻線を流れる第２の時間間隔と交番し、２次
側の制御ユニットは、スイッチモード電源の出力の方向
に上記変成器によって供給されたエネルギーの一部を、
上記第２の時間間隔に上記変成器に返還することにより
スイッチモード電源の出力電圧若しくは出力電流を制御
するため設けられているスイッチモード電源に関する。
【０００２】このようなスイッチモード電源は、本質的
に、数百ワットまでの小電力及び中間電力の範囲でＡＣ
／ＤＣ変換若しくはＤＣ／ＤＣ変換用の双方向スイッチ
ングレギュレータ（フライバックコンバータ）として使
用される。
に、数百ワットまでの小電力及び中間電力の範囲でＡＣ
／ＤＣ変換若しくはＤＣ／ＤＣ変換用の双方向スイッチ
ングレギュレータ（フライバックコンバータ）として使
用される。
【０００３】
【従来の技術】特に、米国特許第３，９８６，０９７号
（例えば、図１を参照のこと）から、フライバック変換
器として動作するスイッチモード電源が公知である。こ
の場合にも、１次電流が変成器の１次巻線を流れる第１
の時間間隔は、２次電流が変成器の２次巻線を流れる第
２の時間間隔と交番する。１次電流は、第１の時間間隔
内に最大値から最小値まで直線的に降下する。２次電流
は、第２の時間間隔内に最大値から最小値まで直線的に
降下する。１次電流が正である範囲で、エネルギーは１
次側から変成器に伝搬される。第２の時間間隔の始め
に、このエネルギーは、２次電流が正である場合に、変
成器によってスイッチモード電源の出力の方向に２次側
で伝搬される。２次電流が値零に達した後、２次電流は
負に変わり、２次電流の最小値まで降下する。この範囲
では、２次側に変換器によって供給され、必ずしも負荷
を給電するとは限らないエネルギーの一部は、変成器に
反射される。２次電流の最小値を変えることにより、２
次側で変成器によって反射されるエネルギーは調整され
る。夫々の最小の２次電流の値は、変成器の変換比に応
じて次の第１の時間スロットの１次電流の最小値を決め
る寄与因子である。１次電流の最小値は、１次電流が負
である範囲、すなわち、第１のタイムスロット内でスイ
ッチモード電源の入力の方向に変成器によって返還され
るエネルギーの量を決定する。
（例えば、図１を参照のこと）から、フライバック変換
器として動作するスイッチモード電源が公知である。こ
の場合にも、１次電流が変成器の１次巻線を流れる第１
の時間間隔は、２次電流が変成器の２次巻線を流れる第
２の時間間隔と交番する。１次電流は、第１の時間間隔
内に最大値から最小値まで直線的に降下する。２次電流
は、第２の時間間隔内に最大値から最小値まで直線的に
降下する。１次電流が正である範囲で、エネルギーは１
次側から変成器に伝搬される。第２の時間間隔の始め
に、このエネルギーは、２次電流が正である場合に、変
成器によってスイッチモード電源の出力の方向に２次側
で伝搬される。２次電流が値零に達した後、２次電流は
負に変わり、２次電流の最小値まで降下する。この範囲
では、２次側に変換器によって供給され、必ずしも負荷
を給電するとは限らないエネルギーの一部は、変成器に
反射される。２次電流の最小値を変えることにより、２
次側で変成器によって反射されるエネルギーは調整され
る。夫々の最小の２次電流の値は、変成器の変換比に応
じて次の第１の時間スロットの１次電流の最小値を決め
る寄与因子である。１次電流の最小値は、１次電流が負
である範囲、すなわち、第１のタイムスロット内でスイ
ッチモード電源の入力の方向に変成器によって返還され
るエネルギーの量を決定する。
【０００４】欧州特許出願第０ ３３６ ７２５ Ｂ１
号に記載されたスイッチモード電源の場合、制御回路に
よって制御される第１のスイッチング装置は１次巻線と
直列に接続される。制御回路は、変成器の１次側補助巻
線で降下する補助電圧を評価する。第１のスイッチング
装置は、スイッチング装置のスイッチがオンされ、閉成
され、導通する時間間隔の長さが固定値を有するよう
に、制御回路によって制御される。制御回路は、補助巻
線側の電圧が正に変化すると直ぐに、１次側スイッチン
グ装置のスイッチをオンにし、閉成した導通状態に移
す。制御回路は、第１のスイッチング装置のスイッチが
オンにされている時間間隔の長さが固定の値を有するよ
うに、スイッチング装置を制御する。かくして、第１の
スイッチング装置は、一定のスイッチオン時間を有す
る。変成器の第２の巻線と直列に接続された第２のスイ
ッチング装置は制御ユニットによって制御される。この
ユニットはスイッチモード電源の出力電圧を検出し、検
出された電圧を内部基準電圧と比較し、予め決めること
ができる基準電圧の値に依存して、第２のスイッチング
装置がスイッチオンされている時間間隔の長さ、すなわ
ち、２次側から変成器及び１次側に反射されるエネルギ
ーの量を制御する。スイッチモード電源の出力側の負荷
が増加すると共に、反射されるエネルギーの量は減少す
る。負荷が減少すると共に、反射されたエネルギーの量
が増加する。制御ユニットはスイッチモード電源の出力
電圧を一定値に制御する。スイッチモード電源では、設
定値からの出力電圧の偏差を表す制御信号を、直流アイ
ソレーションパス、例えば、光カップラを用いて１次側
に送出する必要が無くなる。他方で、１次電流が負の範
囲内に限り、スイッチング装置と並列に接続されたダイ
オードは導通するので、１次側スイッチング装置の零ボ
ルトスイッチングが実現可能である。
号に記載されたスイッチモード電源の場合、制御回路に
よって制御される第１のスイッチング装置は１次巻線と
直列に接続される。制御回路は、変成器の１次側補助巻
線で降下する補助電圧を評価する。第１のスイッチング
装置は、スイッチング装置のスイッチがオンされ、閉成
され、導通する時間間隔の長さが固定値を有するよう
に、制御回路によって制御される。制御回路は、補助巻
線側の電圧が正に変化すると直ぐに、１次側スイッチン
グ装置のスイッチをオンにし、閉成した導通状態に移
す。制御回路は、第１のスイッチング装置のスイッチが
オンにされている時間間隔の長さが固定の値を有するよ
うに、スイッチング装置を制御する。かくして、第１の
スイッチング装置は、一定のスイッチオン時間を有す
る。変成器の第２の巻線と直列に接続された第２のスイ
ッチング装置は制御ユニットによって制御される。この
ユニットはスイッチモード電源の出力電圧を検出し、検
出された電圧を内部基準電圧と比較し、予め決めること
ができる基準電圧の値に依存して、第２のスイッチング
装置がスイッチオンされている時間間隔の長さ、すなわ
ち、２次側から変成器及び１次側に反射されるエネルギ
ーの量を制御する。スイッチモード電源の出力側の負荷
が増加すると共に、反射されるエネルギーの量は減少す
る。負荷が減少すると共に、反射されたエネルギーの量
が増加する。制御ユニットはスイッチモード電源の出力
電圧を一定値に制御する。スイッチモード電源では、設
定値からの出力電圧の偏差を表す制御信号を、直流アイ
ソレーションパス、例えば、光カップラを用いて１次側
に送出する必要が無くなる。他方で、１次電流が負の範
囲内に限り、スイッチング装置と並列に接続されたダイ
オードは導通するので、１次側スイッチング装置の零ボ
ルトスイッチングが実現可能である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】さらに大きい出力電力
の場合に、１次電流が負である範囲は縮小され、正の１
次電流が流れる範囲はそれに応じて拡張される。特に、
第１のスイッチング装置が最大のオーム性損失を有する
大きい出力電力の場合に、第１の時間間隔において負の
１次電流が流れなくなり、それに応じて、第１のスイッ
チング装置の零ボルトスイッチングが保証されなくな
る。
の場合に、１次電流が負である範囲は縮小され、正の１
次電流が流れる範囲はそれに応じて拡張される。特に、
第１のスイッチング装置が最大のオーム性損失を有する
大きい出力電力の場合に、第１の時間間隔において負の
１次電流が流れなくなり、それに応じて、第１のスイッ
チング装置の零ボルトスイッチングが保証されなくな
る。
【０００６】本発明の目的は、直流アイソレーションを
用いて制御信号を２次側から１次側に送信する必要がな
く、第１のスイッチング装置の零ボルトスイッチングが
保証され、反射された電力は出力負荷とは無関係にでき
る限り小さく保たれるように変形されたスイッチモード
電源を提供することである。
用いて制御信号を２次側から１次側に送信する必要がな
く、第１のスイッチング装置の零ボルトスイッチングが
保証され、反射された電力は出力負荷とは無関係にでき
る限り小さく保たれるように変形されたスイッチモード
電源を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記本発明の目的は、ス
イッチモード電源の入力の方向で第１の時間間隔に変成
器によって供給されたエネルギーを予め決めることがで
きる値に制御するため使用される１次側制御ユニットを
設けることにより達成される。第１の時間間隔中に１次
側に帰還するエネルギーの量は、出力電力とは無関係
に、予め決めることができる値に制御される。出力電力
が大きい場合でも、第１のスイッチング手段の零ボルト
スイッチングが実現可能であり、充分に長期であること
が保証される。かくして、第１のスイッチング手段の零
ボルトスイッチングは最大出力電力の場合にも保証され
る。２次側から変成器へのエネルギーの反射の結果とし
て、出力電圧／電流の制御は２次側の制御ユニットによ
って行われるので、スイッチモード電源の入力方向に沿
った変成器からの各エネルギー流は、直流アイソレーシ
ョンパスを用いて２次側から１次側に制御信号を送信す
る必要が無い。
イッチモード電源の入力の方向で第１の時間間隔に変成
器によって供給されたエネルギーを予め決めることがで
きる値に制御するため使用される１次側制御ユニットを
設けることにより達成される。第１の時間間隔中に１次
側に帰還するエネルギーの量は、出力電力とは無関係
に、予め決めることができる値に制御される。出力電力
が大きい場合でも、第１のスイッチング手段の零ボルト
スイッチングが実現可能であり、充分に長期であること
が保証される。かくして、第１のスイッチング手段の零
ボルトスイッチングは最大出力電力の場合にも保証され
る。２次側から変成器へのエネルギーの反射の結果とし
て、出力電圧／電流の制御は２次側の制御ユニットによ
って行われるので、スイッチモード電源の入力方向に沿
った変成器からの各エネルギー流は、直流アイソレーシ
ョンパスを用いて２次側から１次側に制御信号を送信す
る必要が無い。
【０００８】負荷が変わった場合に制御されるべき出力
電圧（或いは、制御されるべき出力電流）の設定値から
の偏差は、反射されたエネルギーの値、すなわち、次の
第１の時間間隔の最初に１次電流の最小値に影響を与え
る。１次側の制御は、この値を予め定義可能な固定値と
同じ値に維持しようとするので、１次側の制御は、偏差
が相殺されるように１次側スイッチング装置を制御す
る。スイッチングサイクル中に反射が生じた場合、次の
スイッチングサイクル中に１次側から２次側に輸送され
るエネルギーは減少する。
電圧（或いは、制御されるべき出力電流）の設定値から
の偏差は、反射されたエネルギーの値、すなわち、次の
第１の時間間隔の最初に１次電流の最小値に影響を与え
る。１次側の制御は、この値を予め定義可能な固定値と
同じ値に維持しようとするので、１次側の制御は、偏差
が相殺されるように１次側スイッチング装置を制御す
る。スイッチングサイクル中に反射が生じた場合、次の
スイッチングサイクル中に１次側から２次側に輸送され
るエネルギーは減少する。
【０００９】スイッチモード電源の入力の方向に変成器
によって第１の時間間隔中に供給されるエネルギーの量
を調整するため、二つの実施例が提供される。一方で、
第１のタイムスロットの始めに生ずる予め定義可能な１
次電流値は、１次側制御ユニットによる制御が基準とす
る設定値として使用してもよい。設定値が、例えば、容
易に発生される基準電圧として使用されるとき、基準電
圧は検出された１次電流に比例する電圧と比較される。
他方で、提案された一実施例において、第１の時間間隔
と１次電流の夫々の次の零クロスとの間の予め定義可能
な時間の隙間が、１次側制御ユニットによる制御の基礎
を形成する設定値として使用される。この実施例は、時
間の隙間がクロック信号を用いて容易に処理される集積
回路の場合に特に関連がある。
によって第１の時間間隔中に供給されるエネルギーの量
を調整するため、二つの実施例が提供される。一方で、
第１のタイムスロットの始めに生ずる予め定義可能な１
次電流値は、１次側制御ユニットによる制御が基準とす
る設定値として使用してもよい。設定値が、例えば、容
易に発生される基準電圧として使用されるとき、基準電
圧は検出された１次電流に比例する電圧と比較される。
他方で、提案された一実施例において、第１の時間間隔
と１次電流の夫々の次の零クロスとの間の予め定義可能
な時間の隙間が、１次側制御ユニットによる制御の基礎
を形成する設定値として使用される。この実施例は、時
間の隙間がクロック信号を用いて容易に処理される集積
回路の場合に特に関連がある。
【００１０】１次側制御ユニットを用いて第１のスイッ
チング装置のスイッチオフ時点を適応させるため、一方
で、第１の時間間隔の終わりに、スイッチモード電源の
出力電力に依存する１次電流値を適応させることによ
り、このスイッチオフ時点を適応させることが提案され
る。これは、第１の時間間隔の始めに検出された１次電
流と、これらの時点に対する１次電流設定値との間の差
に対応した基準電圧は、検出された１次電流に比例する
電圧と比較されることによって簡単に実施される。第１
のスイッチング装置は、検出された１次電流に比例した
電圧が基準電圧の値に達したとき、スイッチオフされ
る。１次側制御ユニットは、スイッチモード電源の出力
電力に依存する第１の時間間隔の長さを適応させること
により、第１のスイッチング装置のスイッチオフ時点を
適応させるため使用されるという別の可能性がある。こ
の実施例は、具体的には、時間長さがクロック信号を用
いて巧く処理され得るので、集積回路に実現する場合に
有利である。
チング装置のスイッチオフ時点を適応させるため、一方
で、第１の時間間隔の終わりに、スイッチモード電源の
出力電力に依存する１次電流値を適応させることによ
り、このスイッチオフ時点を適応させることが提案され
る。これは、第１の時間間隔の始めに検出された１次電
流と、これらの時点に対する１次電流設定値との間の差
に対応した基準電圧は、検出された１次電流に比例する
電圧と比較されることによって簡単に実施される。第１
のスイッチング装置は、検出された１次電流に比例した
電圧が基準電圧の値に達したとき、スイッチオフされ
る。１次側制御ユニットは、スイッチモード電源の出力
電力に依存する第１の時間間隔の長さを適応させること
により、第１のスイッチング装置のスイッチオフ時点を
適応させるため使用されるという別の可能性がある。こ
の実施例は、具体的には、時間長さがクロック信号を用
いて巧く処理され得るので、集積回路に実現する場合に
有利である。
【００１１】他の実施例において、２次側制御ユニット
は、スイッチモード電源の出力電圧及び／又は出力電流
と、出力電圧及び／又は出力電流に対する設定値との差
から第１の基準値を形成する手段を含み、２次電流の値
から得られた第２の基準値を形成する手段が設けられ、
第２のスイッチング装置は、第２の基準値が第１の基準
値に達したときにスイッチオフされることが提案され
る。２次側制御ユニットによって第２のスイッチング装
置のスイッチオフ時点を決定する代替策は、第２の時間
スロットの範囲内で２次電流の零クロスが発生した以降
に経過した時間から得られた第２の基準値を形成する手
段が設けられることを意味し、この手段は集積回路に簡
単に変換することができる。
は、スイッチモード電源の出力電圧及び／又は出力電流
と、出力電圧及び／又は出力電流に対する設定値との差
から第１の基準値を形成する手段を含み、２次電流の値
から得られた第２の基準値を形成する手段が設けられ、
第２のスイッチング装置は、第２の基準値が第１の基準
値に達したときにスイッチオフされることが提案され
る。２次側制御ユニットによって第２のスイッチング装
置のスイッチオフ時点を決定する代替策は、第２の時間
スロットの範囲内で２次電流の零クロスが発生した以降
に経過した時間から得られた第２の基準値を形成する手
段が設けられることを意味し、この手段は集積回路に簡
単に変換することができる。
【００１２】また、本発明は、回路装置、特に、上記ス
イッチモード電源用の１次側制御ユニット及び／又は２
次側制御ユニットを有する集積回路に関する。本発明の
上記の面並びに他の面は、以下の実施例を参照して明ら
かにされ、詳述される。
イッチモード電源用の１次側制御ユニット及び／又は２
次側制御ユニットを有する集積回路に関する。本発明の
上記の面並びに他の面は、以下の実施例を参照して明ら
かにされ、詳述される。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１に示された双方向フライバッ
ク変換器形のスイッチモード電源は、入力側に２個の入
力端子１及び２を有し、その入力端子の間に入力電圧Ｕ
１が印加される。入力端子１は入力端子２よりも大きい
正電位を有し、変成器５の巻数ｎ１回の１次巻線に接続
される。１次巻線のもう一方の接続部は、スイッチング
装置Ｓ１に接続され、スイッチング装置Ｓ１にはダイオ
ードＤ１が並列に接続されている。スイッチング装置Ｓ
１は、例えば、ＭＯＳ形電解効果トランジスタである。
本例の場合、電界効果トランジスタのいわゆるボディー
ダイオードをダイオードＤ１として使用してもよい。ダ
イオードＤ１のカソードは変成器５の１次巻線に接続さ
れ、ダイオードＤ１のアノードは入力端子２に接続され
るので、スイッチング装置Ｓ１及びダイオードＤ１によ
り形成される並列結合は、変成器５の１次巻線と入力端
子２との間にある。スイッチング装置Ｓ１のスイッチン
グ位置は、制御信号ＵG,S1を供給することにより制御ユ
ニット６によって判定される。スイッチング装置Ｓ１が
ＭＯＳ形電解効果トランジスタとして配置された場合、
制御信号ＵG,S1は電界効果トランジスタのゲート電圧に
対応する。スイッチング装置Ｓ１のスイッチング位置を
調整するため、制御ユニット６は、一方で、１次電流検
出器信号Ｉ１d を制御ユニット６に供給する電流測定装
置（図示しない）を用いて１次電流Ｉ１を検知する。ま
た、ダイオードＤ１上に現れる電圧ＵD1は、ダイオード
Ｄ１で逆向きに降下し、タップされ、制御ユニット６に
供給される。
ク変換器形のスイッチモード電源は、入力側に２個の入
力端子１及び２を有し、その入力端子の間に入力電圧Ｕ
１が印加される。入力端子１は入力端子２よりも大きい
正電位を有し、変成器５の巻数ｎ１回の１次巻線に接続
される。１次巻線のもう一方の接続部は、スイッチング
装置Ｓ１に接続され、スイッチング装置Ｓ１にはダイオ
ードＤ１が並列に接続されている。スイッチング装置Ｓ
１は、例えば、ＭＯＳ形電解効果トランジスタである。
本例の場合、電界効果トランジスタのいわゆるボディー
ダイオードをダイオードＤ１として使用してもよい。ダ
イオードＤ１のカソードは変成器５の１次巻線に接続さ
れ、ダイオードＤ１のアノードは入力端子２に接続され
るので、スイッチング装置Ｓ１及びダイオードＤ１によ
り形成される並列結合は、変成器５の１次巻線と入力端
子２との間にある。スイッチング装置Ｓ１のスイッチン
グ位置は、制御信号ＵG,S1を供給することにより制御ユ
ニット６によって判定される。スイッチング装置Ｓ１が
ＭＯＳ形電解効果トランジスタとして配置された場合、
制御信号ＵG,S1は電界効果トランジスタのゲート電圧に
対応する。スイッチング装置Ｓ１のスイッチング位置を
調整するため、制御ユニット６は、一方で、１次電流検
出器信号Ｉ１d を制御ユニット６に供給する電流測定装
置（図示しない）を用いて１次電流Ｉ１を検知する。ま
た、ダイオードＤ１上に現れる電圧ＵD1は、ダイオード
Ｄ１で逆向きに降下し、タップされ、制御ユニット６に
供給される。
【００１４】スイッチモード電源の出力側で、２個の出
力端子３及び４の間に出力電圧Ｕ２が現れる。出力端子
４よりも大きい正電位を有する出力端子３は、変成器５
の巻数ｎ２回の２次巻線に接続される。２次巻線のもう
一方の端子はスイッチング装置Ｓ２に接続され、スイッ
チング装置Ｓ２にはダイオードＤ２が並列接続されてい
る。ダイオードＤ２のカソードは、２次巻線に接続さ
れ、ダイオードＤ２のアノードは出力端子４に接続され
る。ダイオードＤ２とスイッチング装置Ｓ２とにより形
成される並列結合は、変成器５の２次巻線と出力端子４
との間にある。スイッチング装置Ｓ２及びダイオードＤ
２は、好ましくは、（１次側のスイッチング装置Ｓ１及
びダイオードＤ１と同様に）ＭＯＳ形電解効果トランジ
スタ及びそのボディーダイオードとして配置される。２
次側の制御ユニット７は、制御信号ＵG,S2を用いてスイ
ッチング装置Ｓ２を制御し、スイッチング装置Ｓ２がＭ
ＯＳ形電界効果トランジスタとして実現された実施例に
おける制御信号ＵG,S2は、このトランジスタに印加され
るゲート電圧である。また、スイッチモード電源の２次
側には、２次電流Ｉ２を測定し、そこから２次電流検出
器信号Ｉ２d を獲得する電流測定装置が設けられ、２次
電流検出器信号Ｉ２d は制御ユニット７に供給される。
また、ダイオードＤ２で逆方向に降下する電圧ＵD2は、
タップされ、制御ユニット７に供給される。その上、出
力電圧Ｄ２が一定値に制御される場合、この電圧は制御
ユニット７に供給される。代替的若しくは付加的に、特
に充電器の場合に、スイッチモード電源の出力に発生さ
れた出力電流は一定値に制御され得、制御ユニット７に
出力電圧Ｕ２ではなく、図１には図示されない出力電流
用の検出器信号が供給される。さらに、出力端子３及び
４に接続された端子を有する平滑化コンデンサＣが設け
られ、スイッチモードでんげんお出力に並列接続され
る。実際の実施例では、複雑な出力フィルタが平滑化コ
ンデンサＣの代わりに使用され得るが、本発明に不可欠
な構成要件ではない。
力端子３及び４の間に出力電圧Ｕ２が現れる。出力端子
４よりも大きい正電位を有する出力端子３は、変成器５
の巻数ｎ２回の２次巻線に接続される。２次巻線のもう
一方の端子はスイッチング装置Ｓ２に接続され、スイッ
チング装置Ｓ２にはダイオードＤ２が並列接続されてい
る。ダイオードＤ２のカソードは、２次巻線に接続さ
れ、ダイオードＤ２のアノードは出力端子４に接続され
る。ダイオードＤ２とスイッチング装置Ｓ２とにより形
成される並列結合は、変成器５の２次巻線と出力端子４
との間にある。スイッチング装置Ｓ２及びダイオードＤ
２は、好ましくは、（１次側のスイッチング装置Ｓ１及
びダイオードＤ１と同様に）ＭＯＳ形電解効果トランジ
スタ及びそのボディーダイオードとして配置される。２
次側の制御ユニット７は、制御信号ＵG,S2を用いてスイ
ッチング装置Ｓ２を制御し、スイッチング装置Ｓ２がＭ
ＯＳ形電界効果トランジスタとして実現された実施例に
おける制御信号ＵG,S2は、このトランジスタに印加され
るゲート電圧である。また、スイッチモード電源の２次
側には、２次電流Ｉ２を測定し、そこから２次電流検出
器信号Ｉ２d を獲得する電流測定装置が設けられ、２次
電流検出器信号Ｉ２d は制御ユニット７に供給される。
また、ダイオードＤ２で逆方向に降下する電圧ＵD2は、
タップされ、制御ユニット７に供給される。その上、出
力電圧Ｄ２が一定値に制御される場合、この電圧は制御
ユニット７に供給される。代替的若しくは付加的に、特
に充電器の場合に、スイッチモード電源の出力に発生さ
れた出力電流は一定値に制御され得、制御ユニット７に
出力電圧Ｕ２ではなく、図１には図示されない出力電流
用の検出器信号が供給される。さらに、出力端子３及び
４に接続された端子を有する平滑化コンデンサＣが設け
られ、スイッチモードでんげんお出力に並列接続され
る。実際の実施例では、複雑な出力フィルタが平滑化コ
ンデンサＣの代わりに使用され得るが、本発明に不可欠
な構成要件ではない。
【００１５】図２を参照してスイッチモード電源の基礎
として使用される制御原理を説明する。図２には、スイ
ッチング装置Ｓ１に供給される制御信号ＵG,S1、１次電
流Ｉ１、スイッチング装置Ｓ２を制御するため使用され
る制御信号ＵG,S2、及び、２次電流Ｉ２の時間パターン
が示されている。本実施例における制御信号ＵG,S1及び
ＵG,S2は、ＭＯＳ電界効果トランジスタとして配置され
たスイッチング装置Ｓ１及びＳ２のゲート電圧を表す。
ゲート電圧ＵG,S1が値零を有するとき、スイッチング装
置Ｓ１はスイッチオフされ、すなわち、開放し、阻止さ
れる。この電圧がある正の値を与えるとき、スイッチン
グ装置Ｓ１はスイッチオンされ、すなわち、閉成され、
導通する。同様のことがゲート電圧ＵG,S2及びスイッチ
ング装置Ｓ２に成り立つ。
として使用される制御原理を説明する。図２には、スイ
ッチング装置Ｓ１に供給される制御信号ＵG,S1、１次電
流Ｉ１、スイッチング装置Ｓ２を制御するため使用され
る制御信号ＵG,S2、及び、２次電流Ｉ２の時間パターン
が示されている。本実施例における制御信号ＵG,S1及び
ＵG,S2は、ＭＯＳ電界効果トランジスタとして配置され
たスイッチング装置Ｓ１及びＳ２のゲート電圧を表す。
ゲート電圧ＵG,S1が値零を有するとき、スイッチング装
置Ｓ１はスイッチオフされ、すなわち、開放し、阻止さ
れる。この電圧がある正の値を与えるとき、スイッチン
グ装置Ｓ１はスイッチオンされ、すなわち、閉成され、
導通する。同様のことがゲート電圧ＵG,S2及びスイッチ
ング装置Ｓ２に成り立つ。
【００１６】つまり、時点ｔ０の前に、スイッチング装
置Ｓ１はオフされ、スイッチング装置Ｓ２はスイッチオ
ンされる。したがって、１次電流Ｉ１は流れず、２次電
流Ｉ２は負であり、直線的に減少する。時点ｔ０におい
て、スイッチング装置Ｓ２はスイッチオフされ、これに
より、２次電流Ｉ２は急激に零に降下する。負の２次電
流が流れるので、変成器に蓄積されたエネルギーは、負
の１次電流Ｉ１を流し始める。負の１次電流Ｉ１は、時
点ｔ０とｔ２の間で直線的なパターンで上昇し、時点ｔ
０で最小値Ｉ１min から始まる。この最小値は、巻数比
ｎ１／ｎ２に反比例し、２次電流の最小値Ｉ２min に反
比例し、２次電流は時点ｔ０までこの２次電流の最小値
Ｉ２min に降下する。負の１次電流Ｉ１が流れるとき、
時点ｔ０とｔ１の間に変成器に蓄積されたエネルギー
は、スイッチモード電源の入力の方向に伝搬される。ダ
イオードＤ１は、次に、導通するので、時点ｔ０とｔ１
の間の時間間隔中に、スイッチング装置Ｓ１の零電圧ス
イッチングが行われる。図２には、一例として、スイッ
チオンの時点ｔON,S1 が示されている。時点ｔ
ON,S1は、オーム性損失を減少させるため、できるだけ
時点ｔ０に近付けられる。その理由は、閉成されたスイ
ッチング装置Ｓ１の抵抗は順方向のダイオードＤ１の抵
抗よりも小さいからである。直線的に上昇する１次電流
Ｉ１の零クロスは、時点ｔ１で発生し、この１次電流
は、次に、時点ｔ２までに最大値Ｉ１max まで上昇す
る。時点ｔ１とｔ２の間の時間間隔中に、エネルギーは
伝搬され、１次側から変成器５に蓄積される。
置Ｓ１はオフされ、スイッチング装置Ｓ２はスイッチオ
ンされる。したがって、１次電流Ｉ１は流れず、２次電
流Ｉ２は負であり、直線的に減少する。時点ｔ０におい
て、スイッチング装置Ｓ２はスイッチオフされ、これに
より、２次電流Ｉ２は急激に零に降下する。負の２次電
流が流れるので、変成器に蓄積されたエネルギーは、負
の１次電流Ｉ１を流し始める。負の１次電流Ｉ１は、時
点ｔ０とｔ２の間で直線的なパターンで上昇し、時点ｔ
０で最小値Ｉ１min から始まる。この最小値は、巻数比
ｎ１／ｎ２に反比例し、２次電流の最小値Ｉ２min に反
比例し、２次電流は時点ｔ０までこの２次電流の最小値
Ｉ２min に降下する。負の１次電流Ｉ１が流れるとき、
時点ｔ０とｔ１の間に変成器に蓄積されたエネルギー
は、スイッチモード電源の入力の方向に伝搬される。ダ
イオードＤ１は、次に、導通するので、時点ｔ０とｔ１
の間の時間間隔中に、スイッチング装置Ｓ１の零電圧ス
イッチングが行われる。図２には、一例として、スイッ
チオンの時点ｔON,S1 が示されている。時点ｔ
ON,S1は、オーム性損失を減少させるため、できるだけ
時点ｔ０に近付けられる。その理由は、閉成されたスイ
ッチング装置Ｓ１の抵抗は順方向のダイオードＤ１の抵
抗よりも小さいからである。直線的に上昇する１次電流
Ｉ１の零クロスは、時点ｔ１で発生し、この１次電流
は、次に、時点ｔ２までに最大値Ｉ１max まで上昇す
る。時点ｔ１とｔ２の間の時間間隔中に、エネルギーは
伝搬され、１次側から変成器５に蓄積される。
【００１７】時点ｔ２において、スイッチング装置Ｓ１
はスイッチオフされるので、１次電流Ｉ１は急激に零ま
で降下する。時点ｔ２までに電流Ｉ１によって変成器５
に蓄積されたエネルギーは、２次電流Ｉ２を時点ｔ２以
降に流す。最大値Ｉ２max は変成器５の変換比ｎ１／ｎ
２と、１次電流の最大値Ｉ１max とに比例する。正の２
次電流が流れる時間中に、ダイオードＤ２は導通状態で
ある。スイッチング装置Ｓ２の零電流スイッチングは、
２次電流Ｉ２の零クロスが生じる時点ｔ２から時点ｔ３
までの間に行われ、その時点以降、２次電流Ｉ２は負に
変化する。スイッチオン時点ｔON,S2 はスイッチング装
置Ｓ２の一例である。時点ｔ２とｔ３の間に、時点ｔ１
とｔ２の間に変成器に蓄積されたエネルギーは、負荷に
電力を供給するため、スイッチモード電源の出力方向に
伝搬される。時点ｔ３において、変成器５は内部に蓄積
された全エネルギーを放出する。平滑化コンデンサＣで
減少する電圧は、時点ｔ３以降に、２次電流Ｉ２を同時
にスイッチオンされているスイッチング装置Ｓ２に流し
続ける。２次電流Ｉ２は時点ｔ３で確実に流れ続け、負
の範囲で同じ勾配を有する。２次電流Ｉ２は、時点ｔ４
になるまで最小値Ｉ２min に向けて減少する。時点ｔ４
において、スイッチング装置Ｓ２はスイッチオフされ
る。
はスイッチオフされるので、１次電流Ｉ１は急激に零ま
で降下する。時点ｔ２までに電流Ｉ１によって変成器５
に蓄積されたエネルギーは、２次電流Ｉ２を時点ｔ２以
降に流す。最大値Ｉ２max は変成器５の変換比ｎ１／ｎ
２と、１次電流の最大値Ｉ１max とに比例する。正の２
次電流が流れる時間中に、ダイオードＤ２は導通状態で
ある。スイッチング装置Ｓ２の零電流スイッチングは、
２次電流Ｉ２の零クロスが生じる時点ｔ２から時点ｔ３
までの間に行われ、その時点以降、２次電流Ｉ２は負に
変化する。スイッチオン時点ｔON,S2 はスイッチング装
置Ｓ２の一例である。時点ｔ２とｔ３の間に、時点ｔ１
とｔ２の間に変成器に蓄積されたエネルギーは、負荷に
電力を供給するため、スイッチモード電源の出力方向に
伝搬される。時点ｔ３において、変成器５は内部に蓄積
された全エネルギーを放出する。平滑化コンデンサＣで
減少する電圧は、時点ｔ３以降に、２次電流Ｉ２を同時
にスイッチオンされているスイッチング装置Ｓ２に流し
続ける。２次電流Ｉ２は時点ｔ３で確実に流れ続け、負
の範囲で同じ勾配を有する。２次電流Ｉ２は、時点ｔ４
になるまで最小値Ｉ２min に向けて減少する。時点ｔ４
において、スイッチング装置Ｓ２はスイッチオフされ
る。
【００１８】時点ｔ４以降、タイミングパターンは、時
点ｔ０とｔ４の間の範囲に対し描写され、説明されたよ
うにスイッチモード電源の遷移状態に再帰的に出現す
る。時点ｔ０と時点ｔ４の間の時間間隔は、スイッチモ
ード電源のスイッチング周期に対応する。スイッチング
周期は、第１の時間間隔Ａと、第２の時間間隔Ｂとに分
割してもよい。第１の時間間隔Ａは、負の１次電流が流
れる範囲Ａ１と、１次電流が正である範囲Ａ２とに分割
される。第２の時間間隔Ｂは、２次電流が正である範囲
Ｂ１と、２次電流が負である範囲Ｂ２とを有する。
点ｔ０とｔ４の間の範囲に対し描写され、説明されたよ
うにスイッチモード電源の遷移状態に再帰的に出現す
る。時点ｔ０と時点ｔ４の間の時間間隔は、スイッチモ
ード電源のスイッチング周期に対応する。スイッチング
周期は、第１の時間間隔Ａと、第２の時間間隔Ｂとに分
割してもよい。第１の時間間隔Ａは、負の１次電流が流
れる範囲Ａ１と、１次電流が正である範囲Ａ２とに分割
される。第２の時間間隔Ｂは、２次電流が正である範囲
Ｂ１と、２次電流が負である範囲Ｂ２とを有する。
【００１９】図３は、１次側の制御ユニットに対するブ
ロック回路図である。機能ブロック８は、制御ユニット
６により検出されたダイオードＤ１の電圧ＵD1を処理す
るため使用されるスイッチングユニットを表す。機能ユ
ニット８によってダイオードＤ１が導通していることが
検出された場合、機能ユニット８は、ｔ０とｔON,S1と
の間の差のような予め定義可能な安全余裕の範囲内で、
ドライバ回路９のオン入力ＯＮに印加される信号を発生
する。この信号は、ドライバ回路９に制御信号ＵG,S1を
用いてスイッチング装置Ｓ１をスイッチオンさせる。ダ
イオード上で降下する電圧ＵD1の評価のための別の解決
策として、ダイオードＤ１の状態を検出するため、検出
された電流Ｉ１を利用することが可能である。
ロック回路図である。機能ブロック８は、制御ユニット
６により検出されたダイオードＤ１の電圧ＵD1を処理す
るため使用されるスイッチングユニットを表す。機能ユ
ニット８によってダイオードＤ１が導通していることが
検出された場合、機能ユニット８は、ｔ０とｔON,S1と
の間の差のような予め定義可能な安全余裕の範囲内で、
ドライバ回路９のオン入力ＯＮに印加される信号を発生
する。この信号は、ドライバ回路９に制御信号ＵG,S1を
用いてスイッチング装置Ｓ１をスイッチオンさせる。ダ
イオード上で降下する電圧ＵD1の評価のための別の解決
策として、ダイオードＤ１の状態を検出するため、検出
された電流Ｉ１を利用することが可能である。
【００２０】機能ブロック１０は、１次電流Ｉ１を記述
する検出器信号Ｉ１d を評価するため使用される。機能
ブロック１０を用いることにより、１次電流Ｉ１の夫々
の最小値Ｉ１min がスイッチング周期毎に決定される。
この値は、誤差増幅器１１を用いて基準値Ｒｅｆ１と比
較される。基準値Ｒｅｆ１は、１次電流Ｉ１の最小値Ｉ
１min に対し所望の予め定義可能な参照値を表現する。
誤差増幅器１１は、機能ブロック１０によって判定され
た実際の値Ｉ１min と基準値Ｒｅｆ１との間の差に比例
した信号 ｋ・（｜Ｉ１min ｜−Ｒｅｆ１） を生成する。式中、ｋは誤差増幅器１１の構造に依存す
る定数である。本例の場合、誤差増幅器１１は比例コン
トローラとして設けられる。適宜、他のタイプのコント
ローラを誤差増幅器１１に使用することができる。
する検出器信号Ｉ１d を評価するため使用される。機能
ブロック１０を用いることにより、１次電流Ｉ１の夫々
の最小値Ｉ１min がスイッチング周期毎に決定される。
この値は、誤差増幅器１１を用いて基準値Ｒｅｆ１と比
較される。基準値Ｒｅｆ１は、１次電流Ｉ１の最小値Ｉ
１min に対し所望の予め定義可能な参照値を表現する。
誤差増幅器１１は、機能ブロック１０によって判定され
た実際の値Ｉ１min と基準値Ｒｅｆ１との間の差に比例
した信号 ｋ・（｜Ｉ１min ｜−Ｒｅｆ１） を生成する。式中、ｋは誤差増幅器１１の構造に依存す
る定数である。本例の場合、誤差増幅器１１は比例コン
トローラとして設けられる。適宜、他のタイプのコント
ローラを誤差増幅器１１に使用することができる。
【００２１】誤差増幅器１１の出力に生成された値は、
比較器回路１２を用いて、実際の１次電流Ｉ１を表す検
出器信号Ｉ１d と比較される。検出器信号Ｉ１d の値が
上記の値 ｋ・（｜Ｉ１min ｜−Ｒｅｆ１） に到達したとき、比較器回路１２は、ドライバ回路９の
オフ入力ＯＦＦに信号を供給し、ドライバ回路９にスイ
ッチオフ信号ＵG,S1をスイッチング装置Ｓ１の制御入力
に供給させる。
比較器回路１２を用いて、実際の１次電流Ｉ１を表す検
出器信号Ｉ１d と比較される。検出器信号Ｉ１d の値が
上記の値 ｋ・（｜Ｉ１min ｜−Ｒｅｆ１） に到達したとき、比較器回路１２は、ドライバ回路９の
オフ入力ＯＦＦに信号を供給し、ドライバ回路９にスイ
ッチオフ信号ＵG,S1をスイッチング装置Ｓ１の制御入力
に供給させる。
【００２２】図４には、２次側の制御ユニット７を説明
するブロック回路図が示されている。機能ユニット１３
は、ダイオードＤ２上で電圧ＵD2を評価するため使用さ
れる。機能ユニット１３がダイオードＤ２の導通状態を
検出する場合、１次側制御ユニット６の機能ユニット８
の機能に、各制御信号ＵG,S2をドライバ回路９（図３に
示されたドライバ回路と同じタイプのドライバ回路）を
介して供給することによりスイッチング装置Ｓ２をスイ
ッチオンさせる。スイッチング装置Ｓ２のスイッチオン
時点ｔON,S2 は、予め定義可能な安全余裕時間だけ、ス
イッチング装置Ｓ１がスイッチオフされる時点（時点ｔ
２）を遅延させる。これは、一例として図２に示されて
いる。より詳細には、時点ｔON,S2 は、オーム性損失を
最小限に維持するため、できる限り時点ｔ２に近付けら
れる。その理由は、閉成状態のスイッチング装置Ｓ２の
抵抗は、ダイオードＤ２の順方向抵抗よりも小さいから
である。或いは、検出された電流Ｉ２はダイオードＤ２
の状態を検出するため使用され得るので、電圧ＵD2は測
定する必要が無くなる。
するブロック回路図が示されている。機能ユニット１３
は、ダイオードＤ２上で電圧ＵD2を評価するため使用さ
れる。機能ユニット１３がダイオードＤ２の導通状態を
検出する場合、１次側制御ユニット６の機能ユニット８
の機能に、各制御信号ＵG,S2をドライバ回路９（図３に
示されたドライバ回路と同じタイプのドライバ回路）を
介して供給することによりスイッチング装置Ｓ２をスイ
ッチオンさせる。スイッチング装置Ｓ２のスイッチオン
時点ｔON,S2 は、予め定義可能な安全余裕時間だけ、ス
イッチング装置Ｓ１がスイッチオフされる時点（時点ｔ
２）を遅延させる。これは、一例として図２に示されて
いる。より詳細には、時点ｔON,S2 は、オーム性損失を
最小限に維持するため、できる限り時点ｔ２に近付けら
れる。その理由は、閉成状態のスイッチング装置Ｓ２の
抵抗は、ダイオードＤ２の順方向抵抗よりも小さいから
である。或いは、検出された電流Ｉ２はダイオードＤ２
の状態を検出するため使用され得るので、電圧ＵD2は測
定する必要が無くなる。
【００２３】スイッチング装置Ｓ２を（時点ｔ４）でス
イッチングオフするため、一方で、出力電圧Ｕ２（及び
／又は、図示しない付加的な実施例として、出力電流）
が毛出され、他方で、２次電流Ｉ２が処理される。検出
された出力電圧Ｕ２は、比例コントローラとして動作す
る誤差増幅器１４を用いて出力電圧Ｕ２に対する設定値
を表現する基準電圧Ｒｅｆ２と比較され、誤差増幅器１
４は出力側に、出力電圧値Ｕ２と基準電圧値Ｒｅｆ２と
の間の差に比例する第１の基準値 ｌ・（｜Ｕ２｜−Ｒｅｆ２） を生成する。誤差増幅器１４は他のタイプのコントロー
ラを用いて実現してもよい。誤差増幅器１４によって生
成された値は、２次電流Ｉ２を表す２次電流検出器信号
Ｉ２d の実際の値（第２の基準値）と比較される。値Ｉ
２d が誤差増幅器１４によって生成された信号の値に達
するとき、この差を評価する比較器回路１５はドライバ
回路９のオフ入力ＯＦＦに送出されるべき信号を発生
し、これにより、ドライバ回路９は、制御信号ＵG,S2に
応じてスイッチング装置Ｓ２をスイッチオフさせる。
イッチングオフするため、一方で、出力電圧Ｕ２（及び
／又は、図示しない付加的な実施例として、出力電流）
が毛出され、他方で、２次電流Ｉ２が処理される。検出
された出力電圧Ｕ２は、比例コントローラとして動作す
る誤差増幅器１４を用いて出力電圧Ｕ２に対する設定値
を表現する基準電圧Ｒｅｆ２と比較され、誤差増幅器１
４は出力側に、出力電圧値Ｕ２と基準電圧値Ｒｅｆ２と
の間の差に比例する第１の基準値 ｌ・（｜Ｕ２｜−Ｒｅｆ２） を生成する。誤差増幅器１４は他のタイプのコントロー
ラを用いて実現してもよい。誤差増幅器１４によって生
成された値は、２次電流Ｉ２を表す２次電流検出器信号
Ｉ２d の実際の値（第２の基準値）と比較される。値Ｉ
２d が誤差増幅器１４によって生成された信号の値に達
するとき、この差を評価する比較器回路１５はドライバ
回路９のオフ入力ＯＦＦに送出されるべき信号を発生
し、これにより、ドライバ回路９は、制御信号ＵG,S2に
応じてスイッチング装置Ｓ２をスイッチオフさせる。
【００２４】スイッチモード電源の出力に印加された負
荷が増加されるとき、以下の制御メカニズムが出力電圧
Ｕ２を一定に維持するため開始される。最初に、負荷の
出力側のエネルギー消費の増加に起因して、スイッチン
グ周期中に２次側から変成器に反射されたエネルギーは
削減され、図４に示された制御ユニット７の場合に、２
次電流Ｉ２はより小さい値Ｉ２min まで降下する。これ
は、スイッチング装置Ｓ２のスイッチオフ時点が２次電
流Ｉ２の先行の零クロスに進められることにより行われ
る。スイッチング装置Ｓ２のスイッチオフ時点が進めら
れる値は、負荷の変化の大きさだけではなく、コントロ
ーラの構造若しくは誤差増幅器１４の実施形態に依存す
る。２次電流Ｉ２の最小値Ｉ２min の減少に基づいて、
１次電流Ｉ１の最小値Ｉ１min は次のスイッチング期間
に対応して削減される。これにより、スイッチング期間
中に、スイッチング期間の開始（ｔ０）と、１次電流の
零クロス（ｔ１）との間にスイッチモード電源の入力の
方向に生成されたエネルギーは減少する。１次側制御ユ
ニット６を用いることにより、１次電流Ｉ１の最小値Ｉ
１min の減少は、このスイッチング期間に評価され、ス
イッチング装置Ｓ１がスイッチオフされる時点はシフト
されるので、１次電流Ｉ１の先行の零クロスと、スイッ
チング装置Ｓ１がスイッチオフされる時点との間の時間
間隔は、延長される。エネルギーは１次側から変成器に
流れ、その時点の間に変成器に蓄積されるので、入力電
圧Ｕ１を発生させる電源は、スイッチモード電源の出力
側の負荷の変化、或いは、コントローラ若しくは誤差増
幅器１１の構造に依存してエネルギー流を増加させる。
その結果として、最大値Ｉ１max は増加し、２次電流の
最大値Ｉ２max の増加と関連付けられる。次に、変成器
からスイッチモード電源の出力方向へのエネルギー流が
増加されるので、スイッチモード電源の負荷の増加への
適応が実現される。
荷が増加されるとき、以下の制御メカニズムが出力電圧
Ｕ２を一定に維持するため開始される。最初に、負荷の
出力側のエネルギー消費の増加に起因して、スイッチン
グ周期中に２次側から変成器に反射されたエネルギーは
削減され、図４に示された制御ユニット７の場合に、２
次電流Ｉ２はより小さい値Ｉ２min まで降下する。これ
は、スイッチング装置Ｓ２のスイッチオフ時点が２次電
流Ｉ２の先行の零クロスに進められることにより行われ
る。スイッチング装置Ｓ２のスイッチオフ時点が進めら
れる値は、負荷の変化の大きさだけではなく、コントロ
ーラの構造若しくは誤差増幅器１４の実施形態に依存す
る。２次電流Ｉ２の最小値Ｉ２min の減少に基づいて、
１次電流Ｉ１の最小値Ｉ１min は次のスイッチング期間
に対応して削減される。これにより、スイッチング期間
中に、スイッチング期間の開始（ｔ０）と、１次電流の
零クロス（ｔ１）との間にスイッチモード電源の入力の
方向に生成されたエネルギーは減少する。１次側制御ユ
ニット６を用いることにより、１次電流Ｉ１の最小値Ｉ
１min の減少は、このスイッチング期間に評価され、ス
イッチング装置Ｓ１がスイッチオフされる時点はシフト
されるので、１次電流Ｉ１の先行の零クロスと、スイッ
チング装置Ｓ１がスイッチオフされる時点との間の時間
間隔は、延長される。エネルギーは１次側から変成器に
流れ、その時点の間に変成器に蓄積されるので、入力電
圧Ｕ１を発生させる電源は、スイッチモード電源の出力
側の負荷の変化、或いは、コントローラ若しくは誤差増
幅器１１の構造に依存してエネルギー流を増加させる。
その結果として、最大値Ｉ１max は増加し、２次電流の
最大値Ｉ２max の増加と関連付けられる。次に、変成器
からスイッチモード電源の出力方向へのエネルギー流が
増加されるので、スイッチモード電源の負荷の増加への
適応が実現される。
【００２５】複数のスイッチング期間において、２個の
制御ユニット６及び７は、協働する。スイッチモード電
源の安定状態において、スイッチモード電源の入力の向
きに送出されたエネルギーは、ある値Ｉ１min 、若しく
は、最小値Ｉ１min と次の零クロス（時点０とｔ１の間
の時間の隙間）との間のある時点に対応する時点ｔ０と
時点ｔ１の間に予め定義可能な値に制御される。これに
より、最大出力負荷の場合に、第１のスイッチング装置
Ｓ１の非零スイッチングが保証される。
制御ユニット６及び７は、協働する。スイッチモード電
源の安定状態において、スイッチモード電源の入力の向
きに送出されたエネルギーは、ある値Ｉ１min 、若しく
は、最小値Ｉ１min と次の零クロス（時点０とｔ１の間
の時間の隙間）との間のある時点に対応する時点ｔ０と
時点ｔ１の間に予め定義可能な値に制御される。これに
より、最大出力負荷の場合に、第１のスイッチング装置
Ｓ１の非零スイッチングが保証される。
【００２６】図５には１次側制御ユニット６の他の実施
例が示されている。この実施例には、２通りの変形の可
能性がある。一方で、制御ユニット６は、１次電流Ｉ１
の最小値Ｉ１min を決定せず、機能ユニット２０を用い
ることにより、最小値Ｉ１mi n の発生と、１次電流Ｉ１
の次の零クロスとの間の時点（時点ｔ１とｔ０の間の
差）が決定され、次に、誤差増幅器１１を用いて変更さ
れた基準値Ｒｅｆ１’を用いて処理される。他方で、誤
差増幅器１１によって生成された値は、機能ユニット２
１により評価され、機能ユニット２１は、１次電流が最
大値Ｉ１max に達する次のスイッチオフ時点を決定しな
いが、ある種の時間の隙間ｔ２−ｔ１が１次電流Ｉ１の
零クロスとスイッチング装置Ｓ１のスイッチオン時点ｔ
２との間にある限り、スイッチオフ時点ｔ２を決定す
る。この制御ユニット６の二つの実現可能な実施例は別
個に利用される。時間の隙間に基づく制御は特に有利で
あり、集積化同期回路に簡単に変換される。
例が示されている。この実施例には、２通りの変形の可
能性がある。一方で、制御ユニット６は、１次電流Ｉ１
の最小値Ｉ１min を決定せず、機能ユニット２０を用い
ることにより、最小値Ｉ１mi n の発生と、１次電流Ｉ１
の次の零クロスとの間の時点（時点ｔ１とｔ０の間の
差）が決定され、次に、誤差増幅器１１を用いて変更さ
れた基準値Ｒｅｆ１’を用いて処理される。他方で、誤
差増幅器１１によって生成された値は、機能ユニット２
１により評価され、機能ユニット２１は、１次電流が最
大値Ｉ１max に達する次のスイッチオフ時点を決定しな
いが、ある種の時間の隙間ｔ２−ｔ１が１次電流Ｉ１の
零クロスとスイッチング装置Ｓ１のスイッチオン時点ｔ
２との間にある限り、スイッチオフ時点ｔ２を決定す
る。この制御ユニット６の二つの実現可能な実施例は別
個に利用される。時間の隙間に基づく制御は特に有利で
あり、集積化同期回路に簡単に変換される。
【００２７】図６には、２次側制御ユニット７の実施例
が示されている。機能ユニット２２は、比較器回路１５
の代わりに使用され、機能ユニット２２はスイッチング
装置Ｓ２の夫々のスイッチオフ時点１４を決定するの
で、ある時間の隙間（第２の基準値）は、誤差増幅器１
４の出力信号（第１の基準値）に依存した夫々のスイッ
チング期間に、２次電流Ｉ２の零クロスと、スイッチン
グ装置Ｓ２のスイッチオフ時点との間で予め決められ
る。この実施例も集積回路に非常に簡単に変換される。
が示されている。機能ユニット２２は、比較器回路１５
の代わりに使用され、機能ユニット２２はスイッチング
装置Ｓ２の夫々のスイッチオフ時点１４を決定するの
で、ある時間の隙間（第２の基準値）は、誤差増幅器１
４の出力信号（第１の基準値）に依存した夫々のスイッ
チング期間に、２次電流Ｉ２の零クロスと、スイッチン
グ装置Ｓ２のスイッチオフ時点との間で予め決められ
る。この実施例も集積回路に非常に簡単に変換される。
【００２８】１次制御ユニット６と２次制御ユニット７
の両方は、好ましくは、集積回路として実現される。２
個の制御ユニット６及び７は、別個のチップ上のスイッ
チング回路、並びに、共通チップ上のスイッチング回路
として、変換される。
の両方は、好ましくは、集積回路として実現される。２
個の制御ユニット６及び７は、別個のチップ上のスイッ
チング回路、並びに、共通チップ上のスイッチング回路
として、変換される。
【図１】本発明によるスイッチモード電源の構成図であ
る。
る。
【図２】１次電流及び２次電流、並びに、１次側及び２
次側の２個のスイッチの制御信号のタイミングチャート
である。
次側の２個のスイッチの制御信号のタイミングチャート
である。
【図３】１次側制御ユニットのブロック回路構成図であ
る。
る。
【図４】２次側制御ユニットのブロック回路構成図であ
る。
る。
【図５】１次側制御ユニットの別の実施例のブロック回
路構成図である。
路構成図である。
【図６】２次側制御ユニットの別の実施例のブロック回
路構成図である。
路構成図である。
１，２ 入力端子 ３，４ 出力端子 ５ 変成器 ６，７ 制御ユニット ８，１０，１３，２０，２１，２２ 機能ユニット ９ ドライバ回路 １１，１４ 誤差増幅器 １２，１５ 比較器回路 Ｃ 平滑化コンデンサ Ｄ１，Ｄ２ ダイオード Ｓ１，Ｓ２ スイッチング装置
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ
Claims (8)
- 【請求項１】 第１のスイッチング装置が直列に接続さ
れた１次巻線と、第２のスイッチング装置が直列に接続
された２次巻線とを有する変成器を含み、 スイッチモード電源の動作中に、１次電流が上記１次巻
線を流れる第１の時間間隔は、２次電流が上記２次巻線
を流れる第２の時間間隔と交番し、 ２次側の制御ユニットは、上記スイッチモード電源の出
力の方向に上記変成器によって供給されたエネルギーの
一部を、上記第２の時間間隔中に上記変成器に返還する
ことにより上記スイッチモード電源の出力電圧若しくは
出力電流を制御するため設けられているスイッチモード
電源において、 第１の時間間隔中に上記スイッチモード電源の入力の方
向に上記変成器によって供給されたエネルギーを予め定
義できる値に制御するため使用される１次側制御ユニッ
トが設けられていることを特徴とするスイッチモード電
源。 - 【請求項２】 上記１次側制御ユニットによる制御のた
めの基準として使用される設定値は、第１の時間スロッ
トに現れる予め定義可能な１次電流値であることを特徴
とする請求項１記載のスイッチモード電源。 - 【請求項３】 上記１次側制御ユニットの基準として使
用される設定値は、上記第１の時間スロットの始めと上
記１次電流の次の零クロスとの間の予め定義可能な時間
間隔であることを特徴とする請求項１記載のスイッチモ
ード電源。 - 【請求項４】 上記１次側制御ユニットは、上記第１の
時間間隔の終わりに上記出力電圧に依存した１次電流値
の適応によって上記第１のスイッチング装置のスイッチ
オフ時点を適応させるため使用されることを特徴とする
請求項１乃至３のうちいずれか一項記載のスイッチモー
ド電源。 - 【請求項５】 上記１次側制御ユニットは、上記出力電
圧に依存した上記第１の時間間隔の長さの適応によって
上記第１のスイッチング装置のスイッチオフ時点を適応
させるため使用されることを特徴とする請求項１乃至３
のうちいずれか一項記載のスイッチモード電源。 - 【請求項６】 上記２次側制御ユニットは、上記出力電
圧及び／又は出力電流と、上記出力電圧及び／又は出力
電流の設定値との差から第１の基準値を形成する手段
と、上記２次電流の値から得られた第２の基準値を形成
する手段とを有し、 上記第２のスイッチング装置は上記第２の基準値が上記
第１の基準値に達したときにスイッチオフされることを
特徴とする請求項１乃至５のうちいずれか一項記載のス
イッチ電源モード。 - 【請求項７】 上記２次側制御ユニットは、上記出力電
圧及び／又は出力電流と、上記出力電圧及び／又は出力
電流の設定値との差から第１の基準値を形成する手段
と、第２の時間スロット内で上記２次電流の零クロス以
降の経過時間から得られた第２の基準値を形成する手段
とを有し、 上記第２のスイッチング装置は上記第２の基準値が上記
第１の基準値に達したときにスイッチオフされることを
特徴とする請求項１乃至５のうちいずれか一項記載のス
イッチ電源モード。 - 【請求項８】 請求項１乃至７のうちいずれか一項記載
のスイッチ電源モード用の１次側制御ユニット及び／又
は２次側制御ユニットを具備した集積回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19828038A DE19828038A1 (de) | 1998-06-24 | 1998-06-24 | Schaltnetzteil |
| DE19828038:6 | 1998-06-24 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000037074A true JP2000037074A (ja) | 2000-02-02 |
Family
ID=7871805
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11179084A Withdrawn JP2000037074A (ja) | 1998-06-24 | 1999-06-24 | スイッチモ―ド電源 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6084784A (ja) |
| EP (1) | EP0967714B1 (ja) |
| JP (1) | JP2000037074A (ja) |
| KR (1) | KR100680047B1 (ja) |
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| DE (2) | DE19828038A1 (ja) |
| TW (1) | TW437146B (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009539341A (ja) * | 2006-05-29 | 2009-11-12 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | フライバックコンバータの同期整流スイッチに関する駆動信号の生成方法 |
| CN101908824A (zh) * | 2009-06-02 | 2010-12-08 | 电力集成公司 | 用于电源的输入电荷控制的方法和设备 |
| CN104779803A (zh) * | 2015-04-03 | 2015-07-15 | 深圳市泰金田科技有限公司 | 一种音响开关电源 |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2773013B1 (fr) * | 1997-12-23 | 2000-03-03 | Sextant Avionique | Procede de commande d'un convertisseur de tension continu-continu a stockage inductif |
| WO2002035692A1 (en) * | 2000-10-27 | 2002-05-02 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Converter control |
| JP2004531198A (ja) * | 2001-06-28 | 2004-10-07 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 双方向フライバックスイッチモード電源（ｓｍｐｓ） |
| EP1446864A2 (en) * | 2001-09-26 | 2004-08-18 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Split topology power supply architecture |
| WO2003088460A2 (en) * | 2002-04-12 | 2003-10-23 | Delta Energy Systems (Switzerland) Ag | Soft switching high efficiency flyback converter |
| US6788555B2 (en) * | 2002-09-26 | 2004-09-07 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Regulation of bi-directional flyback converter |
| AT500905B1 (de) * | 2002-10-25 | 2008-06-15 | Siemens Ag Oesterreich | Schaltwandler |
| CN100466440C (zh) * | 2005-01-25 | 2009-03-04 | 技领半导体(上海)有限公司 | 一种控制开关电源输出电流的方法及电路 |
| EP2110938B1 (de) * | 2008-04-14 | 2018-08-29 | Power Systems Technologies GmbH | Primärseitige Steuerschaltung in einem Schaltnetzteil mit Transformator ohne Hilfswicklung mit einer Regelung basierend auf der sekundärseitigen Stromflusszeitdauer |
| US8035996B1 (en) * | 2009-04-16 | 2011-10-11 | Intersil Americas Inc. | Asymmetric zero-voltage switching full-bridge power converters |
| US8203277B2 (en) * | 2009-10-26 | 2012-06-19 | Light-Based Technologies Incorporated | Efficient electrically isolated light sources |
| US8964420B2 (en) * | 2011-12-13 | 2015-02-24 | Apple Inc. | Zero voltage switching in flyback converters with variable input voltages |
| US8958217B2 (en) * | 2012-06-15 | 2015-02-17 | General Electric Company | System for driving a piezoelectric load and method of making same |
| DE102014204127A1 (de) * | 2014-03-06 | 2015-09-10 | Tridonic Gmbh & Co Kg | LED-Treiber |
| US9853551B2 (en) * | 2016-05-02 | 2017-12-26 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Isolated DC-DC power conversion circuit |
| US10128766B1 (en) | 2017-08-29 | 2018-11-13 | Nxp B.V. | Method and apparatus for bi-directional switched mode power supply with fixed frequency operation |
| US11658582B2 (en) * | 2021-01-22 | 2023-05-23 | Infineon Technologies Austria Ag | Method of communication through a flyback power transformer using a zero voltage switching pulse in CRCM mode |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3986097A (en) * | 1975-06-30 | 1976-10-12 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Bilateral direct current converters |
| GB2210183B (en) * | 1987-09-18 | 1991-09-11 | Integrated Power Semiconductor | Energy-transfer arrangement |
| JP2773195B2 (ja) * | 1988-04-05 | 1998-07-09 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源装置 |
| FR2645982B1 (fr) * | 1989-04-14 | 1991-06-14 | Alcatel Espace | Dispositif de regulation d'un parametre electrique lors d'un transfert d'energie entre deux reseaux |
| US5303138A (en) * | 1993-04-29 | 1994-04-12 | At&T Bell Laboratories | Low loss synchronous rectifier for application to clamped-mode power converters |
| US5747351A (en) * | 1995-06-07 | 1998-05-05 | Smithkline Diagnostics, Inc. | Immunochemical-based test device with lift and twist specimen full tab |
| US5745359A (en) * | 1996-05-01 | 1998-04-28 | Compaq Computer Corporation | Variable-input-voltage converter with delay proportional to V in / V out |
| US5764495A (en) * | 1996-05-01 | 1998-06-09 | Compaq Computer Corporation | Variable-frequency variable-input-voltage converter with minimum frequency limit |
-
1998
- 1998-06-24 DE DE19828038A patent/DE19828038A1/de not_active Withdrawn
-
1999
- 1999-06-04 TW TW088109316A patent/TW437146B/zh not_active IP Right Cessation
- 1999-06-08 US US09/328,022 patent/US6084784A/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-06-15 DE DE59912947T patent/DE59912947D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-06-15 EP EP99201903A patent/EP0967714B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-06-21 CN CN99108526A patent/CN1132300C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-06-21 KR KR1019990023205A patent/KR100680047B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1999-06-24 JP JP11179084A patent/JP2000037074A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009539341A (ja) * | 2006-05-29 | 2009-11-12 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | フライバックコンバータの同期整流スイッチに関する駆動信号の生成方法 |
| CN101908824A (zh) * | 2009-06-02 | 2010-12-08 | 电力集成公司 | 用于电源的输入电荷控制的方法和设备 |
| US8699252B2 (en) | 2009-06-02 | 2014-04-15 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for input charge control of a power supply |
| CN104779803A (zh) * | 2015-04-03 | 2015-07-15 | 深圳市泰金田科技有限公司 | 一种音响开关电源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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