JP2000013347A - 多重化回路及びその多重化のための並直列変換用ラッチクロック生成回路 - Google Patents

多重化回路及びその多重化のための並直列変換用ラッチクロック生成回路

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JP2000013347A
JP2000013347A JP10173542A JP17354298A JP2000013347A JP 2000013347 A JP2000013347 A JP 2000013347A JP 10173542 A JP10173542 A JP 10173542A JP 17354298 A JP17354298 A JP 17354298A JP 2000013347 A JP2000013347 A JP 2000013347A
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Mamoru Kikuchi
衛 菊池
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 並列Nチャネル低速データを夫々ラッチクロ
ックによりラッチして多重化することにより1チャネル
直列高速データに変換する多重化回路において、ラッチ
クロックの位相を容易にかつ最適に調整可能とする。 【解決手段】 低速クロックpc1 と同一周期で高速デー
タの周期と同一パルス幅を有しかつ位相が順次ずれた複
数の位相比較信号63Q1〜63Q8を生成し、これ等位相比較
信号を外部制御信号PS1 〜PS3 に従ってセレクタ64にて
順次択一的に導出しつつ“1”,“0”の繰返しパター
ンを有する低速データLDとの論理和をORゲート66で演
算し、この論理和演算結果を整流回路67で整流しその直
流分である、位相条件により異なる位相識別電圧pvo を
外部に出力する。この電圧を確認しながら複数の位相比
較信号の中から1本の選択を外部位相選択信号により行
う。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は多重化回路及びその
多重化のための並直列変換用ラッチクロック生成回路に
関し、特に並列Nチャネル(Nは2以上の整数)の低速
データを夫々ラッチクロックによりラッチして多重化す
ることにより1チャネルの直列高速データに並直列変換
するようにした多重化回路におけるラッチクロックの位
相調整方式に関するものである。
【0002】
【従来の技術】光ファイバを伝送媒体とする光ファイバ
伝送方式(以下、光通信)は、その広帯域性に基く本質
的な高速性および大容量性と、光ファイバや光素子技術
の進歩により、近年、益々発展しつつある。光通信は大
容量のデータを扱うので、比較的低速のデ一夕を複数、
例えば8チャネル多重化して1多重化チャネルとしてデ
ータを伝送することが一般的である。従って、光通信端
局における端局装置は上記複数(N)チャネルのデータ
を多重化して1多重化チャネルのデータを生成するN/
1多重化器を基本的な構成要素としている。
【0003】このN/1多重化器は基本的には並直列変
換回路であり、Nチャネルの低速データに対する1多重
化チャネルの高速データはビットレートでN倍であり、
同様に、上記低速データ対応の低速クロックに対する上
記高速デー夕対応の高速クロックの周波数もN倍となる
関係がある。
【0004】従来のこの種の多重化回路は、図8に示す
ように、8チャネルの低速データD1〜D8を多重化し
1チャネルの多重化データD0を生成する8:1の多重
器1と、端局装置の下位の通信装置から供給される通信
データを光伝送用の8チャネルの低速デー夕D1〜D8
に変換する低速データ変換回路3と、低速データ変換回
路3から供給される低速クロックCLを8逓倍し高速ク
ロックCΗを発生する逓倍器4と、高速クロックCΗの
位相を調整し位相シフト高速クロックCVを出力する位
相シフタ5とを備える。
【0005】逓倍器4は図9に示す2逓倍器を3段縦続
接続して8逓倍器を構成する。図9を参照すると、上記
2逓倍器は供給された低速クロックCLの高周波成分を
除去する低域フィルタ41と、低域フィルタ41の出力
を全波整流する全波整流回路42と、全波整流回路42
の出力を正相入力に基準電圧VRが逆相入力にそれぞれ
供給されるコンパレータ43とを備える。
【0006】多重器1は、低速データD1〜D8をそれ
ぞれラッチするフリップフロップFll〜F18と、フリッ
プフロップF15,F17,F16,F18の各々のデータを低
速クロックCLで再度ラッチするフリップフロップF2
5,F27,F26,F28と、これ等フリップフロップの各
々の出力データf11,f15,f13,f17およびf12,f
16,f14,f18を夫々多重化した4チャネルの多重化デ
ータDQ1,DQ2をそれぞれ出力する多重回路11,
12と、2つの多重化データDQ1,DQ2をさらに多
重化して8チャネルの多重化データDPを出力する多重
回路13と、多重化データDPをラッチし位相シフト高
速クロックCVによりリタイミングするフリップフロッ
プ14と、フリップフロップ14の出力の供給を受け多
重化データD0を出力するバッファ15とを備える。
【0007】また、多重器1は、リセット信号Rにより
リセットされ高速クロックCΗの供給に応答して2分周
クロックCXを、分周クロックCXを2分周し4分周ク
ロックCYを、4分周クロックCYをさらに2分周し8
分周クロックCZをそれぞれ出力するカウンタ19,2
0,21と、低速クロックCL、高速クロックCΗの供
給に応答してリセットパルスRをカウンタ19,20,
21に供給するリセット回路22と、高速クロックCΗ
を反転しクロックΙCΗを、クロックCZを反転しクロ
ックICZを、低速クロックCLを反転しクロックIC
Lをそれぞれ出力するインバータI11,I12,I1
3とを備える。
【0008】図10を参照すると、リセット回路22
は、データ端子Dに低速クロックCLが、クロック端子
CにクロックICΗ(反転CHを示す)がそれぞれ供給
され出力端子Q,IQ(反転Qを示す)からそれぞれ信
号s,tが出力されるフリップフロップ221と、デー
タ端子Dに信号sが、クロック端子CにクロックICH
がそれぞれ供給され出力端子Qから信号uが出力される
フリップフロップ222と、信号t,sの否定論理積演
算を行いリセットパルスRを出力するNANDゲート2
23とを備える。
【0009】低速データ変換回路3は上記通信データを
低速データD1〜D8に変換するデー夕変換部31と、
低速クロックCLを発生するクロック源32とを備え
る。同一の多重回路11,12のうちの多重回路11の
構成を示す図11を参照すると、多重回路11はクロッ
クCZを用いて各々2チャネル分の入カデータを並直列
変換し1チャネルに多重化する2つの2:1の多重回路
111,112と、クロックCYを用いて多重回路11
1,112の出力をさらに1チャネルに多重化し多重化
データDQ1を出力する2:1の多重回路113とを備
える。
【0010】多重回路111は信号f11,f15の供給を
受けデータk15を出力し、多重回路112はデータf1
3,f17の供給を受けデータk37を出力する。同様に、
多重回路12の多重回路121はデ一夕f12,f16の供
給に応じてk26を、多重回路112はデータf14,f18
の供給に応じてk48をそれぞれ出力する。
【0011】次に、従来の多重化回路の動作について説
明する。クロック源32からの低速クロックCLはデー
タ変換部31に供給されるとともに、多重器6のリセッ
ト回路22とインバータI13と逓倍器4とに供給され
る。2逓倍器の3段縦続接続から成る逓倍器4は低速ク
ロックCLを8逓倍し、高速クロックCΗを発生する。
上記2逓倍器は低域フィルタ41を経由した入力信号を
全波整流回路42で全波整流し、この入力信号の振幅波
形の負電位側を正電位側に折り返すことによりこの波形
のピークの数が2倍となる全波整流信号をコンパレータ
43に供給する。
【0012】コンパレータ43はこの全波整流信号のレ
ベルを基準電位VRをしきい値として“Η”,“L”を
判定し、上記入力信号の2倍の周波数の出力信号を発生
する。高速クロックCHはインバータΙ11と位相シフ
タ5とに供給される。高速クロックCΗをインバータΙ
11で反転したクロックICΗはカウンタ19とリセッ
ト回路22とに供給される。
【0013】図12は多重器6の入力データD1〜D8
と低速クロックCL,ICΗ,CX,CY,CZ,IC
Z,リセットパルスR,信号s,t,uの位相関係を示
すタイムチャートである。低速データD1〜D8のクロ
ス点と低速クロックCLの立ち上がりが同ーとなる位相
(同相)で出力される。リセット回路22のフリップフ
ロップ221は低速クロックCL,ΙCΗの供給に応答
しクロックΙCΗの立ち上がりにおいて互いに逆相の信
号s,tを出力する。
【0014】また、信号sとクロックICΗの供給に応
答しフリップフロップ222は信号uを出力し、ΝAN
Dゲート223はこれら信号t,uの否定論理積出力と
してリセットパルスRを出力する。このリセットパルス
Rの“Η”レベルの間カウンタ19〜21がリセット状
態となり、それぞれからのクロックCΧ,CY,CZが
“L”レべルに固定される。
【0015】リセットパルスRが“L”レベルとなると
リセット解除状態となり、カウンタ19〜21が分周動
作を再開し、クロックCX,CY,CZの供給が開始さ
れる。リセットパルスRは低速クロックCLの立ち上が
り後のクロックICΗの立ち上がりの位相で生じるた
め、低速クロックCLとクロックCX,CY,CZとの
位相差αは常に一定の値となる。従って、これら低速ク
ロックCLとクロックCX,CY,CZとは位相同期状
態となる。
【0016】多重器6の並直列変換動作のタイムチャー
トを示す図13を参照すると、低速デー夕D1,D5は
フリップフロップF11,F15にて8分周クロックICL
によりそれぞれラッチされデータf11,f15として保持
される。次に、f15はフリップフロップF25にて低速ク
ロックCLにより再度ラッチされ、データf15として保
持される。多重回路111はデータf11,f15の供給を
受けクロックICZの“Η”レベルの間データf11を、
“L”レベルの間データf15をそれぞれ出力するデー夕
k15を生ずる。同様に多重回路112はデータf13,f
17の供給を受けクロックΙCLの“Η”レベルの間デー
タf13を“L”レベルの問データf17をそれぞれ出力す
るデータk37を生ずる。
【0017】次に、多重回路112はこれらデー夕k1
5,k37の供給を受け、クロックCYにより同様の並直
列変換を行いデータDQ1を出力する。多重回路12の
多重回路121,122,123においてもデー夕f1
2,f16,f14,f18について同様な並直列変換を行い
データDQ2を出力する。
【0018】多重回路13はこれらデータDQI,DQ
2の供給に応じてクロックCXにより同様の並直列変換
を行い、データDPを出力する。このデータDPは低速
デー夕D1〜D8を8:1の並直列変換した高速データ
である。フリップフロップ14はこのデータDPをラッ
チし、高速クロックCΗを位相シフタ5により位相調整
して生成したクロックCVによりタイミング調整を行
い、バッファ15を経由してデー夕D0として出力す
る。
【0019】
【発明が解決しようとする課題】第一の問題点は、多重
化回路内の低速クロックにより低速データをラッチする
8個のデータラッチ手段において安定したラッチ動作を
行うためには、低速クロックと低速データに十分な位相
余裕が祢要となる。そこで、従来は信号の波形をオシロ
スコーブで確認しながら、低速クロック信号のケーブル
長の調整や遅延素子の付加による位相調整をおこなって
いたため、調整時間に多くの時問を必要とした。
【0020】その理由は、低速クロックと低速データは
多重化回路に入力されるまでの伝送線路の線路長や経由
する回路により、遅延差が生じるため、データラッチ入
力段で位相の最適化を行う必要があり、動作周波数が高
い程とその必要性は高くなる。
【0021】本発明の目的は、低速データをラッチする
ためのラッチパルスの位相を容易にかつ最適に調整可能
とした多重化回路及びその多重化のための並直列変換用
ラッチクロック生成回路を提供することである。
【0022】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、並列N
チャネル(Nは2以上の整数)の低速データを夫々ラッ
チクロックによりラッチして多重化することにより1チ
ャネルの直列高速データに並直列変換するようにした多
重化回路における並直列変換用ラッチクロックを生成す
るラッチクロック生成回路であって、前記低速クロック
と同一周期で前記高速データの周期と同一パルス幅を有
しかつ順次位相がずれた複数の位相比較信号を生成する
位相比較信号生成手段と、前記複数の位相比較信号を入
力として外部選択信号に従って択一的に導出する信号選
択手段と、この選択導出された位相比較信号と“0”,
“1”の繰り返しパターンを有する前記低速データとの
論理和演算をなす論理和演算手段と、この論理和演算結
果の直流分を検出する整流手段と、を含み、この直流分
に応じて前記外部選択信号を定めて前記ラッチクロック
の決定をなすようにしたことを特徴とするラッチクロッ
ク生成回路が得られる。
【0023】そして、位相比較信号生成手段は、前記低
速クロックと同一周期で前記高速データの周期と同一パ
ルス幅を有する第一の位相比較信号を生成する手段と、
この第一の位相比較信号を順次前記パルス幅だけ位相を
ずらすシフトレジスタとを含み、このシフトレジスタの
各位相ずれ出力を他の位相比較信号としたことを特徴と
する。
【0024】更に本発明によれば、上記のラッチクロッ
ク生成回路と、このラッチクロック生成回路により決定
された前記ラッチクロックにより前記低速データの各ラ
ッチをなすラッチ回路とを含むことを特徴とする多重化
回路が得られる。
【0025】本発明の作用を述べる。低速クロックと同
一周期で高速データの周期と同一パルス幅を有しかつ位
相が順次ずれた複数の位相比較信号を生成し、これ等位
相比較信号を外部制御信号に従って順次択一的に導出し
つつ“1”,“0”の繰り返しパターンを有する低速デ
ータとの論理和演算し、この論理和演算結果を整流して
その直流分である、位相条件により異なる位相識別電圧
を外部に出力する。この電圧を確認しながら、位相がず
れた位相比較信号の中から任意の1本の選択を外部位相
選択信号により行う。これにより、低速データをラッチ
するN個のデータラッチのデータ識別位相を最適に調整
することが簡易に可能となる。
【0026】
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施の形態につき
図面を参照しつつ詳述する。図1は本発明の一実施例の
ブロック図であり、図8と同等部分は同一符号にて示し
ている。図1の例では、多重器1において、位相調整回
路6を追加した点が図8の例とは相違するのみであり、
他は図8の構成と同一である。
【0027】当該位相調整回路6は外部からの選択信号
PS1〜PS3に応じてクロック源32からの低速クロ
ックCLを位相調整して低速クロックFCLとして導出
し、これを8逓倍器4へ供給すると共に、インバータI
13及びフリップフロップF25〜F28へ供給する。位相
調整回路9の位相識別電圧pvo が最適位相を有するラ
ッチパルスFCLの位相を決定する出力となる。他の構
成は図8の例と同一であるので、その説明は省略する。
【0028】図2は位相調整回路6の詳細を示すブロッ
ク図である。図2を参照すると、低速クロック入力端子
lciより入力された低速クロックCLが位相比較信号生
成回路61と8逓倍回路62と8ビットシフトレジスタ
68の各入力に供給される。
【0029】フリップフロップ611は、クロック入力
端子Cに低速クロックCLが入力され出力端子IQがデ
ータ入力端子Dに接続され出力端子Qから信号pclが出
力される。フリップフロップ612は、データ入力端子
Dに信号pclが入力されクロック入力端子Cに8逓倍回
路62の出力LC8が入力され出力端子Qから信号pc
2を出力端子IQから信号pc2bを出力する。
【0030】フリップフロップ613は、データ入力端
子Dに信号pc2bが入力されクロック入力端子Cに8逓
倍回路62の出力LC8が入力され出力端子Qから信号
pc3を出力する。インバータ615は、入力端子にク
ロックCLが入力されて反転した信号clbを出力する。
フリップフロップ615は、クロック入力端子Cに信号
clbが入力され出力端子IQがデータ入力端子Dに接続
され出力端子IQから信号pc4を出力する。
【0031】フリップフロップ616は、データ入力端
子Dに信号pc4が入力され、クロック入力端子Cに8
逓倍回路62の出力LC8が入力され、出力端子Qから
信号pc5を出力する。フリップフロップ617は、デー
タ入力端子Dに信号pc5が入力され、クロック入力端子
Cに8逓倍回路62の出力LC8が入力され、出力端子
Qから信号pc6を出力する。フリップフロップ618
は、データ入力端子Dに信号pc6が入力され、クロック
入力端子Cに8逓倍回路62の出力LC8が入力され、
出力端子Qから信号pc7を出力する。フリップフロップ
619は、データ入力端子Dに信号pc7が入力されクロ
ック入力端子Cに8逓倍回路62の出力LC8が入力さ
れ、出力端子Qから信号pc 8 を出力する。
【0032】ANDゲート61Aは信号pc2とpc3との論
理積演算を行い信号pc9を出力する。ANDゲート61B
は信号pc2とpc8との論理積演算を行い信号pc10 を出
力する。ORゲート61Cは信号pc9とpc10 の論理和演
算を行い信号pcll を出力する。8ビットシフトレジス
タ63は、データ入力端子Dに位相比較信号生成回路6
1の出力信号pcll が供給され、クロック入力端子Cに
8逓倍回路62の出力LC8が入力される。
【0033】セレクタ回路64は、この8ビットシフト
レジスタ63の出力端子Q1〜Q8に各々入力端子D1
〜D8が接続され、選択端子S1〜S3に位相選択端子
PSI〜PS3が接続される。フリップフロップ65
は、低速データ信号入力端子ldiにデータ入力端子Dが
接続され、クロック入力端子Cに8逓倍回路62の出力
LC8が入力され、出力端子Qから信号LDを出力す
る。ORゲー卜66はセレクタ回路64の出力とフリッ
プフロップ65の出力信号LDとの論理和演算を行う。
整流回路67はこのORゲート66の出力を全波整流し
直流レベルに変換する。この整流出力が位相識別電圧出
力端子pvoに供給される。
【0034】また、8ビットシフトレジスタ68は、デ
ータ入力端子Dに低速クロック入力端子lciより入力さ
れた低速クロックCLがフリップフロップ70を介して
供給され、クロック入力端子Cに8逓倍回路62の出力
LC8が入力される。セレクタ回路69は、8ビットシ
フトレジスタ68の出力端子Q1〜Q8に各々入力端子
D1〜D8が接続され、選択端子S1〜S3に位相選択
端子PSI〜PS3が接続されている。
【0035】次に、本発明の実施例の動作につき説明す
る。クロック源32からの低速クロックCLはデータ変
換部31に供給されるとともに、多重器1の位相調整回
路6に供給される。また、データ変換部31から多重器
1に入力される低速クロックCLに同期した低速データ
D1〜D8は、従来例と同様に、フリップフロップFll
〜F18に入力され、低速データの内の1本は位相調整回
路6にも入力される。
【0036】位相調整回路6の動作について説明する。
位相調整回路6の構成は図2に示す。位相調整回路6で
は、まず、低速クロックCLを入力する低速クロック入
力端子lciに入力された低速クロックCLをフリップフ
ロップ611で2分周し、図3,4の位相調整回路のタ
イムチャートに示すように2分周クロックpclを出力す
る。
【0037】一方、低速クロック入力端子lciから入力
された低速クロックCLは8逓倍回路62にも入力さ
れ、8逓倍クロックLC8を出力する。8逓倍クロック
LC8は位相比較信号生成回路61のフリッブフロップ
612,613,616,618,619に入力され
る。フリップフロップ612は2分周クロックpclを8
逓倍クロックLC8にてラッチされ、8逓倍クロックL
C8に位相同期した2分周クロックpc2とpc2の反転ク
ロックpc2b として出力される。反転クロックpc2b は
フリップフロップ613で1ビットシフトされ、反転ク
ロックpc3として出力される。また、低速クロックCL
はインバータ614で反転され、フリップフロップ61
5で2分周され2分周クロックpc4となり、フリップフ
ロップ616,617,618,619にて4ビットシ
フトし、フリップフロップ619の出力端子Qから2分
周クロックpc8として出力される。
【0038】位相の異なる低速クロックpc2とpc3とを
ANDゲート61Aを介すことによりpc9を、また低速
クロックpc2とpc8とをANDゲート61Bを介すこと
によりpc10 を出力し、更にpc9とpc10 をORゲート
61Cを介することにより信号pc11 を出力する。この
信号pc11 は位相比較信号生成回路61の出力となり、
8逓倍クロックの1周期を1ビットとすれば、“Η”が
1ビットと、“L”が8ビットと、“Η”が1ビット
と、“L”が6ビットとの繰り返し信号が出力される。
【0039】次に信号pc11 を8ビットシフトレジスタ
63に入力することにより、1ビットずつ位相シフトし
た8本の63Q1〜63Q8が出力される。この位相シ
フトした8本の63Q1〜63Q8をセレクタ回路64
に入力し、位相選択端子PSI〜PS3に“H”または
“L”レベルの直流電圧を任意の組み合わせで入力する
ことにより、その組み合わせに応じてセレクタ回路64
の出力信号pc12 には8本の信号63Q1〜63Q8の
うちの1本が出力される。
【0040】一方、低速データ入力端子ldiから入力し
た低速データはフリップフロップ65で8逓倍クロック
LC8でリタイミングされた信号LDとなり、信号LD
とセレクタ回路64の出力信号pc12 とはORゲート6
6で論理和演算が行われる。ここで、低速データが
“1”と“0”との繰り返し信号であれば、ORゲート
66の入出力波形は図5,6のように表される。
【0041】条件1の位相関係となるようにセレクタ回
路64の出力信号pc12 を選択すると、ORゲート66
の出力信号pc13 は低速データの“L”パルスの立ち下
がりと立ち上がりに8逓倍クロックの周期の1ビットが
それぞれ加算されるため、ORゲート66の出力信号p
c13 には8逓倍クロック換算で“L”パルスが本来の8
ビット幅より2ビット分少なくなった信号が出力され
る。
【0042】次に、条件1の位相関係からpc11 を1ビ
ットずつシフトした残り7個の条件では必ずpc12 の
“Η”の1ビットがLDの“Η”パルスと重なるため、
pc13には“L”パルスが8逓倍クロック換算で1ビッ
ト分“Η”になった信号が出力される。また、低速デー
タLDとpc12 との位相条件として図6の条件9のよう
にLDの論理が反転、つまり位相が180度ずれた条件
があり、その時にはORゲート66の出力信号pc13 は
低速データの“L”パルスが8逓倍クロック換算で本来
の8ビット分のパルス幅信号で出力される。
【0043】次に、条件9の位相関係からpc11 を1ビ
ットずつシフトした残り7個の条件では、必ずpc12 の
“Η”の1ビットがLDの“L”パルスと重なるため、
pc13 には“L”パルスが8逓倍クロック換算で1ビッ
ト分“Η”になった信号が出力される。
【0044】以上から、低速データ信号LDが固定1/
2(1,0繰り返し)入力の場合には、pc12 の“Η”
が1ビットと、“L”が8ビットと、“Η”が1ビット
と、“L”が6ビットとの繰り返しとなる信号のうち、
8ビットの“L”と低速データ信号LDのΗまたはLの
パルスの位相がー致した条件下でのみ、ORゲート66
の出力pc13 のマーク率が異なって出力される。
【0045】具体的には、pc12 の8ビット“L”と低
速データ信号LDのHパルスの位相とが一致(図5の条
件1)の場合にpc13 のマーク率が10/16となり、
pc12 の8ビット“L”と低速データ信号LD(7)L
パルスの位相とがー致(図6の条件9)の場合にpc13
のマーク率が8/16となる。そして、その他のpc12
と低速データ信号LDの位相条件(図5の条件2〜8、
図6の条件10〜16)では、pc13 のマーク率が9/
16になる。
【0046】よってORゲート66の出力信号pc13 を
整流回路67を介し直流電圧に変換すると、位相識別電
圧出力端子pvoからは、マーク率に比例した直流電圧
を取り出すことが可能となり、マーク率8/16あるい
は10/16を整流した電圧が出力された時がORゲート
66の入力において位相がー致していることの確認を可
能にする。よって、位相調整回路内で付加した位相シフ
ト分が低速データと低速クロックCLの位相差になるた
め、低速クロックCLに同様な位相シフトを付加して、
低速クロック出力端子から低速クロックFCLとして出
力することにより、低速データに位相が一致した低速ク
ロックFCLを多重器1内に供給することができる。
【0047】具体的に説明すると、8ビットシフトレジ
スタ63で2ビットシフトさせた出力をセレクタ回路6
4で選択した時に位相識別電圧出力端子pvoで位相一
致の直流電圧を出力したとする。位相比較するORゲー
ト66の入力までに低速データが1個、低速クロックC
Lが2個のラッチ段を通過するから、低速クロックCL
側で1ビット分シフトが多くなっているので、入力時の
低速データと低速クロックCLの位相差は8逓倍クロッ
ク換算でラッチ段の差の1ビット+8ビットシフトレジ
スタ63の2ビット=3ビットであり、低速クロックC
Lが3ビット分位相が進んでいることがわかる。よっ
て、低速クロックCLの位相を3ビット分遅らせれば低
速データとの位相を一致させることができる。
【0048】そこで、低速クロック入力端子lci と8ビ
ットシフトレジスタ68の間にフリップフロップ70を
挿入して1ビットシフトした後、8ビットシフトレジス
タ68とセレクタ回路69にて8ビットシフトレジスタ
63,セレクタ回路64と同じ動作をおこなわせて2ビ
ットシフトすることにより、合計3ビットの位相シフト
が生じ、低速データと位相が一致した低速クロックFC
Lを低速クロック出力端lcoから出力することが可能と
なる。
【0049】以上の様に、位相調整回路6は位相識別電
圧出力端子pvoをモニタしつつ位相選択端子PS1〜
PS3の“Η”あるいは“L”の印可電圧を順次切り替
えていき、モニタしている電圧がマーク率10/16あ
るいは8/16を整流電圧した電圧になったところで印
可電圧を固定にする。これにより、低速クロックFCL
は入力する低速データに対して十分な位相マージンを有
して多重器1のフリップフロップF11〜F18,F25〜F
28とリセット回路に供給されるため、安定な多重化動作
が実現できる。
【0050】図7は本発明の他の実施例のブロック図で
あり、図1と同等部分は同一符号にて示している。本例
において、図1の例と相違する部分についてのみ述べる
と、位相調整回路6への低速データの入力形態が相違す
る。すなわち、図1の例では、低速データD8を位相調
整回路6へ供給しているが、本例では、全ての低速デー
タD1〜D8をANDゲート7にて論理積演算して低速
データDAとして低速データ端子ldi(図2参照)へ供
給している。この場合には、全てのチャネルデータD1
〜D8を、“1”,“0”の繰り返しパターンとなるよ
うにすることは図1の例と同様である。
【0051】
【発明の効果】以上述べた様に、本発明によれば、低速
データ変換部から多重器へ入力される低速データと低速
ラッチ用クロックとの位相調整が直流電圧の相違で識別
でき、また外部選択信号にて制御できるので、極めて容
易調整が可能であり、よって調整時間の短縮が図れると
共に、稼働後においても電圧をモニタするのみで位相関
係が容易に確認できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施例のブロック図である。
【図2】図1のブロックの位相調整回路のブロック図で
ある。
【図3】位相調整回路の動作を示すタイムチャートの一
部である。
【図4】位相調整回路の動作を示すタイムチャートの一
部である。
【図5】位相調整回路のORゲート66の入出力波形の
一部である。
【図6】位相調整回路のORゲート66の入出力波形の
一部である。
【図7】本発明の他の実施例のブロック図である。
【図8】従来の多重化回路の例を示す図である。
【図9】図8の逓倍回路の例を示す図である。
【図10】図8のリセット回路の例を示す図である。
【図11】図8の多重回路の例を示す図である。
【図12】図8の多重化回路のクロックの位相関係を示
す図である。
【図13】図8の多重化回路の動作を示すタイムチャー
トである。
【符号の説明】
1 多重器 3 低速データ変換部 4 逓倍器 5 位相シフタ 6 位相調整回路 11〜13 多重回路 14,F11〜F18 F25〜F28 フリップフロップ 15 バッファ 19〜21 カウンタ 22 リセット回路 32 クロック源 I11〜I13 インバータ

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 並列Nチャネル(Nは2以上の整数)の
    低速データを夫々ラッチクロックによりラッチして多重
    化することにより1チャネルの直列高速データに並直列
    変換するようにした多重化回路における並直列変換用ラ
    ッチクロックを生成するラッチクロック生成回路であっ
    て、 前記低速クロックと同一周期で前記高速データの周期と
    同一パルス幅を有しかつ順次位相がずれた複数の位相比
    較信号を生成する位相比較信号生成手段と、 前記複数の位相比較信号を入力として外部選択信号に従
    って択一的に導出する信号選択手段と、 この選択導出された位相比較信号と“0”,“1”の繰
    り返しパターンを有する前記低速データとの論理和演算
    をなす論理和演算手段と、 この論理和演算結果の直流分を検出する整流手段と、 を含み、この直流分に応じて前記外部選択信号を定めて
    前記ラッチクロックの決定をなすようにしたことを特徴
    とするラッチクロック生成回路。
  2. 【請求項2】 位相比較信号生成手段は、前記低速クロ
    ックと同一周期で前記高速データの周期と同一パルス幅
    を有する第一の位相比較信号を生成する手段と、この第
    一の位相比較信号を順次前記パルス幅だけ位相をずらす
    シフトレジスタとを含み、このシフトレジスタの各位相
    ずれ出力を他の位相比較信号としたことを特徴とする請
    求項1記載のラッチクロック生成回路。
  3. 【請求項3】 前記N及び前記位相比較信号の数は共に
    8に選定されていることを特徴とする請求項1または2
    記載のラッチクロック生成回路。
  4. 【請求項4】 請求項1〜3いずれか記載のラッチクロ
    ック生成回路と、このラッチクロック生成回路により決
    定された前記ラッチクロックにより前記低速データの各
    ラッチをなすラッチ回路とを含むことを特徴とする多重
    化回路。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003124903A (ja) * 2001-09-28 2003-04-25 Agilent Technol Inc 多段マルチプレクサを同期化する装置及び方法
JP2013150325A (ja) * 2012-01-20 2013-08-01 Fujitsu Ltd 送信機の自動的な同期化

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