ITTO970633A1

ITTO970633A1 - Procedimento e sistema per la ricezione di segnali digitali

Info

Publication number: ITTO970633A1
Application number: IT97TO000633A
Authority: IT
Inventors: Andrew Peter Ansbro; Spase Drakul; Antonio Fanigliulo; Gianluca Fontana
Original assignee: Cselt Centro Studi Lab Telecom
Priority date: 1997-07-14
Filing date: 1997-07-14
Publication date: 1999-01-14
Also published as: NO982248D0; IT1293447B1; EP0892504A2; US6330294B1; NO982248L; NO317331B1; EP0892504A3

Description

DESCRIZIONE dell'invenzione industriale dal titolo: "Procedimento e sistema per la ricezione di segnali digitali"

TESTO DELLA DESCRIZIONE

La presente invenzione si riferisce alle comunicazioni digitali e riguarda in modo specifico un procedimento, nonché il relativo sistema, per la ricezione di segnali digitali secondo il preambolo della rivendicazione 1.

L'invenzione è stata sviluppata con particolare attenzione al possibile impiego nell'ambito dei sistemi di comunicazione radiomobile quali i sistemi noti come GSM e IS-95. In ogni caso, l'invenzione è suscettibile di essere applicata in qualunque contesto in cui venga applicato lo schema funzionale di ricezione assimilabile, in via diretta o sostanziale, allo schema illustrato nella figura 1.

In tale schema il riferimento 10 indica una linea su cui è presente un segnale digitale ricevuto. Oltre ad una componente di segnale utile vera e propria, il segnale in questione comprende una componente di segnale di apprendimento quale ad esempio un preambolo o un cosiddetto "midambolo" (midamble) sostanzialmente costituita da una stringa di caratteri binari o bit xp(t) che si suppone nota. Il segnale ricevuto dall'antenna (convertito in forma elaborabile in un modulo complessivamente indicato con 20, dove il segnale d'antenna viene, ad esempio, convertito in banda base e sottoposto alle operazioni di condizionamento correnti nella tecnica in vista della sua demodulazione) viene ripartito su due rami 11 e 12. Va precisato che, come ben noto al tecnico esperto del ramo, tale ideale ripartizione non corrisponde di necessità ad un effettivo instradamento su due canali fisici diversi, dal momento che essa può essere attuata in modo virtuale tramite operazioni di trattamento diverse.

Il trattamento esemplificato dal primo ramo 11 mira ad ottenere un modello stimato del canale sul quale il segnale ricevuto si è propagato. Tale stima viene condotta analizzando come il segnale di apprendimento (che si suppone noto) è stato modificato per effetto della trasmissione sul canale in questione.

La suddetta stima viene di solito attuata per effetto di un'operazione di autocorrelazione attuata in un modulo indicato complessivamente con 14.

Dopo un'eventuale possibile altra moltiplicazione, attuata in 15, per un'ulteriore sequenza x'p(t) 11 segnale corrispondente alla stima del canale di trasmissione viene alimentato ad un modulo elaborativo 16 a cui arriva, previo un possibile filtraggio attuato in 17, il segnale "utile" avviato sul ramo 12.

Nel modulo elaborativo 16 tale segnale viene sottoposto ad un'operazione di trattamento che può essere idealmente vista come un'azione complementare ed opposta rispetto a quella attuata dal canale di trasmissione. Il tutto con l'intento di generare in uscita, sulla linea indicata con 18, un segnale destinato a costituire una replica quanto più fedele possibile del segnale trasmesso, in vista della successiva decodifica. Tale decodifica può essere attuata, ad esempio, tramite un decodificatore di viterbi 19, cosi come avviene appunto nei sistemi di trasmissione GSM.

In ogni caso - come già detto - la soluzione secondo l'invenzione non deve essere comunque intesa come limitata a questo possibile campo d'impiego.

Dall'esame dello schema di riferimento della figura 1 risulta chiaro che il complesso di operazioni di elaborazione svolte negli elementi schematicamente indicati con i riferimenti 14 a 16 risulta tanto più complessa ed onerósa da svolgersi quanto più articolato è il complesso delle alterazioni che il segnale trasmesso - dunque anche la sequenza di apprendimento - può aver subito durante la trasmissione sul canale.

In particolare, nei sistemi radiomobile si è affermato (almeno per le stazioni base, ma l'impiego di tale tecnica si sta estendendo anche ai terminali mobili) l'impiego delle tecniche di ricezione in diversità basate sull'impiego una pluralità di N antenne di ricezione. Il segnale ricevuto da una schiera di antenne di questo tipo è in realtà costituito da N repliche dello stesso segnale di partenza ricevute dalle suddette N antenne in modo diverso (ad esempio per una diversa distribuzione degli echi, ecc.).

Poiché l'elaborazione del singolo carattere o bit in sede di ricezione comporta l'analisi di un certo numero (ad es. M) di simboli successivamente ricevuti, l'operazione di elaborazione realizzata nel blocco 16 della figura 1 si configura, almeno in linea di principio, come un'operazione di inversione di una matrice N x M attuata a partire da una stima della matrice stessa.

Tale operazione di elaborazione può risultare piuttosto onerosa in termini di tempo e di hardware richiesto, ed appare difficilmente proponibile per il trattamento in tempo reale dei segnali ricevuti, così come necessariamente richiesto per la ricezione, ad esempio, di un segnale di fonia.

Una più attenta analisi del problema in un contesto quale quello dei sistemi radiomobile GSM dimostra poi che, indipendentemente da ogni altra operazione, la suddetta operazione di stima e di inversione di una matrice N x M finisce per innescare indesiderati fenomeni di errore, instabilità ed amplificazione del rumore.

La presente invenzione si prefigge quindi lo scopo di attuare una soluzione che, pur essendo riconducibile allo schema generale rappresentato nella figura 1, non dia origine agli inconvenienti sopra descritti consentendo altresì il conseguimento di una maggiore risoluzione nello svolgimento della funzione di autocorrelazione della sequenza di apprendimento.

Secondo la presente invenzione, tale scopo viene raggiunto grazie ad un procedimento e ad un sistema aventi le caratteristiche richiamate in modo specifico nelle rivendicazioni che seguono.

L'invenzione si basa in via primaria sul riconoscimento del fatto che in un ambito di impiego quale il sistema radiomobile GSM la distribuzione degli echi sui singoli canali della ricezione in diversità (N antenne di ricezione) è sostanzialmente discreta, nel senso che la matrice che identifica il comportamento del canale {ossia la matrice da stimare ed invertire in sede di ricezione) comprende in realtà un gran numero di elementi con valore nullo o quasi nullo.

L'invenzione verrà ora descritta, a puro titolo di esempio non limitativo, con riferimento ai disegni annessi, nei quali:

- la figura 1, che rappresenta schematicamente il contesto di applicazione dell'invenzione, è già stata estesamente descritta in precedenza,

- la figura 2 illustra, sotto forma di uno schema a blocchi, la struttura di un ricevitore per comunicazioni digitali operante secondo l'invenzione, e - la figura 3 è un diagramma che illustra le prestazioni del sistema secondo l'invenzione in termini di autocorrelazione della sequenza di apprendimento .

Lo schema della figura 2 si ricollega idealmente all'impostazione generale richiamata in precedenza con riferimento alla figura 1. Di conseguenza nello schema della figura 2 sono stati utilizzati, nella misura del possibile, gli stessi riferimenti già utilizzati nello schema della figura 1.

Così, alla singola linea d'ingresso 10 rappresentata nella figura 1, corrisponde nella figura 2 un numero N di linee di ingresso 10.1, 10.N, su ciascuna delle quali è presente una rispettiva replica del segnale ricevuto esprimibile, in generale,’ sotto forma di un segnale complesso, dunque con una parte reale ed una parte immaginaria (o in quadratura) . Ciascuna di tali repliche è derivata da una rispettiva antenna di ingresso A.l, ...A.N inserita in un tipico schema di ricezione in diversità, attraverso un'azione di conversione da radiofrequenza a frequenza intermedia, attuata - in modo noto - nel blocco 20a, seguita da una conversione dalla frequenza intermedia alla banda base, attuata - in modo parimenti noto - nel blocco indicato con 20b. I blocchi 20a e 20b corrispondono dunque, nel loro insieme, al blocco 20 della figura 1.

Lo schema della figura 2 fa vedere, nella sua parte in basso a destra, che il decodificatore indicato complessivamente con 19 nella figura 1 può essere in realtà costituito, almeno nell'esempio di attuazione rappresentato nella figura 2, da un decodificatore di Viterbi 19a (di tipo noto), seguito in cascata da un decodificatore differenziale 19b (anch'esso di tipo parimenti noto) dal quale emerge il flusso di dati in uscita.

Ancora, la parte di circuito della figura 2 circondata da linea a tratti e indicata nel complesso con 22 svolge essenzialmente la funzione di stima del canale descritta in precedenza con riferimento al complesso delle parti 11 e 14 illustrata nella figura 1.

Tornando alla figura 2, il riferimento 23 indica un banco di j filtri ciascuno dei quali è sostanzialmente assimilabile ad un filtro trasversale 23.1, ..., 23.j che opera su una corrispondente versione del segnale d'ingresso applicando un rispettivo insieme di coefficienti di pesatura alle varie repliche 10.1, 10.2, ...» 10.N. Dall'esame della figura 2 risulta chiaro che ciascuno dei filtri 23.1, ..., 23.j opera su una rispettiva versione del segnale d'ingresso nel senso che la prima versione corrisponde al segnale ricevuto sulle linee 10.1, 10.2, ..., 10.N e mentre le altre versioni corrispondono allo stesso segnale successivamente ritardato di intervalli di tempo di ritardo T, 2T, ..., (j-l)T per effetto del passaggio attraverso corrispondenti linee di ritardo collettivamente indicate con 230. Il periodo T può corrispondere, per esempio, al periodo di cifra {periodo di bit) utilizzato per la trasmissione; sono comunque utilizzabili anche valori diversi.

Così nel filtro 23.1 alle repliche del segnale ricevuto presenti sulle linee 10.1, 10.2, ..., 10.N vengono applicati i coefficienti w*u,w*21, ..., w*N1. Un'elaborazione strutturalmente analoga avviene nel filtro 23.2, con l'applicazione alle varie repliche del segnale ritardato di un intervallo T dei coefficienti w*12, w*22, ..., w*^ e via via sino al filtro 23.j, dove alle varie repliche del segnale ritardato di un intervallo {j-l)T vengono applicati i coefficienti w*1j, w*2j, ..., w*NJ.

I suddetti coefficienti di pesatura, idealmente rappresentabili come una matrice di N righe e j colonne, vengono calcolati da un blocco 24 che attua un meccanismo di stima con adattamento di cui meglio si dirà nel seguito.

indipendentemente dalla possibile presentazione dei coefficienti w*u, ..., w*H1 sotto forma di una tabella matriciale, si apprezzerà che il complesso dei filtri 23.1, ..., 23.j attua, sulle varie versioni del segnale presente sulle linee 10.1, 10.N un'azione di elaborazione che non è di natura matriciale: ciascuna delle varie versioni del segnale successivamente ritardato di un intervallo T viene infatti sottoposta ad un'operazione di filtraggio indipendente per ciascuna versione.

Questa scelta si dimostra vantaggiosa rispetto alla soluzione generale cui si è fatto cenno in precedenza con riferimento alla figura 1, dove l'operazione di stima del canale e di equalizzazione o sagomatura di fascio ("beam forming") del segnale ricevuto comporta un'operazione di stima e di inversione di una matrice, con gli inconvenienti analizzati in precedenza .

Al contrario, la forma di attuazione illustrata nella figura 2 prevede un'operazione di "equalizzazione" condotta indipendentemente su ciascuna versione del segnale ricevuto, considerata nell'insieme delle repliche che la compongono, così da poter tener conto degli effetti del canale (dovuti tipicamente a fenomeni di eco) su tale versione.Questo si traduce, da un lato, in un alleggerimento delle operazioni di elaborazione e,dall'altro lato,nella possibilità di evitare fenomeni negativi (propagazione di errori, amplificazione del rumore) legati alla particolare natura del segnale ricevuto (ad esempio un segnale di tipo GSM, nell'esempio di attuazione considerato). La stessa impostazione adottata per l'azione di sagomatura del fascio viene adottata nella soluzione secondo l'invenzione per realizzare, in un blocco complessivamente indicato con 25, la stima iniziale del canale ossia la scelta dei valori iniziali dei coefficienti w*1, ..., w*Nj dell'algoritmo di adattamento attuato dal blocco 24. Quest'ultimo opera in generale secondo un'impostazione del tipo MMSE (Minimum Mean Square Error o errore quadrato medio minimo), ad esempio sulla base delle soluzioni note com RLS (Recursive Least Square o minimo quadrato ricorsivo) ovvero LMS (Least Mean Square o minimo quadrato medio) .

In particolare, attraverso un blocco di demultiplazìone 26, le varie repliche 10.1, 10.2, ..., 10.N del segnale d'ingresso vengono inviate a rispettivi filtri 27.1, ..., 27.j del tipo FIR, dunque basati essenzialmente su un'impostazione a filtro trasversale del tipo di quella descritta in precedenza in relazione alla funzione di sagomatura del fascio.

I coefficienti dei singoli filtri 27.1, ..., 27. j vengono prodotti nel modulo indicato con 28 che riceve il segnale di apprendimento xp(t) dal blocco indicato con 29. Il blocco 28 genera le varie stringhe di coefficienti di ponderazione (pesi) utilizzati nei filtri FIR 27.1, 27.j sotto forma di un rispettivo segnale u(t) (trattandosi di un segnale numerico lo stesso può essere di fatto visto come una stringa di coefficienti) suscettibile di dare origine, per effetto della convoluzione con la rispettiva replica della sequenza di apprendimento Xp(t), ad una funzione unitaria in una finestra temporale data: si tratta in pratica di una funzione di fatto assimilabile, tenuto conto della discretizzazione temporale del segnale trattato, ad una delta di Dirac 8(t).

Detto altrimenti, u(t) viene scelto in modo tale da verificare (secondo criteri su cui si tornerà in seguito) la relazione

(1)

Lo stesso segnale u(t) viene anche fornito al modulo 30 che realizza effettivamente la convoluzione u(t)*xp(t) in vista delle successive elaborazioni che verranno esaminate nel seguito.

Con 31 è indicata un'unità elaborativa che riceve i segnali ponderati dei filtri 23.1, ..., 23.j e genera su rispettive linee di uscita 31a e 31b segnali suscettibili di essere rappresentati rispettivamente come:

(2)

(3)

Tenuto conto del fatto che a(t) costituisce una rappresentazione scalare della risposta del canale,

l'uscita Xp( t) presente sulla linea 31a rappresenta

la stima del segnale di apprendimento. Poiché x(t, v) rappresenta il segnale dati trasmesso, il segnale Xp(t) presente sulla linea 31b costituisce il segnale dati ricevuto.

Il segnale presente sull'uscita 31a viene inviato verso un nodo di somma 42 sul quale confluisce, sotto forma di complesso coniugato, il segnale di apprendimento xp(t) proveniente dal blocco 29. Il segnale così ottenuto, indicativo dello scarto fra il segnale di apprendimento stimato ed il segnale di apprendimento effettivo, viene utilizzato per pilotare (in modo di per sé noto) l'evoluzione dell'algoritmo di adattamento nel blocco 24 a partire dai coefficienti iniziali forniti dal blocco 25.

Il segnale di uscita presente sulla linea 31b e relativo al segnale dati ricevuto -X(t) viene porta¬

to all'ingresso del blocco 17 in cui viene realizzata la convoluzione dello stesso per un segnale 5w(t) esprimibile come prodotto realizzato in un nodo di moltiplicazione 32 fra una normale funzione delta di Dirac (δ(t)) ed una funzione finestra hw(t). Il segnale uscente dal blocco 17 è quindi esprimibile secondo la relazione

(4)

Questo segnale viene alimentato al blocco 16 che funge nell'esempio di attuazione illustrato nella figura 2 da blocco di calcolo della metrica incrementale. Il blocco 16 riceve altresì il segnale di uscita dal blocco 15.Quest'ultimo viene ottenuto attraverso successive fasi di elaborazione a partire dal segnale di uscita u(t) del blocco 28 e dal segnale proveniente dall'uscita 31a del blocco 31 attraverso una prima operazione di filtraggio, attuata nel blocco 33, la cui uscita è esprimibile secondo la relazione

(5). Il segnale fuoriuscente dal blocco 33 viene moltiplicato in 34 per la stessa funzione finestra hwt) alimentata al blocco di moltiplicazione 32 così da ottenere il segnale aw(t) che, in funzione delle precedenti relazioni, è esprimibile nella forma

(6). Nel blocco 15 lo stesso viene sottoposto a convoluzione con il segnale dati x(t,v) generato nel ricevitore: la relativa funzione è schematizzata dal blocco 15' che è essenzialmente un modulatore in banda base. Il tutto così da dare origine a un segnale di uscita dal blocco 15, destinato ad essere alimentato al blocco di calcolo della.metrica incrementale 16 esprimibile nella forma

(7) Il risultato del calcolo della metrica incrementale viene quindi alimentato sulla linea 18 al gruppo di demodulazione 19 già descritto in precedenza.

La struttura di ricevitore illustrata nella figura 2 si presta ad essere utilizzata con particolare vantaggio, ad esempio, nell'ambito di uno schema di trasmissione GSM in cui un midambolo di 26 bit è circondato da 58 bit di informazione.

In questo caso, la sequenza di midambolo an con n=l, ..., 26 (valori fisici) è caratterizzata da una particolare proprietà di autocorrelazione che consente la stima del canale con un ritardo di 5 bit, ossia sulla base della relazione

(8)

Tuttavia, mentre questa proprietà esprime una delta di Dirac su un bit, quando viene applicata la modulazione, 1'autocorrelazione della sequenza modulata Xp(t) espressa come

(9)

viene allargata su 4 bit, con una conseguente perdita di risoluzione.

Nella soluzione appena descritta è possibile e particolarmente vantaggioso utilizzare un metodo di filtraggio della sequenza di apprendimento che dà origine ad una funzione di autocorrelazione avente una delta su un intervallo minore, in particolare, ma non esclusivamente di un bit.

Poiché xp(t) rappresenta il segnale, l'approccio tradizionale è quello di utilizzare un filtro adattato come nel caso dell'equazione (9). Per quanto si è detto in precedenza, il risultato di un tale approccio non è tuttavia la delta desiderata. Riscrivendo l'equazione (9) in forma matriciale, il filtro U(t) necessario per generare la risposta del tipo delta di Dirac è la soluzione all'equazione seguente

(10) Non necessariamente il sistema di equazione sopra espresso deve essere quadrato, dal momento che il numero di vincoli può essere maggiore, inferiore o uguale al numero di variabili di u(t).

L'inversione di questo sistema viene realizzata utilizzando una decomposizione a valori singoli e la relativa soluzione è esprimibile nella forma

(li) dove

(12) e la matrice inversa A<1 >rappresenta l'inversa di A nel senso dei minimi quadrati.

L'autocorrelazione di questo filtro e quella del filtro adattato tradizionale del GSM sono illustrati in modo comparativo nella figura 3 dove la scala delle ascisse è quotata in numero di bit e la scala delle ordinate è una scala normalizzata così da attribuire il valore unitario al picco di autocorrelazione.

Il grafico in linea continua rappresenta la stima di tipo tradizionale, mentre la linea a tratti rappresenta il comportamento del filtro innovativo descritto in precedenza.

Si noterà in particolare che quest'ultimo dà origine ad un'autocorrelazione su un singolo bit con una soppressione virtualmente totale del valore del-1'autocorrelazione per una banda di alcuni bit rispettivamente prima e dopo il picco centrale di autocorrelazione.

La stima del canale utilizzando l'approccio tradizionale e l'approccio qui proposto possono essere espresse rispettivamente sotto forma delle due equazioni che seguono

(13)

(u)

dove y (t) = xp(t)*h(t), con h(t) che rappresenta la risposta all'impulso del canale di trasmissione.

Poiché la correlazione fra u(t) e xp(t) approssima il comportamento di un'ideale funzione delta di Dìrac meglio dell'equazione (9) sopra richiamata, utilizzando 1'equazione (14)piuttosto dell'equazione (13) si ottiene una migliore risoluzione nella stima del canale.

Questo implica il fatto che quando si applica la funzione di sagomatura dei fasci rappresentata dal blocco 23 della(figura 2 risulta molto più facile distinguere fra gli echi veri e gli echi falsi. Di conseguenza, la funzione di sagomatura del fascio è molto più efficiente.

Da quanto precede si desume che la soluzione secondo l'invenzione consente di realizzare un ricevitore in cui i disturbi di canale e gli effetti non lineari della modulazione, quale la modulazione GMSK, vengono trattati separatamente. Il ricevitore è infatti in grado di sfruttare la struttura spaziale presente tanto nel segnale quanto nell'interferenza. Sulla base di tali premesse si riesce a realizzare una struttura di ricevitore operante tanto nello spazio (ricezione in diversità) quanto nel tempo al fine di combattere tanto l'interferenza intersimbolica (ISI) quanto l'interferenza da trasmettitori diversi.

In particolare, nello schema della figura 2 è stato rappresentato un impiego di un equalizzatore di tipo MMSE (Minimum Mean Square Error) per mitigare separatamente i difetti di canale, seguito da un decodificatore di vìterbi per 1'equalizzazione del segnale GMSK (demodulazione). Il segnale proveniente dall'equalizzatore MMSE viene equalizzato e allineato in fase. Il ricevitore può essere utilizzato così da incorporare diversi schemi di ricezione in diversità, con una soluzione che, almeno al momento attuale, si dimostra particolarmente vantaggiosa per l'impiego nelle stazioni base dei sistemi radiomobile.

La stessa struttura è comunque applicabile anche ai ricevitori mobili equipaggiati con più antenne per la ricezione in diversità.

Le caratteristiche salienti della soluzione rappresentata - si sottolinea, a puro titolo esemplificativo e non limitativo - con riferimento alla forma di attuazione dell'invenzione al momento preferita possono essere sintetizzate nei termini seguenti. il segnale ricevuto sugli N elementi di antenna A. 1, ...A.N viene convertito in banda base, e il segnale digitalizzato così ottenuto viene de-multiplato (blocco 26) così da separare la sequenza di apprendimento (tipicamente un midambolo) dalla sequenza dati. La tecnica di filtraggio descritta in precedenza viene applicata alle N sequenze così ottenute così da pervenire all'identificazione degli echi rilevanti. I valori corrispondenti agli echi identificati (in pratica i complessi coniugati degli stessi) e la portata degli stessi vengono utilizzati come valori iniziali dell'algoritmo MMSE. Le successive iterazioni del relativo schema (tipicamente RLS) vengono realizzate su ciascun eco identificato utilizzando la sequenza di apprendimento. In particolare questo adattamento può essere applicato al primo e all'ultimo bit della sequenza di apprendimento così da evitare il calcolo erroneo degli interferenti. Queste uscite vengono ulteriormente adattate per ciascun eco utilizzando un algoritmo LMS, che, se necessario, può essere utilizzato per invertire l'intero sistema {tutti gli echi).

Questa soluzione consente inoltre una migliore identificazione degli echi e di conseguire un ridotto guadagno nei confronti del rumore bianco dal momento che vengono trattati esclusivamente gli echi. Si dispone anche di una buona stima iniziale dei pesi basata soltanto sul segnale, fenomeno al quale si unisce una rapida convergenza dell'algoritmo RLS dal momento che questo opera soltanto su N pesi per ciascun eco, con la conseguente possibilità di attuare le relative operazioni di trattamento in parallelo sui vari canali conseguendo sia un alleggerimento complessivo dell'onere di calcolo, sia una maggiore speditezza nello svolgimento dello stesso proprio per la possibilità di operare in parallelo. E' possibile pensare di adottare un'iterazione di tipo LMS al fine di ottenere uno schema ottimale globale partire dall'approccio subottimale eco per eco. Come già detto, la possibilità di utilizzare bit all'inizio e alla fine della sequenza di apprendimento riduce in maniera molto significativa la possibilità di una rivelazione scorretta di segnali interferenti provenienti da altri trasmettitori.

Naturalmente, fermo restando il principio dell'invenzione, i particolari di realizzazione e le forme di attuazione potranno essere ampiamente variati rispetto a quanto descritto ed illustrato, senza per questo uscire dall'ambito della presente invenzione .

Claims

RIVENDICAZIONI 1. Procedimento per ricevere segnali digitali comprendenti una sequenza di apprendimento (xp(t)) utilizzabile per generare una stima del canale di trasmissione, in cui il segnale digitale viene ricevuto in diversità sotto forma di una pluralità di repliche di segnale (10.1, 10.N) comprendenti ciascuna una rispettiva replica (xp(t)*a(t)) di detta sequenza di apprendimento, caratterizzato dal fatto che comprende le operazioni di: - generare (230) una pluralità di versioni del segnale digitale ricevuto separate da un intervallo di ritardo dato (T), con ciascuna versione comprendente un rispettivo insieme di repliche di segnale; - sottoporre ciascuna di dette versioni del segnale digitale ricevuto ad una rispettiva azione di filtraggio (23.1, ..., 23.j) in modo indipendente dalle altre versioni; detta rispettiva azione di filtraggio essendo attuata su ciascuna di dette versioni applicando al rispettivo insieme di repliche di segnale un rispettivo primo insieme di coefficienti di filtraggio (w*n, ..., w*K1; ...; w*^. w*Nj) ricavato a partire da un rispettivo insieme iniziale di coefficienti di filtraggio - ottenere detto rispettivo insieme iniziale di coefficienti di filtraggio sottoponendo la rispettiva versione del segnale digitale ricevuto ad una rispettiva seconda azione di filtraggio (27.1, 27.j) attuata in modo indipendente dalle rispettive seconde azioni di filtraggio attuate sulle altre versioni del segnale digitale ricevuto; ciascuna di dette rispettive seconde azioni di filtraggio essendo attuata con un rispettivo secondo insieme di coefficienti di filtraggio identificato come segnale (u(t)) suscettibile di generare per convoluzione (u(t)*xp(t)) con detta sequenza di apprendimento una funzione unitaria su una finestra temporale data.
2. Procedimento secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto rispettivo secondo insieme di coefficienti di filtraggio (u{t)) viene identificato come segnale suscettibile di generare per convoluzione (u(t)*xp(t)) con detta sequenza di apprendimento una funzione unitaria su un bit.
3. Procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1 o 2, caratterizzato dal fatto che detto rispettivo primo insieme di coefficienti di filtraggio viene generato a partire da detto rispettivo insieme iniziale di coefficienti di filtraggio tramite un adattamento del tipo ad errore quadrato medio minimo (MMSE).
4. Procedimento secondo la rivendicazione 3,caratterizzato dal fatto che detto adattamento è scelto nel gruppo costituito da un adattamento di tipo a minimo quadrato ricorsivo (RLS) e da un adattamento a minimo quadrato medio (LMS).
5. Procedimento secondo la rivendicazione 4, caratterizzato dal fatto che detto adattamento di tipo ad errore quadrato medio minimo comprende una fase iniziale a rapida convergenza del tipo a minimo quadrato ricorsivo (RLS) seguita da una fase del tipo a minimo quadrato medio (LMS).
6. Sistema per la ricezione di segnali digitali comprendenti una sequenza di apprendimento (xp(t)) utilizzabile per generare una stima del canale di trasmissione, il sistema comprendendo una pluralità di antenne operanti in diversità, per cui il segnale digitale viene ricevuto sotto forma di una pluralità di repliche di segnale (10.1, 10.N) comprendenti ciascuna una rispettiva replica (xp(t)*a(t)) di detta sequenza di apprendimento, il sistema essendo caratterizzato dal fatto che comprende: - mezzi di ritardo (230) per generare una pluralità di versioni del segnale digitale ricevuto separate da un intervallo di ritardo dato (T), con ciascuna versione comprendente un rispettivo insieme di repliche di segnale, - primi mezzi di filtraggio (23.1, 23.2, ..., 23.j) per sottoporre ciascuna di dette versioni del segnale digitale ricevuto ad una rispettiva azione di filtraggio in modo indipendente dalle altre versioni; detta rispettiva azione di filtraggio essendo attuata su ciascuna di dette versioni applicando al rispettivo insieme di repliche di segnale un rispettivo primo insieme di coefficienti di filtraggio (w*^, ..., w*N1; ...; w*ljf ..., w*Nj ricavato a partire a un rispettivo insieme iniziale di coefficienti di filtraggio - secondi mezzi di filtraggio (27.1, 27.2, ... 27 .j) per ottenere detto rispettivo insieme iniziale di coefficienti di filtraggio sottoponendo la rispettiva versione del segnale digitale ricevuto ad una rispettiva seconda azione di filtraggio attuata in modo indipendente dalle rispettive seconde azioni di filtraggio attuate sulle altre rispettive versioni del segnale digitale ricevuto; ciascuna di dette rispettive seconde azioni di filtraggio essendo attuata con un rispettivo secondo insieme di coefficienti di filtraggio identificato come segnale (u(t)) suscettibile di generare per convoluzione (u(t)*xp(t)) con detta sequenza di apprendimento una funzione unitaria su una finestra temporale data.
7. Sistema secondo la rivendicazione 6,caratterizzato dal fatto che detto rispettivo secondo insieme di coefficienti di filtraggio (u(t)) viene identificato come segnale suscettibile di generare per convoluzione (u(t)*xp-(t)) con detta sequenza di apprendimento una funzione unitaria su un intervallo prestabilito .
8. Sistema secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 6 o 7, caratterizzato dal fatto che comprende un modulo di adattamento (24) che calcola detto rispettivo primo insieme di coefficienti di filtraggio a partire da detto rispettivo insieme iniziale di coefficienti di filtraggio tramite un adattamento del tipo ad errore quadrato medio minimo (MMSE).
9. Sistema secondo la rivendicazione 8, caratterizzato dal fatto che detto modulo di adattamento (24) opera secondo un algoritmo scelto nel gruppo costituito da un adattamento di tipo a minimo quadrato ricorsivo (RLS) e da un adattamento a minimo quadrato medio (LMS).
10. Sistema secondo la rivendicazione 9,caratterizzato dal fatto che detto modulo di adattamento (24) opera con una fase iniziale a rapida convergenza del tipo a minimo quadrato ricorsivo (RLS) seguita da una fase del tipo a minimo quadrato medio (LMS).