ITMI20101163A1 - Circuito elettronico per pilotare un amplificatore a commutazione - Google Patents

Description

“Circuito elettronico per pilotare un amplificatore a commutazioneâ€

Campo tecnico dell’invenzione

La presente invenzione riguarda in generale il settore degli amplificatori di potenza. Più in particolare, la presente invenzione riguarda un circuito elettronico per pilotare un amplificatore di potenza a commutazione per un diffusore di un segnale audio.

Tecnica nota

E’ noto che un sistema di amplificazione audio comprende una sorgente di un segnale audio (per esempio, un Compact Disk in cui il segnale audio à ̈ del tipo a modulazione di impulsi codificati, indicato in inglese con PCM= Pulse Code Modulation), un amplificatore audio, un filtro passa-basso per eliminare le frequenze superiori alla banda audio ed un diffusore del segnale audio (ad esempio, un altoparlante, cuffie o auricolari).

Più in particolare, l’amplificatore audio comprende un modulatore della durata degli impulsi (indicato in inglese con PWM= Pulse Width Modulation), comprende un circuito di pilotaggio di un amplificatore a commutazione e comprende l’amplificatore a commutazione.

E’ noto che à ̈ necessario utilizzare opportuni accorgimenti per evitare (o ridurre) brusche transizioni di tensione ai capi del diffusore del segnale audio al momento dell†̃accensione dell’amplificatore a commutazione (cioà ̈ quando l’amplificatore a commutazione viene alimentato) ed al momento dello spegnimento (cioà ̈ quando viene tolta l’alimentazione dall’amplificatore a commutazione), poiché brusche transizioni sono causa della generazione di rumore udibile al momento dell†̃accensione e dello spegnimento dell’amplificatore a commutazione: detto rumore viene comunemente indicato con rumore “pop†(o anche rumore “click†).

Una tecnica nota per ridurre la generazione del rumore pop à ̈ quella descritta nella domanda di brevetto USA n.2008/0030270, nella quale (si veda ad esempio la Fig.4a ed il par.22) la tensione (nel caso dell’accensione dell’amplificatore a commutazione) ai capi dell’altoparlante viene aumentata gradualmente in una fase transitoria di accensione compresa fra l’istante di accensione dell’amplificatore a commutazione ed un istante a regime in cui l’amplificatore a commutazione funziona normalmente. La Richiedente ha osservato che uno svantaggio di questa tecnica nota à ̈ di essere troppo complessa perché richiede un accurato controllo degli istanti temporali (si vedano le formule al par.24); inoltre questa tecnica nota non à ̈ sempre efficace nella riduzione del rumore pop.

Un’altra tecnica nota per ridurre la generazione del rumore pop à ̈ quella descritta nella domanda di brevetto USA n.2006/0262843, nella quale nella fase transitoria (ad esempio, nel caso dell’accensione) il modulatore della durata degli impulsi genera una coppia di segnali ad impulsi con durata gradualmente crescente in modo lineare o esponenziale (si vedano ad esempio le Fig.5A and 5B). La Richiedente ha osservato che uno svantaggio di questa tecnica nota à ̈ di non essere efficace nella riduzione del rumore pop.

Un’altra tecnica nota per ridurre la generazione del rumore pop à ̈ quella descritta nella domanda di brevetto USA n.2005/0083115, nella quale (si veda ad esempio la Fig.6D) il segnale differenziale di tensione generato in uscita dall’amplificatore a commutazione di tipo a ponte intero à ̈ un’onda quadra con durata degli impulsi gradualmente crescente a partire dal valore zero e con ampiezza di impulsi successivi alternata fra il valore positivo e quello negativo. La Richiedente ha osservato che uno svantaggio di questa tecnica nota à ̈ di essere troppo complessa.

Un’altra tecnica nota per ridurre la generazione del rumore pop à ̈ quella descritta nel brevetto US 6489840, in cui (in fase di accensione) viene generato un segnale periodico ad onda quadra in uscita all’amplificatore con un impulso con durata che à ̈ una frazione del periodo, preferibilmente 1/4 del periodo. La Richiedente ha osservato che uno svantaggio di questa tecnica nota à ̈ di essere in grado di ridurre il rumore pop solo di una quantità pre-determinata.

Breve sommario dell’invenzione

La presente invenzione riguarda un circuito elettronico per pilotare un amplificatore a commutazione come definito nella annessa rivendicazione 1 e da sue forme di realizzazione preferite descritte nelle rivendicazioni dipendenti da 2 a 6.

La Richiedente ha percepito che il circuito in accordo con la presente invenzione ha i seguenti vantaggi:

- può ridurre sensibilmente la generazione del rumore pop durante l’accensione (o spegnimento) dell’amplificatore a commutazione;

- à ̈ possibile variare l’entità della riduzione del rumore pop;

- la realizzazione à ̈ semplice ed economica;

- la durata della modalità di funzionamento di accensione (o spegnimento) à ̈ ridotta;

- non richiede un controllo con retroazione;

- non dipende dal tipo di filtro passa-basso;

- Ã ̈ indipendente, entro un ampio margine, dal valore della frequenza di modulazione.

Forma oggetto della presente invenzione anche un sistema come definito nella annessa rivendicazione 7 e da sue forme di realizzazione preferite descritte nelle rivendicazioni dipendenti da 8 a 10.

Forma oggetto della presente invenzione anche un circuito integrato come definito nella annessa rivendicazione 11.

Forma oggetto della presente invenzione anche un metodo per pilotare un amplificatore a commutazione, come definito nelle annesse rivendicazioni 12 e 13.

Breve descrizione dei disegni

Ulteriori caratteristiche ed i vantaggi dell’invenzione risulteranno dalla descrizione che segue di una forma di realizzazione preferita e di sue varianti fornita a titolo esemplificativo con riferimento ai disegni allegati, in cui:

- la Figura 1 mostra schematicamente un sistema di amplificazione secondo una prima realizzazione dell’invenzione;

- le Figure 2A-2C mostrano schematicamente un possibile andamento di alcuni segnali generabili nel sistema di amplificazione secondo la prima realizzazione dell’invenzione;

- la Figura 3 mostra schematicamente una possibile implementazione di un circuito elettronico utilizzabile nel sistema di amplificazione secondo la prima realizzazione dell’invenzione;

- la Figura 4 mostra schematicamente un sistema di amplificazione secondo una seconda realizzazione dell’invenzione.

Descrizione dettagliata dell’invenzione

Con riferimento alla figura 1, viene mostrato un sistema di amplificazione 1 secondo la prima realizzazione dell’invenzione.

Il sistema di amplificazione 1 comprende un circuito elettronico 10, un amplificatore a commutazione 11, un primo filtro passo-basso 20, un secondo filtro passa-basso 21 ed un carico 22.

Ai fini della spiegazione dell’invenzione, per semplicità si suppone che il sistema di amplificazione 1 sia utilizzato nel campo audio e che il segnale audio d’ingresso S_IN sia di tipo digitale (ad esempio, di tipo PCM e proveniente da una sorgente audio digitale che à ̈ un Compact Disk), ma l’invenzione può essere applicata anche al caso in cui il segnale audio d’ingresso S_IN sia di tipo analogico. Nell’ipotesi fatta, il sistema di amplificazione 1 à ̈ tale da ricevere il segnale digitale audio d’ingresso S_IN che proviene dalla sorgente audio digitale, i filtri passa-basso 20 e 21 sono tali da filtrare la banda audio ed il carico 22 à ̈ un altoparlante tale da generare un segnale sonoro corrispondente al segnale digitale audio d’ingresso S_IN. Si osservi però che l’invenzione à ̈ applicabile non solo al caso audio per la riduzione del rumore pop, ma più in generale l’invenzione à ̈ utilizzabile per ridurre od evitare la generazione verso il carico 22 di segnali indesiderati nella banda (anche diversa da quella audio) dei filtri 20, 21.

Il circuito elettronico 10 ha la funzione di generare un primo ed un secondo segnale di pilotaggio S1_PWM, S2_PWM ad impulsi (ad esempio, con modulazione della durata) per pilotare l’amplificatore a commutazione 11, cioà ̈ ad esempio due segnali ad impulsi con larghezza degli impulsi variabile e non necessariamente periodici. Si osservi che l’invenzione à ̈ applicabile più in generale ad un circuito elettronico 10 che comprende uno o più terminali d’uscita tali da generare uno o più segnali di pilotaggio ad impulsi (preferibilmente, con modulazione della durata): ad esempio, il circuito elettronico 110 della seconda realizzazione dell’invenzione mostrata in figura 4 comprende un terminale d’uscita per generare un segnale ad impulsi (preferibilmente, con modulazione della durata) S101_PWM, come verrà spiegato più in dettaglio in seguito.

Il circuito elettronico 10 comprende:

- un terminale d’ingresso I20per ricevere il segnale digitale audio S_IN, per esempio di tipo a modulazione di impulsi codificati (indicato in inglese con PCM= Pulse Code Modulation);

- un primo terminale di controllo d’ingresso I21per ricevere un segnale di attivazione PWR_UP indicativo dell’accensione dell’amplificatore a commutazione 11 o indicativo della transizione dell’amplificatore a commutazione 11 da uno stato di alta impedenza allo stato di commutazione;

- un secondo terminale di controllo d’ingresso I22per ricevere un segnale di disattivazione PWR_DW indicativo dello spegnimento dell’amplificatore a commutazione 11 o indicativo della transizione dell’amplificatore a commutazione 11 dallo stato di commutazione allo stato di alta impedenza;

- un primo terminale d’uscita O20per generare un primo segnale di pilotaggio S1_PWM tale da trasportare una pluralità di impulsi (preferibilmente, un segnale ad onda quadra con modulazione della durata degli impulsi);

- un secondo terminale d’uscita O21per generare un secondo segnale di pilotaggio S2_PWM tale da trasportare una pluralità di impulsi (preferibilmente, un segnale ad onda quadra con modulazione della durata degli impulsi).

In seguito si indicherà con segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM il segnale tale da trasportare una pluralità di impulsi (ad esempio, con modulazione della durata), ottenuto per mezzo della differenza fra il primo segnale di pilotaggio S1_PWM ed il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM; detto segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM à ̈ tale da pilotare in modo differenziale l’amplificatore a commutazione 11.

Il circuito elettronico 10 à ̈ tale da funzionare secondo almeno due modalità:

- una modalità di funzionamento di accensione;

- una modalità di normale funzionamento.

Si osservi che la modalità di funzionamento di accensione o normale può essere riferita in modo equivalente al circuito elettronico 10 oppure al controllore 56 oppure al sistema di amplificazione 1.

Preferibilmente, il circuito elettronico 10 à ̈ tale da funzionare secondo una ulteriore modalità di spegnimento.

La modalità di funzionamento di accensione à ̈ compresa fra un istante iniziale t0ed un istante finale tcf. L’istante iniziale t0può essere l’istante in cui viene acceso l’amplificatore a commutazione 11 (e viene anche alimentato il circuito elettronico 10) e quindi dall’istante t0si vuole evitare o ridurre la generazione del rumore pop da parte dell’altoparlante 22; l’istante tcfà ̈ quello in cui viene ricevuto un valido segnale d’ingresso S_IN e quindi il sistema di amplificazione 1 à ̈ tale da funzionare normalmente. Alternativamente, agli istanti precedenti a t0l’amplificatore a commutazione 11 à ̈ già acceso (ed il circuito elettronico 10 à ̈ già alimentato) ma à ̈ nello stato di alta impedenza, cioà ̈ i semi-ponti 35, 36 all’interno dell’amplificatore a commutazione 11 sono configurati in uno stato di alta impedenza; successivamente all’istante t0i semi-ponti 35, 36 hanno una transizione dallo stato di alta impedenza allo stato di commutazione e quindi dall’istante t0si vuole evitare o ridurre la generazione del rumore pop da parte dell’altoparlante 22. Si osservi che nella presente descrizione si à ̈ indicato con stato di alta impedenza o stato di commutazione riferendoli all’amplificatore a commutazione 11 per indicare che entrambi i semi-ponti 35, 36 sono rispettivamente nello stato di alta impedenza o nello stato di commutazione.

La modalità di spegnimento à ̈ successiva ad un istante in cui viene spento l’amplificatore a commutazione 11 oppure à ̈ successiva ad un istante in cui l’amplificatore a commutazione 11 à ̈ ancora acceso e poi entra nello stato di alta impedenza.

La modalità di funzionamento di accensione comprende:

- un intervallo a modulazione in fase compreso fra l’istante t0ed un istante tsf;

- un intervallo a spostamento di fase compreso fra l’istante tsfe l’istante tcf, come mostrato nelle figure 2A-B.

Nella modalità di funzionamento di accensione il circuito elettronico 10 à ̈ tale da generare opportuni valori degli impulsi dei segnali di pilotaggio S1_PWM, S2_PWM, S12_PWM allo scopo di minimizzare il rumore pop, come verrà spiegato più in dettaglio in seguito.

La modalità di normale funzionamento comprende gli istanti maggiori dell’istante finale tcfe comprende:

- un intervallo a modulazione in contro-fase compreso fra l’istante finale tcfe un istante t15, nel quale l’altoparlante 22 à ̈ tale da iniziare a generare il segnale sonoro in funzione dei valori del segnale digitale audio d’ingresso S_IN che per semplicità si suppone nelle figure 2A-B che abbia valore nullo;

- un intervallo di tempo successivo all’istante t15(non mostrato nelle figure 2A-B) nel quale l’altoparlante 22 à ̈ tale da generare il segnale sonoro in funzione dei valori del segnale digitale audio d’ingresso S_IN che può assumere valori arbitrari.

L’amplificatore a commutazione 11 (comunemente indicato anche con amplificatore di tipo classe D) comprende:

- un primo terminale d’ingresso I30per ricevere il primo segnale di pilotaggio S1_PWM ad impulsi, ad esempio con modulazione della durata;

- un primo terminale d’uscita O30per generare un primo segnale amplificato S1A_PWM ad impulsi, ad esempio con modulazione della durata, ottenuto per mezzo di una amplificazione del primo segnale di pilotaggio S1_PWM ad impulsi;

- un secondo terminale d’ingresso I31per ricevere un secondo segnale di pilotaggio S2_PWM ad impulsi, ad esempio con modulazione della durata;

- un secondo terminale d’uscita O31per generare un secondo segnale amplificato S2A_PWM ad impulsi, ad esempio con modulazione della durata, ottenuto per mezzo di una amplificazione del secondo segnale di pilotaggio S2_PWM ad impulsi.

Si osservi che l’invenzione à ̈ applicabile più in generale ad un amplificatore a commutazione che comprende almeno un terminale d’ingresso per ricevere almeno un rispettivo segnale d’ingresso ad impulsi (per esempio, ad impulsi ad onda quadra con modulazione della durata) e comprende almeno un terminale d’uscita per generare almeno un segnale d’uscita ad impulsi (nell’esempio, ad impulsi ad onda quadra con modulazione della durata) ottenuto per mezzo di una amplificazione del rispettivo almeno un segnale d’ingresso ad impulsi; ad esempio, l’amplificatore a commutazione 111 della seconda realizzazione dell’invenzione mostrata in figura 4 comprende un terminale d’ingresso per ricevere un segnale ad impulsi (ad esempio, con modulazione della durata) S101_PWM e comprende un terminale d’uscita per generare un segnale amplificato S101A_PWM, come verrà spiegato più in dettaglio in seguito.

L’amplificatore a commutazione 11 à ̈ di tipo differenziale a ponte intero e comprende:

- un primo stadio di pilotaggio 12 tale da ricevere il primo segnale di pilotaggio S1_PWM e, in funzione di esso, tale da generare un primo segnale di pilotaggio interno S1I_PWM;

- un primo amplificatore a semi-ponte 35 (realizzato con un transistore MOSFET 15 a canale n ed un transistore MOSFET 16 a canale p) con tensione di alimentazione VCC, tale da ricevere il primo segnale di pilotaggio interno S1I_PWM ed a generare il primo segnale amplificato S1A_PWM ottenuto per mezzo della amplificazione del primo segnale di pilotaggio interno S1I_PWM;

- un secondo stadio di pilotaggio 13 tale da ricevere il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM e, in funzione di esso, tale da generare un secondo segnale di pilotaggio interno S2I_PWM;

- un secondo amplificatore a semi-ponte 36 (realizzato con un transistore MOSFET 17 a canale n ed un transistore MOSFET 18 a canale p) con tensione di alimentazione VCC (che per semplicità si suppone essere uguale a quella del primo amplificatore a semi-ponte 35), tale da ricevere il secondo segnale di pilotaggio interno S2I_PWM ed a generare il secondo segnale amplificato S2A_PWM ottenuto per mezzo della amplificazione del secondo segnale di pilotaggio interno S2I_PWM.

Si osservi che lo stato di alta impedenza del semi-ponte 35 può essere ottenuto pilotando i terminali di gate dei transistori MOSFET 15 e 16 in modo che siano entrambi chiusi; analogamente, lo stato di alta impedenza del semi-ponte 36 può essere ottenuto pilotando i terminali di gate dei transistori MOSFET 17 e 18 in modo che siano entrambi chiusi. Inoltre lo stato di commutazione del semiponte 35 à ̈ ottenuto pilotando i terminali di gate dei transistori MOSFET 15 e 16 in modo che siano alternativamente chiusi; analogamente, lo stato di commutazione del semi-ponte 36 à ̈ ottenuto pilotando i terminali di gate dei transistori MOSFET 17 e 18 in modo che siano alternativamente chiusi.

Si osservi che più in generale gli amplificatori a semi-ponte 35, 36 sono realizzati con degli interruttori aventi rispettivi terminali di controllo pilotati rispettivamente dagli stadi di pilotaggio 12, 13 e detti interruttori possono essere implementati con transistori MOSFET (come nel caso mostrato in figura 1) oppure con altri tipi di componenti (ad esempio, transistori JFET o DMOS). Inoltre l’invenzione à ̈ utilizzabile più in generale anche con tipologie di amplificatori a commutazione diverse da quella differenziale a ponte intero, come ad esempio di tipo a semi-ponte (si veda ad esempio l’amplificatore a commutazione 111 della seconda realizzazione dell’invenzione mostrata in figura 4), in cui il semi-ponte può essere realizzato con due interruttori controllati realizzati ad esempio con un transistore MOSFET a canale n ed un transistore MOSFET a canale p oppure realizzati con due transistori MOSFET a canale n.

Il primo filtro passo-basso 20 comprende un terminale d’ingresso per ricevere il primo segnale amplificato S1A_PWM e comprende un terminale d’uscita (collegato con un primo terminale T1 dell’altoparlante 22) per generare un primo segnale filtrato V1_SPK ottenuto per mezzo di un filtraggio passo-basso (in particolare, nella banda audio) del primo segnale amplificato S1A_PWM.

Il secondo filtro passo-basso 21 comprende un terminale d’ingresso per ricevere il secondo segnale amplificato S2A_PWM e comprende un terminale d’uscita (collegato con un secondo terminale T2 dell’altoparlante 22) per generare un secondo segnale filtrato V2_SPK ottenuto per mezzo di un filtraggio passo-basso (in particolare, nella banda audio) del secondo segnale amplificato S2A_PWM.

Ad esempio, il primo filtro passa-basso 20 à ̈ realizzato con un primo induttore L1collegato fra il terminale d’ingresso ed il terminale d’uscita del primo filtro passa-basso 20 e con un primo capacitore C1collegato fra il terminale d’uscita del primo filtro passa-basso 20 e massa. Analogamente, il secondo filtro passa-basso 21 à ̈ realizzato con un secondo induttore L2collegato fra il terminale d’ingresso ed il terminale d’uscita del secondo filtro passa-basso 21 e con un secondo capacitore C2collegato fra il terminale d’uscita del primo filtro passa-basso 21 e massa.

Si osservi inoltre che l’invenzione à ̈ applicabile più in generale ad un sistema di amplificazione che comprende uno o più filtri passabasso: ad esempio, il sistema di amplificazione 101 della seconda realizzazione dell’invenzione mostrata in figura 4 utilizza un filtro passa-basso 120, come verrà spiegato più in dettaglio in seguito.

L’altoparlante 22 comprende il primo terminale T1 collegato con il terminale d’uscita del primo filtro passa-basso 20 e comprende il secondo terminale T2 collegato con il terminale d’uscita del secondo filtro passa-basso 21.

Si osservi che l’invenzione à ̈ applicabile più in generale ad un carico 22 che à ̈ un diffusore tale da generare un segnale sonoro, come ad esempio un altoparlante, cuffie o auricolari.

Con riferimento alla figura 2B, vengono mostrati gli andamenti del primo segnale di pilotaggio S1_PWM, del secondo segnale di pilotaggio S2_PWM e del segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM. Ai fini della spiegazione dell’invenzione si suppone per semplicità di utilizzare i segnali S1_PWM, S2_PWM, S12_PWM ad impulsi di tipo ad onda quadra, ma più in generale l’invenzione può essere applicata ai segnali S1_PWM, S2_PWM, S12_PWM ad impulsi con una forma diversa dall’onda quadra, in cui sia possibile definire una larghezza degli impulsi (ad esempio, la forma può essere quella di una sinusoide in cui la larghezza di un arco della sinusoide à ̈ definita come la distanza fra due valori dell’arco con ampiezza pari ad una certa percentuale – ad esempio il 70% -del valore massimo dell’ampiezza).

Si può osservare che sono presenti tre intervalli di tempo:

- l’intervallo a modulazione in fase compreso fra l’istante t0e l’istante tsf;

- l’intervallo a spostamento di fase compreso fra l’istante tsfe l’istante tcf;

- l’intervallo a modulazione in contro-fase compreso fra l’istante tcfe l’istante t15.

In particolare, nell’intervallo a modulazione in fase il primo segnale di pilotaggio S1_PWM ed il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM sono impulsi fra di loro in fase e, preferibilmente, sono impulsi ad onda quadra periodici con periodo T1e larghezza degli impulsi ad onda quadra uguale alla metà del periodo T1(questo viene comunemente indicato anche con segnale con duty-cycle uguale al 50%); di conseguenza, il segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM à ̈ nullo. L’intervallo a modulazione in fase ha la funzione di portare il segnale di modo comune dell’amplificatore a commutazione 11 al valore di regime che (nella prima realizzazione dell’invenzione) à ̈ tale per cui il valore della tensione dei terminali T1, T2 dell’altoparlante 22 à ̈ uguale a VCC/2, in cui VCC à ̈ la tensione di alimentazione del primo amplificatore a semi-ponte 35 e del secondo amplificatore a semiponte 36.

Nell’intervallo a spostamento di fase il primo segnale di pilotaggio S1_PWM à ̈ periodico con un periodo T1ed ha un duty-cycle del 50% (cioà ̈ la larghezza degli impulsi à ̈ uguale a T1/2), mentre il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM à ̈ periodico con un periodo T2maggiore di T1– preferibilmente T2= T1+4*K, in cui K à ̈ una frazione di T1, come verrà spiegato più in dettaglio in seguito - ed ha un dutycycle del 50% (cioà ̈ la larghezza degli impulsi à ̈ uguale a T2/2) ed inoltre il primo impulso del secondo segnale di pilotaggio S2_PWM à ̈ sfasato di un valore K che à ̈ una frazione del periodo T1, come verrà spiegato più in dettaglio in seguito; di conseguenza, il segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM à ̈ un segnale ad impulsi con larghezza degli impulsi crescente in base a particolari valori, come verrà spiegato più in dettaglio in seguito. La durata dell’intervallo a spostamento di fase à ̈ predeterminata e, preferibilmente, à ̈ uguale a (T1/2)*[T1/(4*K)+1], come verrà spiegato più in dettaglio in seguito.

Nell’intervallo a modulazione in contro-fase il primo segnale di pilotaggio S1_PWM ed il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM sono fra di loro in contro-fase (cioà ̈ sono sfasati di 180°) e, preferibilmente, sono impulsi ad onda quadra periodici con periodo T1e duty-cycle del 50%; di conseguenza, il segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM à ̈ un segnale ad impulsi con ampiezza degli impulsi sia positiva che negativa e, preferibilmente, à ̈ periodico con periodo T1e duty-cycle del 50%.

La Richiedente ha osservato che la presenza di asimmetrie fra l’amplificatore a semi-ponte 35 e l’amplificatore a semi-ponte 36 sono causa (all’accensione dell’amplificatore a commutazione 11 o all’istante della transizione dell’amplificatore a commutazione 11 dallo stato di alta impedenza allo stato di commutazione) della generazione di un segnale differenziale V12_SPK (filtrato ITU-R 468) ai capi dell’altoparlante 22 non nullo per un segnale d’ingresso S_IN nullo, tale da avere un andamento con componenti spettrali all’interno della banda audio, causando così la generazione del rumore pop. Inoltre la Richiedente ha osservato che il rumore pop viene ridotto particolarmente utilizzando la modalità di funzionamento di accensione, in particolare l’intervallo a spostamento di fase, e generando in essa una pluralità di impulsi del segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM con larghezza degli impulsi crescente fra impulsi contigui in base ad un passo di valore modulo due e valori dispari ed inoltre con una polarità che si alterna fra gli impulsi contigui. In altre parole, la larghezza di impulsi successivi del segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM nella modalità di funzionamento di accensione ha ad esempio i seguenti valori, come mostrato in figura 2A:

K, con polarità positiva;

3*K, con polarità negativa;

5*K, con polarità positiva;

7*K, con polarità negativa;

...

in cui K à ̈ un valore opportuno, che verrà definito in seguito.

Alternativamente, il segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM nella modalità di funzionamento di accensione ha ad esempio i seguenti valori:

K, con polarità negativa;

3*K, con polarità positiva;

5*K, con polarità negativa;

7*K, con polarità positiva;

...

Preferibilmente, il segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM nell’intervallo a spostamento di fase della modalità di funzionamento di accensione e nella modalità di normale funzionamento à ̈ periodico con periodo T1; inoltre il valore di K à ̈ una frazione di detto periodo T1.

Vantaggiosamente, la durata dell’intervallo a spostamento di fase (cioà ̈ l’intervallo temporale compreso fra gli istanti tsfe tcf) à ̈ uguale a (T1/2)*[T1/(4*K)+1] e la relazione fra K e T1à ̈ la seguente: K= T1/(8*n), in cui n à ̈ un parametro di configurazione del sistema di amplificazione 1 che può assumere valori interi (cioà ̈ n= 1, 2, 3, ...). Questi valori consentono una riduzione del rumore pop particolarmente efficace; inoltre tale riduzione aumenta all’aumentare del valore del numero intero n.

La figura 2B mostra in particolare i segnali di pilotaggio S1_PWM, S2_PWM, S12_PWM nell’ipotesi in cui il numero intero n=2 (quindi K=T1/16) e nell’ipotesi in cui il periodo del secondo segnale di pilotaggio S2_PWM sia T2= T1+4*K (quindi T2= 16*K+4*K= 20*K). In queste ipotesi, nell’intervallo a modulazione in fase il primo segnale di pilotaggio S1_PWM ed il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM sono periodici con periodo 16*K, hanno una larghezza degli impulsi ad onda quadra uguale 8*K e sono fra di loro in fase; di conseguenza, il segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM à ̈ nullo. Nell’intervallo a spostamento di fase il primo segnale di pilotaggio S1_PWM à ̈ periodico con un periodo 16*K e la larghezza degli impulsi à ̈ uguale a 8*K, mentre il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM à ̈ periodico con il periodo 20*K e la larghezza degli impulsi à ̈ uguale a 10*K ed inoltre l’impulso P2K del secondo segnale di pilotaggio S2_PWM à ̈ sfasato del valore K; di conseguenza, il segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM à ̈ un segnale ad impulsi con larghezza degli impulsi crescente fra impulsi successivi in base ad un passo con valore modulo due e valori dispari ed inoltre con una polarità che si alterna fra gli impulsi successivi secondo i valori K (con polarità positiva), 3*K (con polarità negativa), 5*K (con polarità positiva), 7*K (con polarità negativa), ... Nell’intervallo a modulazione in contro-fase il primo segnale di pilotaggio S1_PWM ed il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM sono periodici con periodo 16*K, hanno una larghezza degli impulsi ad onda quadra uguale a 8*K e sono fra di loro in contro-fase; di conseguenza, il segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM à ̈ un segnale ad impulsi periodico con periodo 16*K, larghezza degli impulsi ad onda quadra uguale 8*K e ampiezza degli impulsi sia positiva che negativa.

Analogamente, il rumore pop in una modalità di funzionamento di spegnimento viene ridotto particolarmente generando impulsi del segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM con larghezza decrescente fra impulsi successivi in base ad un passo con valore modulo due e valori dispari ed inoltre con una polarità che si alterna fra gli impulsi successivi. In altre parole, la larghezza di impulsi successivi del segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM nella modalità di funzionamento di spegnimento ha ad esempio i seguenti valori:

7*K, con polarità negativa),

5*K, con polarità positiva),

3*K, con polarità negativa),

K, con polarità positiva).

Con riferimento alla figura 2C, viene mostrato l’andamento del segnale di tensione differenziale V12_SPK ai capi dell’altoparlante 22 prendendo come riferimento il filtro ITU-R 468 nel sistema di amplificazione 1 della prima realizzazione dell’invenzione, nelle seguenti ipotesi:

- tensione di alimentazione VCC=25 volts;

- altoparlante con impedenza di 4 Ω;

- primo filtro passa-basso 20 e secondo filtro passabasso 21 realizzati con un induttore ed un capacitore, con valori rispettivamente di 10 µH e 1 µF;

- periodo T1uguale a 2,8 µs (che corrisponde ad una frequenza f1uguale a circa 357 Khz).

E’ possibile osservare che il rumore pop negli istanti successivi a t0à ̈ ridotto, in particolare la tensione differenziale V12_SPK (pesata rispetto al filtro definito nello standard ITU-R 468) ha valori picco-picco inferiori a 4,7 mVpp, quindi inferiore al valore di minima udibilità generalmente fissato a 7,5 mVpp.

Inoltre à ̈ possibile osservare che i picchi del segnale di tensione differenziale V12_SPK (filtrato ITU-R 468) nella modalità di funzionamento di accensione diminuiscono all’aumentare del valore del numero intero n e quindi la riduzione del rumore pop à ̈ maggiore all’aumentare del valore del numero intero n.

Con riferimento alla figura 3, viene mostrata una possibile implementazione del circuito elettronico 10.

Il circuito elettronico 10 comprende un convertitore 60 e un generatore di impulsi 50 collegati fra di loro.

Il convertitore 60 ha la funzione di effettuare la conversione del segnale digitale audio d’ingresso S_IN (per esempio, di tipo a modulazione di impulsi codificati PCM) in un primo ed un secondo segnale audio ad impulsi S3_PWM, S4_PWM a modulazione della durata.

Il convertitore 60 comprende:

- un sovracampionatore 61;

- un interpolatore 62;

- un sagomatore del rumore 63;

- un modulatore della durata degli impulsi 64.

Il sovracampionatore 61 ha un terminale d’ingresso ed un terminale d’uscita ed ha la funzione di fornire sul terminale d’uscita un segnale sovracampionato S61 ottenuto per mezzo del sovracampionamento del segnale digitale audio d’ingresso S_IN ricevuto sul terminale d’ingresso. Ad esempio, il sovracampionatore 61 à ̈ tale da fornire sul terminale d’uscita un segnale sovracampionato ottenuto prima inserendo dei campioni a valore nullo fra due campioni successivi del segnale digitale audio d’ingresso S_IN e poi filtrando digitalmente le repliche spettrali indesiderate generate dall’inserzione dei campioni a valore nullo.

L’interpolatore 62 comprende un terminale d’ingresso per ricevere il segnale sovracampionato S61 e comprende due terminali d’uscita tali da fornire rispettivamente una prima ed una seconda sequenza di campioni S62 e S63 indicativi di istanti temporali del segnale digitale audio d’ingresso S_IN. Ad esempio, l’interpolatore 62 comprende un generatore a dente di sega tale da generare un primo ed un secondo segnale modulante periodico a dente di sega; inoltre l’interpolatore 62 à ̈ tale da generare un segnale interpolato ottenuto per mezzo della intepolazione del segnale sovracampionato S61 ed i campioni quantizzati della prima e della seconda sequenza S62 e S63 sono ottenuti per mezzo delle intersezioni fra il segnale interpolato e rispettivamente il primo ed il secondo segnale modulante a dente di sega.

Il sagomatore del rumore 63 comprende due terminali d’ingresso per ricevere rispettivamente la prima e la seconda sequenza di campioni S62 e S63 e comprende due terminali d’uscita per fornire una terza ed una quarta sequenza di campioni S64 e S65 quantizzati con un numero di bit inferiore (rispetto al numero di bit dei campioni quantizzati della prima e della seconda sequenza S62 e S63) e con un rumore inferiore nella banda delle frequenze del segnale digitale audio d’ingresso S_IN; pertanto anche la terza e la quarta sequenza di campioni S64 e S65 sono indicative degli istanti temporali del segnale audio d’ingresso S_IN.

Il modulatore della durata degli impulsi 64 (indicato in inglese con PWM= Pulse Width Modulator) comprende un primo ed un secondo terminale d’ingresso per ricevere rispettivamente la terza e la quarta sequenza di campioni S64 e S65 ed inoltre comprende un primo ed un secondo terminale d’uscita per generare rispettivamente il primo ed il secondo segnale audio ad impulsi S3_PWM, S4_PWM a modulazione della durata, in cui la larghezza degli impulsi del primo e del secondo segnale audio ad impulsi S3_PWM, S4_PWM à ̈ funzione rispettivamente dei valori dei campioni della terza e della quarta sequenza di campioni S64 e S65.

Si osservi che l’invenzione non à ̈ limitata alla generazione di impulsi con modulazione della durata, ma à ̈ applicabile anche ad impulsi con altri tipi di modulazione, come ad esempio modulazione di frequenza o sigma-delta.

Il generatore di impulsi 50 à ̈ tale da ricevere il segnale di attivazione PWR_UP, il segnale di disattivazione PWR_DW, un segnale d’orologio CK, il primo ed il secondo segnale audio ad impulsi S3_PWM, S4_PWM e, in funzione di essi, à ̈ tale da generare il primo segnale di pilotaggio S1_PWM ed il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM.

In particolare, il generatore di impulsi 50 comprende un controllore 56, un primo divisore di frequenza 51, un secondo divisore di frequenza 52, un ritardatore 53, un primo multiplatore 54 ed un secondo multiplatore 55.

Il primo divisore di frequenza 51 à ̈ tale da ricevere, quando il circuito elettronico 10 à ̈ tale da operare nella modalità di funzionamento di accensione, il segnale d’orologio CK con periodo K, in cui K= T1/(8*n)= (con n=2) T1/16. Inoltre il primo divisore di frequenza 51 à ̈ tale da generare, quando il circuito elettronico 10 à ̈ tale da operare nella modalità di funzionamento di accensione, un primo segnale periodico STcon periodo T1=K*8*n=(con n=2) 16*K e con duty-cycle del 50% (si veda il segnale S1_PWM nella figura 2A), in cui il primo segnale periodico STà ̈ ottenuto per mezzo della divisione della frequenza del segnale d’orologio CK per un valore uguale a 8*n=(n=2) 16.

Il secondo divisore di frequenza 52 à ̈ tale da ricevere, quando il circuito elettronico 10 à ̈ tale da operare nell’intervallo a spostamento di fase, il segnale d’orologio CK con periodo K ed un segnale di azzeramento RST e, in funzione di essi, à ̈ tale da generare, quando il circuito elettronico 10 à ̈ tale da operare nell’intervallo a spostamento di fase, un secondo segnale periodico ST+4Kcon periodo T1+4*K e con duty-cycle del 50% (si veda il segnale S2_PWM nella figura 2A), in cui il secondo segnale periodico ST+4Kà ̈ ottenuto per mezzo della divisione della frequenza del segnale d’orologio CK per un valore (8*n+4)=(con n=2) 20, in cui T1=K*8*n= (con n=2) 16*K ed n ha lo stesso valore (2 nell’esempio considerato) utilizzato per generare il primo segnale periodico ST.

Il ritardatore 53 à ̈ tale da ricevere, quando il circuito elettronico 10 à ̈ tale da operare nell’intervallo a spostamento di fase, il secondo segnale periodico ST+4Ked à ̈ tale da generare un terzo segnale periodico SKottenuto ritardando il secondo segnale periodico ST+4Kdel valore K (si veda l’impulso P2K del segnale S2_PWM nella figura 2A).

Il primo multiplatore 54 comprende un primo terminale d’ingresso I1, un secondo terminale d’ingresso I2, un terminale di selezione d’ingresso S1ed un terminale d’uscita O1; inoltre à ̈ tale da ricevere un primo segnale di selezione SEL1sul terminale di selezione d’ingresso S1, à ̈ tale da ricevere il primo segnale periodico STsul primo terminale d’ingresso I1, à ̈ tale da ricevere il primo segnale audio ad impulsi S3_PWM sul secondo terminale d’ingresso I2ed à ̈ tale da generare sul terminale d’uscita O1il primo segnale di pilotaggio S1_PWM uguale al primo segnale periodico STo al primo segnale audio ad impulsi S3_PWM, in funzione del valore del primo segnale di selezione SEL1, come verrà spiegato più in dettaglio in seguito.

Il secondo multiplatore 55 comprende un primo terminale d’ingresso I3, un secondo terminale d’ingresso I4, un terzo terminale d’ingresso I5, un terminale di selezione d’ingresso S2ed un terminale d’uscita O2; inoltre à ̈ tale da ricevere un secondo segnale di selezione SEL2sul terminale di selezione d’ingresso S2, à ̈ tale da ricevere il primo segnale periodico STsul primo terminale d’ingresso I3, à ̈ tale da ricevere il terzo segnale periodico SKsul secondo terminale d’ingresso I4, à ̈ tale da ricevere il secondo segnale audio ad impulsi S4_PWM sul terzo terminale d’ingresso I5ed à ̈ tale da generare sul terminale uscita O2il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM uguale al primo segnale periodico STo al terzo segnale periodico SKo al secondo segnale audio ad impulsi S4_PWM, in funzione del valore del secondo segnale di selezione SEL2, come verrà spiegato più in dettaglio in seguito.

Il controllore 56 comprende un primo terminale d’ingresso I10, un secondo terminale d’ingresso I11, un primo terminale d’uscita O10, un secondo terminale d’uscita O11ed un terzo terminale d’uscita O12ed à ̈ tale da ricevere il segnale di attivazione PWR_UP sul primo terminale d’ingresso I10, à ̈ tale da ricevere il segnale di disattivazione PWR_DW sul secondo terminale d’ingresso I11e, in funzione di questi, à ̈ tale da generare il primo segnale di selezione SEL1sul primo terminale d’uscita O10, il secondo segnale di selezione SEL2sul secondo terminale d’uscita O11ed il segnale di azzeramento RST sul terzo terminale d’uscita O12, come verrà spiegato più in dettaglio in seguito. Preferibilmente, il controllore 56 à ̈ tale da includere un registro di configurazione per memorizzare la durata dell’intervallo a spostamento di fase.

Si osservi che la generazione dei segnali di pilotaggio S1_PWM, S2_PWM, S12_PWM nella modalità di funzionamento di accensione à ̈ realizzata interponendo il generatore di impulsi 50 fra i segnali in uscita dal modulatore della durata degli impulsi 64 ed i segnali in ingresso all’amplificatore a commutazione 11, ma tali segnali di pilotaggio S1_PWM, S2_PWM, S12_PWM – in particolare, la generazione della pluralità di impulsi con larghezza dell’impulso crescente fra impulsi contigui secondo un passo di valore modulo due e valori dispari e polarità alternante fra gli impulsi contigui - possono essere generati anche in modo diverso. Ad esempio, à ̈ possibile realizzare il circuito elettronico 10 modificando il segnale modulante che determina la generazione dei segnali ad impulsi con modulazione di durata S1_PWM, S2_PWM.

Secondo un altro esempio à ̈ possibile una realizzazione completamente digitale per mezzo della memorizzazione dei valori dei campioni dei segnali di pilotaggio S1_PWM, S2_PWM, S12_PWM da generare nella modalità di funzionamento di accensione.

Sarà ora descritto il funzionamento del sistema di amplificazione 1, facendo anche riferimento alle figure 1, 2A-C e 3. In particolare, verrà descritto il funzionamento nella modalità di accensione e all’inizio della modalità di normale funzionamento.

Ai fini della spiegazione dell’invenzione si suppone che il numero intero n=2 e quindi che la relazione fra T1e K sia K= T1/(8*n)= T1/16, cioà ̈ T1=16*K; inoltre si suppone che la durata dell’intervallo a spostamento di fase sia uguale a (T1/2)*[T1/(4*K)+1]. Le figure 2A e 2B mostrano schematicamente l’andamento dei segnali in tali ipotesi.

All’istante iniziale t0e agli istanti precedenti all’istante iniziale t0(cioà ̈ prima dell’accensione dell’amplificatore a commutazione 11 o prima della transizione dell’amplificatore a commutazione 11 dallo stato di alta impedenza allo stato di commutazione), il valore della tensione del primo segnale filtrato V1_SPK e del secondo segnale filtrato V2_SPK à ̈ sostanzialmente nullo; di conseguenza, il valore della tensione differenziale V12_SPK (filtrato ITU-R 468) all’istante iniziale t0à ̈ sostanzialmente nullo.

Inoltre si suppone che il valore del segnale digitale audio d’ingresso S_IN sia nullo dall’istante iniziale t0(ed agli istanti ad esso precedenti precedenti) fino all’istante tcf, cioà ̈ fino alla fine della modalità di funzionamento di accensione.

All’istante t0il sistema di amplificazione 1 riceve il segnale di attivazione PWR_UP con un valore logico alto indicativo dell’accensione dell’amplificatore a commutazione 11 (o indicativo della transizione dell’amplificatore a commutazione 11 dallo stato di alta impedenza allo stato di commutazione).

Il controllore 56 riceve sul primo terminale d’ingresso I10il segnale di attivazione PWR_UP avente il valore logico alto ed il circuito elettronico 10 entra nella modalità di funzionamento di accensione, in particolare nell’intervallo a modulazione in fase; inoltre il controllore 56 genera sul primo terminale d’uscita O10il primo segnale di selezione SEL1avente un valore indicativo della selezione dal secondo terminale d’ingresso I2del multiplatore 54 e genera sul secondo terminale d’uscita O11il secondo segnale di selezione SEL2avente un valore indicativo della selezione dal primo terminale d’ingresso I3del multiplatore 55.

Il primo divisore di frequenza 51 riceve il segnale d’orologio CK e nell’intervallo a modulazione in fase (compreso fra gli istanti t0e tsf) genera il primo segnale periodico STad onda quadra con periodo T1=16*K e duty-cycle del 50%, ovvero avente un impulso positivo P1 con larghezza T1/2=16*K/2=8*K fra gli istanti t0e t1e con valore nullo fra gli istanti t1e tsf(si veda la figura 2A).

Negli istanti compresi fra t0e tsfil primo multiplatore 54 riceve sul secondo terminale d’ingresso I2il primo segnale periodico ST, riceve sul terminale di selezione d’ingresso S1il primo segnale di selezione SEL1avente il valore indicativo della selezione dal secondo terminale d’ingresso I2e trasmette sul terminale d’uscita O1il primo segnale di pilotaggio S1_PWM ad onda quadra uguale al valore del primo segnale periodico STe quindi avente l’impulso positivo P1 con larghezza 8*K fra gli istanti t0e t1e con valore nullo fra gli istanti t1e tsf.

Analogamente, negli istanti compresi fra t0e tsfil secondo multiplatore 55 riceve sul primo terminale d’ingresso I3il primo segnale periodico ST, riceve sul terminale di selezione d’ingresso S2il secondo segnale di selezione SEL2avente il valore indicativo della selezione dal primo terminale d’ingresso I3e trasmette sul terminale d’uscita O2il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM ad onda quadra uguale al valore del primo segnale periodico STe quindi avente l’impulso positivo P1 con larghezza 8*K fra gli istanti t0e t1e con valore nullo fra gli istanti t1e tsf.

I valori del segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM sono calcolati per mezzo della differenza fra i valori del primo segnale di pilotaggio S1_PWM ed i valori del secondo segnale di pilotaggio S2_PWM. Pertanto negli istanti compresi fra t0e tsfl’andamento del segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM à ̈ la differenza fra gli impulsi P1 del primo e del secondo segnale di pilotaggio S1_PWM e S2-PWM che hanno uguale andamento e quindi il segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM ha valori nulli negli istanti compresi fra t0e tsf.

Negli istanti compresi fra t0e tsfil primo stadio di pilotaggio 12 riceve il primo segnale di pilotaggio S1_PWM ad onda quadra avente l’impulso positivo P1 con larghezza 8*K fra gli istanti t0e t1e con valore nullo fra gli istanti t1e tsfe, in funzione di esso, genera il primo segnale di pilotaggio interno S1I_PWM ad onda quadra avente un impulso positivo P1I con larghezza 8*K fra gli istanti t0e t1e con valore nullo fra gli istanti t1e tsf, in cui l’impulso P1I à ̈ tale da essere in grado di pilotare i terminali di gate dei MOSFET 15 e 16.

Analogamente, negli istanti compresi fra t0e tsfil secondo stadio di pilotaggio 13 riceve il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM ad onda quadra avente l’impulso positivo P1 con larghezza 8*K fra gli istanti t0e t1e con valore nullo fra gli istanti t1e tsfe, in funzione di esso, genera il secondo segnale di pilotaggio interno S2I_PWM ad onda quadra avente l’impulso P1I con larghezza 8*K fra gli istanti t0e t1e con valore nullo fra gli istanti t1e tsf, in cui l’impulso P1I à ̈ tale da essere in grado di pilotare i terminali di gate dei MOSFET 17 e 18. Il primo amplificatore a semi-ponte 35 riceve in ingresso il primo segnale di pilotaggio interno S1I_PWM e da questo fornisce in uscita il primo segnale amplificato S1A_PWM ad onda quadra avente un impulso positivo P1A con larghezza 8*K fra gli istanti t0e t1ed ampiezza maggiore rispetto all’ampiezza dell’impulso P1I del primo segnale di pilotaggio interno S1I_PWM ed avente valore nullo fra gli istanti t1e tsf.

Il secondo amplificatore a semi-ponte 36 riceve in ingresso il secondo segnale di pilotaggio interno S2I_PWM e da questo fornisce in uscita il secondo segnale amplificato S2A_PWM avente l’impulso P1A fra gli istanti t0e t1ed avente valore nullo fra gli istanti t1e tsf.

Il primo filtro passa-basso 20 riceve sul terminale d’ingresso il primo segnale amplificato S1A_PWM avente l’impulso positivo P1A e da questo genera sul suo terminale d’uscita il primo segnale filtrato V1_SPK avente un andamento approssimativamente uguale ad un arco di parabola P1SM compreso fra gli istanti t0e tsf. In particolare, all’istante tsfil valore della tensione del primo segnale filtrato V1_SPK à ̈ circa uguale a VCC/2, in cui VCC à ̈ la tensione di alimentazione del primo amplificatore a semi-ponte 35 e del secondo amplificatore a semi-ponte 36. Il secondo filtro passa-basso 21 riceve sul terminale d’ingresso il secondo segnale amplificato S2A_PWM avente l’impulso P1A e da questo genera sul suo terminale d’uscita il secondo segnale filtrato V2_SPK avente un andamento sostanzialmente uguale a quello del primo segnale filtrato V1_SPK, cioà ̈ l’andamento di P1SM fra gli istanti t0e tsf. In particolare, all’istante tsfil valore della tensione del secondo segnale filtrato V2_SPK à ̈ circa uguale a VCC/2. L’altoparlante 22 riceve sul primo terminale T1 il primo segnale filtrato V1_SPK e riceve sul secondo terminale T2 il secondo segnale filtrato V2_SPK aventi sostanzialmente lo stesso andamento, cioà ̈ quello di P1SM negli istanti compresi fra t0e tsf, e quindi il valore del segnale di tensione differenziale V12_SPK (filtrato ITU-R 468) ai capi dell’altoparlante 22 à ̈ sostanzialmente nullo negli istanti compresi fra t0e tsf, come mostrato nell’intervallo a modulazione in fase in figura 2C.

Si osservi che per semplicità si à ̈ supposto che l’intervallo a modulazione in fase comprenda un solo impulso P1 e che tale impulso sia sufficiente per portare la tensione del primo segnale filtrato V1_SPK e del secondo segnale filtrato V2_SPK al valore VCC/2, ma più in generale nell’intervallo a modulazione in fase può essere presente più di un impulso.

All’istante tsfil circuito elettronico 10 entra nell’intervallo a spostamento di fase (compreso fra tsfe tcf) della modalità di funzionamento di accensione.

All’istante tsfil controllore 56 legge il valore del registro di configurazione indicativo della durata dell’intervallo a spostamento di fase (che si à ̈ supposto essere uguale a (T1/2)*[T1/(4*K)+1]), genera sul primo terminale d’uscita O10il primo segnale di selezione SEL1avente un valore indicativo della selezione dal secondo terminale d’ingresso I2del multiplatore 54 e genera sul secondo terminale d’uscita O11il secondo segnale di selezione SEL2avente un valore indicativo della selezione dal secondo terminale d’ingresso I4del multiplatore 55.

Il primo divisore di frequenza 51 riceve il segnale d’orologio CK e nell’intervallo a spostamento di fase genera il primo segnale periodico STad onda quadra con periodo T1=16*K e duty-cycle del 50%, ovvero avente un impulso positivo P2, un impulso positivo P3, un impulso positivo P4 con larghezza T1/2=16*K/2=8*K rispettivamente fra gli istanti tsf-t4, t6-t8, t10-tcfe con valore nullo fra gli istanti t4-t6, t8-t10.

All’istante tsfil secondo divisore di frequenza 52 riceve il segnale d’orologio CK, riceve il segnale di azzeramento RST avente un valore indicativo dell’attivazione del secondo divisore di frequenza 52 e genera il secondo segnale periodico ST+4Kavente un impulso P2’ ad onda quadra in fase con l’impulso P2 generato dal primo divisore di frequenza 51. Successivamente nell’intervallo a spostamento di fase il secondo divisore di frequenza 52 genera il secondo segnale periodico ST+4Kad onda quadra con periodo T2=20*K e duty-cycle del 50%, ovvero avente l’impulso positivo P2’ e un impulso positivo P3’ con larghezza T2/2=10*K rispettivamente fra gli istanti tsf-t4’ e t6’-t8’ e con valore nullo fra gli istanti t4’-t6’ e t8’-tcf.

Il ritardatore 53 riceve il secondo segnale periodico ST+4Ke genera il terzo segnale periodico SKad onda quadra ottenuto ritardando il secondo segnale periodico ST+4Kdel valore K, ovvero genera un impulso positivo P2K con larghezza T2/2=10*K fra gli istanti t3e t5, in cui t3Ã ̈ temporalmente successivo a tsfdel valore K, e genera un impulso positivo P3K con larghezza T2/2=10*K fra gli istanti t7e t9,e valore nullo fra gli istanti tsf-t3, t5-t7, t9-tcf.

Negli istanti compresi fra tsfe tcfil primo multiplatore 54 riceve sul secondo terminale d’ingresso I2il primo segnale periodico ST, riceve sul terminale d’ingresso di selezione S1il primo segnale di selezione SEL1avente il valore indicativo della selezione dal secondo terminale d’ingresso I2e trasmette sul terminale d’uscita O1il primo segnale di pilotaggio S1_PWM ad onda quadra uguale al valore del primo segnale periodico STe quindi avente l’impulso P2, l’impulso P3, l’impulso P4 positivi con larghezza 8*K rispettivamente fra gli istanti tsf-t4, t6-t8, t10-tcfe con valore nullo fra gli istanti t4-t6, t8-t10.

Analogamente, negli istanti compresi fra tsfe tcfil secondo multiplatore 55 riceve sul secondo terminale d’ingresso I4il terzo segnale periodico SK, riceve sul terminale d’ingresso di selezione S2il secondo segnale di selezione SEL2avente il valore indicativo della selezione dal secondo terminale d’ingresso I4e trasmette sul terminale d’uscita O2il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM ad onda quadra uguale al valore del terzo segnale periodico SKe quindi avente l’impulso positivo P2K con larghezza T2/2=10*K fra gli istanti t3e t5e l’impulso positivo P3K con larghezza T2/2=10*K fra gli istanti t7-t9e avente valore nullo fra gli istanti tsf-t3, t5-t7, t9-tcf.

I valori del segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM sono calcolati per mezzo della differenza fra i valori del primo segnale di pilotaggio S1_PWM ed i valori del secondo segnale di pilotaggio S2_PWM e pertanto negli istanti compresi fra tsfe tcfil segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM à ̈ un’onda quadra periodica di periodo 16*K ed ha i seguenti valori:

- un impulso positivo P2D di larghezza K negli istanti compresi fra tsfe t3;

- valori nulli negli istanti compresi fra t3e t4;

- un impulso negativo P3D di larghezza 3*K negli istanti compresi fra t4e t5;

- valori nulli negli istanti compresi fra t5e t6;

- un impulso positivo P4D di larghezza 5*K negli istanti compresi fra t6e t7;

- valori nulli negli istanti compresi fra t7e t8; - un impulso negativo P5D di larghezza 7*K negli istanti compresi fra t8e t9;

- valori nulli negli istanti compresi fra t9e t10; - un impulso positivo P6D di larghezza 8*K negli istanti compresi fra t10e tcf.

Negli istanti compresi fra tsfe tcfil primo stadio di pilotaggio 12 riceve il primo segnale di pilotaggio S1_PWM ad onda quadra avente l’impulso P2, l’impulso P3, l’impulso P4 e, in funzione di essi, genera il primo segnale di pilotaggio interno S1I_PWM ad onda quadra avente rispettivamente un impulso positivo P2I con larghezza T2/2=10*K fra gli istanti tsfe t4, un impulso positivo P3I con larghezza T2/2=10*K fra gli istanti t6-t8,un impulso positivo P4I fra gli istanti t10-tcfed avente valore nullo fra gli istanti t4-t6, t8-t10.

Analogamente, negli istanti compresi fra tsfe tcfil secondo stadio di pilotaggio 13 riceve il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM ad onda quadra avente l’impulso positivo P2K e l’impulso positivo P3K e, in funzione di essi, genera il secondo segnale di pilotaggio interno S2I_PWM ad onda quadra avente rispettivamente l’impulso positivo P2KI con larghezza T2/2=10*K fra gli istanti t3e t5e l’impulso positivo P3KI con larghezza T2/2=10*K fra gli istanti t7e t9ed avente valore nullo fra gli istanti tsf-t3, t5-t7, t9-tcf.

Il primo amplificatore a semi-ponte 35 riceve in ingresso il primo segnale di pilotaggio interno S1I_PWM e da questo fornisce in uscita il primo segnale amplificato S1A_PWM ad onda quadra avente un impulso positivo P2A, un impulso positivo P3A e un impulso positivo P4A con larghezza T1/2=16*K=8*K rispettivamente fra gli istanti tsf-t4, t6-t8, t10-tcfed ampiezza maggiore rispetto all’ampiezza rispettivamente dell’impulso P2I, dell’impulso P3I, dell’impulso P4I del primo segnale di pilotaggio interno S1I_PWM e con valore nullo fra gli istanti t4-t6, t8-t10.

Il secondo amplificatore a semi-ponte 36 riceve in ingresso il secondo segnale di pilotaggio interno S2I_PWM e da questo fornisce in uscita il secondo segnale amplificato S2A_PWM ad onda quadra avente un impulso positivo P2KA ed un impulso positivo P3KA con larghezza T2/2=10*K rispettivamente fra gli istanti t3-t5, t7-t9ed ampiezza maggiore rispetto all’ampiezza rispettivamente dell’impulso P2KI e dell’impulso P3KI del secondo segnale di pilotaggio interno S2I_PWM ed avente valore nullo fra gli istanti tsf-t3, t5-t7, t9-tcf.

Il primo filtro passa-basso 20 riceve sul terminale d’ingresso il primo segnale amplificato S1A_PWM avente l’impulso positivo P2A, l’impulso positivo P3A e l’impulso positivo P4A e da questi genera sul suo terminale d’uscita il primo segnale filtrato V1_SPK avente un andamento approssimativamente uguale ad archi di parabola P2SM, P3SM, P4SM fra di loro connessi compresi fra gli istanti tsfe tcf. In particolare, all’istante tcfil valore della tensione del primo segnale filtrato V1_SPK à ̈ circa uguale a VCC/2.

Il secondo filtro passa-basso 21 riceve sul terminale d’ingresso il secondo segnale amplificato S2A_PWM avente l’impulso positivo P2KA e l’impulso positivo P3KA e da questi genera sul suo terminale d’uscita il secondo segnale filtrato V2_SPK avente un andamento approssimativamente uguale ad archi di parabola P2KSM, P3KSM fra di loro connessi compresi fra gli istanti tsfe tcf. In particolare, all’istante tcfil valore della tensione del secondo segnale filtrato V2_SPK à ̈ circa uguale a VCC/2. L’altoparlante 22 riceve sul primo terminale T1 il primo segnale filtrato V1_SPK avente l’andamento P2SM, P3SM, P4SM e riceve sul secondo terminale T2 il secondo segnale filtrato V2_SPK avente l’andamento P2KSM, P3KSM.

L’andamento del segnale di tensione differenziale V12_SPK (filtrato ITU-R 468) ai capi dell’altoparlante 22 comprende (si veda la figura 2C) un primo impulso negativo avente un primo valore di picco Vp1, un secondo impulso positivo avente un secondo valore di picco Vp2di modulo maggiore del primo valore di picco Vp1del primo impulso, un terzo impulso negativo avente un terzo valore di picco Vp3di modulo maggiore del primo valore di picco Vp2del secondo impulso, un quarto impulso positivo avente un quarto valore di picco Vp4di modulo inferiore del primo, secondo, terzo valore di picco Vp1, Vp2, Vp3rispettivamente del primo, secondo e terzo impulso.

Si può osservare che nell’intervallo a spostamento di fase della modalità di funzionamento di accensione la distanza fra valori dei picchi Vp1, Vp2, Vp3, Vp4à ̈ sempre inferiore al valore 4,7 mVppe quindi à ̈ inferiore al valore di minima udibilità generalmente fissato a 7,5 mVpp: pertanto la generazione del rumore pop da parte dell’altoparlante 22 à ̈ notevolmente ridotta.

Inoltre a partire da un certo istante il valore dei picchi del segnale di tensione differenziale V12_SPK (filtrato ITU-R 468) à ̈ descrescente verso il valore nullo; in particolare, all’istante tcfil valore delle tensioni del primo segnale filtrato V1_SPK e del secondo segnale filtrato V2_SPK sono circa uguali a VCC/2 e quindi il valore del segnale di tensione differenziale V12_SPK (filtrato ITU-R 468) all’istante tcfà ̈ sostanzialmente nullo, riducendo (o eliminando) le componenti spettrali all’interno della banda audio e riducendo notevolmente (o eliminando) la generazione del rumore pop.

All’istante tcfil circuito elettronico 10 entra nella modalità di normale funzionamento, in particolare nell’intervallo a modulazione in controfase.

All’istante tcfil sistema di amplificazione 1 riceve il segnale di attivazione PWR_UP con un valore logico basso indicativo della fine della modalità di funzionamento di accensione e dell’inizio della modalità di normale funzionamento: il controllore 56 riceve sul primo terminale d’ingresso I10il valore logico basso del segnale di attivazione PWR_UP e genera sul primo terminale d’uscita O10il primo segnale di selezione SEL1avente un valore indicativo della selezione dal primo terminale d’ingresso I1del multiplatore 54 e genera sul secondo terminale d’uscita O11il secondo segnale di selezione SEL2avente un valore indicativo della selezione dal terzo terminale d’ingresso I5del multiplatore 55.

All’istante tcfil sovracampionatore 61 riceve sul terminale d’ingresso il segnale digitale audio d’ingresso S_IN con valore nullo e genera sul terminale d’uscita un segnale sovracampionato S61 con valore nullo. L’interpolatore 62 riceve sul terminale d’ingresso il segnale sovracampionato S61 e genera sui due terminali d’uscita la prima e la seconda sequenza di campioni S62 e S63 con valori nulli. Il sagomatore del rumore 63 riceve sui due terminali d’ingresso la prima e la seconda sequenza di campioni S62 e S63 e genera sui due terminali d’uscita una terza ed una quarta sequenza di campioni S64 e S65 con valori nulli. Il modulatore della durata degli impulsi 64 riceve sul primo e sul secondo terminale d’ingresso la terza e la quarta sequenza di campioni S64 e S65 e genera sul primo e secondo terminale d’uscita il primo ed il secondo segnale audio ad impulsi S3_PWM, S4_PWM a modulazione della durata sfasati fra di loro di 180°, in particolare:

- il primo segnale audio ad impulsi S3_PWM nell’intervallo compreso fra tcfe t15à ̈ un’onda quadra con periodo T1=16*K e duty-cycle del 50%, avente impulsi positivi P5, P6 con larghezza T1/2=16*K/2=8*K rispettivamente fra gli istanti t12-t13, t14-t15e con valore nullo fra gli istanti tcf-t12, t13-t14;

- il secondo segnale audio ad impulsi S4_PWM nell’intervallo compreso fra tcfe t15à ̈ un’onda quadra con periodo T1=16*K, con duty-cycle del 50% e sfasato di 180° (cioà ̈ in contro-fase) rispetto al primo segnale audio ad impulsi S3_PWM, cioà ̈ il secondo segnale audio ad impulsi S4_PWM ha impulsi positivi P5CF, P6CF con larghezza T1/2=16*K/2=8*K rispettivamente fra gli istanti tcf-t12, t13-t14e con valore nullo fra gli istanti t12-t13, t14-t15.

Negli istanti compresi fra tcfe t15il primo multiplatore 54 riceve sul primo terminale d’ingresso I1il primo segnale audio ad impulsi S3_PWM, riceve sul terminale d’ingresso di selezione S1il primo segnale di selezione SEL1avente un valore indicativo della selezione dal primo terminale d’ingresso I1e trasmette sul terminale d’uscita O1il primo segnale di pilotaggio S1_PWM ad onda quadra uguale al primo segnale audio ad impulsi S3_PWM e quindi avente gli impulsi positivi P5, P6 con larghezza 8*K rispettivamente fra gli istanti t12-t13, t14-t15e con valore nullo fra gli istanti tcf-t12, t13-t14, come mostrato in figura 2B.

Analogamente, negli istanti compresi fra tcfe t15il secondo multiplatore 55 riceve sul terzo terminale d’ingresso I5il secondo segnale audio ad impulsi S4_PWM, riceve sul terminale d’ingresso di selezione S2il secondo segnale di selezione SEL2avente un valore indicativo della selezione dal terzo terminale d’ingresso I5e trasmette sul terminale d’uscita O2il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM ad onda quadra uguale al secondo segnale audio ad impulsi S4_PWM e quindi avente gli impulsi positivi P5CF, P6CF con larghezza 8*K rispettivamente fra gli istanti tcf-t12, t13-t14e con valore nullo fra gli istanti t12-t13, t14-t15, come mostrato in figura 2B.

I valori del segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM sono calcolati per mezzo della differenza fra i valori del primo segnale di pilotaggio S1_PWM ed i valori del secondo segnale di pilotaggio S2_PWM e pertanto negli istanti compresi fra tcfe t15il segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM à ̈ un’onda quadra periodica con periodo T1=16*K e con impulsi positivi e negativi alternati, cioà ̈ impulsi negativi –P5CF, -P6CF fra gli istanti tcf-t12, t13-t14e impulsi positivi P5, P6 fra gli istanti t12-t13, t14-t15, come mostrato schematicamente in figura 2B.

Negli istanti compresi fra tcfe t15il primo stadio di pilotaggio 12 riceve il primo segnale di pilotaggio S1_PWM ad onda quadra avente gli impulsi P5, P6 e, in funzione di essi, genera il primo segnale di pilotaggio interno S1I_PWM ad onda quadra avente rispettivamente impulsi positivi P5I, P6I con larghezza T1/2=16*K/2=8*K rispettivamente fra gli istanti t12-t13, t14-t15e con valore nullo fra gli istanti tcf-t12, t13-t14,in cui gli impulsi P5I, P6I sono tali da essere in grado di pilotare i terminali di gate dei MOSFET 15 e 16.

Analogamente, negli istanti compresi fra tcfe t15il secondo stadio di pilotaggio 13 riceve il secondo segnale di pilotaggio S2_PWM ad onda quadra avente gli impulsi P5CF, P6CF e, in funzione di essi, genera il secondo segnale di pilotaggio interno S2I_PWM ad onda quadra avente rispettivamente impulsi positivi P5CFI, P6CFI con larghezza T1/2=16*K/2=8*K rispettivamente fra gli istanti tcf-t12, t13-t14e con valore nullo fra gli istanti t12-t13, t14-t15, in cui gli impulsi P5CFI, P6CFI sono tali da essere in grado di pilotare i terminali di gate dei MOSFET 17 e 18.

Il primo amplificatore a semi-ponte 35 riceve in ingresso il primo segnale di pilotaggio interno S1I_PWM e da questo fornisce in uscita il primo segnale amplificato S1A_PWM ad onda quadra avente un impulso positivo P5A ed un impulso positivo P6A con larghezza 8*K rispettivamente fra gli istanti t12-t13e t14-t15e con ampiezza maggiore rispetto all’ampiezza rispettivamente dell’impulso P5I e dell’impulso P6I del primo segnale di pilotaggio interno S1I_PWM e con valore nullo fra gli istanti tcf-t12, t13-t14.

Il secondo amplificatore a semi-ponte 36 riceve in ingresso il secondo segnale di pilotaggio interno S2I_PWM e da questo fornisce in uscita il secondo segnale amplificato S2A_PWM ad onda quadra avente un impulso positivo P5CFA ed un impulso positivo P6CFA con larghezza 8*K rispettivamente fra gli istanti tcf-t12e t13-t14e con ampiezza maggiore rispetto all’ampiezza rispettivamente dell’impulso P5CFI e dell’impulso P6CFI del secondo segnale di pilotaggio interno S2I_PWM e con valore nullo fra gli istanti t12-t13, t14-t15.

Il primo filtro passa-basso 20 riceve sul terminale d’ingresso il primo segnale amplificato S1A_PWM avente l’impulso positivo P5A e l’impulso positivo P6A e da questi genera sul suo terminale d’uscita il primo segnale filtrato V1_SPK avente il valore della tensione circa uguale a VCC/2 negli istanti compresi fra tcf(escluso) e t15.

Il secondo filtro passa-basso 21 riceve sul terminale d’ingresso il secondo segnale amplificato S2A_PWM avente l’impulso positivo P5CF e l’impulso positivo P6CF e da questi genera sul suo terminale d’uscita il secondo segnale filtrato V2_SPK avente il valore della tensione circa uguale a VCC/2 negli istanti compresi fra tcf(escluso) e t15.

L’altoparlante 22 riceve sul primo terminale T1 il primo segnale filtrato V1_SPK avente l’andamento P5SM e riceve sul secondo terminale T2 il secondo segnale filtrato V2_SPK avente l’andamento P5CFSM.

L’andamento del segnale di tensione differenziale V12_SPK (filtrato ITU-R 468) ai capi dell’altoparlante 22 ha un valore all’istante tcfvicino a zero ed i valori successivi sono decrescenti verso il valore zero, come mostrato in figura 2C: in questo modo sono ridotte (o eliminate) le componenti spettrali all’interno della banda audio e quindi la generazione del rumore pop à ̈ notevolmente ridotta (vantaggiosamente, eliminata) anche negli istanti iniziali (compresi fra tcfe t15) della modalità di normale funzionamento.

Si osservi che non à ̈ essenziale ai fini dell’invenzione la generazione del primo segnale di pilotaggio S1_PWM e del secondo segnale di pilotaggio S1_PWM fra di loro in fase con duty-cycle del 50% nell’intervallo compreso fra t0e tsf.

Ad esempio, secondo una variante della prima realizzazione l’intervallo a modulazione in fase può anche non essere presente, cioà ̈ la modalità di funzionamento di accensione può includere solo l’intervallo a spostamento di fase; in questa variante à ̈ possibile ottenere la stessa riduzione di rumore della prima realizzazione partendo dall’istante tsfcon le tensioni del primo segnale filtrato V1_SPK e del secondo segnale filtrato V2_SPK uguali al valore VCC/2 (ad esempio, il primo ed il secondo filtro passo-basso 20, 21 comprendono due rispettivi condensatori collegati rispettivamente fra i terminali T1, T2 dell’altoparlante 22 e massa e tali condensatori vengono mantenuti carichi alla tensione VCC/2).

Alternativamente, secondo un’altra variante della prima realizzazione dell’invenzione à ̈ presente un intervallo precedente all’istante tsf(ad esempio, compreso fra t0e tsf) in cui l’amplificatore a commutazione 11 à ̈ acceso e viene mantenuto nello stato di alta impedenza ed in tale intervallo un circuito dedicato effettua il caricamento delle tensioni del primo segnale filtrato V1_SPK e del secondo segnale filtrato V2_SPK al valore VCC/2.

Con riferimento alla figura 4, viene mostrato schematicamente un sistema di amplificazione 101 secondo la seconda realizzazione dell’invenzione.

Il sistema di amplificazione 101 comprende un circuito elettronico 110, un amplificatore a commutazione 111, un filtro passo-basso 120 ed un altoparlante 122.

Il circuito elettronico 110 ha un funzionamento analogo al circuito elettronico 10 della prima realizzazione dell’invenzione, con la differenza che il circuito elettronico 110 comprende un terminale d’uscita per generare un segnale di pilotaggio S101_PWM ad impulsi (preferibilmente, con modulazione della durata) per pilotare l’amplificatore a commutazione 111.

In particolare, la modalità di funzionamento di accensione non comprende l’intervallo a modulazione in fase e comprende l’intervallo a spostamento di fase nella quale l’andamento del segnale di pilotaggio S101_PWM à ̈ analogo a quello del segnale di pilotaggio differenziale S12_PWM nell’intervallo a spostamento di fase, cioà ̈ il segnale di pilotaggio S101_PWM trasporta impulsi con larghezza crescente fra impulsi successivi in base ad un passo con valore modulo due e valori dispari ed inoltre con una polarità che si alterna fra gli impulsi successivi, con la differenza che non sono presenti valori nulli fra gli impulsi successivi. In altre parole, la durata di impulsi successivi del segnale di pilotaggio S101_PWM nella modalità di funzionamento di accensione ha i seguenti valori:

K’, con polarità positiva;

3*K’, con polarità negativa;

5*K’, con polarità positiva;

7*K’, con polarità negativa;

...

in cui K’ à ̈ un valore opportuno.

Preferibilmente, il segnale di pilotaggio S101_PWM nella modalità di funzionamento di accensione à ̈ periodico con periodo T1’ ed il valore di K’ à ̈ una frazione di detto periodo T1’. Vantaggiosamente, la relazione fra K’ e T1’ à ̈ la seguente: K’= T1’/(8*n’), in cui n’ à ̈ un numero intero (cioà ̈ n’= 1, 2, 3, ...).

L’amplificatore a commutazione 111 à ̈ di tipo a semi-ponte con doppia alimentazione VCC e –VCC ed à ̈ realizzato con un interruttore controllato 115 (ad esempio, un transistore MOSFET 115 a canale n) ed un interruttore controllato 116 (ad esempio, un transistore MOSFET 116 a canale p) e comprende:

- un terminale d’ingresso per ricevere il segnale di pilotaggio S101_PWM ad impulsi con modulazione della durata;

- un terminale d’uscita per generare un segnale amplificato S101A_PWM ad impulsi con modulazione della durata ottenuto per mezzo di una amplificazione del segnale di pilotaggio S101_PWM ad impulsi con modulazione della durata.

Il filtro passo-basso 120 comprende un terminale d’ingresso per ricevere il segnale amplificato S101A_PWM e comprende un terminale d’uscita per generare un segnale filtrato V101_SPK ottenuto per mezzo di un filtraggio passo-basso (in particolare, nella banda audio) del segnale amplificato S101A_PWM.

L’altoparlante 122 comprende un primo terminale T101 collegato con il terminale d’uscita del filtro passa-basso 120 e comprende un secondo terminale T102 collegato a massa.

Il funzionamento del sistema di amplificazione 101 della seconda realizzazione dell’invenzione à ̈ analogo a quello del sistema di amplificazione 1 della prima realizzazione dell’invenzione.

Secondo una variante della prima o della seconda forma di realizzazione, il primo stadio di pilotaggio 12 à ̈ realizzato con due circuiti di pilotaggio, ognuno dei quali pilota rispettivamente il terminale di controllo dell’interruttore 15 (nell’esempio, il terminale di gate del MOSFET 15) e dell’interruttore 16 (nell’esempio, il terminale di gate del MOSFET 16); questo consente di utilizzare interruttori 15 e 16 fra di loro diversi, perché à ̈ possibile generare valori di tensione diversi per pilotare il terminale di controllo dell’interruttore 15 e dell’interruttore 16. Analogamente, il secondo stadio di pilotaggio 13 può essere realizzato con due ulteriori circuiti di pilotaggio, ognuno dei quali pilota rispettivamente il terminale di controllo dell’interruttore 17 (nell’esempio, il terminale di gate del MOSFET 17) e dell’interruttore 18 (nell’esempio, il terminale di gate del MOSFET 18).

Forma oggetto della presente invenzione anche un metodo per pilotare un amplificatore a commutazione. Il metodo comprende i passi di:

a) fornire l’amplificatore a commutazione configurato per ricevere un segnale di pilotaggio;

b) generare, in una modalità di funzionamento di accensione, il segnale di pilotaggio per pilotare l’amplificatore a commutazione, il segnale di pilotaggio trasportante una pluralità di impulsi; c) aumentare la larghezza dell’impulso fra impulsi contigui della pluralità di impulsi secondo un passo di valore modulo due e valori dispari;

d) alternare la polarità fra gli impulsi contigui.

Preferibilmente, il passo b) del metodo comprende ulteriormente la generazione, nella modalità di funzionamento di accensione, della pluralità di impulsi che sono una forma d’onda sostanzialmente quadra secondo un periodo T1, in cui la larghezza K di un primo impulso fra la pluralità di impulsi à ̈ uguale a T1/(8*n), in cui n à ̈ un valore intero maggiore o uguale a uno.

Forma oggetto della presente invenzione anche un metodo per pilotare l’amplificatore a commutazione 11. Il metodo comprende i passi di:

a) fornire l’amplificatore a commutazione configurato per ricevere un segnale di pilotaggio;

b) generare, in una modalità di funzionamento di spegnimento, il segnale di pilotaggio per pilotare l’amplificatore a commutazione, il segnale di pilotaggio trasportante una pluralità di impulsi; c) diminuire la larghezza dell’impulso fra impulsi contigui della pluralità di impulsi secondo un passo di valore modulo due e valori dispari;

d) alternare la polarità fra gli impulsi contigui.

Preferibilmente, il passo b) del metodo per pilotare l’amplificatore a commutazione 11 comprende ulteriormente la generazione, nella modalità di funzionamento di accensione, della pluralità di impulsi che sono una forma d’onda sostanzialmente quadra secondo un periodo T1, in cui la larghezza K dell’ultimo impulso fra la pluralità di impulsi à ̈ uguale a T1/(8*n), in cui n à ̈ un valore intero maggiore o uguale a uno.

Preferibilmente, la durata dei passi b), c), d) del metodo per pilotare l’amplificatore a commutazione 11 à ̈ uguale a (T1/2)*[T1/(4*K)+1].

Nel caso in cui la generazione dei segnali di pilotaggio S1_PWM, S2_PWM, S12_PWM, S101_PWM sia completamente digitale, i passi b), c), d) del metodo per pilotare l’amplificatore a commutazione 11 possono essere realizzati per mezzo di un programma per elaboratore elettronico comprendente codice software ed eseguito in un controllore che può essere un circuito specifico o programmabile (ad esempio, una FPGA= Field Programmable Gate Array), oppure il codice software può essere eseguito su un microprocessore. Il linguaggio di programmazione usato per il codice del programma software può essere (nel caso di realizzazione con circuito specifico o programmabile) ad esempio VHDL o Verilog e (nel caso di realizzazione con micro-processore) può essere il linguaggio C.

Claims (13)

1. Rivendicazioni 1. Circuito elettronico (10; 110) per pilotare un amplificatore a commutazione (11), il circuito essendo configurato per generare, quando funzionante in una modalità di accensione (tsf, tcf), un segnale di pilotaggio (S12_PWM; S101_PWM) per pilotare l’amplificatore a commutazione, il segnale di pilotaggio trasportante una pluralità di impulsi (P2D, P3D, P4D, P5D) aventi: - una larghezza dell’impulso crescente fra impulsi contigui della pluralità di impulsi secondo un passo di valore modulo due e valori dispari; - una polarità alternante fra gli impulsi contigui.
2. 2. Circuito elettronico secondo la rivendicazione 1, in cui il circuito à ̈ ulteriormente configurato per generare, quando operante nella modalità di accensione, la pluralità di impulsi che sono una forma d’onda sostanzialmente quadra secondo un periodo T1, in cui la larghezza K di un primo impulso (P2D) fra la pluralità di impulsi à ̈ uguale a T1/(8*n), in cui n à ̈ un valore intero maggiore o uguale a uno.
3. 3. Circuito elettronico secondo la rivendicazione 2, in cui la durata della modalità di funzionamento di accensione à ̈ uguale a (T1/2)*[T1/(4*K)+1].
4. 4. Circuito elettronico secondo le rivendicazioni 2 o 3, in cui il circuito à ̈ configurato per generare nella modalità di funzionamento di accensione il segnale di pilotaggio come una differenza fra un primo segnale di pilotaggio (S1_PWM) ed un secondo segnale di pilotaggio (S2_PWM), in cui il circuito à ̈ configurato per generare nella modalità di funzionamento di accensione il primo segnale di pilotaggio che trasporta una prima forma d’onda quadra avente un periodo sostanzialmente uguale a T1ed avente una larghezza d’impulso sostanzialmente uguale a T1/2, ed in cui il circuito à ̈ configurato per generare nella modalità di funzionamento di accensione il secondo segnale di pilotaggio che trasporta una seconda forma d’onda quadra avente, all’inizio della modalità di funzionamento di accensione, uno spostamento di fase rispetto alla prima forma d’onda quadra uguale a K, avente un periodo sostanzialmente uguale a T1+4*K ed avente una larghezza d’impulso sotanzialmente uguale a (T1+4*K)/2.
5. 5. Circuito elettronico secondo la rivendicazione 4, in cui il circuito include: - un primo generatore (51) di un primo segnale d’orologio (ST) avente un periodo uguale a T1; - un secondo generatore (52) configurato per ricevere un segnale di azzeramento (RST) e generare un secondo segnale d’orologio (ST+4K) avente un periodo uguale a T1+4*K; - un blocco di ritardo (53) configurato per generare un segnale d’orologio sfasato (SK) rispetto al secondo segnale d’orologio di un valore uguale a K; - un primo multiplatore (54) configurato per generare il primo segnale di pilotaggio uguale al primo segnale d’orologio o ad un primo segnale ad impulsi con modulazione della durata (S3_PWM) in funzione di un primo segnale di selezione (SEL1); - un secondo multiplatore (55) configurato per generare il secondo segnale di pilotaggio uguale al primo segnale d’orologio (ST), al segnale d’orologio sfasato (SK) o ad un secondo segnale ad impulsi con modulazione della durata (S4_PWM) in funzione di un secondo segnale di selezione (SEL2); - un controllore (56) configurato per ricevere un segnale di attivazione (PWR_UP) e generare da questo il primo segnale di selezione, il secondo segnale di selezione ed il segnale di azzeramento.
6. 6. Circuito elettronico (10; 110) per pilotare un amplificatore a commutazione (11), il circuito essendo configurato per generare, quando funzionante in una modalità di spegnimento, un segnale di pilotaggio (S12_PWM; S101_PWM) per pilotare l’amplificatore a commutazione, il segnale di pilotaggio trasportante una pluralità di impulsi aventi: - una larghezza dell’impulso decrescente fra impulsi contigui della pluralità di impulsi secondo un passo di valore modulo due e valori dispari; - una polarità alternante fra gli impulsi contigui.
7. 7. Sistema (1) comprendente: - il circuito elettronico secondo almeno una delle rivendicazioni da 1 a 6, il circuito comprendente ulteriormente un terminale d’ingresso (I20) per ricevere un segnale d’ingresso (S_IN), in cui il circuito à ̈ configurato per generare il segnale di pilotaggio (S12_PWM; S101_PWM) che trasporta la pluralità di impulsi quando à ̈ funzionante nella modalità di accensione ed à ̈ ulteriormente configurato per generare il segnale di pilotaggio in funzione del segnale d’ingresso quando à ̈ funzionante in una modalità normale; - un amplificatore a commutazione (11) configurato per ricevere il segnale di pilotaggio e generare da questo un segnale amplificato (S1A_PWM; S101A_PWM).
8. 8. Sistema secondo la rivendicazione 7, comprendente ulteriormente: - un filtro passa-basso (20; 120) configurato per ricevere il segnale amplificato e generare da questo un segnale filtrato (V1_SPK; V101_SPK) nella banda audio; - un altoparlante (22; 122) configurato per ricevere il segnale filtrato (V1_SPK; V101_SPK) e generare da questo un segnale audio.
9. 9. Sistema secondo le rivendicazioni 7 o 8 in cui il circuito elettronico à ̈ implementato secondo la rivendicazione 5, in cui il circuito elettronico comprende una modulatore della durata degli impulsi (64) configurato per generare, quando il circuito elettronico à ̈ funzionante nella modalità normale, il primo (S3_PWM) ed il secondo (S4_PWM) segnale ad impulsi con modulazione della durata in funzione del segnale d’ingresso (S_IN), in cui l’amplificatore a commutazione ha una topologia a ponte intero comprendente un primo (35) ed un secondo mezzo-ponte (36) controllati rispettivamente dal primo e dal secondo segnale di pilotaggio.
10. 10. Sistema secondo le rivendicazioni 7 o 8 in cui il circuito elettronico à ̈ implementato secondo almeno una delle rivendicazioni da 1 a 3, in cui il circuito elettronico comprende un modulatore della durata degli impulsi configurato per generare, quando il circuito elettronico à ̈ funzionante nella modalità normale, un segnale ad impulsi con modulazione della durata in funzione del segnale d’ingresso (S_IN), in cui l’amplificatore a commutazione (111) ha una topologia a semi-ponte con doppia alimentazione controllato dal segnale di pilotaggio.
11. 11. Circuito integrato comprendente un circuito elettronico secondo almeno una delle rivendicazioni da 1 a 6.
12. 12. Metodo per pilotare un amplificatore a commutazione (11), il metodo comprendente i passi di: a) fornire l’amplificatore a commutazione configurato per ricevere un segnale di pilotaggio (S12_PWM; S101_PWM); b) generare, in una modalità di funzionamento di accensione, il segnale di pilotaggio per pilotare l’amplificatore a commutazione, il segnale di pilotaggio trasportante una pluralità di impulsi (P2D, P3D, P4D, P5D); c) aumentare la larghezza dell’impulso fra impulsi contigui della pluralità di impulsi secondo un passo di valore modulo due e valori dispari; d) alternare la polarità fra gli impulsi contigui.
13. 13. Metodo per pilotare un amplificatore a commutazione, il metodo comprendente i passi di: a) fornire l’amplificatore a commutazione configurato per ricevere un segnale di pilotaggio; b) generare, in una modalità di funzionamento di spegnimento, il segnale di pilotaggio per pilotare l’amplificatore a commutazione, il segnale di pilotaggio trasportante una pluralità di impulsi; c) diminuire la larghezza dell’impulso fra impulsi contigui della pluralità di impulsi secondo un passo di valore modulo due e valori dispari; d) alternare la polarità fra gli impulsi contigui.