FR3074624A1

FR3074624A1 - Compensation en temperature d'un oscillateur a quartz

Info

Publication number: FR3074624A1
Application number: FR1761611A
Authority: FR
Inventors: Benoit Marchand; Francois Druilhe
Original assignee: STMicroelectronics Grenoble 2 SAS; STMicroelectronics Alps SAS
Current assignee: STMicroelectronics Grenoble 2 SAS; STMicroelectronics Alps SAS
Priority date: 2017-12-04
Filing date: 2017-12-04
Publication date: 2019-06-07
Also published as: US20190173427A1; US10944359B2; CN209313796U; CN110048713A; CN110048713B

Abstract

L'invention concerne un procédé de commande d'un oscillateur à quartz (1) relié à un circuit électronique (4), dans lequel au moins un élément capacitif (51, 53) ou résistif d'ajustement de la fréquence du quartz est, à l'activation ou désactivation d'une fonction (6) du circuit, commandé en fonction d'un modèle d'une évolution attendue de la température du quartz

Description

COMPENSATION EN TEMPERATURE D'UN OSCILLATEUR A QUARTZ

Domaine

La présente description concerne de façon générale les circuits électroniques et, plus particulièrement, les circuits à microprocesseurs ou à microcontrôleurs. La présente description s'applique plus particulièrement aux circuits électroniques dont une fréquence est extraite d'un quartz.

État de l’art antérieur

L'utilisation d'un quartz pour générer un signal d'horloge dans un circuit électronique est particulièrement répandue, en particulier dans les systèmes comportant des microprocesseurs ou des microcontrôleurs. Le quartz est un composant distinct des autres circuits électroniques, monté sur une plaquette d'interconnexion, typiquement une plaquette de circuit imprimé recevant le microcontrôleur et d'autres circuits du système.

Dans la plupart des applications, le quartz présente l'avantage de fournir une fréquence stable en température (avec une variation de l'ordre de 0,5 ppm/°C) dans la plage de températures habituelle. Toutefois, dans certaines applications, cette précision s'avère insuffisante.

On connaît des oscillateurs à quartz compensés en température (TCXO - Température Compensated Quartz Oscillator),

B16758 - 17-GR2-0822 proposés sous forme de circuits intégrés dédiés, mais ces circuits sont généralement complexes et coûteux.

Résumé

Il serait souhaitable de pouvoir disposer d'un signal stable en température basé sur un oscillateur à quartz.

Il serait également souhaitable de disposer d'un circuit simple et peu onéreux.

Un mode de réalisation réduit tout ou partie des inconvénients des techniques connues de génération d'un signal à partir d'un quartz.

Un mode de réalisation propose une solution évitant une mesure permanente de la température.

Un mode de réalisation propose une solution compatible avec des circuit existants de réglage capacitif ou résistif de la fréquence d'un quartz.

Ainsi, un mode de réalisation prévoit un procédé de commande d'un oscillateur à quartz relié à un circuit électronique, dans lequel au moins un élément capacitif ou résistif d'ajustement de la fréquence du quartz est, à l'activation ou désactivation d'une fonction du circuit, commandé en fonction d'un modèle d'une évolution attendue de la température du quartz.

Selon un mode de réalisation, ledit modèle est appliqué à une température initiale mesurée lors de l'activation ou désactivation de la fonction.

Selon un mode de réalisation, ledit modèle est représenté par une table de valeurs de commande dudit élément capacitif ou résistif.

Selon un mode de réalisation, ledit élément est un réseau de capacités commutables.

Selon un mode de réalisation, ledit réseau est commandé en modulation de largeur d'impulsions.

Selon un mode de réalisation, ledit modèle est obtenu par mesure de l'évolution de la fréquence fournie par le quartz par suite de l'activation ou désactivation de ladite fonction.

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Selon un mode de réalisation, ladite mesure de l'évolution de la fréquence est effectuée sur un circuit test.

Selon un mode de réalisation, ladite fonction est une fonction d'émission radiofréquence.

Selon un mode de réalisation, la fonction d'émission respecte la norme LoRa.

Un mode de réalisation prévoit un dispositif électronique comportant un circuit et un quartz, configuré pour la mise en oeuvre du procédé décrit.

Selon un mode de réalisation, ledit circuit est un microcontrôleur.

Brève description des dessins

Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles :

la figure 1 est une représentation simplifiée d'un système électronique utilisant un quartz ;

la figure 2 illustre, sur un même graphe, un exemple typique d'évolution de la fréquence d'un quartz en fonction du temps pour une augmentation de température ;

la figure 3, représente de façon très schématique et sous forme de blocs, un mode de réalisation d'un circuit de compensation en température de la fréquence d'un quartz ;

la figure 4 illustre, de façon très schématique, un exemple de réalisation d'une capacité variable ;

la figure 5 illustre un exemple de sensibilité en fréquence d'un quartz non compensé en température en fonction de la température ; et les figures 6A et 6B illustrent un mode de mise en oeuvre d'un procédé d'ajustement de la fréquence d'un quartz par capacités commutables.

Description détaillée

De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références aux différentes figures.

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Par souci de clarté, seules les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation qui vont être décrits ont été représentés et seront détaillés. En particulier, l'utilisation du signal généré par le quartz par le ou les circuits électroniques couplés à celui-ci n'a pas été détaillée, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec les applications usuelles de signaux d'horloge à base d'un quartz.

Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans élément intermédiaire autre que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés ou couplés entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être directement reliés (connectés) ou reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments.

Dans la description qui suit, lorsqu'on fait référence aux termes « approximativement », « environ » et « de l'ordre de », cela signifie à 10% près, de préférence à 5% près.

La figure 1 est une représentation simplifiée d'un système électronique utilisant un quartz.

Un quartz 1 est raccordé, par ses deux électrodes, à des bornes 21 et 23 d'un circuit électronique 2, par exemple un microprocesseur ou un microcontrôleur (μθ . Ces bornes 21 et 23 sont reliées, respectivement en entrée et en sortie d'un amplificateur 22, (inverseur) , alimenté par une tension continue Vdd, par exemple extraite de la tension d'alimentation Vdd entre deux bornes 25 (au potentiel Vdd) et 27 à la masse. Un élément résistif 24 relie en outre les bornes 21 et 23. Des éléments capacitifs 31 relient les électrodes du quartz 1 à la masse 27. Le rôle des éléments capacitifs 31 et de l'élément résistif 24 est d'ajuster la fréquence de résonance du quartz 1. Selon les applications, ces éléments 31 sont internes ou externes au circuit 2.

La fréquence d'oscillation du quartz 1 est susceptible d'être perturbée par son montage et par les interactions avec le microcontrôleur 2 auquel le quartz est connecté et les

B16758 - 17-GR2-0822 raccordements correspondant sur la plaquette de circuit imprimé (non représentée). Afin de fixer la fréquence d'oscillation, une fois que le quartz 1 et le microcontrôleur 2 sont assemblés sur la plaquette, on effectue une calibration du quartz 1 afin d'ajuster la valeur des éléments capacitifs 31 et d'obtenir la fréquence d'oscillation souhaitée. Cet ajustement est effectué une fois pour toutes lors d'une calibration initiale à la première mise sous tension du système électronique. Cet ajustement est donc statique.

Toutefois, dans certaines applications, un échauffement du circuit dans certaines phases de fonctionnement engendre une dérive de la fréquence du quartz 1 dans des proportions trop importantes. En particulier, dans des applications d'émissionréception radiofréquence, on doit faire face à des besoins, en termes de puissance d'émission, qui engendrent un échauffement tel que la fréquence de résonance du quartz 1 varie dans des proportions telles que la fréquence de la porteuse n'est plus maintenue dans la plage de fréquences souhaitée. Ce phénomène est de surcroît transitoire dans la vie du circuit, en ce sens qu'il ne se produit que lors des phases d'émission.

En effet, on aurait pu penser tenir compte de la température plus élevée de fonctionnement lors de la phase initiale de calibration. Toutefois, la fréquence d'oscillation ne serait alors pas celle souhaitée en dehors des périodes d'émission.

Ce problème de surchauffe temporaire est notamment présent dans des circuits compatibles avec des émissions selon les normes LoRa, LoRaWan ou similaires. Dans ces applications, les protocoles d'émission requièrent des phases d'émission à une puissance de plusieurs dizaines de dBm pendant une durée de l'ordre de la seconde qui sont séparées par des durées de l'ordre de la centaine de secondes. Par conséquent, il ne s'agit pas d'un échauffement durable, mais d'un échauffement brusque et temporaire entre des périodes suffisamment longues pour que le circuit ait le temps de refroidir.

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Typiquement, la norme LoRa requiert des puissances d'émission de plusieurs dizaines de dBm (par exemple, de l'ordre de 22 dBm) qui génèrent des centaines de milliwatts à dissiper. Cela engendre un échauffement tel au niveau du circuit que la dérive en fréquence peut atteindre de l'ordre de 0,15 ppm pendant la durée d'émission. Une telle dérive en fréquence de la porteuse pendant les phases d'émission, et plus généralement de toute fréquence dérivée du signal d'horloge fourni par le quartz, peut s'avérer préjudiciable au fonctionnement du circuit, notamment pour l'interprétation du signal en réception.

On aurait pu penser utiliser un quartz compensé en température (TCXO) pour que celui-ci fournisse une fréquence plus stable qu'un quartz standard. Toutefois, le coût de tels quartz compensé en température rend souvent cette solution incompatible avec les critères économiques imposés pour la production de systèmes électroniques.

On aurait également pu penser utiliser un détecteur de température pour mesurer la température du quartz, et ajuster la fréquence au moyen d'une boucle à verrouillage de phase (PLL). Cependant, une telle boucle à verrouillage de phase introduirait du bruit de phase incompatible notamment avec des applications d'émission-réception radiofréquence. De plus, une telle solution n'apporte pas forcément la précision requise dans la valeur de la fréquence.

Une autre solution envisageable serait d'écarter physiquement, sur la plaquette de circuit imprimé, le quartz du microcontrôleur ou du circuit d'émission radiofréquence afin qu'il soit moins sensible à une élévation de température lors des émissions. Une telle solution introduirait également un bruit de phase par la longueur des pistes conductrices entre le quartz et le circuit. De plus, cela accroîtrait le coût de la solution par 1'augmentation de 1'encombrement.

Les modes de réalisation décrits ci-dessous tirent leur origine d'une nouvelle analyse du comportement d'un quartz dans un système équipé d'un microcontrôleur avec fonction d'émissionB16758 - 17-GR2-0822 réception radiofréquence et du circuit d'ajustement statique qui y est généralement associé, en particulier dans des systèmes où l'on assite à des périodes de fortes élévations de température séparées par des périodes pendant lesquelles le circuit a le temps de refroidir.

En particulier, la variation (en pratique l'augmentation) de la fréquence d'un quartz lorsque sa température augmente peut s'analyser en fonction du temps. Une telle analyse présente un intérêt tout particulier dans le cas d'un échauffement dû à une activation d'un circuit d'émission (ou plus généralement d'un circuit électronique engendrant un échauffement). En effet, l'augmentation de température est alors progressive alors que l'on souhaite que la fréquence soit stable y compris pendant cette période d'augmentation.

Selon les modes de réalisation décrits, on prévoit de tirer profit de cette analyse pour modifier la valeur de capacités commutables d'ajustement de la fréquence de fonctionnement du quartz. Cet ajustement est effectué graduellement en fonction du temps et non en fonction de mesures successives de température.

La figure 2 illustre, sur un même graphe, un exemple typique d'évolution de la fréquence F d'un quartz en fonction du temps t pour une augmentation de température T.

On se place dans une situation qui correspond à une émission d'après la norme LoRa, c'est-à-dire une émission de forte puissance pendant une durée courte (dans un rapport d'au moins 10) par rapport à l'intervalle entre deux émissions. On suppose, à un instant tO, l'allumage du circuit d'émission radiofréquence dont la porteuse est dérivée de la fréquence de résonance du quartz. Avant cet instant tO, le circuit fonctionne normalement, c'est-à-dire que son fonctionnement provoque un échauffement négligeable au niveau du quartz. La fréquence est donc stable. La fréquence est en principe au niveau Fn, correspondant à la fréquence nominale du quartz (par exemple 32 MHz) . On illustre cependant en figure 2 un écart x entre cette fréquence Fn et une fréquence Fi, pour faire ressortir le fait qu'à la mise en route

B16758 - 17-GR2-0822 du circuit 1, la température Ti n'est pas nécessairement la température de référence pour laquelle est donnée la fréquence nominale du quartz. Par conséquent, on peut le cas échéant tenir compte d'un premier besoin de compensation afin de ramener la valeur Fi à la valeur nominale Fn.

A partir de l'instant tO, en supposant un protocole LoRa, l'émission commence par un préambule de synchronisation. Puis, à partir d'un instant tl, on commence la transmission des données proprement dite. Le préambule et l'émission de données sont effectués à +22 dbm mais l'augmentation de la température se fait sentir au niveau du quartz avec un léger retard due à l'inertie thermique du système. Après ce léger retards, l'effet de l'augmentation de la température liée à l'émission radiofréquence se fait sentir sur la fréquence du quartz qui augmente. Cette augmentation s'effectue progressivement jusqu'à atteindre un niveau Ff. A partir d'un instant t2, où l'émission s'arrête, le circuit refroidit et cela se traduit par une diminution de la fréquence du quartz. En prenant l'exemple d'une émission selon la norme LoRa, l'écart y entre les fréquences Fi et Ff atteint de l'ordre de 1,5 ppm pour une variation de température Tf-Ti de quelques degrés. Or, pour la fiabilité des émissions, on souhaite dans cet exemple que la fréquence soit stable, pendant la période d'émission, à environ 0,15 ppm près.

Par ailleurs, pour des applications dans lesquelles les phases d'émission et leur puissance d'émission sont à chaque fois du même type, on s'aperçoit que ce fonctionnement est reproductible, c'est-à-dire que l'évolution de la fréquence par suite de l'activation du circuit radiofréquence a toujours sensiblement la même allure générale pour une température initiale Ti donnée.

Selon un premier aspect de la présente description, on prévoit de tirer profit de ce caractère reproductible, pour s'affranchir du besoin de mesurer dynamiquement la température pour régler des capacités d'ajustement de la fréquence du quartz.

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La figure 3, représente de façon très schématique et sous forme de blocs un mode de réalisation d'un circuit 4 de compensation en température de la fréquence d'un quartz.

Le circuit 4 fait, de préférence, partie du microcontrôleur (2, figure 1) exploitant la référence de fréquence F fournie par le quartz. La représentation de la figure 3 est simplifiée et le circuit 4 comprend en pratique de nombreux autres constituants qui sont fonction de l'application mais qui ne sont pas nécessaires à l'exposé des modes de réalisation décrits.

Un quartz 1 est connecté, par ses deux électrodes 11 et 13, à deux bornes 41 et 43 d'entrée du circuit 4. Chaque borne 41, 43 est par ailleurs reliée, par un réseau de capacités commutables définissant une capacité réglable, respectivement 51 et 53, à la masse 47. Le cas échéant, seule une capacité réglable est prévue. Les bornes 41 et 43 sont, comme en figure 1, reliées par un amplificateur 42 alimenté par une tension Vdd (bornes 45 et 47) . La fréquence F extraite du quartz est exploitée, entre autres, par une chaîne 6 d'émission-réception radiofréquence (RF), généralement intégrée dans le circuit 4 ou montée sur une même plaquette de circuit imprimé que le circuit 4.

Les capacités 51 et 53 sont, de préférence, réglables numériquement par un mot M de b bits fourni par un circuit de commande 7 (CTRL). Par exemple, à la mise sous tension du système, Le circuit 7 exploite le contenu d'une mémoire 8 non volatile dans laquelle est stocké un code de commande des capacités 51 et 53 en fonction de la calibration initiale réalisée pour le quartz 1.

La figure 4 illustre, de façon très schématique, un exemple de réalisation d'une capacité variable 51 ou 53.

La capacité 51 ou 53 comporte un réseau parallèle de b associations en série d'un condensateur Cl, ..., Cb avec un interrupteur Kl, ..., Kb, entre les bornes (45 et 41, ou 43 et 47) de la capacité 51, 53. Un condensateur CO non commutable est de préférence également en parallèle avec l'ensemble. Chaque bit du mot M de b bits commande un des interrupteurs K en fermeture ou ouverture afin d'insérer le condensateur correspondant dans le

B16758 - 17-GR2-0822 chemin électrique. A titre d'exemple particulier de réalisation, le condensateur CO présente une capacité de l'ordre de 8 pF et la capacité équivalente des condensateurs Cl à Cb varie de 0 à 4 pF.

Selon le mode de réalisation décrit, les capacités commutables sont utilisées, à chaque activation/arrêt de la chaîne radiofréquence 6 pour compenser une dérive attendue de la fréquence en raison de la variation de température.

Cette compensation exploite l'allure (figure 2) d'évolution de la fréquence au cours du temps par suite de l'activation de la chaîne d'émission radiofréquence, de sorte à faire varier la fréquence de manière opposée à la variation due à la température et ainsi en annuler les effets.

Grâce au caractère reproductible de cette évolution, on effectue, lors de la conception du système, une modélisation de la correction à apporter en fonction du temps. Cette modélisation peut être effectuée de façon particulièrement simple en mettant sous tension un système test, et en mesurant la variation de fréquence F en fonction du temps par suite de l'allumage de la chaîne d'émission. On détermine alors la correction à apporter au niveau des capacité 51 et 53 pour maintenir une fréquence F stable pendant cette période. Cette modélisation fournit une table V (figure 3) de valeurs (mots binaires) de correction que l'on stocke dans la mémoire non volatile 8 de tous les circuits fabriqués conformément au système testé.

En supposant que l'évolution de la fréquence en fonction du temps est sensiblement la même quelle que soit la température initiale Ti du circuit (le delta de température Tf-Ti est toujours le même, de même que l'intervalle t2-t0) , il suffit de connaître la température initiale Ti du circuit au moment de l'allumage de la chaîne radiofréquence pour être en mesure d'apporter, de façon simple et sans mesure ultérieure de température, la correction requise.

On tire ici profit de la présence, dans la plupart des circuits exploitant un quartz, d'un capteur d'une information représentative de la température qui est généralement utilisé pour

B16758 - 17-GR2-0822 la calibration initiale du quartz, c'est-à-dire la correction à apporter pour ramener, à la mise sous tension du système, la fréquence Fi à la fréquence Fn (écart x, figure 2).

Il est possible d'affiner la correction apportée en fonction de la température initiale lors de l'activation de la chaîne radiofréquence. En effet, la variation en ppm/°C de la fréquence est parfois plus importante pour des températures extrêmes.

La figure 5 illustre un exemple de sensibilité en fréquence d'un quartz non compensé en température en fonction de la température.

La figure 5 prend pour exemple, un quartz connu sous la dénomination AT et une plage maximale de fonctionnement de -40 °C à +125°C. On s'aperçoit que la variation de la fréquence en ppm/°C est moindre dans la plage de températures allant de 0 à +40°C qu'en dehors de cette plage. Alors que cette variation n'est que de quelques ppm (par exemple moins de 5 ppm) dans l'ensemble de la plage allant de 0 à +40°C, la sensibilité est de l'ordre de 0,5 ppm/°C hors de cette plage.

En présence d'un quartz de ce type, on prévoit de préférence trois tables de valeurs de correction, obtenues par modélisation lors d'un test dans les trois situations de température initiale, par exemple en dessous de 0°C, à température ambiante de l'ordre de 25°C et au-dessus de 40 °C.

Selon une variante de réalisation, la ou les tables de correction sont remplacées par un polynôme, fournissant le mot binaire M de commande en fonction du temps t. Toutefois, la table de correspondance constitue un mode de réalisation préféré pour sa simplicité dans un réglage numérique.

Selon une autre variante de réalisation, les capacités commutables 51 et 53 sont remplacées par, ou sont associées à, des résistances commutables. On peut en effet trouver dans certaines réalisations un ajustement en fréquence du quartz par des éléments résistifs ou résistifs et capacitifs. Les modes de

B16758 - 17-GR2-0822 réalisation décrits se transposent sans difficultés à de telles réalisations.

La modélisation effectuée lors de l'activation de la source radiofréquence est également de préférence effectuée lors de son extinction. Ainsi, on dispose de deux modèles de correction temporelle de la fréquence respectivement à l'activation et à l'extinction de la source radiofréquence. On notera cependant que le plus important est une réaction rapide à l'augmentation de température afin que la transmission des données s'effectue à une fréquence stable. Il n'est pas forcément gênant que la récupération de la fréquence initiale Fi prenne plus de temps après la désactivation, c'est-à-dire après l'émission, pourvu que cette fréquence soit atteinte au plus tard à la prochaine période d'émission. En particulier, on a illustré en figure 2, un décalage entre la diminution de température et la diminution de fréquence mais on pourra, dans la loi de compensation, prévoir une correction différente de l'inverse de la diminution de fréquence de la figure 2 pourvu que la fréquence soit corrigée au moins pendant la période d'émission.

Un avantage des réalisations, selon le premier aspect ci-dessus, est que tous les composants requis pour la compensation temporelle en température proposée sont présents dans les circuits existants utilisant un quartz pour des émissions radiofréquence. Ainsi, la mise en oeuvre des solutions décrites ne requiert pas de modification matérielle du système et est donc peu onéreuse à mettre en oeuvre.

Un autre avantage est que l'on s'affranchit d'une mesure dynamique de la température du quartz. En effet, on tire profit du fait que, bien que la réponse d'un quartz à des variations de température soit difficile à connaître de façon précise, le caractère reproductible temporellement de l'évolution de la fréquence suite à l'échauffement, permet une modélisation fiable sans mesure de température. Le déclenchement de la compensation est effectué par une activation de l'émission. Le fait d'effectuer

B16758 - 17-GR2-0822 la modélisation par rapport au temps et non par rapport à la température rend ici cette modélisation possible et fiable.

Dans le cas pris pour exemple d'une commutation binaire des capacités qui pourrait être vue comme engendrant un problème en particulier au passage du bit de poids fort du mot de commande (par exemple de 31 à 32 pour un mot de 6 bits), l'effet est en fait compensé par la constante de temps du quartz qui filtre le saut en fréquence qui pourrait autrement se produire.

La précision de l'ajustement réalisé au cours du temps par application de la modélisation illustrée par la figure 2 dépend de la résolution d'ajustement des capacités 51 et 53, donc du nombre b de bits d'ajustement.

Par exemple, avec un quartz ayant une sensibilité moyenne de l'ordre de 0,5 ppm/°C (en pratique légèrement inférieure 0,5 ppm/°C en prenant l'exemple de la figure 5 à cause de la plage de 0 à +40°C), la résolution du réglage opéré par un mot de 6 bits (6 condensateurs commutables dans chaque capacité 51 et 53), est de l'ordre de 1 ppm/bit.

Une telle résolution est généralement admise pour la correction statique à la mise sous tension du circuit. Toutefois, elle n'est pas suffisante pour une compensation de la variation de température par suite de l'activation d'une chaîne radiofréquence générant plusieurs centaines de milliwatts, comme dans une application LoRa. En effet, dans une telle application, on recherche une précision d'ajustement de l'ordre de 0,15 ppm, c'est-à-dire être capable de maintenir la fréquence F dans une plage de +/- 0,15 ppm.

Selon un mode de réalisation, on accroît la résolution des capacités 51 et 53 au prix d'un bus de commande plus important (sur 10 bits en reprenant l'exemple ci-dessus) et d'une augmentation du nombre de condensateurs commandables (de 6 à 10) dans chaque capacité 51, 53.

Selon un deuxième aspect de la présente description, on prévoit une commande particulière des capacités commutables permettant d'accroître fonctionnellement la résolution du

B16758 - 17-GR2-0822 réglage. En d'autres termes, on prévoit de fournir une précision

t) de l'ajustement de la fréquence du quartz supérieure a 2 , ou b représente le nombre de condensateurs commutables des capacités 51 et 53.

Pour cela, on prévoit, pour chaque bit, une commande impulsionnelle de largeur variable en fonction de la précision supplémentaire souhaitée par rapport à la granularité de réglage des capacités 51, 53, c'est-à-dire de la variation en fréquence apportée par chaque bit.

On tire ici profit de l'amortissement apporté par le quartz et les capacités 51 et 53 sur l'augmentation (ou la diminution) de la fréquence, c'est-à-dire du temps de réponse du quartz.

Les figures 6A et 6B illustrent un mode de mise en oeuvre d'un procédé d'ajustement de la fréquence d'un quartz par capacité commutable.

Comme pour le premier aspect, la solution décrite se transpose à un ajustement par résistances commutables ou mixte.

Ces figures illustrent la variation de la fréquence en fonction du temps dans deux exemples de commande avec un même mot binaire M, c'est-à-dire une commutation du ou des mêmes condensateurs de la capacité 51 et/ou 53.

La figure 6A illustre le passage d'une fréquence Fl à une fréquence F2 par un incrément d'un bit du mot M de commande des capacités 51 et 53. Ici, on suppose que la commutation est maintenue. Ainsi, l'incrément en fréquence correspond, en reprenant l'exemple sur 6 bits mentionné précédemment, à 1 ppm, ce qui représente l'écart entre les fréquences Fl et F2. Comme l'illustre la figure 6A, le passage de la fréquence Fl à la fréquence F2 n'est pas brusque lors de la commutation (instant t6) mais est amorti par le temps de réponse du quartz associé aux capacités 51 et 53. C'est ce phénomène que l'on utilise pour accroître la résolution et permettre une meilleure précision.

La figure 6B illustre le passage d'une fréquence Fl à une fréquence Fl+Δ intermédiaire entre les fréquences Fl et F2.

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La commande (mot M) est ici modulée en largeur d'impulsion afin non seulement d'arrêter l'augmentation de fréquence quand la valeur Fl+Δ est atteinte, mais également pour maintenir la fréquence autour de la valeur Fl+Δ avec la précision souhaitée (0,15 ppm dans cet exemple). En pratique, cela se traduit par une impulsion de commande plus large au départ (ou une fréquence d'impulsion plus élevée) de façon à faire croître la fréquence à la valeur Fl+Δ souhaitée, puis à des impulsions de largeurs plus faible pour maintenir cette fréquence autour de la consigne.

La fréquence des impulsions de commande conditionne l'oscillation autour de la fréquence Fl+Δ de consigne. On tire profit du fait que la réponse temporelle du quartz à une variation de capacité est déterministe pour fixer cette fréquence. Par exemple, en supposant que le temps de réponse d'un quartz à 32 MHz (fréquence nominale) est de l'ordre de la centaine de microsecondes pour une augmentation de 1 ppm (32 kHz) , une fréquence de l'ordre de 3 MHz pour les impulsions de découpage des commandes des réseaux capacitifs permet une résolution de l'ordre de 0,1 ppm.

Une réalisation selon le deuxième aspect présente l'avantage de pouvoir se contenter de mots binaires sur un nombre plus réduit de bits, donc de capacités réglables plus simples tout en autorisant une précision et une résolution plus élevée que celle donnée par le seul nombre de bits.

Un avantage est que cela permet d'accroître la résolution et stabilité d'un circuit existant sans qu'il soit nécessaire d'en modifier la structure.

Les modes de réalisation décrits selon le deuxième aspect sont particulièrement intéressants en étant combinés avec le premier aspect. En effet, la connaissance du modèle d'augmentation de la fréquence en fonction du temps selon le premier aspect exploite la même grandeur (le temps) que celle conditionnant les valeurs de fréquence dans le deuxième aspect.

Cependant, on notera que les modes de réalisation décrits en relation avec le deuxième aspect s'appliquent plus

B16758 - 17-GR2-0822 généralement à tout ajustement en fréquence d'un quartz par réseau commutable de capacités et/ou de résistances, par exemple par suite d'une mesure de la température du quartz, ou pour la calibration initiale de l'oscillateur à quartz.

A titre d'exemple particulier de réalisation, un système tel que décrit ci-dessus est mis en oeuvre avec, comme microcontrôleur, un microcontrôleur faisant partie d'une catégorie de microcontrôleurs connus sous la désignation commerciale STM32.

Un avantage des deux aspects décrits est que leur mise en oeuvre est compatible avec une mise en oeuvre logicielle et ne requiert alors aucune modification matérielle. Ainsi, selon un mode de réalisation, on utilise les fonctions matérielles existantes d'un microcontrôleur.

Un autre avantage des modes de réalisation décrits est qu'ils sont compatibles avec toute autre solution de compensation de la dérive en température d'une fréquence fournie par un quartz. En particulier, ils peuvent venir en complément de ces autres solutions.

Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits, ces divers modes de réalisation et variantes étant combinables. Diverses modifications apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, le choix des largeurs d'impulsions et de leur fréquence dans le deuxième aspect dépend de l'application. De plus, tout ce qui a été décrit en relation avec une augmentation de la température se transpose sans difficulté à une diminution de la température. Par ailleurs, le choix du nombre de tables de valeurs de correction dans le premier aspect dépend de la modélisation réalisée à la conception. On notera que le temps requis pour cette modélisation est parfaitement compatible avec une réalisation industrielle dans la mesure où, grâce au caractère reproductible du comportement d'un quartz à une évolution de la température, l'analyse temporelle effectuée à la conception est suffisamment fiable. On notera que, bien que les modes de réalisation aient été décrits plus particulièrement en relation

B16758 - 17-GR2-0822 avec l'exemple de la norme LoRa, ils se transposent plus généralement à toute application dans laquelle des problèmes similaires se posent, notamment pour des systèmes où l'on assiste à des augmentations de températures reproductibles et 5 modélisables. En outre, bien que le premier aspect soit de préférence mis en oeuvre avec un réseau de capacités ou de résistances commutables, une réalisation par capacité variable analogique (varicap) n'est pas exclue, en particulier si la fonction de correction est un polynôme. Enfin, la mise en oeuvre 10 pratique des modes de réalisation qui ont été décrits est à la portée de l'homme du métier en utilisant les indications fonctionnelles données ci-dessus.

Claims

1. Procédé de commande d'un oscillateur à quartz (1) relié à un circuit électronique (2, 4) , dans lequel au moins un élément capacitif (51, 53) ou résistif d'ajustement de la fréquence du quartz est, à l'activation ou désactivation d'une fonction (6) du circuit, commandé en fonction d'un modèle d'une évolution attendue de la température du quartz.

2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel ledit modèle est appliqué à une température initiale (Ti) mesurée lors de l'activation ou désactivation de la fonction (6).

3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel ledit modèle est représenté par une table de valeurs de commande dudit élément capacitif (51, 53) ou résistif.

4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel ledit élément est un réseau de capacités commutables (51, 53).

5. Procédé selon la revendication 4, dans lequel ledit réseau (51, 53) est commandé en modulation de largeur d'impulsions.

6. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel ledit modèle est obtenu par mesure de l'évolution de la fréquence fournie par le quartz (1) par suite de l'activation ou désactivation de ladite fonction (6).

7. Procédé selon la revendication 6, dans lequel ladite mesure de l'évolution de la fréquence est effectuée sur un circuit test.

8. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, dans lequel ladite fonction (6) est une fonction d'émission radiofréquence.

9. Procédé selon la revendications 8, dans lequel la fonction d'émission respecte la norme LoRa.

10. Dispositif électronique comportant un circuit (2, 4) et un quartz (1), configuré pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 9.

B16758 - 17-GR2-0822

11. Dispositif selon la revendication 9, dans lequel ledit circuit est un microcontrôleur.

B16758 17-GR2-0822

1/4

7ΎΓ

Figl

7T7

Fig 3

B16758 17-GR2-0822

2/4

Fig 4

B16758 17-GR2-0822

3/4

Fig 5

B16758 17-GR2-0822

4/4 * t

Fig 6B

RÉPUBLIQUE FRANÇAISE

N° d'enregistrement national

FA 849332

FR 1761611 irai — I INSTITUT NATIONAL

DE LA PROPRIÉTÉ

INDUSTRIELLE

RAPPORT DE RECHERCHE PRÉLIMINAIRE établi sur la base des dernières revendications déposées avant le commencement de la recherche

EPO FORM 1503 12.99 (P04C14)

DOCUMENTS CONSIDÉRÉS COMME PERTINENTS Revend ication(s) concernée(s) Classement attribué à l'invention par ΙΊΝΡΙ Catégorie Citation du document avec indication, en cas de besoin, des parties pertinentes X A A US 5 204 975 A (SHIGEMORI MIKIO [JP]) 20 avril 1993 (1993-04-20) * colonne 2, ligne 32 - colonne 3, ligne 22; figure 2 * * colonne 5, ligne 63 - colonne 6, ligne 63; figures 4,5 * US 7 868 710 Bl (FARAHVASH SHAYAN [US] ET AL) 11 janvier 2011 (2011-01-11) * colonne 4, ligne 40 - colonne 8, ligne 67; figures 1-3 * * colonne 9, ligne 39 - colonne 10, ligne 20; figure 5 * TRAN TRONG-HIEU ET AL: A Low-ppm Digitally Controlled Crystal Oscillator Compensated by a New 0.19-mm2 Time-Domain Température Sensor, IEEE SENSORS JOURNAL, IEEE SERVICE CENTER, NEW YORK, NY, US, vol. 17, no. 1, 1 janvier 2017 (2017-01-01), pages 51-62, XP011636535, ISSN: 1530-437X, D0I: 10.1109/JSEN.2016.2623744 [extrait le 2016-12-08] * Section: III.B. Digital-Compensated Crystal Oscillator (DCXO); figures 9-13 * 1-11 1-11 1-11 H03L1/02 H03B5/08 H03B5/04 H03H9/19 DOMAINES TECHNIQUES RECHERCHÉS (IPC) H03L H03B Date d'achèvement de la recherche Examinateur 10 août 2018 Aouichi, Mohamed CATÉGORIE DES DOCUMENTS CITÉS T : théorie ou principe à la base de l'invention E : document de brevet bénéficiant d'une date antérieure X : particulièrement pertinent à lui seul à la date de dépôt et qui n'a été publié qu'à cette date Y : particulièrement pertinent en combinaison avec un de dépôt ou qu'à une date postérieure. autre document de la même catégorie D ; cité dans la demande A : arrière-plan technologique L : cité pour d'autres raisons O : divulaation non-écrite P : document intercalaire & : membre de la même famille, document correspondant

ANNEXE AU RAPPORT DE RECHERCHE PRÉLIMINAIRE

RELATIF A LA DEMANDE DE BREVET FRANÇAIS NO. FR 1761611 FA 849332

La présente annexe indique les membres de la famille de brevets relatifs aux documents brevets cités dans le rapport de recherche préliminaire visé ci-dessus.

Les dits membres sont contenus au fichier informatique de l'Office européen des brevets à la date du 10 -08 -2ü 18

Les renseignements fournis sont donnés à titre indicatif et n'engagent pas la responsabilité de l'Office européen des brevets, ni de l'Administration française