FR2924541A1 - Systemes, methodes et appareils pour emetteurs polaires lineaires - Google Patents
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Abstract
Il est décrit des systèmes et des méthodes destinés à proposer un émetteur polaire linéaire. Les systèmes et les méthodes peuvent comprendre la génération d'un signal d'amplitude d'entrée et d'un signal de phase d'entrée, où le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont des composantes orthogonales d'un signal d'entrée et où le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont générés sur les première et deuxième voies de signal respectives. Les systèmes et méthodes peuvent également comprendre le traitement du signal d'amplitude d'entrée sur la première voie de signal en utilisant un signal d'erreur d'amplitude afin de générer un signal d'amplitude préaccentué et le traitement d'un signal de phase d'entrée sur la deuxième voie de signal en utilisant un signal d'erreur de phase afin de générer un signal de phase préaccentué. Les systèmes et méthodes peuvent également comprendre l'envoi du signal d'amplitude préaccentué sur la première voie de signal et du signal de phase préaccentué sur la deuxième voie de signal à un amplificateur de puissance afin de générer un signal de sortie, où le signal d'erreur d'amplitude est généré à partir d'une comparaison d'au moins une portion d'amplitude du signal de sortie avec le signal d'amplitude préaccentué et où le signal d'erreur de phase est généré à partir d'une comparaison d'au moins une portion de phase du signal de sortie avec le signal de phase préaccentué.
Description
SYSTEMES, METHODES ET APPAREILS POUR EMETTEURS POLAIRES LINEAIRES
Domaine de l'invention [0001] L'invention concerne en général les émetteurs polaires linéaires et plus particulièrement les systèmes, les méthodes et les appareils destinés à l'amélioration des performances des amplificateurs de puissance à fréquence radio (ou RF pour en anglais Radio Frequency ). Solution de l'art antérieur [0002] Dans les émetteurs portables sensibles aux coûts, les compromis en terme de performance doivent être gérés avec prudence afin d'obtenir une efficacité élevée et une puissance de sortie importante au gain et à la linéarité souhaités. Avec un amplificateur de puissance ou PA (pour en anglais Power Amplifier ) intrinsèquement non linéaire seul, l'unique manière d'obtenir un meilleur fonctionnement linéaire est de restreindre la plage dynamique des signaux à une petite partie de la capacité globale du PA. Malheureusement, une telle restriction de la plage dynamique afin d'obtenir un fonctionnement plus linéaire est assez inefficace, car elle requiert la construction d'un amplificateur qui soit de taille plus importante et consomme davantage d'énergie. [0003] En raison de l'exigence d'une augmentation des vitesses de transmission des données et de la capacité de communication, le GSM (pour en anglais Global System for Mobile Communication ou en français Système mondial de communication mobile) à débit amélioré ou EDGE (pour en anglais Enhanced Data rate for GSM Evolution ) a été introduit dans les spécifications et l'infrastructure GSM existantes. Le GSM se fonde sur un schéma de modulation à enveloppe constante de décalage de fréquence à minimum gaussien ou GMSK (pour en anglais Gaussian Minimum Shift Keying ), tandis que l'EDGE se fonde sur un schéma de modulation à enveloppe variable de décalage à 8 phases à un décalage de 3n/8 ou 8-PSK (pour en anglais Phase Shift Keying ), principalement afin d'améliorer l'efficacité spectrale. Du fait de ce schéma de modulation. à enveloppe variable, les émetteurs EDGE sont plus sensibles aux non linéarités des PA, ce qui peut affecter de manière significative et négative la performance d'un combiné EDGE. En conséquence, les émetteurs EGDE nécessitent une amplitude et un contrôle de phase précis avec des blocs supplémentaires afin de compenser la distorsion provoquée par les caractéristiques non linéaires des PA et la variation de l'enveloppe non constante. [0004] Afin d'offrir des transmissions de signaux efficacement amplifiés, de nombreuses architectures d'émetteurs polaires ont été proposées sous la forme soit d'une boucle ouverte avec schéma de prédistortion numérique ou d'une boucle fermée avec un schéma de retour analogique. Tout d'abord, dans la boucle ouverte conventionnelle avec schéma de prédistortion numérique, le PA se caractérise par les données d'étalonnage comprenant la puissance, la température et la fréquence.
Les données d'étalonnage sont ensuite stockées dans des tableaux de conversion. Les bons coefficients pour les conditions de service issus du tableau de conversion sont sélectionnés par logique numérique et appliqués pour la prédistortion. La linéarisation fondée sur le processeur de signal numérique ou DSP (pour en anglais Digital Signal Processor ) peut fournir un fonctionnement stable, précis, ainsi qu'une modification aisée par la puissance de la programmation logicielle. Cependant, cette technique nécessite un étalonnage long sur la chaîne de production afin de compenser les variations de pièce à pièce et ne peut pas corriger facilement les effets de vieillissement du système. Dans le cas de l'utilisation d'une voie destinée à refléter les changements en sortie de PA pour la linéarisation, les circuits deviennent grands et coûteux et consomment une quantité considérable d'énergie en courant continu ou DC (pour en anglais Direct Current ). [0005] Ensuite, un contrôle à réaction d'enveloppe à boucle polaire est en général utilisé pour une linéarisation analogique. Dans une telle structure de contrôle à réaction, un récepteur précis doit être inclus dans l'émetteur et la bande passante de la boucle de contrôle doit être largement supérieure à la bande passante du signal. De plus, la caractéristique de réduction de gain intrinsèque dans la réaction négative peut provoquer une grave restriction pour les amplificateurs qui ne présentent pas un gain de transmission suffisant. Par ailleurs, les systèmes à boucles polaires conventionnels renvoient à la fois la distorsion et la puissance du signal, réduisant ainsi la stabilité des systèmes à boucles polaires. De même, les amplificateurs de puissance utilisés dans ces systèmes de modulation polaires conventionnels fonctionnent à des modes de commutation extrêmement non linéaires pour l'efficacité de sorte que l'annulation des composantes de distorsion d'ordre élevé devient plus importante. Exposé de l'invention [0006] Les modes de réalisation de l'invention peuvent fournir un émetteur polaire linéaire analogique en utilisant une prédistortion récursive orthogonale multivoie. Cet émetteur peut fonctionner en mode basse puissance et atteindre une bande passante supérieure en renvoyant les composantes de distorsion d'ordre impair à basse fréquence (c'est-à-dire l'écart par rapport au gain linéaire). En outre, les composantes de distorsion peuvent ne pas être ajoutées au signal d'entrée en tant que retour, mais peuvent plutôt être utilisées afin de préaccentuer le signal d'entrée d'une manière multiplicatrice. En particulier, les composantes de distorsion d'ordre impair à basse fréquence peuvent générer des termes de distorsion en bande d'ordre impair lorsqu'elles sont multipliées par le signal fondamental.
Par conséquent, une telle architecture peut être, de manière inhérente, plus stable que les systèmes de boucles polaires additifs conventionnels. [0007] Selon un mode de réalisation de l'invention, il existe une méthode destinée à fournir un émetteur polaire linéaire. La méthode peut comprendre la génération d'un signal d'amplitude d'entrée et d'un signal de phase d'entrée, où le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont des composantes orthogonales d'un signal d'entrée et où le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont générés sur les première et deuxième voies de signal respectives, le traitement du signal d'amplitude sur la première voie de signal en utilisant un signal d'erreur d'amplitude afin de générer un signal d'amplitude préaccentué, et le traitement du signal de phase d'entrée sur la deuxième voie de signal en utilisant un signal d'erreur de phase afin de générer un signal de phase préaccentué. La méthode peut en plus comprendre la proposition du signal d'amplitude préaccentué sur la première voie de signal et du signal de phase préaccentué sur la deuxième voie de signal à un amplificateur de puissance afin de générer un signal de sortie, où le signal d'erreur d'amplitude est généré à partir d'une comparaison d'au moins une portion d'amplitude du signal de sortie avec le signal d'amplitude préaccentué et où le signal d'erreur de phase est généré à partir d'une comparaison d'au moins une portion de phase du signal de sortie avec le signal de phase préaccentué. [0008] Selon un autre mode de réalisation de l'invention, il existe un système pour un émetteur polaire linéaire. Le système peut comprendre un signal d'amplitude d'entrée et un signal de phase d'entrée, où le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont des composantes orthogonales d'un signal d'entrée et où le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont fournis sur les première et deuxième voies de signal respectives. Le système peut également comprendre un premier module de prédistortion qui traite le signal d'amplitude d'entrée sur la première voie de signal en utilisant un signal d'erreur d'amplitude inverse afin de générer un signal d'amplitude préaccentué, et un deuxième module de prédistortion qui traite le signal de phase d'entrée sur la deuxième voie de signal en utilisant un signal d'erreur de phase inverse afin de générer un signal de phase préaccentué. Le système peut en outre comprendre un amplificateur de puissance qui reçoit le signal d'amplitude préaccentué sur la première voie de signal et le signal de phase préaccentué sur la deuxième voie de signal et génère un signal de sortie sur la base du signal d'amplitude préaccentué et du signal de phase préaccentué, où le signal d'erreur d'amplitude est généré à partir d'une comparaison d'au moins une portion d'amplitude d'un signal de sortie avec le signal d'amplitude préaccentué et où le signal d'erreur de phase est généré à partir d'une comparaison d'au moins une portion de phase du signal de sortie avec le signal de phase préaccentué. [0009] Selon encore un autre mode de réalisation de l'invention, il existe un système pour un émetteur polaire linéaire. Le système peut comprendre un signal d'amplitude d'entrée et un signal de phase d'entrée, où le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont. des composantes orthogonales d'un signal d'entrée et où le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont fournis sur les première et deuxième voies de signal respectives. Le système peut également comprendre un premier moyen destiné à traiter le signal d'amplitude d'entrée sur la première voie de signal en utilisant un signal d'erreur d'amplitude inverse afin de générer un signal d'amplitude préaccentué, et un deuxième moyen destiné à traiter le signal de phase d'entrée sur la deuxième voie de signal en utilisant un signal d'erreur de phase inverse afin de générer un signal de phase préaccentué. Le système peut en outre comprendre un amplificateur de puissance qui reçoit le signal d'amplitude préaccentué sur la première voie de signal et le signal de phase préaccentué sur la deuxième voie de signal et génère un signal de sortie sur la base du signal d'amplitude préaccentué et du signal de phase préaccentué, où le signal d'erreur d'amplitude est généré à partir d'une comparaison d'au moins une portion d'amplitude du signal de sortie avec le signal d'amplitude préaccentué et où le signal d'erreur de phase est généré à partir d'une comparaison d'au moins une portion de phase du signal de sortie avec le signal de phase préaccentué.
Liste des figures [0010] L'invention ayant été ainsi décrite en termes généraux, il va maintenant être fait référence aux dessins joints qui ne sont pas nécessairement à l'échelle et dans lesquels : [0011] les figures lA et 1B représentent des organigrammes fonctionnels d'un système d'émetteur polaire selon un mode de réalisation de l'invention. [0012] la figure 2 représente une boucle de correction d'erreur d'amplitude selon un mode de réalisation de l'invention. [0013] la figure 3 représente la boucle de correction d'erreur de phase selon un mode de réalisation de l'invention. [0014] la figure 4 représente le schéma de modulation d'amplitude selon un mode de réalisation de l'invention. [0015] la figure 5 représente le schéma de modulation de phase selon un mode de réalisation de l'invention. [0016] les figures 6A et 6B représentent les caractéristiques d'amplificateur de puissance (PA) simulées sans prédistortion et avec prédistortion, respectivement, selon un mode de réalisation de l'invention. [0017] les figures 7A et 7B représentent les résultats de constellation simulés d'un signal EDGE sans prédistortion (EVMrms : 15,6%, EVMmax : 24,4%) et avec prédistortion (EVMrms : 3,4%, EVMmax : 4,9%), selon un mode de réalisation de l'invention. [0018] la figure 8 représente les résultats spectraux simulés d'un signal EDGE (Pout_PDoff = 21 dBm et Pout PDon = 26 dBm), selon un mode de réalisation de l'invention. [0019] la figure 9 représente une plateforme de prototypage pour un exemple de vérification d'architecture d'émetteur selon un mode de réalisation de l'invention. Description détaillée [0020] L'invention va maintenant être décrite ci-après de manière plus complète en faisant référence aux dessins joints dans lesquels certains, mais non la totalité, des modes de réaLisation de l'invention sont présentés. En effet, ces inventions peuvent être réalisées sous de nombreuses formes différentes et ne doivent pas être considérées comme limitées aux modes de réalisation exposés ici ; ces modes de réalisation sont au contraire fournis de façon que la présente description respecte les exigences légales applicables. Les numéros identiques font référence à des éléments identiques tout au long de la présente description. [0021] Les modes de réalisation de l'invention peuvent proposer des émetteurs polaires linéaires qui sont fondés sur une technique de modulation polaire utilisant deux voies respectives pour l'amplitude et la phase, et une technique de linéarisation par prédistortion récursive orthogonale analogique. La technique de modulation polaire peut améliorer la durée de vie de la batterie en adaptant de manière dynamique le niveau de biais d'un amplificateur de puissance. De plus, la prédistortion récursive orthogonale analogique peut permettre une correction essentiellement instantanée des erreurs d'amplitude et de phase dans un amplificateur de puissance (PA) à fréquence radio (RF), améliorant ainsi l'efficacité et la capacité de puissance de sortie linéaire du PA. En outre, les modes de réalisation de l'invention peuvent utiliser des composantes de distorsion d'ordre pair afin de préaccentuer le signal d'entrée de manière multiplicatrice, ce qui permet la correction des distorsion qui peuvent survenir dans la bande passante de la boucle de correction, y compris les effets de mémoire d'enveloppe. [0022] La figure lA représente un organigramme fonctionnel simplifié d'un exemple de système d'émetteur polaire 100 selon un mode de réalisation de l'invention.
Ainsi qu'indiqué sur la figure 1A, le système d'émetteur polaire 100 peut comprendre un module de contrôle et de modulation de bande de base 102, des convertisseurs numérique-analogique (ou CAN) 104a et 104b, un module modulateur de phase 106, un module de prédistortion d'amplitude 108, un module de contrôle de puissance d'amplificateur ou APC (pour en anglais Amplifier Power Control ) 110, un module amplificateur de puissance 112, un module de détection d'erreur de modulation d'amplitude 114 et un module de détection d'erreur de modulation de phase 116. Lors du fonctionnement du système d'émetteur polaire 100, le module de contrôle et de modulation de bande de base 102 peut générer deux signaux d'entrée orthogonaux, l'un représentant l'amplitude et l'autre représentant la phase du signal d'entrée, qui sont envoyés respectivement aux convertisseurs numérique-analogique (CAN) 104a et 104b. Les deux signaux d'entrée numériques de bande de base peuvent être synchronisés selon un mode de réalisation de l'invention. On reconnaîtra que si les deux signaux d'entrée orthogonaux sont associés à l'amplitude et à la phase, respectivement, d'autres modes de réalisation de l'invention peuvent utiliser des composantes I et Q pour un système cartésien. De plus, d'autres signaux d'entrée orthogonaux peuvent également être utilisés sans s'éloigner des modes de réalisation de l'invention. [0023] Le signal d'amplitude analogique xA(t) à la sortie du CAN 104a peut être envoyé au module de prédistortion d'amplitude 118 en tant que signal d'amplitude d'entrée.
De même, le signal de phase analogique xp(t) à la sortie du CAN 104b est envoyé au module de modulation de phase 106 afin de convertir en élevant la fréquence (ou upconvert en anglais) le signal de modulation de phase analogique xp(t) à partir d'un signal de bande de base en un signal RF rxp(t). Le signal d'amplitude d'entrée obtenu rxp(t) peut alors être envoyé au module de prédistortion de phase 120. [0024] Le module de prédistortion d'amplitude 118 et le module de prédistortion de phase 120 vont maintenant être examinés concernant la figure 1B qui fournit un organigramme fonctionnel plus détaillé du système d'émetteur polaire 100 de la figure 1A. Ainsi qu'illustré, le module de prédistortion d'amplitude 118 peut être un multiplicateur et le module de prédistortion 118 peut être un circuit de combinaison de phase. Selon un mode de réalisation de l'invention, le multiplicateur d'amplitude pour la prédistortion d'amplitude peut être un multiplicateur de tension de cellules de Gilbert, tandis que le circuit de combinaison de phase pour la prédistortion de phase peut être un déphaseur variable à intensité contrôlée (VVP). [0025] Toujours en se référant à la figure 1B, le module de détection d'erreur de modulation d'amplitude 114 peut comprendre un atténuateur 128 avec l'atténuation de 1/al, un détecteur d'enveloppe (ou EDET pour en anglais Envelope Detector ) 130 et une fonction de prédistortion d'amplitude 132. Le module de détection d'erreur de modulation de phase 116 peut comprendre un limiteur 134 et une fonction de prédistortion de phase 136. Le module amplificateur de puissance 112 comprend un amplificateur de puissance 124 ayant une fonction de transfert G{•}. De plus, le module amplificateur de puissance 112 peut comprendre en outre un ou plusieurs circuits d'équilibrage d'entrée ou IM (pour en anglais Input Matching ) 122 et un ou plusieurs circuits d'équilibrage de sortie ou 0M (pour en anglais Output Matching ) 126. Le circuit IM 122 peut assurer l'équilibrage d'impédance à l'entrée de l'amplificateur de puissance 124, tandis que le circuit 0M 126 peut assurer l'équilibrage d'impédance à la sortie de l'amplificateur de puissance 124. [0026] Ainsi que cela sera également décrit plus en détails ci-dessous, le module de prédistortion d'amplitude 118 et le module de prédistortion de phase 120 peuvent être opératoires afin de préaccentuer le signal d'amplitude de bande de base xA(t) et le signal RF à modulation de phase rxp(t), respectivement. En particulier, l'entrée de signal d'amplitude xA(t) peut être préaccentuée par un signal d'erreur d'amplitude inverse eA(t) à partir du module de détection d'erreur de modulation d'amplitude 114, produisant un signal d'amplitude préaccentuée zA(t). En conséquence, la sortie zA(t) peut contenir le terme fondamental de l'entrée xA(t) ainsi que les termes de distorsion d'intermodulation (ou IMD pour en anglais Intermodulation Distortion ) d'ordre impair inverse de la sortie yA(t), tel que l'IMD de troisième ordre, l'IMD de cinquième ordre, et l'équivalent. Les termes de distorsion d'amplitude inverse peuvent être utilisés dans le module amplificateur de puissance 112 afin de compenser les distorsions d'amplitude de la sortie du PA ry(t). [0027] Afin de produire le signal d'erreur d'amplitude inverse eA(t), le module de détection d'erreur de modulation d'amplitude 114, et en particulier la fonction de prédistortion d'amplitude 132, procède en général à une comparaison de la sortie zA(t) du module de prédistortion 118 avec la sortie détectée par diode yA(t) du module amplificateur de puissance 112. Par exemple, la comparaison de la sortie zA(t) du module de prédistortion d'amplitude 118 avec la sortie détectée par enveloppe yA(t) de la sortie du PA ry(t) par un détecteur d'enveloppe à diode 130 peut être mise en oeuvre par un circuit diviseur d'intensité. En divisant le signal zA(t) par le signal yA(t), les termes de distorsion d'ordre impair, qui sont situés à proximité du terme fondamental, sont convertis en termes de distorsion d'ordre impair inférieur. Le signal d'erreur d'amplitude inverse eA(t) peut comprendre le gain d'amplitude inverse du module amplificateur de puissance 112. Le signal d'erreur d'amplitude inverse eA(t) peut également comprendre des termes de distorsion d'intermodulation d'ordre pair, à basse fréquence, éliminant de la bande passante requise les composantes intervenant dans la boucle de correction d'erreur d'amplitude. [0028] De même, l'entrée de signal RF à modulation de phase rxp(t) peut être préaccentuée par un signal d'erreur de phase inverse ep(t) provenant du module de détection d'erreur de modulation de phase 116, produisant un signal RF à prédistortion de phase rzp(t). En conséquence, la sortie rzp (t) peut contenir le terme fondamental de l'entrée rxp(t) ainsi que les termes de distorsion d'intermodulation d'ordre impair inverse de la sortie ryp(t), tels que l'IMD de troisième ordre, l'IMD de cinquième ordre et l'équivalent. Les termes de distorsion de phase inverse peuvent être utilisés dans le module amplificateur de puissance 112 afin de compenser les distorsions de phase de la sortie de PA ry(t). [0029] Afin de produire le signal d'erreur de phase inverse ep(t:), le module de détection d'erreur de modulation de phase 116, et en particulier, la fonction de prédistortion de phase 436, procède en général à une comparaison de la sortie rzp(t) du module de prédistortion 120 avec la sortie à amplitude limitée ryp(t) du module amplificateur de puissance 112. Par exemple, la comparaison de la sortie rzp(t) du module de prédistortion de phase 120 avec la sortie à amplitude limitée ryp(t) de la sortie de PA ry(t) au moyen d'un limiteur 134 peut être mise en oeuvre par un multiplicateur de tension de cellules de Gilbert. Lorsque des signaux d'amplitude relativement faibles sont appliqués aux bornes d'entrée du multiplicateur de tension de cellules de Gilbert, celui-ci peut se comporter comme un multiplicateur analogique. Si l'erreur de phase des entrées est proche de 90°, la valeur moyenne de la sortie peut être proportionnelle linéairement à l'erreur de phase. Le signal d'erreur d'amplitude inverse ep(t) peut comprendre l'écart de phase inverse du module amplificateur de puissance 112. Le signal d'erreur de phase inverse eA(t) peut également comprendre des termes de distorsion d'ordre impair à basse fréquence, éliminant ainsi de la bande passante requise des composantes intervenant dans la boucle de correction d'erreur de phase. [0030] Sur la figure 1B, le système d'émetteur polaire 100 propose un schéma de linéarisation afin d'examiner les changements de la sortie du PA ry(t) et de préaccentuer de manière presque instantanée le signal d'entrée xA(t) et rx(t). Plus précisément, le mécanisme de prédistortion selon un mode de réalisation de l'invention peut utiliser le signal préaccentué vers le PA 124 en tant que référence pour la prédistortion récursive de sorte que les sorties eA(t) et ep(t) des modules de détection d'erreur de modulation 114, 116 peuvent être simplement la réciproque de la fonction de transfert G{•} du PA 124. En conséquence, le calcul de la fonction de prédistortion (par exemple, FA 132, FP 136) peut être exécuté par les composantes analogues. [0031] Si les voies de modulation d'amplitude AM (pour en anglais Amplitude Modulation ) et de modulation de phase PM (pour en anglais Phase Modulation ) sont entièrement synchronisées, alors le signal d'entrée rz(t) du PA 124, qui provient de la multiplication du signal d'entrée de l'émetteur rx(t) par le signal de distorsion du PA inverse e(t), peut être défini comme suit : rz(t) = zA (t)Lrz p (t) = {xA (t) • eA (t)} L{rxP (t) + eP (t)} (1) =rx(t)•e(t), où xA(t) et rxp(t) correspondent à l'entrée d'amplitude de bande de base et l'entrée RF à modulation de phase, respectivement. De même, eA(t) et ep(t) correspondent aux sorties de la fonction de prédistortion FA{ • } 132 pour l'amplitude et Fp{ • } 136 pour la phase, respectivement. [0032] Du fait que le système 100 de la figure 1B peut être fondé sur la modulation polaire, le signal d'amplitude eA(t) et le signal de phase ep(t) du signal de distorsion du PA inverse e(t) peuvent être calculés séparément par la fonction d'amplitude FA{•} 132 et la fonction de prédistortion d'erreur de phase Fp{•} 136, respectivement. Lorsque des termes allant jusqu'au troisième ordre (K=2) dans les composantes non linéaires du PA et qu'une analyse de forme complexe sont envisagés pour des raisons de simplicité, la sortie y(t) du PA 124 peut être décrite comme suit : y(t) = rz(t) • G{zA (t)} (2) = [rx(t) • e(t)]• G{zA (t)}, K G{ZA(t)} = la2k_l • ZA 2(k-1) (t) (3) k=l e(t) = F{zA(t)}= al •G-'{zA(t)}, (4) où G{•} est la fonction de transfert d'ordre impaire du PA 124, F{•} est la fonction de prédistortion constituée de FA 132 et FP 136, et ak est le coefficient complexe kième de la fonction de transfert du PA 124. En tant que résultat issu des équations (1) à (4) ci-dessus, un signal RF amplifié de manière linéaire al.rx(t) peut simplement être produit avec cette architecture, selon un mode de réalisation de l'invention. [0033] Correction d'erreur d'amplitude. La boucle de correction d'erreur d'amplitude, qui comprend le module de détection d'erreur de modulation d'amplitude 114, va être décrite en faisant référence à la figure 2. Le signal d'erreur d'amplitude inverse eA(t) peut être obtenu par comparaison de la sortie zA(t) d'un module de prédistortion d'amplitude 118 (par exemple, un multiplicateur) et de la sortie yA(t) d'un détecteur d'enveloppe à diodes (EDET) 130. Une fois que le signal d'erreur d'amplitude eA(t) est obtenu, il peut être multiplié par le signal d'amplitude d'entrée xA(t) afin de produire le signal à prédistortion d'amplitude zA(t). Ce procédé peut être mis en oeuvre de manière récursive. [0034] Correction d'erreur de phase. La figure 3 représente la boucle de correction d'erreur de phase qui comprend le module de détection d'erreur de modulation de phase 116. De même que dans la boucle de correction d'amplitude, le signal d'erreur de phase inverse ep(t) est obtenu à partir de la comparaison de la sortie rzp(t) d'un module de prédistortion de phase 120 (par exemple un additionneur de phases) et la sortie à amplitude limitée yp (t) d'un limiteur d'amplitude 134. Une fois que signal d'erreur de phase ep(t) est obtenu, il est ajouté au signal d'entrée RF à modulation de phase rxp(t) afin de produire le signal à prédistortion de phase rzp(t). Du fait que la sortie rxp(t) d'une boucle à verrouillage de phase (PLL), qui est utilisée en tant que module de modulation de phase 106, est à une fréquence radio, le module de prédistortion de phase 120 peut être mis en oeuvre par un déphaseur variable à tension contrôlée (VVP) à réflexion, selon un mode de réalisation de l'invention. [0035] Modulation d'amplitude. Dans les systèmes de communication à accès multiple par répartition dans le temps (ou TDMA pour en anglais Time Division Multiple Access ), tels que le GSM/EDGE, le réglage de puissance d'une sortie de PA doit respecter la spécification de masque temporel, tout en conservant l'efficacité de l'alimentation électrique. Ce réglage de puissance peut être mis en œuvre en utilisant un régulateur linéaire, un régulateur à découpage ou une structure combinée. Contrairement au système GSM, le système EDGE polaire selon un mode de réalisation de l'invention peut nécessiter le suivi des signaux d'enveloppe RF. Le suivi du signal d'enveloppe peut nécessiter une bande passante de fonctionnement bien plus large. La figure 4 montre un exemple d'un schéma de contrôleur de PA combiné 110 qui peut être utilisé pour l'efficacité de puissance et le fonctionnement à large bande. Ainsi qu'illustré sur la figure 4, le convertisseur DC-DC 404 peut fournir le courant continu DC et le courant de charge à faible fréquence, tandis que l'amplificateur linéaire de classe AB 402 peut fournir le courant de charge à haute fréquence en maintenant la boucle de suivi fermée. Le convertisseur DC-DC 404 peut être contrôlé par le courant de sortie de l'amplificateur de classe AB 402. Le contrôleur de courant hystérique du convertisseur DC-DC 404 peut tenter de minimiser le courant de sortie de l'amplificateur de classe AB 402 afin de maximiser l'efficacité globale. La capacité de sortie 428 de l'architecture peut être faible afin de maintenir l'importante bande passante de la boucle de l'amplificateur de classe AB 402. De plus, le courant d'ondulation du convertisseur DC-DC 404 peut être principalement absorbé par l'amplificateur linéaire de classe AB 402 fonctionnant en conjonction avec une boucle de réaction. Par conséquent, on peut s'attendre à ce que cette architecture linéaire assisté ait une bande passante de suivi d'enveloppe élevée, conservant une linéarité et une efficacité correctes. [0036] Modulation de phase. La figure 5 représente un module modulateur de phase 106 qui peut être utilisé selon un mode de réalisation de l'invention. En se référant à la figure 5, un signal de fréquence intermédiaire ou IF (pour en anglais Intermediate Frequency ) à modulation de phase xp(t) 501 est appliqué au détecteur de fréquence de phase ou PFD (pour en anglais Phase-frequency Detector ) 502 à la fois pour la référence de verrouillage de phase et pour la modulation de phase. Le PFD 502 compare le signal IF 501 au signal de réaction 511 afin de générer des impulsions de courant. En particulier, l'impulsion de tension (par exemple, HAUT/BAS) dirige la pompe de charge ou CP (pour en anglais Charge Pump ) 504 afin de fournir des quantités de charge en proportion de l'erreur de phase détectée. En général, ces impulsions sont faibles et essentiellement de la même durée de sorte que la CP 504 produit des impulsions positives et négatives de charges égales lorsque la phase est parfaitement équilibrée. La sortie Icp de la CP 504 est envoyée à un filtre 506 (par exemple, un filtre de boucle) et le signal obtenu Vc est envoyé à un oscillateur 508 afin de générer un signal à correction de phase rxp(t). [0037] Sur la figure 5, avec un signal de référence IF 501 portant :es informations de phase, une grande partie des composantes sur la voie de réaction peut être évitée, donnant un faible bruit de phase. De plus, en utilisant un circuit diviseur fractionnaire 510 pour la transposition vers une fréquence plus basse, le module modulateur de phase 106 ne nécessite qu'une boucle à verrouillage de phase ou PLL (pour en anglais Phase- Locked Loop ), telle que fournie par le PFD 502, la CP 504 et le circuit diviseur 510. Selon un mode de réalisation de l'invention, le module modulateur de phase 106 peut ne pas nécessiter un ni plusieurs mélangeurs de transposition, oscillateurs locaux ou LO (pour en anglais Local Oscillator ), ou filtres. [0038] Résultats de simulation. Le test de signal de domaine temporel représenté sur les figures 6A et 6B illustre les performances accrues d'un PA 124 selon un mode de réalisation de l'invention. En particulier, la figure 6A illustre les résultats obtenus sans l'utilisation du linéarisateur, tandis que la figure 6B montre les résultats avec l'utilisation du linéarisateur mis en oeuvre en utilisant la prédistortion fournie selon un mode de réalisation de l'invention. Ainsi qu'indiqué sur la figure 6B, la sortie du PA 124 avec le linéarisateur activé suit bien le signal d'entrée d'origine et la non linéarité de l'amplitude et de la phase est bien linéarisée, même dans le cas d'effets de mémoire qui présentent des caractéristiques de PA 124 diffuses pour 1a puissance. [0039] Une mesure d'amplitude de vecteur d'erreur ou EVM (pour en anglais Error Vector Magnitude ) fournit un moyen de caractériser les variations d'amplitude et de phase introduites par le comportement non linéaire du PA sur une large plage dynamique. Ainsi qu'indiqué sur les figures 7A et 7B, les résultats de simulation d'EVM montrent des améliorations de 12,2% de la moyenne quadratique ou RMS (pour en anglais Root-Mean Square ) et de 19,5% du pic par l'utilisation de la prédistortion fournie par les modes de réalisation de l'invention. La figure 8 montre les résultats du spectre dans lesquels, sans prédistortion, le spectre 802 viole le masque de régulation 804. En revanche, sur la figure 8, le spectre 806 de la simulation avec la prédistortion activée est bien inférieur au masque 804 sur la plage indiquée. [0040] Exemple d'implémentation. La figure 9 montre un système 900 implémenté selon un mode de réalisation de l'invention. Le système 900 peut comprendre un modulateur de phase 906 pour la transposition vers une fréquence plus haute d'un signal de modulation de phase en un signal RF rxp(t), un préaccentueur ou PD (pour en anglais Predistorter ) 908 pour la prédistortion du signal d'entrée vers un PA 912, un contrôleur de puissance d'amplificateur (APC) 910 pour la régulation d'alimentation et le contrôle de puissance dynamique, un détecteur d'erreur de modulation d'amplitude 914 pour l'extraction de distorsion AM/AM, et un détecteur d'erreur de modulation de phase 916 pour l'extraction de distorsion AM/PM. Ainsi qu'illustré, le modulateur de phase 906 comprend une boucle à verrouillage de phase analogique (PLL). En particulier, la PLL est formée d'un détecteur de fréquence de phase (PFD) 932, d'une pompe de charge (CP) 934, d'un filtre de boucle 936, d'un oscillateur à tension contrôlée ou VCO (pour en anglais Voltage Controlled Oscillator ) 938, et d'un circuit diviseur de fréquence 940 (par exemple, qui divise par N) placé dans la boucle de réaction, ainsi qu'illustré sur la figure 9. La PD 908 comprend un multiplicateur 918 afin de multiplier le signal d'entrée d'amplitude xA(t) par le signal d'erreur d'amplitude eA(t). De plus, la PD 908 comprend également un circuit de combinaison de phase 920 afin d'ajouter un signal d'erreur de phase ep(t) au signal d'entrée RF à modulation de phase rxp(t). Le détecteur d'erreur de modulation d'amplitude (AM) 914 peut comprendre un détecteur d'enveloppe 930 afin de déterminer l'amplitude de la sortie ry(t) du PA 912. De plus, le détecteur d'erreur AM comprend un circuit diviseur 928 destiné à calculer un signal d'erreur d'amplitude inverse eA(t) en utilisant l'amplitude de la sortie ry(t) et le sorite d'amplitude préaccentuée de la PD 908. Le détecteur d'erreur à modulation de phase (PM) 916 comprend un limiteur d'amplitude 942, un multiplicateur 944 et un filtre passe-bas (ou LPF pour en anglais Low Pass Filter ) 946 afin de déterminer un signal d'erreur de phase inverse ep(t) en utilisant la sortie d'amplitude limitée ryp(t) de la sortie ry(t) et la sortie à prédistortion de phase rxp(t) de la PD 908.
L'homme du métier reconnaîtra que le système 900 peut être appliqué à une variété d'amplificateurs de puissance 912, comprenant les PA linéaires et les PA à commutation. [0041] Il apparaîtra à l'homme du métier auquel ces inventions appartiennent de nombreuses modifications et d'autres modes de réalisation des inventions exposées ici possédant l'avantage des enseignements présentés dans les descriptions précédentes et les dessins joints. Par conséquent, on comprendra que les inventions ne doivent pas être limitées aux modes de réalisation spécifiques décrits et que des modifications et d'autres modes de réalisation sont censés être inclus dans la portée des revendications jointes. Même si des termes spécifiques sont utilisés ici, ils le sont dans un sens générique et descriptif et non à des fins de restriction.
Claims (20)
1. Méthode pour fournir un émetteur polaire linéaire comprenant : la génération d'un signal d'amplitude d'entrée et d'un signal de phase d'entrée, dans laquelle le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont des composantes orthogonales d'un signal d'entrée, et dans laquelle le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont générés sur les première et deuxième voies de signal respectives ; le traitement du signal d'amplitude d'entrée sur la première voie de signal en utilisant un signal d'erreur d'amplitude afin de générer un signal d'amplitude préaccentué ; le traitement du signal de phase d'entrée sur la deuxième voie de signal en utilisant un signal d'erreur de phase afin de générer un signal de phase préaccentué ; et l'envoi du signal d'amplitude préaccentué sur la première voie de signal et du signal de phase préaccentué sur la deuxième voie de signal à un amplificateur de puissance afin de générer un signal de sortie, dans laquelle le signal d'erreur d'amplitude est généré à partir d'une comparaison d'au moins une portion d'amplitude du signal de sortie avec le signal d'amplitude préaccentué et dans laquelle le signal d'erreur de phase est généré à partir d'une comparaisond'au moins une portion de phase du signal de sortie avec le signal de phase préaccentué.
2. Méthode selon la revendication 1, dans laquelle le signal d'amplitude d'entrée comprend la multiplication du signal d'amplitude d'entrée par le signal d'erreur d'amplitude.
3. Méthode selon la revendication 1, dans laquelle le traitement du signal de phase d'entrée comprend l'addition au signal de phase d'entrée du signal d'erreur de phase.
4. Méthode selon la revendication 1, dans laquelle la génération d'un signal d'amplitude d'entrée et d'un signal de phase d'entrée comprend la génération d'un vecteur d'amplitude d'entrée sur la première voie de signal et d'un vecteur de phase d'entrée sur la deuxième voie de signal.
5. Méthode selon la revendication 1, dans laquelle le signal d'amplitude d'entrée, le signal de phase d'entrée, le signal d'erreur d'amplitude, le signal d'erreur de phase, le signal d'amplitude préaccentué, le signal de phase préaccentué et le signal de sortie sont des signaux analogiques.
6. Méthode selon la revendication 1, dans laquelle le signal d'erreur d'amplitude comprend des termes de distorsion d'amplitude d'ordre pair et dans laquelle le signal d'erreur de phase comprend des termes de distorsion de phase d'ordre pair.
7. Méthode selon la revendication 1, dans laquelle le signal d'erreur d'amplitude comprend un inverse approximatif du gain de l'amplificateur de puissance.
8. Méthode selon la revendication 1, dans laquelle la portion d'amplitude du signal de sortie est déterminée en utilisant un détecteur d'enveloppe appliqué au signal de sortie et dans laquelle la portion de phase du signal de sortie est déterminée en utilisant un limiteur d'amplitude appliqué au signal de sortie.
9. Méthode selon la revendication 8, dans laquelle le signal d'erreur d'amplitude est déterminé en divisant le signal d'amplitude préaccentué par la portion d'amplitude du signal de sortie et dans laquelle le signal d'erreur de phase est déterminé en multipliant le signal de phase préaccentué par la portion de phase du signal de sortie.
10. Système pour un émetteur polaire linéaire comprenant : un signal d'amplitude d'entrée et un signal de phase d'entrée, dans lequel le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont des composantes orthogonales d'un signal d'entrée et dans lequel le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont fournis sur les première et deuxième voies de signal respectives ; un premier module de prédistortion qui traite le signal d'amplitude d'entrée sur la première voie de signal en utilisant un signal d'erreur d'amplitude inverse afin de générer un signal d'amplitude préaccentué ;un deuxième module de prédistortion qui traite le signal de phase d'entrée sur la deuxième voie de signal en utilisant un signal d'erreur de phase inverse afin de générer un signal de phase préaccentué ; et un amplificateur de puissance qui reçoit le signal d'amplitude préaccentué sur la première voie de signal et le signal de phase préaccentué sur la deuxième voie de signal et génère un signal de sortie sur la base du signal d'amplitude préaccentué et du signal de phase préaccentué, dans lequel le signal d'erreur d'amplitude est généré à partir d'une comparaison d'au moins une portion d'amplitude du signal de sortie avec le signal d'amplitude préaccentué et dans lequel le signal d'erreur de phase est généré à partir d'une comparaison d'au moins une portion de phase du signal de sortie avec le signal de phase préaccentué.
11. Système selon la revendication 10, dans lequel le premier module de prédistortion traite le signal d'amplitude d'entrée en multipliant le signal d'amplitude d'entrée par le signal d'erreur d'amplitude inverse.
12. Système selon la revendication 10, dans lequel le deuxième module de prédistortion traite le signal de phase d'entrée en ajoutant au signal de phase d'entrée le signal d'erreur de phase inverse.
13. Système selon la revendication 10, dans lequel le signal d'amplitude d'entrée est un vecteur d'amplitude d'entrée et dans lequel le signal de phase d'entrée est un vecteur de phase d'entrée.
14. Système selon le revendication 10, dans lequel le signal d'amplitude d'entrée, le signal de phase d'entrée, le signal d'erreur d'amplitude, le signal d'erreur de phase, le signal d'amplitude préaccentué, le signal de phase préaccentué et le signal de sortie sont des signaux analogiques.
15. Système selon la revendication 10, dans lequel le signal d'erreur d'amplitude comprend des termes de distorsion d'amplitude d'ordre pair et dans lequel le signal d'erreur de phase comprend des termes de distorsion de phase d'ordre pair de basse fréquence.
16. Système selon la revendication 10, dans lequel le signal d'erreur d'amplitude comprend un inverse approximatif du gain de l'amplificateur de puissance.
17. Système selon la revendication 10, dans lequel la portion d'amplitude du signal de sortie est déterminée en utilisant un détecteur d'enveloppe appliqué au signal de sortie et dans lequel la portion de phase du signal de sortie est déterminée en utilisant un limiteur d'amplitude appliqué au signal de sortie.
18. Système selon la revendication 17, dans lequel le signal d'erreur d'amplitude est déterminé en divisant le signal d'amplitude préaccentué par la portion d'amplitude du signal de sortie et dans lequel le signal d'erreur de phase est déterminé en multipliant le signal de phase préaccentué par la portion de phase du signal de sortie.
19. Système pour fournir un émetteur polaire linéaire comprenant :un signal d'amplitude d'entrée et un signal de phase d'entrée, dans lequel le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont des composantes orthogonales d'un signal d'entrée et dans lequel le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont fournis sur les première et deuxième voies de signal respectives ; un premier moyen de traitement du signal d'amplitude d'entrée sur la première voie de signal en utilisant un signal d'erreur d'amplitude inverse afin de générer un signal d'amplitude préaccentué ; un deuxième moyen de traitement du signal de phase d'entrée sur la deuxième voie de signal en utilisant un signal d'erreur de phase inverse afin de générer un signal de phase préaccentué ; et un amplificateur de puissance qui reçoit le signal d'amplitude préaccentué sur la première voie de signal et le signal de phase préaccentué sur la deuxième voie de signal et génère un signal de sortie sur la base du signal d'amplitude préaccentué et du signal de phase préaccentué, dans lequel le signal d'erreur d'amplitude est généré à partir d'une comparaison d'au moins une portion d'amplitude du signal de sortie avec le signal d'amplitude préaccentué et dans lequel le signal d'erreur de phase est généré à partir d'une comparaison d'au moins une portion de phase du signal de sortie avec le signal de phase préaccentué.
20. Système selon la revendication 19, dans lequel le premier moyen traite le signal d'amplitude d'entrée enmultipliant le signal d'amplitude d'entrée par le signal d'erreur d'amplitude inverse et dans lequel le deuxième moyen traite le signal de phase d'entrée en ajoutant au signal de phase d'entrée le signal d'erreur de phase inverse.
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20230179466A1 (en) * | 2021-12-06 | 2023-06-08 | Sumitomo Electric Device Innovations, Inc. | Dualband predistortion system for wireless communication |
Families Citing this family (63)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8301086B2 (en) * | 2002-10-04 | 2012-10-30 | Quintic Holdings | Low-power polar transmitter |
| US7593698B1 (en) * | 2006-07-11 | 2009-09-22 | Rf Micro Devices, Inc. | Large signal polar modulated power amplifier |
| US7756491B2 (en) * | 2006-08-04 | 2010-07-13 | Axiom Microdevices, Inc. | Phase shifter |
| US7627294B2 (en) * | 2007-02-27 | 2009-12-01 | Broadcom Corporation | Radio transmitter front-end with amplitude and phase correction and methods for use therewith |
| US7890067B2 (en) * | 2007-05-10 | 2011-02-15 | Pine Valley Investments, Inc. | Linear RF amplifier with polar feedback |
| US20090004981A1 (en) * | 2007-06-27 | 2009-01-01 | Texas Instruments Incorporated | High efficiency digital transmitter incorporating switching power supply and linear power amplifier |
| US20090139972A1 (en) * | 2007-10-23 | 2009-06-04 | Psion Teklogix Inc. | Docking connector |
| US8854019B1 (en) | 2008-09-25 | 2014-10-07 | Rf Micro Devices, Inc. | Hybrid DC/DC power converter with charge-pump and buck converter |
| GB2464962B (en) * | 2008-10-31 | 2011-01-26 | Motorola Inc | RF transmitter and method of operation |
| KR101201205B1 (ko) * | 2008-12-02 | 2012-11-15 | 한국전자통신연구원 | 폴라 송신기의 이득 제어 장치 및 방법 |
| US9166471B1 (en) | 2009-03-13 | 2015-10-20 | Rf Micro Devices, Inc. | 3D frequency dithering for DC-to-DC converters used in multi-mode cellular transmitters |
| US8315576B2 (en) | 2009-05-05 | 2012-11-20 | Rf Micro Devices, Inc. | Capacitive compensation of cascaded directional couplers |
| US8548398B2 (en) | 2010-02-01 | 2013-10-01 | Rf Micro Devices, Inc. | Envelope power supply calibration of a multi-mode radio frequency power amplifier |
| US8538355B2 (en) | 2010-04-19 | 2013-09-17 | Rf Micro Devices, Inc. | Quadrature power amplifier architecture |
| US9362825B2 (en) | 2010-04-20 | 2016-06-07 | Rf Micro Devices, Inc. | Look-up table based configuration of a DC-DC converter |
| US8811921B2 (en) | 2010-04-20 | 2014-08-19 | Rf Micro Devices, Inc. | Independent PA biasing of a driver stage and a final stage |
| US8983410B2 (en) | 2010-04-20 | 2015-03-17 | Rf Micro Devices, Inc. | Configurable 2-wire/3-wire serial communications interface |
| US8515361B2 (en) | 2010-04-20 | 2013-08-20 | Rf Micro Devices, Inc. | Frequency correction of a programmable frequency oscillator by propagation delay compensation |
| US8731498B2 (en) | 2010-04-20 | 2014-05-20 | Rf Micro Devices, Inc. | Temperature correcting an envelope power supply signal for RF PA circuitry |
| US8892063B2 (en) | 2010-04-20 | 2014-11-18 | Rf Micro Devices, Inc. | Linear mode and non-linear mode quadrature PA circuitry |
| US8958763B2 (en) | 2010-04-20 | 2015-02-17 | Rf Micro Devices, Inc. | PA bias power supply undershoot compensation |
| US8699973B2 (en) * | 2010-04-20 | 2014-04-15 | Rf Micro Devices, Inc. | PA bias power supply efficiency optimization |
| US8571492B2 (en) | 2010-04-20 | 2013-10-29 | Rf Micro Devices, Inc. | DC-DC converter current sensing |
| US9214900B2 (en) | 2010-04-20 | 2015-12-15 | Rf Micro Devices, Inc. | Interference reduction between RF communications bands |
| US8942650B2 (en) * | 2010-04-20 | 2015-01-27 | Rf Micro Devices, Inc. | RF PA linearity requirements based converter operating mode selection |
| US9030256B2 (en) | 2010-04-20 | 2015-05-12 | Rf Micro Devices, Inc. | Overlay class F choke |
| US8913967B2 (en) | 2010-04-20 | 2014-12-16 | Rf Micro Devices, Inc. | Feedback based buck timing of a direct current (DC)-DC converter |
| US8947157B2 (en) | 2010-04-20 | 2015-02-03 | Rf Micro Devices, Inc. | Voltage multiplier charge pump buck |
| US8712349B2 (en) | 2010-04-20 | 2014-04-29 | Rf Micro Devices, Inc. | Selecting a converter operating mode of a PA envelope power supply |
| US9900204B2 (en) | 2010-04-20 | 2018-02-20 | Qorvo Us, Inc. | Multiple functional equivalence digital communications interface |
| US9077405B2 (en) | 2010-04-20 | 2015-07-07 | Rf Micro Devices, Inc. | High efficiency path based power amplifier circuitry |
| US9184701B2 (en) | 2010-04-20 | 2015-11-10 | Rf Micro Devices, Inc. | Snubber for a direct current (DC)-DC converter |
| US8565694B2 (en) | 2010-04-20 | 2013-10-22 | Rf Micro Devices, Inc. | Split current current digital-to-analog converter (IDAC) for dynamic device switching (DDS) of an RF PA stage |
| US8559898B2 (en) | 2010-04-20 | 2013-10-15 | Rf Micro Devices, Inc. | Embedded RF PA temperature compensating bias transistor |
| US8542061B2 (en) | 2010-04-20 | 2013-09-24 | Rf Micro Devices, Inc. | Charge pump based power amplifier envelope power supply and bias power supply |
| US8831544B2 (en) | 2010-04-20 | 2014-09-09 | Rf Micro Devices, Inc. | Dynamic device switching (DDS) of an in-phase RF PA stage and a quadrature-phase RF PA stage |
| US8942651B2 (en) | 2010-04-20 | 2015-01-27 | Rf Micro Devices, Inc. | Cascaded converged power amplifier |
| US9008597B2 (en) | 2010-04-20 | 2015-04-14 | Rf Micro Devices, Inc. | Direct current (DC)-DC converter having a multi-stage output filter |
| US8989685B2 (en) | 2010-04-20 | 2015-03-24 | Rf Micro Devices, Inc. | Look-up table based configuration of multi-mode multi-band radio frequency power amplifier circuitry |
| US8811920B2 (en) | 2010-04-20 | 2014-08-19 | Rf Micro Devices, Inc. | DC-DC converter semiconductor die structure |
| US9048787B2 (en) | 2010-04-20 | 2015-06-02 | Rf Micro Devices, Inc. | Combined RF detector and RF attenuator with concurrent outputs |
| US9577590B2 (en) | 2010-04-20 | 2017-02-21 | Qorvo Us, Inc. | Dual inductive element charge pump buck and buck power supplies |
| US8913971B2 (en) | 2010-04-20 | 2014-12-16 | Rf Micro Devices, Inc. | Selecting PA bias levels of RF PA circuitry during a multislot burst |
| US9214865B2 (en) | 2010-04-20 | 2015-12-15 | Rf Micro Devices, Inc. | Voltage compatible charge pump buck and buck power supplies |
| US9553550B2 (en) | 2010-04-20 | 2017-01-24 | Qorvo Us, Inc. | Multiband RF switch ground isolation |
| US8983407B2 (en) | 2010-04-20 | 2015-03-17 | Rf Micro Devices, Inc. | Selectable PA bias temperature compensation circuitry |
| US8842399B2 (en) | 2010-04-20 | 2014-09-23 | Rf Micro Devices, Inc. | ESD protection of an RF PA semiconductor die using a PA controller semiconductor die |
| US8706063B2 (en) | 2010-04-20 | 2014-04-22 | Rf Micro Devices, Inc. | PA envelope power supply undershoot compensation |
| GB2480687B (en) | 2010-05-28 | 2018-04-04 | Snaptrack Inc | Power supply pre-distortion |
| KR101100107B1 (ko) | 2010-11-02 | 2011-12-29 | 주식회사 파이칩스 | 스위칭 전력 증폭기의 선형 동적 영역을 증가시키기 위한 적응적 ｌｏ 공급부 |
| US9257943B2 (en) | 2010-12-22 | 2016-02-09 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Amplifier circuit and wireless communication equipment |
| KR101793733B1 (ko) * | 2011-10-14 | 2017-11-06 | 삼성전자주식회사 | 송신기에서 전원변조 교정을 위한 장치 및 방법 |
| US9065505B2 (en) | 2012-01-31 | 2015-06-23 | Rf Micro Devices, Inc. | Optimal switching frequency for envelope tracking power supply |
| JP5795351B2 (ja) * | 2013-03-22 | 2015-10-14 | 株式会社東芝 | 増幅装置および送信装置 |
| KR20150007404A (ko) * | 2013-07-10 | 2015-01-21 | 한국전자통신연구원 | 신호 증폭 장치 및 방법 |
| GB2516979A (en) * | 2013-08-09 | 2015-02-11 | Univ Surrey | Predistortion in satellite signal transmission systems |
| EP2983454B1 (fr) * | 2014-08-08 | 2019-02-27 | Nxp B.V. | Générateur de signaux RF de tonalité unique |
| US10122391B2 (en) | 2015-09-30 | 2018-11-06 | Apple Inc. | Radio frequency systems and methods for polar phase distortion calibration |
| EP3211800B1 (fr) * | 2016-02-25 | 2019-10-16 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Dispositif de traitement de signaux pour un émetteur |
| US10148230B2 (en) | 2017-03-28 | 2018-12-04 | Innophase, Inc. | Adaptive digital predistortion for polar transmitter |
| CN109286377A (zh) * | 2017-07-21 | 2019-01-29 | 中兴通讯股份有限公司 | 射频信号的线性化处理电路及方法 |
| US10826738B2 (en) | 2019-01-07 | 2020-11-03 | Innophase Inc. | Systems and methods for maximizing power efficiency of a digital power amplifier in a polar transmitter |
| US10651876B1 (en) | 2019-06-12 | 2020-05-12 | Innophase Inc. | System and method for dividing the carrier center frequency of an RF modulated signal by a non-integer divisor |
Family Cites Families (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5420536A (en) | 1993-03-16 | 1995-05-30 | Victoria University Of Technology | Linearized power amplifier |
| US6801516B1 (en) | 1995-06-30 | 2004-10-05 | Interdigital Technology Corporation | Spread-spectrum system for assigning information signals having different data rates |
| ZA965340B (en) | 1995-06-30 | 1997-01-27 | Interdigital Tech Corp | Code division multiple access (cdma) communication system |
| US5742201A (en) | 1996-01-30 | 1998-04-21 | Spectrian | Polar envelope correction mechanism for enhancing linearity of RF/microwave power amplifier |
| US5923712A (en) * | 1997-05-05 | 1999-07-13 | Glenayre Electronics, Inc. | Method and apparatus for linear transmission by direct inverse modeling |
| US6295442B1 (en) | 1998-12-07 | 2001-09-25 | Ericsson Inc. | Amplitude modulation to phase modulation cancellation method in an RF amplifier |
| US6236267B1 (en) | 1998-12-29 | 2001-05-22 | International Business Machines Corporation | Linearization for power amplifiers using feed-forward and feedback control |
| EP1017162A3 (fr) | 1998-12-30 | 2003-07-16 | Texas Instruments Incorporated | Circuit amplificateur à boucle de contre-réaction négative pour réduire la distortion |
| US6449465B1 (en) * | 1999-12-20 | 2002-09-10 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for linear amplification of a radio frequency signal |
| CA2329100A1 (fr) | 1999-12-21 | 2001-06-21 | Nortel Networks Limited | Detecteur de phase et d'amplitude et methode de determination des erreurs |
| AU2002213966A1 (en) | 2000-10-18 | 2002-04-29 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Communications systems |
| GB2369941A (en) | 2000-12-09 | 2002-06-12 | Roke Manor Research | A polar loop amplifier arrangement with variable gain in a feedback loop |
| GB2376584B (en) * | 2001-06-15 | 2005-02-16 | Wireless Systems Int Ltd | Signal correction techniques |
| US7409004B2 (en) | 2001-06-19 | 2008-08-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Hybrid polar modulator differential phase Cartesian feedback correction circuit for power amplifier linearization |
| GB2380880B (en) | 2001-10-10 | 2004-02-11 | Zarlink Semiconductor Ltd | A polar loop transmitter |
| SE520466C2 (sv) * | 2001-11-12 | 2003-07-15 | Ericsson Telefon Ab L M | Metod och anordning vid en digital linjäriseringskoppling |
| JPWO2003073605A1 (ja) | 2002-02-28 | 2005-06-23 | 富士通株式会社 | 高周波増幅回路 |
| US7024620B2 (en) | 2002-03-08 | 2006-04-04 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Point-of-need document production system and method |
| US6794938B2 (en) * | 2002-03-19 | 2004-09-21 | The University Of North Carolina At Charlotte | Method and apparatus for cancellation of third order intermodulation distortion and other nonlinearities |
| US6642786B1 (en) | 2002-08-15 | 2003-11-04 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Piecewise polynomial predistortion method and apparatus for compensating nonlinear distortion of high power amplifier |
| WO2004045093A1 (fr) | 2002-11-14 | 2004-05-27 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Etage emetteur comportant des phases et une boucle de reglage d'amplitude |
| DE10257435B3 (de) | 2002-11-14 | 2004-09-09 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Sendestufe |
| JP3844352B2 (ja) * | 2003-08-07 | 2006-11-08 | 松下電器産業株式会社 | 送信装置 |
| US7330073B2 (en) * | 2004-10-06 | 2008-02-12 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Arbitrary waveform predistortion table generation |
| DE102005006162B3 (de) | 2005-02-10 | 2006-08-17 | Infineon Technologies Ag | Sende-/Empfangseinrichtung mit einem eine einstellbare Vorverzerrung aufweisenden Polar-Modulator |
| US7532676B2 (en) | 2005-10-20 | 2009-05-12 | Trellis Phase Communications, Lp | Single sideband and quadrature multiplexed continuous phase modulation |
-
2007
- 2007-05-25 US US11/754,112 patent/US7860466B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2007-06-04 KR KR1020070054710A patent/KR100872277B1/ko not_active IP Right Cessation
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- 2007-06-04 GB GB0710609A patent/GB2438752B/en not_active Expired - Fee Related
- 2007-06-04 FI FI20075408A patent/FI20075408L/fi not_active Application Discontinuation
- 2007-06-04 FR FR0703978A patent/FR2924541A1/fr not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20230179466A1 (en) * | 2021-12-06 | 2023-06-08 | Sumitomo Electric Device Innovations, Inc. | Dualband predistortion system for wireless communication |
| US11736335B2 (en) * | 2021-12-06 | 2023-08-22 | Sumitomo Electric Device Innovations, Inc. | Dualband predistortion system for wireless communication |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| GB2438752A (en) | 2007-12-05 |
| GB2438752B (en) | 2011-04-27 |
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| GB0710609D0 (en) | 2007-07-11 |
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| US7860466B2 (en) | 2010-12-28 |
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