FR2778287A1 - Pont redresseur triphase a thyristors, associe a un circuit de commande de mise sous tension sans appel de courant - Google Patents

Pont redresseur triphase a thyristors, associe a un circuit de commande de mise sous tension sans appel de courant Download PDF

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Abstract

L'invention concerne un circuit (17) de mise sous tension sans appel de courant, qui permet de commander un circuit redresseur (11), le circuit redresseur servant à convertir le courant venant d'une source de courant alternatif (2) triphasé ayant un nombre quelconque de phases) en un courant continu qui possède une tension de sortie notée Vo entre un noeud Vo+ et un noeud Vo-, le circuit redresseur (11) comportant : (i) au moins deux branches redresseuses couplées entre le noeud Vo- etle noeud Vo+, chaque branche redresseuse comportant une diode et un thyristor (SCR), où les anodes des diodes sont couplées au noeud Vo-, les cathodes des diodes sont couplées aux anodes des thyristors en les noeuds d'entrée de courant alternatif, et les cathodes des thyristors sont couplés au noeud Vo+; et (ii) un condensateur (C) de bus, couplé entre les noeuds Vo+ et Vo-, le circuit de mise sous tension sans appel de courant ayant pour fonction de commander les angles d'amorçage respectifs des thyristors de façon que : (i) la tension de sortie suive sensiblement une rampe linéaire allant d'une valeur initiale faible à une valeur finale relativement élevée, et (ii) les courants de charge appliqués au condensateur du bus sont commandés.

Description

l La présente invention concerne la commande de mise sous tension sans
appel de courant pour un pont de thyristors (notés également SCR, ou redresseurs commandés au silicium) et de diodes, et, plus particulièrement, un circuit de mise sous tension sans appel de courant qui assure une commande de phase des thyristors de façon à limiter l'appel de courant au démarrage ou pendant
d'autres périodes.
Les circuits redresseurs à pont classiques ne sont pas bien équipés pour traiter les courants de démarrage intenses et les court-circuits qui chargent des composants de circuit tels que des fusibles, des diodes de pont et des
o condensateurs de filtrage. Typiquement, par exemple, l'apparition d'un court-
circuit de sortie détruit un fusible de protection placé entre une alimentation
électrique et le redresseur en pont, ce qui nécessite le remplacement du fusible.
Pour limiter l'appel de courant à la fermeture, des circuits classiques utilisent une thermistance ou un relais en série avec la sortie du pont redresseur. La protection par thermistance, bien qu'elle soit peu coûteuse, ne convient que pour les
applications de faible puissance.
La protection par relais, alors qu'elle est plus fiable et plus efficace que la protection par thermistance, revient à un coût important, typiquement de 50 % à plus de 100 % du coût du redresseur à pont, et elle occupe une place importante,
ordinairement plus que le redresseur à pont lui-même.
Ainsi, le besoin existe pour un circuit redresseur à pont autonome qui peut être réalisé en un module ou un boîtier analogue à celui d'un redresseur à pont classique, mais qui assure également une protection contre l'appel de courant au démarrage et une protection contre les court-circuits pendant le fonctionnement,
sans que ceci impose un coût important.
Il est souhaitable d'avoir un pont redresseur à SCR triphasé, ayant un circuit intégré (IC) de mise sous tension sans appel de courant pour assurer la commande de phase des SCR afin de limiter le courant de charge d'un condensateur de bus de courant continu, de réguler la tension de sortie en courant continu en fonction d'une tension de commande d'entrée, et de délivrer des
signaux de réaction d'état.
Pour surmonter les inconvénients de la technique antérieure, l'invention propose un circuit de mise sous tension sans appel de courant permettant de commander un circuit redresseur, le circuit redresseur servant à convertir le courant d'une source de courant alternatif qui possède une ou plusieurs phases en un courant continu qui présente une tension de sortie Vo entre un noeud Vo+ et un noeud Vo-. Le circuit redresseur comporte: (i) au moins des première et deuxième branches redresseuses qui sont couplées entre le noeud Vo- et le noeud Vo+, chaque branche redresseuse comportant une diode et un redresseur commandé au silicium (SCR), ou thyristor. Les anodes des diodes sont couplées au noeud Vo-, les cathodes des diodes sont couplées aux anodes des SCR en des noeuds d'entrée de courant alternatif, et les cathodes des SCR sont couplées au
noeud Vo+.
Le circuit redresseur comporte également (ii) un condensateur de bus couplé entre le noeud Vo+ et le noeud Vo-. Une ou plusieurs bobines d'induction peuvent être incluses entre les noeuds Vo+ et, ou bien, Vo-, qui couplent le
condensateur à ceux-ci.
Le circuit de mise sous tension sans appel de courant commande les angles d'amorçage respectifs des SCR de façon que: (i) la tension de sortie suive sensiblement une rampe linéaire d'une basse tension initiale à une tension relativement élevée finale, et (ii) les courants de charge appliqués au condensateur
de bus soient commandés.
Le circuit de mise sous tension sans appel de courant peut comporter un circuit intégrateur ayant pour fonction de produire des ondes de positionnement temporel correspondant aux intégrales de demi-cycles positifs respectifs de la ou des phases de la source de courant alternatif, les ondes de positionnement temporel se repositionnant lorsque la ou les phases de la source de courant
alternatif sont négatives, en même temps.
Le circuit de mise sous tension sous appel de courant comporte un circuit de stockage de crête ayant pour fonction de produire une tension de crête, soit VPK, correspondant aux crêtes des ondes de positionnement temporels; et un circuit générateur de rampe ayant pour fonction de fournir un signal de référence de positionnement temporel pouvant suivre une rampe qui va d'une valeur initiale
sensiblement égale à VTK à une valeur finale inférieure à la valeur initiale.
Le circuit de mise sous tension sans appel de courant peut comporter un circuit comparateur ayant pour fonction de produire des signaux de sortie pulsés qui commencent lorsque les ondes de positionnement temporel respectives sont sensiblement égales au signal de référence de positionnement temporel, les signaux de sortie pulsés servant à commander les angles d'amorçage respectifs des SCR. Le circuit de mise sous tension sans appel de courant peut comporter un circuit de surveillance ("chien de garde") ayant pour fonction de repositionner des ondes de positionnement temporel respectives lorsque ces ondes ne se sont pas
repositionnées dans la limite d'une durée spécifiée (définie).
De préférence, le circuit de mise sous tension sans appel de courant comporte également un premier circuit de fixation de niveau ayant pour fonction de maintenir la tension de crête VTK sensiblement à sa valeur initiale lorsque la
tension de sortie chute en deçà d'un seuil.
Un autre circuit de fixation de niveau est de préférence utilisé pour commander la référence de positionnement temporel en fonction de la tension de
sortie lorsque la tension de sortie chute en deçà d'un seuil.
Le circuit de mise sous tension sans appel de courant peut également comporter un circuit de perte de source de courant alternatif, ayant pour fonction de produire un signal de perte de source de courant altemrnatif, qui est indicatif du fait que la source de courant alternatif est ou non en train de produire une tension, le circuit de perte de source de courant alternatif ayant pour fonction d'amener le circuit de fixation de niveau à relâcher la référence de positionnement temporel lorsque le signal de perte de source de courant alternatif indique que la source de
courant alternatif est en train de produire une tension.
De préférence, le circuit de mise sous tension sans appel de courant comporte un circuit de régulation de tension de sortie comportant un amplificateur d'erreur ayant pour fonction de recevoir une référence de tension de sortie et un signal de réaction représentant la tension de sortie Vo, l'amplificateur d'erreur produisant une tension d'erreur qui possède une amplitude proportionnelle à la différence entre la référence de tension de sortie et le signal de réaction; un circuit générateur de rampe ayant pour fonction de produire un signal de rampe de positionnement temporel pouvant suivre une rampe qui va d'une valeur initiale à une valeur finale; un circuit de commande ayant pour fonction de produire un signal de référence de positionnement temporel qui possède une amplitude fonction d'au moins un des signaux que constituent le signal d'erreur et le signal de rampe de positionnement temporel; un circuit comparateur ayant pour fonction de produire des signaux de sortie pulsés servant à commander les angles d'amorçage respectifs des SCR, les signaux de sortie pulsés commençant d'apparaître en fonction de l'amplitude du signal de référence de positionnement temporel; et un circuit de validation de tension d'erreur ayant pour fonction (i) de réduire l'amplitude de la tension d'erreur rendue disponible au circuit de commande lorsque la tension d'erreur présente une polarité prédéterminée, et (ii) de ne pas modifier l'amplitude de la tension d'erreur rendue disponible au circuit de
commande lorsque la tension d'erreur présente la polarité opposée.
De préférence, le circuit de commande a pour fonction de produire le signal de référence de positionnement temporel de façon que son amplitude représente sensiblement la somme de VPK et de la tension d'erreur, moins le
signal de rampe de positionnement temporel.
Il est également préféré que l'amplificateur d'erreur produise une tension d'erreur de façon qu'elle ait une première polarité lorsque l'amplitude de la référence de tension de sortie est supérieure à l'amplitude du signal de réaction et o10 une deuxième polarité lorsque l'amplitude de la référence de tension de sortie est inférieure à l'amplitude du signal de réaction, et que le circuit de validation de tension d'erreur (i) réduise l'amplitude de la tension d'erreur rendue disponible au circuit de commande lorsque la tension d'erreur présente la première polarité et, (ii) ne modifie sensiblement pas l'amplitude de la tension d'erreur rendue disponible au circuit de commande lorsque la tension d'erreur présente la
deuxième polarité.
La description suivante, conçue à titre d'illustration de l'invention, vise
à donner une meilleure compréhension de ses caractéristiques et avantages; elle s'appuie sur les dessins annexés, parmi lesquels: la figure 1 est un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation de l'invention, présentant une topologie globale qui convient pour l'utilisation avec l'invention; la figure 2 est un schéma pour partie sous forme de circuits et pour partie sous forme de blocs, qui montre des détails supplémentaires de la topologie du redresseur de la figure 1; les figures 3a à 3g sont des schémas simplifiés illustrant le circuit de mise sous tension sans appel de courant selon l'invention, mis en oeuvre au moyen de composants de circuit discrets; les figures 4a à 4c sont des schémas simplifiés des circuits des figures 3aà3g;et les figures 5a à 5h montrent des formes d'onde qui décrivent le
fonctionnement du redresseur à mise sous tension sans appel de courant.
La figure 1 est un schéma fonctionnel montrant un mode de réalisation de l'invention qui comprend une topologie globale convenant pour l'utilisation avec l'invention. L'invention comporte un circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant, de préférence un circuit personnalisé du type ASIC, qui fournit des signaux de commande à un pont redresseur 11 via un circuit 19 d'excitation de SCR. Le pont redresseur reçoit son alimentation électrique d'entrée de la part d'une source de courant alternatif 2, de préférence une source triphasée, et il produit à sa sortie 3 un courant continu redressé Vo. La topologie montre également des circuits d'amortissement 13 et une alimentation électrique 15 obtenue de la part
des circuits d'amortissement.
Le pont redresseur 11 comporte des dispositifs de puissance commutables, de préférence des SCR (redresseurs commandés au silicium, ou thyristors, qu'on appellera également "commutateurs à grille de commande MOS verrouillables") qui sont commandés par le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant via le circuit d'excitation 19. La commande des SCR produit à la fois une limitation du courant d'appel à la fermeture et une régulation de la tension
de sortie continue redressée Vo.
Les circuits d'amortissement 13 empêchent l'amorçage par dv/dt non voulu des SCR (ou d'autres dispositifs de puissance commutables) présents dans le
pont redresseur 1 1. L'alimentation électrique 15 venant des circuits d'amortis-
sement reçoit l'énergie des circuits d'amortissement 13 et produit une alimentation électrique continue (ou alimentation électrique de commande) sur des lignes 4 et 5 afin d'exciter respectivement le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant et le circuit 19 d'excitation. De préférence, la ligne 4 représente deux sources d'alimentation en courant continu, soit +/- 5 V (courant continu) et la
tension présente sur la ligne 5 est d'environ 15 V (courant continu).
Comme discuté ci-après de façon plus détaillée, le circuit de mise sous tension sans appel de courant 17 comporte des entrées destinées à recevoir des signaux de la part de diverses parties de la topologie, par exemple un signal de synchronisation fournissant des informations de synchronisation avec la source de courant alternatif 2, et des signaux de réaction et de référence fournissant des informations qui permettent de réguler la tension de sortie continue Vo. Le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant comporte également des sorties (par exemple une sortie pour signal d'état) servant à fournir à d'autres circuits des
informations concernant le fonctionnement du redresseur.
On se reporte maintenant à la figure 2, qui est pour partie un schéma de circuit et pour partie un schéma fonctionnel, montrant des détails supplémentaires de la topologie du redresseur de la figure 1. Le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant est représenté sous forme de schéma fonctionnel et est de préférence mis en oeuvre au moyen d'un circuit personnalisé MQFP à 64 broches. L'homme de l'art comprendra, sur la base des informations ici présentées, que des circuits externes supplémentaires peuvent être nécessaires, à l'extérieur du circuit personnalisé, pour assurer un bon fonctionnement du circuit redresseur.
PONT REDRESSEUR 1 1
Le pont redresseur 11 est représenté couplé à une source 2 de courant alternatif triphasé o les trois phases sont désignées par U, V et W. La tension de sortie continue 3 est prélevée sur un condensateur de bus C d'une valeur relativement grande, suivant la polarité indiquée. Un filtre passe-bas peut être formé avec le condensateur de bus C, par exemple au moyen d'une bobine d'induction L. Le pont redresseur comporte de préférence trois paires (ou branches) SCR-diode couplés en série, qui sont connectées sur le condensateur de bus C. Le pont redresseur 11 doté des SCR assure une fonction de redressement du courant alternatif en courant continu et une régulation de la tension de sortie continue Vo par commande de l'angle d'amorçage (ou commande des phases) des SCR. De façon avantageuse, la commande des phases des SCR permet de commander le courant de charge (ou courant d'appel à la fermeture) du condensateur de bus C. S'ils ne sont pas commandés, les courants d'appel peuvent se révéler problématique à chaque fois qu'il existe un déséquilibre entre la tension continue (Vo) 3 présente sur le condensateur de bus C et la tension de la source de courant alternatif 2. Un déséquilibre se produira généralement à chaque fois qu'on active la tension de la source de courant alternatif 2, après qu'une baisse ou une coupure de la tension de la ligne d'alimentation a eu lieu, ou lorsque la sortie en
courant continu 3 est surchargée.
La commande des phases des SCR permet également de réguler la tension de sortie continue 3 à un niveau prédéterminé et de la commander de
façon dynamique pendant le fonctionnement normal.
CIRCUIT 19 D'EXCITATION DE SCR
Le circuit 19 d'excitation, ou d'attaque de la gâchette des SCR amplifie des signaux de commande (signaux de déblocage, ou signaux de positionnement temporel) reçus de la part du circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant et les applique aux gâchettes ou électrodes de commande, des SCR. Les réseaux de transistors représentés fournissent un exemple d'une topologie appropriée pour
la mise en oeuvre du circuit 19 d'excitation de SCR.
CIRCUITS D'AMORTISSEMENT 13
Les circuits d'amortissement 13 comportent un réseau de résistances et de condensateurs couplés en série qui est connecté à l'anode de chaque SCR. D'autres topologies de circuits d'amortissement peuvent être employées sans pour autant s'écarter du domaine de l'invention. Les circuits d'amortissement 13 empêchent un amorçage non voulu des SCR suite à des conditions en dv/dt excessives régnant à l'intérieur du circuit redresseur 11. Des conditions excessives pour dv/dt se produisent souvent lorsque la source de courant alternatif 2 commute dans l'état fermé, ou bien lorsque la ou les tensions de ligne de la source
d'alimentation électrique réapparaissent après une coupure.
Des paires de diodes respectives couplent chacun des circuits
d'amortissement 13 à l'alimentation électrique 15.
ALIMENTATION ELECTRIOUE 15
Comme on peut le voir sur la figure 2, le courant passant dans chacun des réseaux d'amortissement à RC est canalisé par l'intermédiaire d'une paire de redresseurs (diodes) afin de créer des tensions d'alimentation électriques en courant continu (alimentation électrique de commande) pour le circuit 17 de mise
sous tension sans appel de courant et le circuit 19 excitation de SCR.
De préférence, une borne de sortie positive du circuit redresseur 1 1 (c'est-à-dire le noeud auquel la cathode de chaque SCR est connectée) est défini comme étant le potentiel de mise à la masse (rail de mise à la masse) pour le circuit de mise sous tension sans appel de courant 17 et le circuit d'excitation de SCR 19. Un courant positif de circuit d'amortissement part de chaque réseau d'amortissement à RC pour passer dans une diode de chaque paire, tandis qu'un courant négatif de circuit d'amortissement part de chaque réseau d'amortissement à RC pour passer dans l'autre diode de chaque paire. Les courants positif et négatif de circuit d'amortissement sont couplés à des réseaux respectifs de diodes Zener et de condensateurs afin de créer l'alimentation électrique de commande en courant continu. De préférence, les diodes Zener sont choisies de façon que l'alimentation électrique 15 produisent: (i) une alimentation sous 15 V de courant nominal pour le circuit 19 d'excitation de SRC; (ii) une alimentation positive en courant nominal de 5 V (courant continu) pour l'entrée Vdd du circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant; et une alimentation négative en courant nominal de V (courant continu) pour l'entrée Vss du circuit 17 de mise sous tension sans
appel de courant.
Les diodes Zener (en combinaison avec des résistances respectives) assurent également que les tensions présentes sur les entrées Vdd et Vss du circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant sont protégées contre les effets transitoires de tension apparaissant dans la source de courant alternatif 2. De façon avantageuse, le fait d'obtenir l'alimentation électrique de commande via les circuits d'amortissement 13 élimine la nécessité de disposer d'une alimentation électrique supplémentaire obtenue à partir des lignes de courant alternatif pour desservir le circuit de mise sous tension sans appel de courant 17 et, ou bien,
d'autres circuits.
Il faut noter qu'un enroulement auxiliaire placé sur une alimentation en courant continu à découpage et alimenté par le signal de sortie en courant continu Vo (par exemple un enroulement utilisé pour desservir d'autres fonctions de commande du système) ne satisferait pas, en lui- même, le but de fournir l'alimentation électrique de commande du circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant. C'est parce qu'une semblable alimentation électrique ne peut pas
délivrer de tension avant que la charge du condensateur de bus C ait commencé.
Ainsi, le circuit de mise sous tension sans appel de courant 17 doit être alimenté
avant que la charge du condensateur de bus C ne commence.
L'homme de l'art comprendra, sur la base des informations fournies ici, qu'il est possible d'utiliser un enroulement auxiliaire placé sur l'alimentation en courant continu à découpage de façon à venir en supplément à l'alimentation électrique obtenue de la part des circuits d'amortissement. Ceci peut être préférable lorsque l'inductance de la source d'alimentation en courant alternatif est élevée. Dans ce cas, seuls des circuits d'amortissement minimum (n'étant pas en mesure de fournir la totalité de la puissance nécessaire à l'alimentation de
commande) sont demandés pour assurer la protection en dv/dt des SCR.
CIRCUIT 17 MISE SOUS TENSION SANS APPEL DE COURANT ET COMPOSANTS
PERIPHERIQUES
De préférence, le circuit de mise sous tension sans appel de courant 17 est mis en oeuvre sous la forme d'un circuit personnalisé et des circuits et composants discrets périphériques assurent les fonctions qui ne sont pas incluses
de manière appropriée à I 'intérieur du circuit personnalisé.
Mise en oeuvre détaillée des circuits Sur les figures 3a à 3g, est présenté un schéma simplifié qui montre le circuit de mise sous tension sans appel de courant 17 mis en oeuvre sous la forme de composants discrets. L'homme de l'art comprendra que des modifications apportées aux circuits des figures 3a à 3g peuvent être nécessaires lors de la production d'une version personnalisée (ASIC) du circuit de mise sous tension sans appel de courant 17. De ce fait, de nombreuses variantes sont possibles en ce qui concerne la disposition des composants des circuits, qui ne sortent pas pour
autant du domaine de l'invention.
Dans un but simplificateur, on va se reporter aux schémas de circuit simplifiés qui sont présentés sur les figures 4a, 4b et 4c pour la discussion du fonctionnement du circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant selon l'invention. Circuit 20 de traitement de la tension de ligne Comme on peut le voir sur la figure 4a, le circuit de mise sous tension sans appel de courant 17 comporte un circuit 20 de traitement de la tension des lignes (par exemple du "secteur"). La fonction du circuit 20 de traitement de la tension de ligne est de réaliser des répliques mises à l'échelle des tensions ligne à ligne de la source en courant alternatif 2, à savoir: (U-V), qu'on appellera UV'; (V-U), qu'on appellera VU'; (V-W), qu'on appellera VW'; (W-V), qu'on appellera
WV'; (W-U), qu'on appellera WU'; et (U-W), qu'on appellera UW'.
Les tensions ligne à ligne sont de préférence prises à l'aide des tensions respectives des SCR et appliquées en entrée à des amplificateurs opérationnels d'inversion respectifs. Les signaux de sortie des amplificateurs opérationnels d'inversion sont couplés à des amplificateurs opérationnels de différence respectifs (qui produisent la différence U-V, la différence V-W et la
différence W-U).
Les signaux de sorties des amplificateurs opérationnels de différence sont couplés à des amplificateurs opérationnels d'inversion respectifs (qui
produisent la différence V-U, la différence W-V et la différence U-W).
La figure 5a est un graphe montrant les tensions U et V des SCR (qu'on appellera parfois USCR et VSCR) et les tensions UV' et VU', les formes d'onde des autres phases (non représentées) étant semblables, mais déphasées. Les demi-cycles négatifs de UV' et VU' ont des amplitudes supérieures à celles des
demi-cycles positifs, parce que la charge a lieu pendant les demi-cycles positifs.
Cette charge est provoquée par l'impédance d'autres circuits. On note que le potentiel de mise à la masse du circuit est le point commun des cathodes des SRC
(figure 2).
Lorsque le circuit de mise sous tension sans appel de courant est utilisé avec une source 2 en courant alternatif à une seule phase, la ligne spécialement associée à la phase unique (ligne 21) est connectée à la borne Vss (à savoir 5 V (courant continu)). L'effet de ceci sera discuté ci-après sous le titre
"Fonctionnement monophasé spécial".
o10 Circuit de stockage de VPKL-L Le circuit de mise sous tension sans appel de courant 17 comporte un circuit 22 de stockage de VPKL-L, qui produit une valeur représentant la tension de crête ligne à ligne de la source de courant alternatif 2. Les tensions U-V, V-W et W-V sont redressés par trois diodes. Une version mise à l'échelle de la tension de crête ligne à ligne, VPKL-L, de la source de courant alternatif 2 est stockée sur un condensateur de stockage (la résistance placée en série filtre les pointes de
tension des lignes).
Circuit de détection de ligne Le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant comporte également un circuit 24 de détection de ligne, qui reçoit la tension de crête ligne à ligne, soit VPKL-L, comme signal d'entrée d'un réseau diviseur résistif. Un comparateur de détection de ligne reçoit une tension de référence de ligne, soit le signal de "référence de ligne", sur sa borne d'entrée positive et une version, mise à
l'échelle, de la tension de crête ligne à ligne, soit VPKL-L, sur sa borne négative.
Le signal de "sortie de ligne" du comparateur de détection de ligne
passe au niveau bas si VPKL-L dépasse la valeur du signal de référence de ligne.
Ainsi, par exemple, un coupleur optique peut être connecté à la borne de sortie de ligne pour fournir un signal de réaction de ligne isolé qui indique que la tension de ligne est au-dessus ou au-dessous d'un niveau désigné. Ce niveau peut être fixé de façon qu'une indication de tension de ligne anormalement haute ou basse soit fournie. Circuits d'onde de positionnement temporel et de surveillance Le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant comporte également un circuit 26 d'onde de positionnement temporel et de surveillance Il (figure 4b), comprenant un circuit 26a d'onde de positionnement temporel et de surveillance associé à la phase U, un circuit 26b d'onde de positionnement temporel et de surveillance associé à la phase V, et un circuit 26c d'onde de positionnement temporel et de surveillance associé à la phase W. Les fonctions des circuits 26a, 26b et 26c d'onde de positionnement temporel et de surveillance sont de produire des ondes de positionnement temporel et d'offrir des capacités de surveillance. On préfèere qu'un ensemble de trois ondes de positionnement temporel en dents de scie soit produit, qui présentent une certaine relation de phase vis-à-vis des tensions ligne à ligne de la o10 source de courant alternatif 2. Par exemple, on préfèere que les ondes de positionnement temporel en dents de scie soient synchronisées sur les lignes et équilibrées de façon que l'intersection de ces ondes de positionnement temporel avec une tension de référence d'onde de positionnement temporel définisse des
instants d'amorçage voulus pour les SCR.
En cas de fonctionnement anormal du circuit redresseur, par exemple une perte temporaire des trois tensions de ligne de la source de courant alternatif 2 (ou une perte de l'une quelconque des tensions de ligne), les circuits 26a, 26b et 26c d'onde de positionnement temporel et de surveillance conservent les ondes de positionnement temporel en dents de scie commandées afin d'éviter des impulsions d'amorçage de SCR mal positionnées dans le temps. Ceci empêche l'apparition de grands sauts pour la tension de sortie en courant continu, soit Vo, et un courant de charge excessif du condensateur de bus C. Fonction de l'onde de positionnement temporel Les circuits 26a, 26b et 26c d'onde de positionnement temporel et de surveillance respectivement associés à U, V et W sont de préférence sensiblement
identiques. Pour simplifier, la description suivante ne se rapportera qu'au circuit
26a d'onde de positionnement temporel et de surveillance associée à la phase U. Les formes d'onde UV' et UW' sont redressées (par l'intermédiaire d'une paire de diodes) et appliquées en entrée à un amplificateur opérationnel d'inversion B I. Ceci constitue ce que l'on appelle également une "fonction OU" de diode. Ainsi, lorsque UV' est plus positif que UW', l'amplificateur BI reçoit en entrée UV'. De la même façon, lorsque UW' est plus positif que UV', l'amplificateur B1 reçoit en entrée UW'. Lorsque UV' et UW' sont tous deux négatifs, l'amplificateur B 1 reçoit un signal d'entrée sensiblement nul.
Une polarisation en courant continu négative relativement petite (petite par rapport à UV' et UW') est obtenue à partir de VPKL-L et lui est de préférence proportionnelle (voir la ligne 90, figures 4a et 4b). Cette polarisation en courant continu est également appliquée à l'entrée de l'amplificateur B 1. Ainsi, le signal de sortie des amplificateurs opérationnels d'inversion B1 est approxima- tivement égal à la différence de la polarisation en courant continu et des formes
d'onde UV' et UW' redressées.
En fonctionnement triphasé, le signal de sortie de l'amplificateur B1 est négatif pendant la période "active" (sur presque 240 degrés électriques), et
est positif pendant la période de "palier" restante (environ 120 degrés électriques).
La figure 5b est un graphe montrant les formes d'onde UV' et UW', le
signal d'entrée de l'amplificateur B 1, et le signal de sortie de l'amplificateur B 1.
De préférence, la valeur de la résistance de réaction R92, en série avec la diode D9, est d'environ quatre fois la valeur de l'ensemble antiparallèle de la résistance R24 en série avec la diode D12. Ainsi, le gain de l'amplificateur B1 est de préférence d'environ quatre fois plus élevés pour un signal de sortie positif que pour un signal de sortie négatif. La tension de sortie positive de l'amplificateur B 1, pendant la période de palier, est amplifiée par rapport à la tension de sortie
négative, pendant la période active.
Ce signal de sortie de l'amplificateur opérationnel d'inversion B 1 est appliqué en entrée à un amplificateur opérationnel d'intégration CI. Pendant une partie négative du signal présent sur la sortie de l'amplificateur B1, un courant circulant négativement, qui est égal à la tension de sortie de l'amplificateur B1 divisée par la valeur de la résistance R36, est extrait via R36 et un condensateur
intégrateur C 13. Celui-ci charge C13 dans un sens positif.
Pendant une partie positive du signal présent sur la sortie de l'amplificateur B1, la diode D15 est polarisée en sens passant et un courant circulant en sens positif (proportionnel à l'inverse de la combinaison parallèle des résistances R33 et R36) est extrait via le condensateur C13. Ceci décharge (ou repositionne) le condensateur d'intégration C13. La valeur de R33 est de préférence beaucoup plus petite que celle de R36, si bien que la vitesse de décharge de C13 est beaucoup plus grande que sa vitesse de charge, et C13 se
décharge complètement en environ 1 ms.
Le signal de sortie de l'amplificateur d'intégration Cl voit son niveau
fixé sur environ -0,6 V, du fait de la diode de fixation de niveau D18.
Le signal de sortie de l'amplificateur d'intégration C 1 est une pseudo onde en dents de scie, devenant positive juste après que la forme d'onde UV' passe par zéro dans le sens allant vers le positif, et commence à se repositionner juste avant que la tension UW' passe par zéro dans le sens allant vers le négatif. (Pour une rotation de phase négative de la ligne d'entrée du courant alternatif 2, le positionnement temporel relatif des formes d'onde UV' et UW' s'inverse.) La figure 5b montre la forme d'onde de sortie de l'amplificateur C1 relativement aux formes d'onde UV' et UW', au signal d'entrée de l'amplificateur
B 1 et au signal de sortie de l'amplificateur B 1.
La description ci-dessus donnée s'applique pour les autres phases de la
source en courant alternatif triphasé 2, à savoir les séquences de phase V et W. Comme cela sera discuté de manière plus détaillée ci-après, l'intervalle de commande de phase nécessaire pour amorcer les SCR est constitué des derniers degrés électriques de l'onde de positionnement temporel, pour chaque
séquence de phase.
Fonction de surveillance ("chien de garde") Les circuits 26a, 26b et 26c d'onde de positionnement temporel et de surveillance respectivement associés aux phases U, V et W comportent de préférence chacun un circuit de surveillance qui repositionne les circuits amplificateurs d'intégration respectifs (tels que le circuit contenant l'amplificateur C1), lorsque les circuits amplificateurs d'intégration respectifs ne se repositionnent pas normalement, comme décrit ci-dessus. Ceci est particulièrement important dans le cas o une anomalie présente dans les formes d'onde de tension ligne à ligne de la source en courant alternatif 2 empêche le repositionnement aux instants normaux. En liaison avec le circuit d'onde de positionnement temporel et de surveillance 26a associé à la phase U, on voit que le signal de sortie de l'amplificateur d'inversion BI est appliqué à une borne d'entrée négative d'un comparateur d'entrée et de surveillance D1. Une petite tension de polarisation en courant continu obtenue à partir de VPKL-L est appliquée à la borne d'entrée positive du comparateur D1. Lorsque le signal de sortie de l'amplificateur BI devient négatif (lorsque le signal de sortie de l'amplificateur d'intégration Cl monte suivant une rampe dans la direction positive), le signal de sortie du comparateur D1 passe au niveau haut et le condensateur C5 se charge dans un sens positif. La vitesse de charge du condensateur C5 est déterminée par la tension
présente sur la borne de "référence de tirage vers le haut" et la résistance R 107.
Dans les conditions de fonctionnement normales, lorsque le signal de sortie de l'amplificateur B 1 devient positif (commencement du repositionnement de l'intégrateur Cl), le signal de sortie du comparateur d'entrée D1 va vers le bas et C5 commence à se décharger via R66. La résistance R66 possède de préférence une valeur beaucoup plus faible que R107 et, par conséquent, la vitesse de décharge de la tension aux bornes de C5 (la tension de rampe de surveillance, ou
rampe de surveillance) est beaucoup plus grande que la vitesse de charge.
Lorsque la tension aux bornes du condensateur C5 n'a pas atteint une tension de seuil (le seuil de commutation de surveillance): (i) le signal de sortie d'un comparateur de sortie El reste haut; (ii) le signal de sortie d'un inverseur de sortie F1 reste bas; et (iii) l'intégrateur C1 ne reçoit aucun signal d'entrée via la résistance R93. Le seuil de commutation de surveillance est appliqué à la borne
d'entrée positive du comparateur d'entrée El.
De préférence, l'inverseur de sortie F1 n'exerce aucun effet de
modification sur le signal de sortie de l'intégrateur Cl lorsqu'il suit la rampe.
La figure 5c montre la forme d'onde de sortie des amplificateurs B 1 et C1, la tension aux bornes de C5 (rampe de surveillance) et le seuil de
commutation de surveillance.
Ainsi, si l'intégrateur C1 ne se repositionne pas normalement (par exemple du fait que le signal de sortie de l'amplificateur B 1 n'est pas devenu positif au moment normal de repositionnement), alors: (i) le signal de sortie du comparateur de sortie El1 ira vers le bas peu après l'instant normal de repositionnement; (ii) le signal de sortie de l'inverseur de sortie F1 ira vers le haut, et un courant circulera dans la résistance R93 afin de repositionner l'intégrateur C1. Le circuit amplificateur intégrateur CI restera repositionné jusqu'à ce que le signal de sortie de l'amplificateur B 1 devienne positif pendant une durée suffisante pour permettre au condensateur C5 de se décharger en deçà de la tension de polarisation en courant continu fournie en entrée à la borne
d'entrée positive du comparateur d'entrée D1.
Il est important que la rampe de surveillance ne se repositionne pas avant que l'amplificateur d'intégration Cl ne se soit repositionné. Ceci impose une relation commandée entre l'amplificateur B 1 et le signal d'entrée de polarisation en courant continu appliqué à l'amplificateur B1. Comme cela apparaîtra évident à l'homme de l'art, en l'absence de cette relation, il serait possible, dans certains cas de perte de ligne, que le signal de sortie de l'amplificateur d'intégration CI flotte
tandis qu'un circuit de surveillance se repositionne.
On va décrire ci-après les conditions de fonctionnement anormales
pendant lesquelles la fonction de surveillance ("chien de garde") intervient.
Perte temporaire de ligne Lorsque les tensions des trois lignes de la source de courant alternatif 2 sont perdues, les tensions présentes sur les bornes d'entrée des SCR du pont redresseur 1 1 ne chutent pas immédiatement à zéro. De ce fait, les tensions ligne à ligne résiduelles subsistent, qui dépendent de la tension stockée sur le condensateur C de bus de courant continu. Ces tensions résiduelles dépendent aussi des impédances restant éventuellement connectées aux bornes du pont redresseur 1 1 lors de la perte des tensions de ligne. Ces impédances peuvent être internes à l'équipement dont le redresseur 1 1 fait partie (par exemple des condensateurs d'amortissement ligne à ligne) ou être d'autres charges, externes,
équilibrées ou non, qui sont connectées au système.
Dans ces conditions, l'inverseur de sortie F1 repositionne l'intégrateur CI et empêche son signal de sortie de se trouver en saturation positive. La figure d est un graphe montrant le signal de sortie du comparateur de sortie 1, la tension de seuil de surveillance, et la rampe de surveillance (tension de C5). Lorsque le signal de sortie du comparateur El va vers le bas, l'inverseur de sortie F1
repositionne l'intégrateur C1.
De façon générale, les tensions ligne à ligne résiduelles de la source de courant alternatif 2 possèdent des formes d'onde s'amortissant, qui fournissent un signal d'entrée négatif sur au moins un des amplificateurs d'intégration (tels que Cl). Ceci tend à amener le signal de sortie de l'intégrateur CI à suivre une rampe allant vers la saturation positive. Si le circuit de surveillance ne repositionne pas l'intégrateur Cl dans les limites d'un cycle du démarrage normal de son signal de sortie (l'onde de positionnement temporel), une impulsion d'amorçage de SCR grossièrement mal placée dans le temps et un grand saut de la tension de sortie Vo peuvent survenir. Ceci se révèle particulièrement problématique lorsque la tension de ligne réapparaît dans la limite d'un seul cycle et que la tension de sortie Vo est
régulée à un niveau relativement bas.
La figure 5e est un graphe illustrant une perte temporaire de UV' et UW', une rampe de surveillance (tension de C5), une onde de positionnement temporelle anormalement saturée vers le haut (le signal de sortie de CI), et un saut non souhaitable de la tension de sortie Vo, au moment du retour des tensions de ligne. Cette situation peut être simulée par fixation d'un seuil de commutation
de surveillance à un niveau anormalement élevé (ceci n'est pas représenté).
Lorsqu'une seule tension de ligne se perd pendant le fonctionnement normal, le signal de sortie de l'intégrateur (par exemple le signal de sortie de C1) qui est associé à cette phase d'entrée est entraîné vers la saturation. Le circuit de
surveillance associé empêche ceci de se produire.
Circuit de stockage de VPK Si l'on se reporte à la figure 4b, on voit que le circuit de mise sous tension sans appel de courant 17 comporte un circuit 28 de stockage de VPK. Le circuit de stockage de VPK produit une tension, soit VPK, ayant une valeur de crête qui est sensiblement égale à une valeur de crête des ondes de positionnement temporel. Des résistances de décharge R223 et R65 (le transistor M16 étant connecté à la masse électrique via le transistor MOSFET M20 (figure 4c). La constante de temps de ces résistances avec le condensateur C6 est choisie de façon que VTK suive les variations d'amplitude des ondes de positionnement temporel sur les cycles d'entrée, tout en maintenant une valeur sensiblement régulière d'un
cycle à l'autre.
La tension présente sur la borne d'entrée positive de l'amplificateur tampon G1 est inférieure à VPK, du fait de l'effet de division de tension des
résistances de décharge R223 et R65 en liaison avec la résistance de charge R224.
Le gain de l'amplificateur tampon G1 est de préférence fixé de façon que la
tension de sortie de l'amplificateur G 1 soit approximativement égale à VPK.
La fonction de la résistance de charge R224 est d'assurer un filtrage vis-à-vis d'une crête transitoire anormalement élevée qui est délivrée par les intégrateurs (par exemple Cl). Ceci se produit pendant une perte transitoire d'une tension de ligne d'entrée, pendant l'intervalle entre le temps de repositionnement normal des intégrateurs et le moment o des circuits de surveillance respectifs
repositionnent les intégrateurs.
Générateur de rampe Comme on peut le voir sur la figure 4c, le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant comporte un circuit 30 générateur de rampe. La fonction du générateur de rampe 30 est de produire une tension croissante, soit
VRAMP, aux bornes du condensateur C8, pendant la mise sous tension initiale.
La tension VRAMP fixe la vitesse de montée en rampe de la tension de sortie redressée Vo, par indication du degré d'avance de phase des impulsions
d'amorçage pour les SCR du pont redresseur 11.
s VRAMP ne peut s'élever que si le circuit 32 de fixation de niveau de rampe en boucle fermée n'est pas validé. Si l'on suppose que le circuit 32 n'est pas validé, le courant circule depuis VPK (c'est- à-dire la sortie de l'amplificateur
tampon GI figure 4b), via R30, et charge le condensateur C8.
C8 tend à se charger exponentiellement vers VPK, avec une constante de temps de valeur C8 * R30. Puisque la tension de sortie Vo du pont redresseur 1 1 s'élève en fonction de VRAMP, comme VRAMP s'élève exponentiellement, Vo s'élève d'une façon non linéaire, et le temps de montée total jusqu'à la tension
de sortie complète Vo est lent, de manière non nécessaire.
Une tension VRAMP s'élevant de façon parabolique donne une montée approximativement linéaire pour la tension de sortie Vo du pont redresseur 11. Ceci permet que la tension de sortie Vo s'élève suivant la rampe jusqu'à la valeur complète en un temps pratique le plus court possible (c'est-à-dire un temps cohérent avec la limitation du courant de charge du condensateur de
bus C).
Circuit de conformation de rampe Le circuit générateur de rampe 30 comporte un circuit de conformation de rampe comprenant un amplificateur opérationnel et des résistances de polarisation R139, R140 et R149. Le circuit de conformation de rampe donne à
VRAMP une forme parabolique.
La tension aux bornes de C8 est appliquée à la borne d'entrée positive de l'amplificateur opérationnel, et la tension présente sur la sortie de cet
amplificateur est amplifiée au-dessus de VRAMP par le rapport de R139 à R149.
Cette tension amplifiée est renvoyée sur C8 via R140, ce qui fournit un courant de charge supplémentaire à C8. Le courant de charge supplémentaire destiné à C8 augmente lorsque VRAMP augmente, ce qui entraîne une montée parabolique
pour VRAMP.
La figure 5f est un graphe illustrant la montée parabolique de VRAMP, qui produit une montée approximativement linéaire pour la tension de
sortie Vo.
Circuit de fixation de rampe en boucle fermée Lorsque le MOSFET M8 de validation de la fixation du niveau de rampe est bloqué, le MOSFET M10 de fixation du niveau de rampe est excité en conduction via un amplificateur d'erreur. Cet amplificateur d'erreur compare la tension de réaction, soit -VoFB, du condensateur de bus C, via R77, avec VRAMP, via R70. L'erreur existant entre ces deux tensions, amplifiée met dans l'état conducteur le MOSFET de fixation de niveau de rampe M10, qui écarte le courant de charge vis-à-vis de C8 et amène la tension VRAMP à être sensiblement
égale à R70/R77. IVoFBI.
Au moment de la mise sous tension, pendant le verrouillage initial de la sous-tension, le circuit 32 de fixation de niveau de rampe est validé. Ainsi, lorsque IVoFBI vaut zéro (par exemple lors de la mise en activité de la source de courant alternatif 2), VRAMP vaudra zéro. Si IVoFBI possède une valeur initiale au moment de la mise sous tension (par exemple à la suite d'une brève coupure de ligne), la tension VRAMP sera régulée à la valeur de R70/R77. IVoFBI jusqu'à ce
que le circuit 32 de fixation de niveau de rampe soit invalidé.
La raison pour laquelle on régule VRAMP de façon à obtenir une égalité approximative avec R70/R77. IVoFBI pendant la période de verrouillage de la sous-tension est de fournir une valeur initiale pour VRAMP avant que la montée sur la rampe ne commence. Ceci évite un retard temporel tandis que
VRAMP attrape un niveau pré-existant de la tension de sortie Vo (s'il en existe).
Le circuit 32 de fixation de niveau de rampe est également validé pendant des coupures de tension de ligne transitoires entraînant des réductions notables de la tension de sortie continue Vo. En forçant la tension VRAMP à être proportionnelle à IVoFBI pendant une coupure de tension de ligne transitoire, on fait en sorte que, lors du retour de la tension de ligne, l'amplitude de VRAMP soit prépositionnée de façon que la montée suivant la rampe se produise sans retard non souhaitable pour la tension aux bornes du condensateur C du bus de courant continu. Ceci se produit sans qu'il apparaisse une pointe initiale de courant de recharge dans le condensateur de bus C, ce qui ne manquerait pas de survenir si
l'amplitude de VRAMP était trop élevée.
Le rapport R70/R77 est de préférence fixé par des résistances externes lorsque le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant est mis en oeuvre
sous forme de circuit personnalisé.
Ce rapport est une fonction de VRAMP et de la tension de sortie Vo.
La relation existant entre VRAMP et Vo est non linéaire lorsqu'on n'utilise aucune
bobine d'induction de filtrage L avec le condensateur C du bus de courant continu.
De ce fait, une tension VRAMP parabolique produit une augmentation approximativement linéaire de la tension de sortie Vo. La tension Vo augmente rapidement au début, lorsque VRAMP augmente depuis zéro, mais la vitesse de montée Vo se réduit pour les valeurs supérieures de Vo. Le rapport R70/R77 est de préférence fixé de façon que la tension VRAMP soit amenée à une valeur qui délivre la tension de sortie correcte Vo à environ 50 % de la tension de sortie maximale. De façon générale, le choix de R70/R77 est un compromis entre le retard intervenant lors du suivi de rampe par la tension de sortie Vo (lorsque la tension de ligne d'entrée réapparaît après une perte de ligne) et un saut initial de la tension de sortie Vo (lorsque la tension de ligne revient, c'est-à- dire lorsque l'angle d'amorçage des SCR a avancé). De ce fait, lorsque le temps de retard a été réduit et que l'angle d'amorçage de ré-entrée a avancé trop loin, il se produit un saut
excessif de la tension de sortie Vo.
La figure 5g est un graphe montrant la tension de sortie Vo pendant
une perte temporaire de ligne, lorsque R77 vaut 430 kQ et que R70/R77 vaut 0,23.
Il n'y a pas de saut pour Vo lors de la restauration de la tension de ligne.
La figure 5h est un graphe montrant la tension de sortie Vo pendant
une perte temporaire de ligne, lorsque R77 vaut 200 kQ. et que R70/R77 vaut 0,5.
Il y a un saut de Vo lors de la restauration de la tension de ligne.
Avec une bobine d'induction L placée entre la sortie du pont redresseur 11 et le condensateur de bus C, la relation entre VRAMP et Vo est plus linéaire. Dans cette situation, il faut fixer le rapport R70/R77 à une valeur plus élevée qu'en l'absence de la bobine d'induction L, pour obtenir une réponse
optimale après une perte de tension de ligne.
Amplificateur d'addition de référence de positionnement temporel On se reporte à la figure 4c, o l'on peut voir que le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant comporte un amplificateur d'addition de référence de positionnement temporel, soit Hi, dont la sortie fournit, sur une ligne 33, une tension de référence d'onde de positionnement temporel. La tension de référence d'onde de positionnement temporel présente sur la ligne 33 est appliquée à: (i) un circuit 36a comparateur de positionnement temporel de SCR pour la phase U; (ii) un circuit 36b comparateur de positionnement temporel de SCR pour la phase V; et (iii) un circuit 36c comparateur de positionnement temporel
de SCR pour la phase W (figure 4b).
La tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) est sensiblement égale à la différence entre VPK et VRAMP (pour autant que le signal de sortie de l'amplificateur 48 soit nul). Ainsi, lorsque VRAMP vaut zéro, la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) est sensiblement égale à VPK. L'amplificateur H 1 d'addition de référence de positionnement temporel inverse VRAMP et, par conséquent, lorsque VRAMP augmente, la tension de
référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) diminue (figure 5f).
o10 Impulsions de déblocage de SRC Pour obtenir une valeur minimale de la tension Vo de sortie du pont redresseur 11, il faut que l'angle d'amorçage des SCR se produise juste avant le passage par zéro, allant vers le négatif, des tensions d'entrée ligne à ligne respectives. Pour des valeurs régulées plus élevées de Vo, l'angle d'amorçage des SCR peut survenir progressivement plus tôt que le passage par zéro, en allant vers le négatif, des tensions d'entrée ligne à ligne respectives. Si l'on suppose que le passage par zéro, allant vers le négatif, des tensions d'entrée ligne à ligne respectives est à 180 o, alors l'angle d'amorçage des SCR doit survenir à des angles
de plus en plus inférieurs à 180 .
Comme on peut le voir sur la figure 4b, pour obtenir la fonction ci-
dessus indiquée, le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant emploie le circuit 36a comparateur de positionnement temporel de SCR pour la phase U, le circuit 36b comparateur de positionnement temporel de SCR pour la phase V, et le circuit 36c comparateur de positionnement temporel de SCR pour la phase W, afin de comparer la tension de référence d'onde de positionnement temporel se trouvant sur la ligne 33 avec les signaux de sortie respectifs de l'intégrateur C1 et des intégrateurs associés aux phases V et W. Plus particulièrement, chaque circuit comparateur 36a, 36b et 36c comporte un comparateur d'intersection (par exemple le comparateur Il associé à la phase U) permettant de comparer la tension de référence d'onde de positionnement temporel se trouvant sur la ligne 33 avec, par
exemple, le signal de sortie de l'intégrateur CI.
Les signaux de sortie des comparateurs d'intersection (par exemple le comparateur I1) définissent les points de commencement des impulsions d'amorçage des SCR. Chaque comparateur d'intersection tente de produire un signal de sortie élevé à chaque fois que l'onde de positionnement temporel venant d'un intégrateur associé (par exemple C1) devient supérieur à la tension de
référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33).
Pour éviter l'apparition de courants d'appel excessivement élevés dans le condensateur C du bus de courant continu au moment du démarrage, il faut que les points d'intersection de la tension de référence d'onde de positionnement temporel de la ligne 33 avec les signaux de sortie (ondes de positionnement temporel) des amplificateurs intégrateurs (par exemple C1) se trouvent au niveau ou au voisinage des crêtes des ondes de positionnement temporel. Ainsi, la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) doit être sensiblement
égale à VPK au moment du démarrage.
Lorsque la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) suit la rampe dans le sens descendant, l'intersection avec les ondes de positionnement temporel se produit à des moments de plus en plus précoces, ce qui entraîne des angles d'amorçage plus précoces pour les SCR. Alors la tension
de sortie Vo suit la rampe en montant en direction de sa valeur fixée.
Comparateurs de tension de SCR Le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant comporte également un comparateur (J 1) de tension de SCR pour la phase U (notée USCR), un comparateur de tension de SCR pour la phase V (notée VSCR), et un comparateur de tension de SCR pour la phase W (notée WSCR). Ces comparateurs de SCR comparent la tension instantanée anode-cathode de chaque SCR avec une valeur de référence fixe, soit V SCRREF, (ligne 35). Cette référence est fixée de façon à représenter une tension réelle anode-cathode de SCR (avant l'atténuation intervenant au niveau d'une quelconque résistance de réaction) d'environ 15 à 30 V. Lorsque la valeur instantanée respective de la tension anode-cathode de SCR est supérieure à cette valeur d'environ 15 à 30 V, la sortie du comparateur de tension de SCR associé (par exemple JI) tente de produire une valeur élevée,
et, sinon, le signal de sortie est bas.
Les signaux de sortie des comparateurs de tension des SCR sont combinés avec les signaux de sortie respectifs des comparateurs d'intersection (par exemple le comparateur Il relatif à la phase U) de façon que des paires respectives de comparateurs soient amenées à délivrer une valeur élevée afin de produire une
impulsion d'amorçage de SCR respective (par exemple sur la ligne 37).
Les impulsions respectives d'amorçage des SCR sont donc ajustées de façon que (i) elles ne se produisent pas lorsque les ondes de positionnement temporel de sortie respectives des amplificateurs intégrateurs (par exemple C1) sont moins positives que la tension de référence d'onde de positionnement temporel présentes sur la ligne 33, (ii) qu'elles ne se produisent pas avant que la tension respective instantanée anode-cathode des SCR soit au moins d'une valeur positive d'environ 15 à 30 V, et (iii) qu'elles soient terminées lorsque la tension instantanée anode-cathode retombe en-deçà d'une valeur d'environ 15 à 30 V
(après que le SCR a été débloqué).
De façon avantageuse, la durée des impulsions respectives d'amorçage des SCR (par exemple l'impulsion d'amorçage de SCR relative à la phase U, ligne 37) est dynamiquement commandée de façon à assurer le déblocage du SCR respectif. Une fois que le SCR respectif a été débloqué, l'impulsion d'amorçage
associée s'interrompt automatiquement, après un bref retard.
On préfere qu'un retard soit introduit afin que l'impulsion d'amorçage du SCR soit maintenue pendant environ 10 ps après la chute de la tension du SCR en deçà d'environ 15 à 30 V, pour assurer que le SCR est verrouillé en conduction
au moment o l'impulsion d'amorçage disparaît.
Cette commande dynamique de la durée des impulsions d'amorçage de SCR (c'est-à-dire une durée adéquate pour assurer le déblocage des SCR, mais qui n'est pas excessive) est importante en ce qu'elle minimise le courant moyen consommé par le circuit d'excitation 19 en provenance de l'alimentation électrique 15. Une demande de courant accrue faite par le circuit d'excitation 19 auprès du circuit d'alimentation électrique 15 provenant des circuits d'amortissement pourrait nécessiter, dans les circuits d'amortissement, des condensateurs ayant des valeurs plus grandes que cela n'est nécessaire pour la protection des SCR vis-à-vis de dv/dt. Les comparateurs de tension des SCR ont également pour fonction d'empêcher les impulsions d'amorçage de commencer lorsque les tensions instantanées respectives des SCR sont négatives. En l'absence d'une telle fonction,l'impulsion d'amorçage pourrait survenir alors que les points de croisement de la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) avec les signaux de sortie des intégrateurs (par exemple l'onde de positionnement temporel de sortie de C 1) se trouvent en avant du passage par zéro des tensions des SCR, ou bien alors que la tension de référence d'onde de positionnement temporel se trouve en permanence en dessous des signaux d'entrée des intégrateurs (par exemple
lorsque le redresseur est entièrement en service).
Circuit de régulation de tension en boucle fermée Le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant comporte également un circuit 34 de régulation de tension en boucle fermée (figure 4c) qui ajuste la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) dans
des conditions de non-démarrage.
Le circuit 34 de régulation de tension en boucle fermée comporte un amplificateur 42 d'inversion de -VoREF, un comparateur 44 de polarité d'erreur, un amplificateur 46 d'inversion d'erreur de Vo, un amplificateur 48 tampon d'erreur de Vo, et d'autres composants de circuit associés. Le signal de référence de tension de sortie -VoREF fixe l'amplitude de la tension de sortie continue d'état stationnaire, soit Vo, via une commande en boucle fermée. De préférence, il s'agit d'une tension appliquée depuis l'extérieur et celle-ci est négative par rapport à la "masse électrique", c'est-à-dire par rapport à la borne de sortie positive du pont
redresseur 1 1.
L'amplificateur 42 d'inversion de -VoREF inverse la tension de référence en +VoREF. La différence entre +VoREF et un signal de réaction obtenu à partir de la tension de sortie Vo, lequel signal est appelé -VoFB, est amplifiée et inversée par l'amplificateur 46 d'inversion de VoERREUR. Le signal de sortie des amplificateurs est filtré par R185, R186 et C28, de façon qu'une tension lissée représentant l'erreur en courant continu (tension d'erreur) entre VoREF et VoFB apparaît aux bornes de C28. La tension d'erreur est appliquée en
entrée à l'amplificateur 48 tampon de VoERREUR.
Le signal de sortie de l'amplificateur 48 tampon de VoERREUR est appliqué en entrée à l'amplificateur HI d'addition de référence de positionnement temporel. Si IVoRBI est inférieur à VoREF, la tension d'erreur est négative, le signal de sortie du comparateur 44 d'inversion de polarité d'erreur est positif, et un MOSFET M17 de dérivation d'erreur négative est débloqué. Lorsque M17 est conducteur, il maintient sensiblement au potentiel de la masse électrique la borne d'entrée positive de l'amplificateur 48 tampon de VoERREUR. Le signal de sortie de l'amplificateur 48 tampon de VoERREUR est donc sensiblement nul. Ainsi, la boucle de régulation de tension n'a pas d'influence sur le signal de sortie de l'amplificateur H1 d'addition d'onde de positionnement temporel ou sur la tension
de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33).
Si IVoFBI dépasse VoREF, la tension d'erreur devient positive et le MOSFET M17 de dérivation d'erreur négative devient non conducteur. Ainsi, le signal d'entrée appliqué à la borne positive de l'amplificateur 48 tampon de VoERREUR devient approximativement égal à la tension d'erreur. Le signal de sortie de l'amplificateur 48 tampon de VoERREUR augmente (dans le sens positif) et la tension d'erreur appliquée à l'amplificateur H 1 d'addition de référence de positionnement temporel augmente la tension de référence d'onde de
* positionnement temporel (ligne 33), ce qui retarde l'angle d'amorçage du SCR.
Cette action en boucle fermée corrige les erreurs présentes dans la tension de
sortie Vo.
Puisque le circuit 34 de régulation de tension en boucle fermée ne devient actif que lorsque VoFB commence à dépasser VoREF et que VoREF a toujours une certaine valeur finie, le circuit n'a pas d'effet sur la vitesse de montée de rampe de la tension de sortie Vo pendant le démarrage. La vitesse de montée de rampe au moment du démarrage n'est déterminée que par la vitesse d'augmentation de VRAMP, jusqu'au moment o la tension de sortie atteint un
niveau pour lequel IVoFBI commence à dépasser VoREF.
Pour minimiser le dépassement de tension (positif) de la tension de sortie Vo, il faut que le temps de charge de C28 soit relativement bref. Ce temps de charge est fixé essentiellement par R185 et C128. Il est souhaitable que le temps de décharge de C28 (qui est fixé par R 186) soit plus long que le temps de charge. Ceci empêche que la tension d'erreur ne s'amortisse trop rapidement
pendant une perte transitoire de ligne, ce qui amènerait l'angle d'amorçage de ré-
entrée à être trop en avance, et, par conséquent, l'application d'un courant de recharge excessif au condensateur C du bus de courant continu au moment du
retour de la tension de ligne.
On note que, une fois que la montée de rampe initiale de la tension de sortie Vo a été complètement réalisée et qu'un fonctionnement d'état stationnaire normal a été atteint, l'amplitude de VRAMP s'établit à environ VPK, indépendamment de la valeur de -VoREF. Ainsi, après le démarrage, la tension de
sortie Vo ne se trouve plus sous commande de la tension de rampe VRAMP.
Ajustement du gain de boucle Si la boucle de régulation de tension présente une instabilité du type ondulation résiduelle, c'est-à-dire qu'il existe des angles d'amorçage inégaux d'un SCR au suivant, il faut réduire le gain de boucle, au prix d'une réduction de la rigueur de la régulation de tension. Comme représenté sur la figure 4c, l'ajustement du gain de boucle s'effectue via le noeud D60/R186 au noeud RA/RB et via l'ajustement des résistances de division de potentiel RA et RB (qui sont de préférence externe lorsque le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant
est un circuit personnalisé ou un circuit intégré).
Circuit de fixation de niveau de la référence de positionnement temporel Le circuit de mise sous tension sans appel de courant comporte de préférence un circuit de fixation de niveau de la référence d'onde de positionnement temporel, lequel comprend un amplificateur 50 et des composants de circuit associés (figure 4c). Ce circuit fixe le niveau de la valeur maximale de la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) sur une valeur légèrement inférieure à VPK, c'est-à-dire sur une valeur légèrement inférieure à la valeur de crête des ondes de positionnement temporel (délivrées par les intégrateurs, par exemple par Cl), à chaque fois que la boucle de régulation de tension est active. Ceci assure que des points d'intersection d"'arrêt final" relatifs aux impulsions d'amorçage des SCR sont toujours produits lorsque la tension de sortie Vo est soumise à la régulation. Ceci donne également une assurance contre l'absence d'impulsions d'amorçage, comme il ne manquerait pas de s'en produire suite au fait que la tension d'erreur pousse de façon transitoire la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) au- dessus des crêtes des
ondes de positionnement temporel.
Le signal de sortie du comparateur de polarité d'erreur 44 est bas à chaque fois que la tension d'erreur est positive. Ainsi, le signal de sortie du comparateur inverseur 52 est haut à chaque fois que le signal de sortie du comparateur de polarité d'erreur 44 est positif. Dans ces conditions, la diode D65 se polarise en sens passant, et le signal de sortie de l'amplificateur 50 de fixation de niveau de la référence d'onde de positionnement temporel est sensiblement égal à la tension présente sur sa borne d'entrée positive. Cette tension est de préférence une fraction (environ 98 %) de VPK. La tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) voit son niveau fixé sur cette valeur, via la
diode D70.
Lorsque la tension d'erreur est négative (ce qui indique que le circuit de régulation de tension n'est pas sensiblement en train de fonctionner), le signal de sortie du comparateur inverseur 52 devient bas. D65 est donc polarisé en sens non passant, et le signal de sortie de l'amplificateur 50 de fixation de niveau de la référence de positionnement temporel devient sensiblement égal à Vdd (le niveau de l'alimentation électrique de commande), ce qui supprime l'application de la fixation de niveau à la tension de référence d'onde de positionnement temporel
(ligne 33).
Lorsque le signal de sortie de l'amplificateur 50 de fixation de niveau de la référence de positionnement temporel devient sensiblement égal à Vdd, la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) est libre de dépasser VPK. C'est le cas pendant la mise sous tension initiale, lorsque la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) commence d'approcher les crêtes des ondes de positionnement temporel en partant d'un niveau quelque peu supérieur à VPK. Ceci assure que la première impulsion d'amorçage de SCR est retardée le plus possible, de façon à maintenir le premier saut de la tension de
sortie Vo aussi petit que possible.
Circuit de baisse de tension La tension de sortie Vo du bus de courant continu chutera si la tension de la ligne d'entrée présente une diminution ou une perte complète. Dans le cas d'une réduction ou d'une perte de peu de durée de la tension de la ligne, le condensateur C du bus de courant continu peut maintenir de façon suffisante la tension de sortie continue pour que le fonctionnement du système se poursuive
sans interruption.
Il est important que la charge appliquée sur le condensateur C du bus de courant continu soit restaurée aussi rapidement que possible lors du retour de la
tension de ligne, sans qu'il y ait un courant excessif de recharge du condensateur.
Il est important que le circuit de commande d'amorçage des SCR soit en mesure de répondre rapidement, afin de minimiser les effets de la brève interruption de la
tension de ligne.
Comme on peut le voir sur la figure 4c, le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant comporte de préférence un circuit 54 de baisse de tension qui contrôle les baisses intervenant sur la tension de sortie Vo du bus de courant continu. Le circuit 54 de baisse de tension comporte un comparateur 56 de baisse de tension, un MOSFET M24 de repositionnement de Vo, un MOSFET
M26 de repositionnement d'hystérésis, et des composants de circuit associés.
Aussi longtemps que le signal de réaction de tension de bus de courant continu, soit -VoFEB, ne baisse pas en deçà d'une fraction préétablie, soit k, d'une valeur initiale, le comparateur de baisse de tension 56 n'est pas activé et la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) est autorisée à flotter sensiblement au niveau de sa valeur d'avant la baisse, pendant une coupure de ligne de brève durée. Ainsi, lors du retour de la tension de ligne, l'angle
d'amorçage de ré-entrée sera sensiblement l'angle d'amorçage d'avant la baisse.
(Ceci suppose que l'amplitude de la tension de ligne en train de revenir est la même que la valeur d'avant la baisse.). La tension Vo du bus de courant continu peut ainsi rapidement se recharger à la valeur d'avant la baisse au moment du retour de la tension de la ligne d'entrée, sans que s'introduise un retard dû à la
commande de phase des SCR.
Puisque cette recharge rapide s'obtient sans limitation active du courant de recharge, elle ne peut être autorisée que si VoFB n'a pas trop baissé pendant la coupure de la tension de ligne (c'est-à-dire qu'elle ne soit pas en deçà de k.VoFB, o VoFB est la valeur d'avant la baisse et K vaut typiquement environ 0,7). Si VoRB baisse en deçà de k.VoFB, alors la tension de rampe VRAMP voit son niveau être fixé sur une fraction donnée de VoFB, par validation du circuit 32 de fixation de niveau de rampe. Dans ce cas, la tension d'erreur (présente aux bornes de C28) voit son niveau être fixé sur zéro, aussitôt que la tension de rampe VRAMP a subi une fixation de niveau. Le circuit est alors réglé pour fournir l'angle voulu d'amorçage de ré-entrée lors du retour de la tension de ligne. En fonctionnement normal, le signal de sortie de la porte NON-ET 58 est haut, ce qui provoque le blocage du MOSFET M24 de repositionnement de Vo, et le déblocage du MOSFET 26 de repositionnement d'hystérésis. Le signal de réaction de tension de sortie, soit -VoFB, est stocké sur le condensateur Cl. Le comparateur 56 de baisse de tension compare, avec -VoFB, une fraction k, valant
Rl 12/(RI 11 + R113) de latension de CI.
En fonctionnement normal, Ik.VoFBI vaut moins que IVoFBI, et le signal de sortie du comparateur 56 de baisse de tension est haut. Lorsque le signal de sortie du comparateur de baisse de tension 56 est haut, il n'y a pas d'effet actif
sur le fonctionnement du système.
Lorsqu'une brève coupure de ligne se produit, la tension conservée sur C1 reste sensiblement constante et égale à la valeur d'avant la baisse, tandis que IVoFBI commence quant à lui à diminuer au fur et à mesure de la décharge du condensateur de bus C. Si cette diminution est insuffisante pour amener le signal de sortie du comparateur de baisse de tension 56 à avoir une basse valeur, la tension de rampe VRAMP qui est stockée sur CRAMP et la tension d'erreur présente sur le condensateur d'erreur C28 maintiennent sensiblement leurs valeurs d'avant la baisse, de sorte que la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) maintient sensiblement sa valeur d'avant la baisse, jusqu'au retour de la tension de ligne. Ainsi, l'angle d'amorçage de ré-entrée est égal à
l'angle d'amorçage d'avant la baisse.
Si la tension Vo du bus de courant continu baisse jusqu'à une valeur inférieure à k fois la valeur d'avant la baisse, le signal de sortie du comparateur de baisse de tension 56 se verrouille sur un niveau bas. Le signal de sortie du comparateur de baisse de tension 56 reste verrouillé sur un niveau bas aussi
longtemps que le signal de sortie de la porte NON-ET 58 reste sur un niveau haut.
I en est ainsi du fait que ce signal de sortie produit le déblocage du MOSFET M26 de repositionnement d'hystérésis, ceci tirant vers le bas la borne d'entrée positive du comparateur de baisse de tension 56 et maintenant au niveau bas le
signal de sortie de ce comparateur.
Lorsque le signal de sortie du comparateur de baisse de tension 56
passe au niveau bas, les faits suivants se produisent.
a) Le MOSFET M8 de validation de fixation de niveau commute dans l'état non conducteur, ce qui valide le circuit 32 en boucle fermée de fixation de niveau de rampe local et fixe le niveau de la tension de rampe VRAMP sur une
fraction fixée de VoFB, comme précédemment décrit.
b) Dès que la tension de rampe VRAMP a vu son niveau être fixé, le signal de sortie de l'amplificateur d'erreur de rampe chute sensiblement jusqu'à la tension de seuil du MOSFET MO10 de fixation de niveau de rampe. Ceci amène le signal de sortie du comparateur 60 de détection de fixation de niveau de rampe à commencer à passer à un niveau haut. En combinaison avec la résistance R196, le condensateur C2 ralentit le temps de montée du signal de sortie de ce comparateur de façon qu'il n'atteigne pas un niveau suffisant pour que le signal de sortie de la porte NON-ET 58 passe à un niveau bas, pendant une période de "suspension". La période de suspension est le laps de temps pendant lequel le signal de sortie du comparateur 62 d'intersection d'onde de positionnement temporel reste haut alors même que les tensions de ligne d'entrée ont disparu. La période de suspension est produite par le fait que les intégrateurs d'onde de positionnement temporel (par exemple C1) ne sont pas repositionnés immédiatement par les circuits de surveillance respectifs lorsque la tension de ligne disparaît. Si le signal de sortie de la porte NON-ET 58 passait à un niveau bas pendant la période de suspension, un repositionnement prématuré du comparateur de baisse de tension 56 se produirait. Après un certain temps de retard, le signal de sortie du comparateur 60 de détection de fixation de niveau de rampe débloque le MOSFET M15 de décharge d'erreur de Vo, ce qui a pour effet de décharger rapidement à zéro la
tension d'erreur se trouvant aux bornes de C28.
Lorsque la séquence (a-b) a lieu, le signal de sortie de l'amplificateur H1 d'addition de référence de positionnement temporel commence par s'élever tandis que la tension de rampe VRAMP subit une fixation de niveau, puis revient à un niveau plus bas lorsque la tension d'erreur (présente aux bornes de C28) s'est déchargée. Le signal de sortie de l'amplificateur H1 d'addition de référence de positionnement temporel s'établit sur une valeur qui est égale à la différence entre VPK et VRAMP, VRAMP étant une fraction fixée (R70/R77) de VoFB. Les
figures 5g et 5h présentent ces formes d'onde en fonction de R70/R77.
Ce circuit assure que la tension de rampe VRAMP voit son niveau être fixé avant que la tension d'erreur ne soit déchargée, et, ainsi, la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) commence à évoluer vers le haut avant de revenir à une valeur inférieure. Si la tension d'erreur était déchargée avant la fixation de niveau de la tension de rampe VRAMP, la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) descendrait avant de recommencer à monter. Si la tension de ligne d'entrée revenait juste au moment o la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) se déplace vers le bas, une pulsion prématurée d'amorçage de SCR serait produite. Ceci entrainerait l'application d'un courant d'appel excessif au condensateur C du bus
de courant continu.
Selon l'invention, la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) peut être automatiquement fixée à un niveau qui produira un angle d'amorçage de ré-entrée approximativement correct lors du retour de la tension de ligne d'entrée, comme précédemment décrit. Ceci amène la tension de sortie Vo à revenir suivant une rampe à sa valeur d'avant la coupure, sans retard inutile et sans application d'un courant de recharge excessif au condensateur C du
bus de courant continu lors du retour de la tension de ligne.
Lorsque le signal de sortie du comparateur de baisse de tension 56 passe à un niveau bas, le MOSFET M20 de décharge de VPK passe dans l'état bloqué (figure 4c). Ceci déconnecte les résistances R223 et R65 de décharge de VPK vis-à-vis de la masse électrique (figure 4b) et permet au condensateur C6 de stockage de VPK de maintenir sa charge pendant la coupure de ligne. Ceci est important, car un amortissement de VPK pendant la coupure de ligne entraînerait
un angle d'amorçage de ré-entrée trop en avance lors du retour de ligne.
Le comparateur de baisse de tension 56 se repositionne lorsque le signal de sortie de la porte NON-ET 58 devient bas. Pendant une coupure de ligne, l'entrée 1 de la porte NON-ET 58 acquière un niveau haut lorsque le signal de sortie du comparateur 60 de détection de fixation de niveau de rampe 60 devient haut. L'entrée 2 de la porte NON-ET 58 reçoit le signal de sortie du comparateur 62 d'intersection d'onde de positionnement temporel. Celui-ci compare une fraction de la tension de référence d'onde de positionnement temporel (ligne 33) avec le signal d'onde de positionnement temporel composite (ligne 39), c'est-à-dire
la "somme" redressée des ondes de positionnement temporel (figure 4b).
Pendant la coupure de ligne, après la période de suspension initiale ci-
dessus décrite, l'onde de positionnement temporel composite (ligne 39) chute à zéro, si bien que le signal de sortie du comparateur 62 d'intersection d'onde de positionnement temporel passe à un niveau bas. Ce signal de sortie reste bas
jusqu'au retour de la tension de ligne; le signal de sortie devient alors haut.
L'entrée 2 de la porte NON-ET 58 passe ensuite au niveau haut et le signal de
sortie de la porte NON-ET 58 passe au niveau bas.
Lorsque ceci se produit, le MOSFET M24 de repositionnement de Vo passe dans l'état conducteur, ce qui décharge la tension stockée aux bornes du condensateur C I de stockage de Vo. Simultanément, le MOSFET M26 de repositionnement d'hystérésis passe dans l'état non conducteur. La borne d'entrée positive du comparateur de baisse de tension 56 devient alors plus positive que la
borne d'entrée négative, et son signal de sortie devient haut.
Le MOSFET M8 de validation de fixation de niveau de rampe se débloque, ce qui invalide le circuit 32 en boucle fermée de fixation de niveau de rampe local. Le signal de sortie de l'amplificateur d'erreur de rampe augmente et le signal de sortie du comparateur 60 de détection de fixation de niveau de rampe devient bas, ce qui rend non conducteur le MOSFET M 15 de décharge d'erreur de Vo. Le signal de sortie de la porte NON-ET 58 devient haut, le MOSFET M24 de repositionnement de Vo devient conducteur, et le condensateur CI de stockage de
Vo se recharge jusqu'à -k.VoFB.
Un fonctionnement normal est alors rétabli.
Baisse de tension pendant la régulation dynamique de la tension de sortie Lorsque la référence de tension de sortie, soit -VoREF, diminue rapidement à un degré suffisant (c'est-à-dire lorsqu'il passe à une valeur négative plus petite), la tension de sortie Vo diminue et le comparateur de baisse de tension 56 s'active. Il fixe le niveau de la tension de rampe VRAMP et repositionne à zéro la tension d'erreur (C28), exactement comme si la baisse de tension avait été provoquée par une perte de tension de ligne d'entrée. L'angle d'amorçage de SCR peut alors devenir temporairement trop retardé, et la tension de sortie Vo peut se
trouver en dépassement négatif par rapport à la valeur fixée.
Toutefois, puisque la tension de ligne d'entrée et les ondes de positionnement temporel sont toujours présentes, le signal de sortie du comparateur 62 d'intersection d'onde de positionnement temporel subsiste, ou bascule vers le haut, ce qui décharge rapidement la tension stockée aux bornes du condensateur C1 de stockage de Vo et repositionne le comparateur de baisse de tension 56. Ceci supprime la fixation de niveau de la tension de rampe VRAMP, bloque le MOSFET M 15 de décharge d'erreur de Vo, et permet que la tension de
rampe VRAMP ramène la tension de sortie Vo au niveau fixé.
A ce moment, le circuit régulateur 34 tente de réguler la tension de sortie Vo sur la nouvelle valeur fixée (pendant que la tension de rampe VRAMP continue d'augmenter en direction de sa valeur maximale). Ainsi, la tension de sortie Vo peut connaître un dépassement négatif. On peut éviter ce dépassement
négatif en éliminant les grandes réductions brusques de la tension de sortie Vo.
Ainsi, si des variations de -VoREF se produisent avec une vitesse qui ne "surmonte" sensiblement pas la vitesse de décharge du condensateur C1 de
stockage de Vo, on évite d'activer le comparateur de baisse de tension.
Circuit de sous-tension/empêchement de perte de phase Ce circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant comporte de préférence un circuit 70 de sous-tension/empêchement de perte de phase (figure 4c). Le circuit 70 de sous-tension/empêchement de perte de phase délivre un signal de sous-tension (notée UV) qui est bas lorsque la tension d'alimentation électrique Vdd principale est en deçà d'un minimum fixé. Ceci se produit pendant la mise sous tension initiale ou pendant une perte prolongée de la tension de ligne d'entrée. Un signal UV bas débloque le MOSFET M23 de charge rapide (figure 4b) pendant la mise sous tension initiale, ce qui permet au condensateur C6 de stockage de VPK de se charger rapidement jusqu'à VPK et réduit l'action
retardante de R224.
Le circuit 70 de sous-tension/empêchement de perte de phase délivre un signal de sous-tension/empêchement de perte de phase (ligne 72) qui est bas (i) lorsque le signal UV (ligne 74) est bas, ou bien (ii) lorsque le condensateur d'intégration de perte de phase C26 se décharge en deçà un niveau fixé. C'est le
cas lorsqu'une phase d'entrée se trouve manquante pendant plus d'environ 3 demi-
cycles. Lorsque le signal de sous-tension/perte de phase (ligne 72) est bas, le MOSFET M8 de validation de fixation de niveau commute dans l'état non conducteur et le circuit 32 de fixation de niveau de rampe en boucle fermée fixe le niveau de la tension de rampe VRAMP à une fraction fixée de VoFB. Les signaux de sortie des comparateurs d'onde de positionnement temporel (par exemple Il, figure 4b) sont également tirés vers le bas, ce qui empêche la
production des impulsions d'amorçage de SCR (par exemple la ligne 37).
Circuits de détection de perte de ligne Le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant comporte de préférence un circuit 78 de détection de perte de ligne (figure 4c) et effectue les
fonctions suivantes.
Detection de er 'ue.phase et arrêt Un train d'impulsions de durée fixe d'une fréquence valant deux fois la fréquence de ligne est délivré à la grille du MOSFET M19 de décharge de perte de phase lorsqu'une phase d'entrée est manquante. A chaque fois que le MOSFET M19 passe dans l'état conducteur, le condensateur d'intégration de perte de phase C26 se décharge d'une quantité fixée. La recharge de C26 via R168 entre les impulsions de décharge est relativement légère, car la constante de temps
C26.R 168 est beaucoup plus longue qu'un demi-cycle.
Après deux à trois impulsions successives de perte d'une phase, le condensateur d'intégration de perte de phase C26 est suffisamment déchargé pour que le signal de sortie du comparateur 76 d'empêchement de perte de phase devienne bas. Ceci valide le circuit de fixation de niveau de rampe 32, lequel fixe le niveau de la tension de rampe VRAMP et invalide les impulsions d'amorçage
de SCR.
Le fait d'imposer deux ou trois impulsions successives de perte d'une phase avant l'arrêt des SCR évite le déclenchement d'inconvénients. L'arrêt rapide du redresseur lorsqu'une phase d'entrée est perdue est important, car, si la tension de sortie Vo est en train de faire l'objet d'une régulation sur un niveau relativement bas et qu'une phase manquante effectue son retour, l'angle d'amorçage de ré-entrée peut être beaucoup trop avancé, ce qui provoquerait un grand saut de la tension de sortie Vo et l'application d'un courant de recharge excessif au condensateur C du
bus de courant continu.
Le train d'impulsions de perte d'une phase de durée fixe s'obtient via la comparateur 80 trois phases/une phase, lequel compare l'onde de positionnement temporel composite (ligne 39) avec une fraction de VPK. En fonctionnement normal, le signal de sortie du comparateur 80 trois phases/une phase est en permanence haut, car l'onde de positionnement temporel composite (ligne 39) est toujours supérieure à la fraction fixée de VPK. Toutefois, si une phase d'entrée est manquante, le signal de sortie du comparateur 80 trois phases/une phase bascule à
deux fois la fréquence de ligne.
Lorsque le signal de sortie du comparateur 80 trois phases/une phase bascule vers un niveau bas, la terision aux bornes de C23 se décharge, bien que ceci n'affecte pas le signal de sortie du comparateur 82 de perte d'une phase (qui est tiré vers le bas via D26) aussi longtemps que le signal de sortie du comparateur
est bas.
Lorsque le signal de sortie du comparateur 80 trois phases/une phase bascule vers le haut, le signal de sortie du comparateur 82 de perte d'une phase devient haut pendant une durée fixée (qui est déterminée par le temps de charge de C23 via R234) jusqu'à atteindre le seuil de commutationdu comparateur 82 de
perte d'une phase. A ce moment, le signal de sortie de ce comparateur devient bas.
Lorsque le signal de sortie du comparateur 82 de perte d'une phase est haut, le MOSFET M18 devient conducteur (c'est-à-dire lorsqu'une phase d'entrée est manquante) pendant une durée fixée, deux fois par cycle. L'entrée d'un coupleur optique peut être connectée entre la masse électrique (positif) et la borne de perte d'une phase (ligne 40). Ceci produit un signal de réaction isolé qui bascule entre l'état actif et l'état inactif pendant la perte d'une phase d'entrée. Le MOSFET M19 de décharge d'intégrateur de perte de phase peut être invalidé par
connexion à Vss de la borne d'invalidation d'arrêt d'une phase (ligne 41).
Détection de la perte de trois phases
.D.. ec....o.n...d..e..1.a.p.e.r.e...d...r..o.i.s.p.a.s.
En fonctionnement normal, le signal de sortie du comparateur 80 (trois phases/une phase) est haut, le MOSFET M22 est dans l'état débloqué, le signal de sortie du comparateur 84 de perte de trois phases est haut, et le MOSFET M21 est débloqué. Si l'alimentation électrique triphasée a été perdue, le signal de sortie du comparateur 84 de perte de trois phases devient bas après un retard d'environ l0 1,5 cycle (le retard est fixé par R240 et C32). Lorsque le signal de sortie de ce
comparateur devient bas, le MOSFET M21 commute dans l'état non conducteur.
L'entrée d'un coupleur optique peut être connectée entre la masse électrique (positif) et la borne de perte de trois phases (ligne 85) de façon à produire un signal de réaction isolé. Lorsque l'alimentation électrique triphasée est
présente, le MOSFET M21 est débloqué, et ce coupleur optique est alors excité.
Lorsque l'alimentation électrique triphasée manque, le MOSFET M21 est bloqué,
et le coupleur optique n'est pas excité.
Le signal de sortie du comparateur 84 de perte de trois phases alimente un comparateur 86 de décalage de niveau qui attaque la grille du MOSFET M20 de décharge de VPK. Lorsque la perte de l'alimentation électrique triphasée a été détectée, le signal de sortie du comparateur 86 de décalage de niveau devient bas, ce qui rend non conducteur le MOSFET M20 de décharge de VPK et empêche la
décharge du condensateur C6 de stockage de VPK (figure 4b).
En connectant la borne une phase/trois phases (ligne 87) à la borne de perte d'une phase (ligne 40), un unique isolateur optique connecté entre la masse électrique et la borne de perte de trois phases (ligne 85) fournit un signal
multiplexé rapportant à la fois à la perte d'une phase et à la perte de trois phases.
L'excitation continue du coupleur optique indique un fonctionnerment normal, tandis que le basculement du coupleur optique indique qu'une phase d'entrée est manquante. L'absence continue d'excitation du coupleur optique indique que les
trois phases d'entrée sont toutes manquantes.
Fonctionnement spécialement prévu avec une seule phase Le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant peut être réglé pour fonctionner d'une manière spécialement prévue pour un pont de SCR monophasé. Les bornes d'entrée U et V sont connectées à une source de courant alternatif monophasé tandis qu'aucune connexion n'est faite avec la borne d'entrée W (figure 4a). La borne spécialement prévue pour le fonctionnement monophasé
(ligne 21) est connectée à Vss.
Ceci a des effets suivants. Comme on peut le voir sur la figure 4a, VW', WV', WU' et UW' sont tirés vers Vss, ce qui ne laisse que UV' et VU'
comme signaux actifs représentant respectivement les tensions de ligne UV et VU.
Comme on peut le voir sur la figure 4b, la diode OU des lignes UV' et UW' correspond à une onde semi-sinusoidale sur les 180 positifs qui représente le demi-cycle positif de la tension de ligne UV, et la diode OU des lignes VW' et VU' correspond à une onde semi-sinusoidale sur les 180 positifs qui représente le
demi-cycle négatif.
Ainsi, l'intégrateur C 1 délivre une onde de positionnement temporel de pour l'impulsion d'amorçage de SCR correspondant à la phase U. L'intégrateur associé à la borne de phase V délivre une onde de positionnement temporel de 180 pour l'impulsion d'amorçage de SCR de phase V. L'intégrateur associé à la borne de phase W n'a pas de signal d'entrée et ne délivre aucune onde
de positionnement temporel.
Comme on peut le voir sur la figure 4b, le MOSFET M16 est bloqué, ce qui retire R65 de la connexion parallèle avec R223 et augmente la valeur nette de la résistance de décharge de VPK. En fonctionnement monophasé, la réduction de tension du condensateur C6 de stockage de VPK est, pour une valeur donnée de la résistance de décharge, plus élevée que ce n'est le cas pendant le fonctionnement triphasé. La valeur plus élevée de la résistance de décharge associée au fonctionnement monophasé donne la même tension sur le condensateur C6 de stockage de VPK, par rapport à VPK, que ce que l'on obtient
en fonctionnement triphasé.
Le MOSFET MI 1 est débloqué. Ceci connecte R179 en parallèle avec R85 et réduit la tension de seuil de commutation associée au comparateur de surveillance (par exemple El pour la phase U). La durée de surveillance est donc réduite de façon à être compatible avec les ondes de positionnement temporel de qui sont obtenues dans le fonctionnement monophasé, par rapport aux ondes de positionnement temporel de 240 qui sont associées au fonctionnement triphasé. On se reporte à la figure 4c. Le MOSFET M19 de décharge de perte de phase est bloqué. Ceci empêche le MOSFET M19 de basculer comme il aurait tendance à le faire pendant un fonctionnement monophasé. Si un basculement se produit, C26 se déchargera, le signal de sortie du comparateur 76 d'empêchement de perte de phase sera bas, et les impulsions d'amorçage de SCR seront empêchées
de se produire.
Effet de l'amplitude de tension de ligne Pour une fréquence de ligne donnée, les ondes de positionnement temporel (signaux de sortie des intégrateurs, comme par exemple CI), VPK, VPKL-L, la valeur maximale de VoFB et la valeur maximale de la tension de rampe VRAMP (c'est-à-dire VPK) s'obtiennent à partir de l'amplitude de la tension de ligne en courant alternatif et leurs amplitudes sont proportionnelles à cette amplitude de tension de ligne de courant alternatif. Puisque les amplitudes de tous les signaux ci-dessus indiqués varient les unes avec les autres et avec la tension de ligne, ils présentent, de manière invariable, une même amplitude
relative entre eux.
Puisque les angles d'amorçage des SCR sont déterminés par les niveaux relatifs de ces signaux et, puisque ces niveaux relatifs ne varient pas, le fonctionnement du système est indépendant de l'amplitude des tensions de ligne en
ce qui concerne les points suivants.
1. Relation entre la tension de rampe VRAMP (par unité de valeur maximale pour cette tension de ligne) et la tension de sortie Vo (par unité de
valeur maximale pour cette tension de ligne).
2. En résultat de (1), le temps de montée de rampe est indépendant de
l'amplitude de la tension de ligne.
3. Relation entre la tension d'erreur (en unité de la valeur maximale pour cette tension de ligne) et la tension de sortie Vo (en unité de valeur maximale
pour cette tension de ligne).
4. Du fait de (3), le gain de la boucle de régulation de tension est
indépendant de l'amplitude de la tension de ligne.
5. Relation entre -VoFB (figure 4c) (par unité de valeur maximale pour cette tension de ligne) et le niveau auquel la tension de rampe VRAMP est soumis à une fixation de niveau (par unité de la tension de rampe maximale
VRAMP pour cette tension de ligne).
6. Du fait de (6), l'angle d'amorçage de ré-entrée après une perte de ligne pour une amplitude donnée constante de Vo, par unité de Vo maximum,
reste constant.
Effet de la fréquence de ligne Le circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant fonctionne à Hz ou à 60 Hz. La fréquence de ligne a les effets suivants sur le fonctionnement. A 50 Hz, l'amplitude des ondes de positionnement temporel (ainsi que VPK et la tension de rampe maximale VRAMP) vaut 1,2 fois l'amplitude prévalant à 60 Hz (60/50 = 1,2). Ainsi, une variation donnée de la tension d'erreur présente sur la sortie de l'amplificateur tampon d'erreur 48 produit une variation proportionnellement plus petite de la tension de sortie qu'il ne le fait à 60 Hz. Le gain de boucle à 50 Hz est donc 0,833 fois la valeur à 60 Hz (1/1,2 = 0,833). Ceci a un effet pratiquement invisible sur le fonctionnement du circuit
régulateur de tension en boucle fermée.
L'amplitude de la tension de rampe de surveillance (par exemple en C5) à 50 Hz vaut 1,2 fois l'amplitude à 60 Hz. On fixe le seuil de commutation du comparateur de surveillance (par exemple El) à une valeur légèrement supérieure (d'environ 10 %) à la crête de la rampe de surveillance existant à 50 Hz. A 60 Hz, la marge existant entre la crête de la rampe de surveillance et le seuil de commutation augmente donc jusqu'à environ 32 %. Ainsi, à 60 Hz, l'onde de positionnement temporel peut effectuer un dépassement d'environ 72 avant d'être arrêtée par le "chien de garde", contre environ 24 à 50 Hz). Le plus grand dépassement ayant lieu à 60 Hz entraîne une augmentation du signal de sortie de l'intégrateur d'onde de positionnement temporel Cl et, par conséquent, de VPK, pendant une tension transitoire de perte de ligne. Ceci signifie donc que l'angle d'amorçage de ré-entrée est quelque peu retardé à 60 Hz, par comparaison avec Hz, (après la perte de ligne), et un retard accru pour le retour sur la rampe de la
tension de sortie Vo au moment o la tension de ligne d'entrée revient.
Fréquence de sortie basse La fonction de commande de la tension du circuit 17 de mise sous tension sans appel de courant permet que le courant de sortie d'un onduleur d'excitation de moteur qui est alimenté à partir de la tension de sortie Vo du redresseur augmente pour une fréquente sortie basse. Dans certains cas, l'augmentation du courant est suffisamment importante pour qu'il en résulte une réduction de la taille de puce de l'onduleur pour des caractéristiques données d'un moteur. De plus, dans de nombreux cas, il est possible d'augmenter le couple de 3 5 démarrage à faible vitesse à une valeur située au-dessus de celle prévalant à grande vitesse, sans que ceci n'intervienne de façon négative sur la taille de puce,
ce qui constitue une particularité souhaitable.
Aux faibles vitesses du moteur, la température instantanée des jonctions des IGBT (transistoires bipolaires à grille isolée) de l'onduleur tente à suivre la fluctuation d'amplitude du courant du moteur à basse fréquence. Puisqu'il y a peu d'effet de prise de moyenne pour la température des jonctions sur la durée du cycle de sortie à faible vitesse, le courant de sortie admissible de l'onduleur est
notablement inférieur à faible vitesse qu'à pleine vitesse.
Si la tension du bus de courant continu diminue à faible vitesse, les o10 pertes de commutation de l'onduleur diminuent de façon correspondante. Pour une TJ-C de crête donnée, le courant de sortie de l'onduleur peut être augmenté par rapport à la valeur autorisée pour la pleine tension du bus. Cette augmentation du courant de sortie à faible vitesse pour une tension de bus réduite sera la plus grande dans les modèles pour lesquels les pertes de commutation sont
importantes.
Bien entendu, l'homme de l'art sera en mesure d'imaginer, à partir du
circuit dont la description vient d'être donnée à titre simplement illustratif et
nullement limitatif, diverses variantes et modifications ne sortant pas du cadre de l'invention.

Claims (34)

REVENDICATIONS
1. Circuit (17) de mise sous tension sans appel de courant, permettant de commander un circuit redresseur, le circuit redresseur (11) étant destiné à convertir le courant venant d'une source de courant alternatif (2), qui possède une ou plusieurs phases, en un courant continu qui possède une tension de sortie Vo entre un noeud Vo+ et un noeud Vo-, le circuit de mise sous tension sans appel de courant étant caractérisé en ce que le circuit redresseur comporte: (i) au moins des première et deuxième branches redresseuses couplées entre le noeud Vo- et le noeud Vo+, chaque branche redresseuse comportant une diode et un commutateur à grille de commande MOS verrouillable, o les anodes des diodes sont couplées au noeud Vo-, les cathodes des diodes sont couplées à une borne des commutateurs à grille de commande MOS verrouillables en des noeuds d'entrée de courant alternatif, et une autre borne des commutateurs à grille de commande MOS verrouillables est couplée au noeud Vo+; et (ii) un condensateur (C) de bus couplé entre le noeud Vo+ et le noeud Vo-, le circuit de mise sous tension sans appel de courant ayant pour fonction de commander les angles d'amorçage respectifs des commutateurs à grille de commande MOS verrouillables de façon que: (ii) la tension de sortie suive sensiblement une rampe linéaire d'une valeur initiale basse à une valeur finale relativement élevée, et (ii) les courants de charge
appliqués au condensateur de bus soient commandés.
2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: un circuit intégrateur (26) ayant pour fonction de produire des ondes de positionnement temporel correspondant aux intégrales de premiers demi-cycles respectifs de la phase unique ou des diverses phases de la source de courant alternatif, les ondes de positionnement temporel se repositionnant lorsque la phase unique de la source de courant alternatif est négative ou bien, lorsque les diverses phases de la source de courant alternatif sont en même temps négatives; un circuit (28) de stockage de crête ayant pour fonction de produire une tension de crête, notée VPK, correspondant aux crêtes des ondes de positionnement temporel; un circuit générateur de rampe (30) ayant pour fonction de produire un signal de rampe de positionnement temporel qui est en mesure de suivre une rampe allant d'une valeur initiale sensiblement égale à la tension de crête VPK jusqu'à une valeur finale inférieure à la valeur initiale; et un circuit comparateur (36) ayant pour fonction de produire des signaux de sortie pulsés qui commencent lorsque les ondes de positionnement temporel respectives sont sensiblement égales à un signal de référence de positionnement temporel qui est une fonction du signal de rampe de positionnement temporel, les signaux de sortie pulsés servant à commander les angles d'amorçage respectifs des commutateurs à grille de commande MOS verrouillables.
3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le signal de référence de positionnement temporel est sensiblement parabolique, de sorte que la tension de sortie suit sensiblement une rampe linéaire d'une valeur initiale basse
à une valeur finale relativement élevée.
4. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit comparateur a pour fonction (i) de mesurer les tensions aux bornes des commutateurs à grille de commande MOS verrouillables respectifs, (ii) d'empêcher l'apparition de signaux de sortie pulsés lorsque les tensions aux bornes des commutateurs à grille de commande MOS verrouillables respectifs sont instantanément inférieures à un seuil, et (iii) de mettre fin automatiquement aux signaux de sortie pulsés respectifs lorsque les tensions correspondantes présentes aux bornes des commutateurs à grille de commande MOS verrrouillables chutent
en deçà du seuil.
5. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que le seuil est d'environ 15 à 30 V.
6. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit de surveillance, dit aussi circuit de chien de garde, (26) ayant pour fonction de repositionner les ondes de positionnement temporel respectives
lorsque ces ondes ne se repositionnent pas dans la limite d'une durée définie.
7. Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que le circuit de surveillance a pour fonction de produire des signaux de rampe de surveillance respectifs qui commencent sensiblement avec les ondes de positionnement temporel correspondantes, le circuit de surveillance repositionnant une onde de positionnement temporel lorsqu'un signal de rampe de surveillance correspondant
atteint un seuil.
8. Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que le seuil est
une fonction du nombre de phases de la source de courant alternatif.
9. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit (50) de fixation de niveau ayant pour fonction de commander le signal de référence de positionnement temporel en fonction de la tension de sortie
lorsque la tension de sortie chute en deçà d'un seuil.
10. Circuit selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit de perte de source de courant alternatif ayant pour fonction de produire un signal de perte de source de courant alternatif qui est indicatif du fait que la source de courant alternatif produit ou non une tension, le circuit de fixation de niveau relâchant le signal de référence de positionnement temporel après que le signal de perte de source de courant alternatif a indiqué que la source
de courant alternatif produisait une tension.
11. Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que le signal de perte de source de courant alternatif est obtenu à partir de l'addition logique, ou
fonction OU, des ondes de positionnement temporel.
12. Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit (54) de baisse de tension comportant un circuit de contrôle qui reçoit des informations obtenues à partir de la tension de sortie, le circuit de baisse de tension ayant pour fonction de valider le circuit de fixation de niveau lorsque le
circuit de contrôle indique que la tension de sortie a chuté en deçà du seuil.
13. Circuit selon la revendication 12, caractérisé en ce que le circuit de fixation de niveau commande, lorsqu'il est validé, le signal de référence de positionnement temporel en fonction de la tension de sortie de façon que le signal de référence de positionnement temporel amène les angles d'amorçage des commutateurs à grille de commande MOS verrouillables à être retardés lorsque le signal de perte de source de courant alternatif indique que la source de courant alternatif produit une tension et le circuit de fixation de niveau relâche le signal de
référence de positionnement temporel.
14. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit de fixation de niveau maximal de tension de référence de positionnement temporel ayant pour fonction d'empêcher que la tension de référence de positionnement temporel ne dépasse la tension de crête VPK lorsque
la tension de sortie Vo est soumise à une régulation.
15. Circuit selon la revendication 14, caractérisé en ce que le circuit de fixation de niveau maximal de tension de référence de positionnement temporel empêche que la tension de référence de positionnement temporel n'atteigne une valeur qui est légèrement inférieure à la tension de crête VPK lorsque la tension de
sortie Vo est soumise à une régulation.
16. Circuit selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit (78) de perte de ligne comportant un comparateur de perte de ligne qui reçoit une addition logique des ondes de positionnement temporel au titre d'un signal d'entrée et une fraction de la tension de crête VPK au titre d'un autre signal d'entrée, de sorte qu'une série d'impulsions sont produites lorsqu'une
seule phase de la source de courant alternatif ne produit pas de tension.
17. Circuit selon la revendication 16, caractérisé en ce que la série d'impulsions se produit à une fréquence valant deux fois la fréquence de la source
de courant alternatif.
18. Circuit selon la revendication 16, caractérisé en ce que le circuit de perte de ligne comporte en outre un circuit de contrôle d'impulsions ayant pour fonction de déterminer le moment o la série d'impulsions se produit, le circuit de contrôle d'impulsions validant le circuit de fixation de niveau après qu'une ou
plusieurs impulsions se sont produites.
19. Circuit selon la revendication 18, caractérisé en ce que le circuit de contrôle d'impulsions valide le circuit de fixation de niveau après que deux ou
plus de deux impulsions se sont produites.
20. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: un circuit (34) de régulation de la tension de sortie, comportant un amplificateur d'erreur (46, 48) ayant pour fonction de recevoir une référence de tension de sortie et un signal de réaction qui représente la tension de sortie Vo, l'amplificateur d'erreur produisant une tension d'erreur qui possède une amplitude proportionnelle à la différence entre la référence de tension de sortie et le signal de réaction; un circuit générateur de rampe (30) ayant pour fonction de produire un signal de rampe de positionnement temporel qui est en mesure suivre une rampe allant d'une valeur initiale à une valeur finale; un circuit de commande ayant pour fonction de produire le signal de référence de positionnement temporel, le signal de référence de positionnement temporel ayant une amplitude qui est une fonction d'au moins un des signaux que constituent le signal d'erreur et le signal de rampe de positionnement temporel; un circuit comparateur (36) ayant pour fonction de produire des signaux de sortie pulsés afin de commander les angles d'amorçage respectifs des commutateurs à grille de commande MOS verrouillables, les signaux de sortie pulsés commençant en fonction de l'amplitude du signal de référence de commande; et un circuit de validation de tension d'erreur ayant pour fonction (i) de réduire l'amplitude de la tension d'erreur mise à disposition du circuit de commande lorsque la tension d'erreur présente une polarité prédéterminée, et (ii) de ne pas modifier l'amplitude de la tension d'erreur mise à la disposition du
circuit de commande lorsque la tension d'erreur présente la polarité opposée.
21. Circuit selon la revendication 20, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: un circuit intégrateur (26) ayant pour fonction de produire des ondes de positionnement temporel correspondant aux intégrales de premiers demi-cycles respectifs de la phase unique ou des diverses phases de la source de courant alternatif, les ondes de positionnement temporel se repositionnant lorsque la phase unique de la source de courant alternatif est négative, ou bien, lorsque les diverses phases de la source de courant alternatif sont négatives en même temps; et un circuit (28) de stockage de crête ayant pour fonction de produire une tension de crête, notée VPK, représentant les crêtes des ondes de positionnement temporel, o: le signal de référence de positionnement temporel a pour fonction de suivre une rampe qui va d'une valeur initiale relativement élevée de la tension de crête VPK à une valeur finale sensiblement basse; et le circuit comparateur a pour fonction de faire commencer les signaux de sortie pulsés lorsque les ondes de positionnement temporel respectives sont
sensiblement égales au signal de référence de positionnement temporel.
22. Circuit selon la revendication 21, caractérisé en ce que le circuit de commande a pour fonction de produire le signal de référence de positionnement temporel de façon que son amplitude représente sensiblement la somme de la tension de crête VPK et de la tension d'erreur moins le signal de rampe de
positionnement temporel.
23. Circuit selon la revendication 22, caractérisé en ce que: l'amplificateur d'erreur produit la tension d'erreur de façon qu'elle ait une première polarité lorsque l'amplitude de la référence de tension de sortie est supérieure à l'amplitude du signal de réaction et une deuxième polarité lorsque l'amplitude de la référence de tension de sortie est inférieure à l'amplitude du signal de réaction, et le circuit de validation de tension d'erreur (i) réduit l'amplitude de la tension d'erreur mise à disposition du circuit de commande lorsque la tension d'erreur présente la première polarité, et (ii) ne modifie sensiblement pas l'amplitude de la tension d'erreur mise à la disposition du circuit de commande lorsque la tension d'erreur présente la deuxième polarité.
24. Circuit selon la revendication 23, caractérisé en ce que le signal de référence de positionnement temporel est sensiblement parabolique, de sorte que la tension de sortie suit sensiblement une rampe linéaire qui va d'une valeur initiale basse à une valeur finale relativement élevée lorsque la tension d'erreur
présente la première polarité.
25. Circuit selon la revendication 21, caractérisé en ce que le circuit comparateur a pour fonction (i) de recevoir des tensions mesurées présentes aux bornes des commutateurs à grille de commande MOS verrouillables, ou thyristors, respectifs, (ii) d'empêcher l'apparition de signaux de sortie pulsés lorsque les tensions aux bornes des commutateurs à grille de commande MOS verrouillables, ou thyristors, respectifs sont instantanément inférieures à un seuil, et (iii) de mettre fin automatiquement aux signaux de sortie pulsés respectifs lorsque les tensions correspondantes présentes aux bornes des commutateurs à grille de
commande MOS verrouillables, ou thyristors, chutent en deçà du seuil.
26. Circuit selon la revendication 25, caractérisé en ce que le seuil est d'environ 15 à 30 V.
27. Circuit selon la revendication 21, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit de surveillance, dit aussi circuit de chien de garde, (26) ayant pour fonction de repositionner les ondes de positionnement temporel respectives
lorsque ces ondes ne se repositionnent pas dans la limite d'une durée définie.
28. Circuit selon la revendication 17, caractérisé en ce que le circuit de surveillance a pour fonction de produire des signaux de rampe de surveillance respectifs qui commencent sensiblement avec les ondes de positionnement temporel correspondantes, le circuit de surveillance repositionnant les ondes de positionnement temporel respectives lorsqu'un signal de rampe de surveillance
correspondant atteint un seuil.
29. Circuit selon la revendication 28, caractérisé en ce que le seuil est
une fonction du nombre de phases de la source de courant alternatif.
30. Circuit selon la revendication 21, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit (50) de fixation de niveau ayant pour fonction de commander le signal de référence de positionnement temporel en fonction de la tension de sortie
lorsque la tension de sortie chute en deçà d'un seuil.
31. Circuit selon la revendication 30, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit de perte de source de courant alternatif ayant pour fonction de produire un signal de perte de source de courant alternatif qui est indicatif du fait que la source de courant alternatif produit ou non une tension, le circuit de fixation de niveau relâchant le signal de référence de positionnement temporel après que le signal de perte de source de courant alternatif a indiqué que la source
de courant alternatif produisait une tension.
32. Circuit selon la revendication 31, caractérisé en ce que le signal de perte de source de courant alternatif est obtenu à partir de l'addition logique, ou
fonction OU, des ondes de positionnement temporel.
33. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une bobine d'induction (L) couplée au moins entre l'un des noeuds Vo+ et Vo- et une borne du condensateur (C) du bus, la tension de sortie Vo étant prise
aux bornes du condensateur du bus.
34. Circuit selon la revendication 33, caractérisé en ce qu'une la bobine d'induction (L) est couplée entre le noeud Vo+ et une borne du condensateur (C) du bus, et une autre bobine d'induction est couplée entre le noeud Vo- et l'autre borne du condensateur du bus, la tension de sortie Vo étant
prise aux bornes du condensateur du bus.
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