DE19919918A1 - Weichstart-Schaltung zur Steuerung einer Gleichrichterschaltung - Google Patents

Abstract

Eine Weichstart-Schaltung dient zur Steuerung einer Gleichrichterschaltung zur Umwandlung von Leistung von einer Wechselspannungsquelle mit einer oder mehreren Phasen in Gleichspannungsleistung mit einer Ausgangsspannung (Vo) von einem Vo·+·-Knoten zu einem Vo·-·-Knoten. Die Gleichrichterschaltung weist zumindest erste und zweite Gleichrichterzweige auf, die von dem Vo·-·-Knoten zum Vo·+·-Knoten angeschaltet sind. Jeder Gleichrichterzweig schließt eine Diode und ein verriegelbares Schalterbauteil, beispielsweise einen Thyristor, ein, wobei die Anode der Diode mit dem Vo·-·-Knoten gekoppelt ist, die Kathode der Diode mit einem Anschluß des verriegelbaren Schalterbauteils und mit einem Wechselspannungs-Eingangsknoten verbunden ist und der andere Anschluß des verriegelbaren Schalterbauteils mit dem Vo·+·-Knoten verbunden ist. Ein Versorgungsleitungs-Kondensator ist zwischen dem Vo·+·-Knoten und dem Vo·-·-Knoten angeschaltet. Die Weichstart-Schaltung ist zur Steuerung jeweiliger Zündwinkel der verriegelbaren Schalterbauteile derart betreibbar, daß die Ausgangsspannung im wesentlichen linear rampenförmig von einem niedrigen Anfangswert auf einen relativ hohen Endwert ansteigt, und die Aufladeströme in den Kondensator gesteuert werden.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Weichstart- Schaltung zur Steuerung eines weichen Startens einer Gleich­ richterschaltung und insbesondere einer Thyristor- und Dioden- Brückenschaltung, die eine Phasensteuerung der Thyristoren ergibt, um Einschaltstromspitzen beim Starten oder Einschalten oder während anderer Perioden zu begrenzen.

Übliche Brückengleichrichterschaltungen eignen sich nicht sehr gut zur Verarbeitung von hohen Anlauf- oder Startströmen und Kurzschlüssen, die Schaltungsbauteile, die z. B. Sicherungen, Brückendioden und Glättungskondensatoren stark beanspruchen. Typischerweise zerstört beispielsweise das Auftreten eines Kurzschlusses am Ausgang eine Schutzsicherung zwischen einer Leistungsversorgung und dem Brückengleichrichter, was den Er­ satz der Sicherung erfordert. Um die Einschaltstromspitze beim Einschalten zu begrenzen, schließen übliche Schaltungen einen Thermistor oder ein Relais in Serie mit dem Ausgang der Gleich­ richterbrücke ein. Ein Thermistorschutz ist zwar wenig aufwen­ dig, jedoch lediglich für Anwendungen mit geringer Leistung geeignet.

Ein Schutz durch Relais ist zwar zuverlässiger und wirkungsvol­ ler als ein Thermistor, erfordert jedoch einen beträchtlichen zusätzlichen Kostenaufwand, der typischerweise 50% oder mehr als 100% der Kosten für den Brückengleichrichter beträgt, und der Relaisschutz hat einen erheblichen Platzbedarf, der üblicher­ weise größer als der des Brückengleichrichters selbst ist.

Daher besteht ein Bedarf an einer in sich abgeschlossenen Brückengleichrichterschaltung, die in Form einer Moduleinheit oder eines Gehäuses ähnlich dem üblicher Brückengleichrichter geliefert werden kann, jedoch außerdem einen Einschaltstrom­ spitzen-Schutz beim Einschalten und einen Kurzschlußschutz im Betrieb ohne wesentlichen Kostenaufwand ergibt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Weichstart- Schaltung der eingangs genannten Art zu schaffen, die bei ein­ fachem Aufbau einen Einschaltstromspitzen-Schutz und einen Kurz­ schlußschutz ergibt.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildun­ gen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Um die Nachteile des Standes der Technik zu beseitigen, wird erfindungsgemäß eine Weichstart-Schaltung zur Steuerung einer Gleichrichterschaltung geschaffen, die zur Umwandlung der Lei­ stung von einer Wechselspannungsquelle mit einer oder mehreren Phasen in eine Gleichspannungsleistung mit einer Ausgangsspan­ nung (V₀) zwischen einem V₀⁺-Anschluß und einem V₀⁻-Anschluß dient. Die Gleichrichterschaltung schließt zumindest erste und zweite Gleichrichterzweige ein, die zwischen dem V₀⁻-Anschluß und dem V₀⁺-Anschluß angeschaltet sind, wobei jeder Gleich­ richterzweig eine Diode und einen gesteuerten Siliziumgleich­ richter (SCR) oder Thyristor einschließt. Die Anoden der Dioden sind mit dem V₀⁻-Anschluß verbunden, während die Kathoden der Dioden mit den Anoden der Thyristoren an den Wechselspannungs- Eingangsanschlüssen gekoppelt sind und die Kathoden der Thyri­ storen mit dem V₀⁺-Anschluß verbunden sind.

Die Gleichrichterschaltung schließt weiterhin einen Versorgungs­ leitungskondensator ein, der zwischen dem V₀⁺-Anschluß und dem V₀⁻-Anschluß eingeschaltet ist. Eine oder mehrere Induk­ tivitäten können zwischen den V₀⁺- und/oder den V₀⁻-An­ schlüssen und dem Kondensator eingeschaltet sein.

Die Weichstart-Schaltung steuert die jeweiligen Zündwinkel der Thyristoren derart, daß (i) die Ausgangsspannung im wesentlichen linear von einem niedrigen Anfangswert auf einen relativ hohen Endwert rampenförmig ansteigt und (ii) Aufladeströme des Ver­ sorgungsleitungs-Kondensators gesteuert werden.

Die Weichstart-Schaltung kann eine Integratorschaltung ein­ schließen, die zur Erzeugung von Zeitsteuerschwingungen betreib­ bar ist, die den Integralen der jeweiligen positiven Halbperio­ den der einen oder mehrere Phasen der Wechselspannungsquelle entsprechen, wobei die Zeitsteuerschwingungen zurückgesetzt werden, wenn die eine oder mehrere Phasen der Wechselspannungs­ quelle gleichzeitig negativ sind.

Die Weichstart-Schaltung kann eine Spitzenwert-Speicherschal­ tung, die zur Erzeugung einer Spitzenspannung VPK betreibbar ist, die den Spitzenwerten der Zeitsteuerschwingungen ent­ spricht, und eine Rampenschaltung einschließen, die zur Erzeu­ gung eines Zeitsteuerbezugssignals betreibbar ist, das sich rampenförmig von einem Anfangswert im wesentlichen gleich VPK zu einem Endwert ändern kann, der niedriger als der Anfangswert ist.

Die Weichstart-Schaltung kann eine Vergleicherschaltung ein­ schließen, die zur Erzeugung impulsförmiger Ausgangssignale betreibbar ist, die beginnen, wenn die jeweiligen Zeitsteuer­ schwingungen im wesentlichen gleich dem Zeitsteuer-Bezugssignal sind, wobei die impulsförmigen Ausgangssignale zur Steuerung jeweiliger Zündwinkel der Thyristoren dienen.

Die Weichstart-Schaltung kann eine Überwachungsschaltung ein­ schließen, die zum Rücksetzen jeweiliger Zeitsteuerschwingungen betreibbar ist, wenn diese Schwingungen nicht innerhalb einer festgelegten (definierten) Zeitperiode zurückgesetzt werden.

Vorzugsweise schließt die Weichstart-Schaltung weiterhin eine erste Klemmschaltung ein, die so betreibbar ist, daß die Spit­ zenspannung VPK im wesentlichen auf ihrem Anfangswert gehalten wird, wenn die Ausgangsspannung unter einen Schwellenwert ab­ sinkt.

Eine weitere Klemmschaltung ist vorzugsweise zur Steuerung des Zeitsteuerbezugswertes als eine Funktion der Ausgangsspannung betreibbar, wenn die Ausgangsspannung unter einen Schwellenwert absinkt.

Die Weichstart-Schaltung kann weiterhin eine Wechselspannungs­ quellen-Ausfallschaltung einschließen, die zur Erzeugung eines Wechselspannungsquellen-Ausfallsignals betreibbar ist, das an­ zeigt, ob die Wechselspannungsquelle eine Spannung erzeugt oder nicht, wobei die Wechselspannungsquellen-Ausfallschaltung so betreibbar ist, daß bewirkt wird, daß die Klemmschaltung den Zeitbezugswert freigibt, wenn das Wechselspannungsquellen-Aus­ fallsignal anzeigt, daß die Wechselspannungsquelle eine Spannung erzeugt.

Vorzugsweise schließt die Weichstart-Schaltung eine Ausgangs­ spannungs-Regelschaltung ein, die einen Fehlerverstärker, der zum Empfang eines Ausgangsspannungs-Bezugswertes und eines die Ausgangsspannung V₀ darstellenden Rückführungssignals betreibbar ist und eine Fehlerspannung mit einer Größe proportional zum Unterschied zwischen dem Ausgangsspannungs-Bezugswert und dem Rückführungssignal erzeugt, eine Rampenschaltung, die zur Er­ zeugung eines Zeitsteuer-Rampensignals betreibbar ist, das sich rampenförmig von einem Anfangswert zu einem Endwert ändern kann, eine Steuerschaltung, die zur Erzeugung eines Zeitsteuer-Bezugs­ signals mit einer Größe betreibbar ist, die eine Funktion von zumindest einem der Fehler- und Zeitsteuer-Rampensignale ist, eine Vergleicherschaltung, die zur Erzeugung impulsförmiger Aus­ gangssignale zur Steuerung jeweiliger Zündwinkel der Thyristoren betreibbar ist, wobei die impulsförmigen Ausgangssignale als eine Funktion der Größe des Zeitsteuer-Bezugssignals eingeleitet werden, und eine Fehlerspannungs-Freigabeschaltung ein, die so betreibbar ist, daß sie (i) die Größe der an der Steuerschaltung auftretenden Fehlerspannung verringert, wenn die Fehlerspannung eine vorgegebene Polarität aufweist, und die (ii) die Größe der an der Steuerschaltung auftretenden Fehlerspannung nicht ändert, wenn die Fehlerspannung eine entgegengesetzte Polarität hat.

Vorzugsweise ist die Steuerschaltung so betreibbar, daß sie das Zeitsteuer-Bezugssignal derart erzeugt, daß dessen Größe im wesentlichen die Summe von VPK und der Fehlerspannung abzüglich des Zeitsteuer-Rampensignals darstellt.

Es wird weiterhin bevorzugt, daß der Fehlerverstärker die Feh­ lerspannung derart erzeugt, daß sie eine erste Polarität auf­ weist, wenn die Größe des Ausgangsspannungs-Bezugswertes größer als die Größe des Rückführungssignals ist, während sie eine zweite Polarität aufweist, wenn die Größe des Ausgangsspannungs- Bezugswertes kleiner als die Größe des Rückführungssignals ist, wobei die Fehlerspannungs-Freigabeschaltung (i) die Größe der an der Steuerschaltung auftretenden Fehlerspannung verringert, wenn die Fehlerspannung die erste Polarität aufweist, während sie (ii) die Größe der an der Steuerschaltung auftretenden Fehlerspannung nicht wesentlich ändert, wenn die Fehlerspannung die zweite Polarität aufweist.

Vorzugsweise ist es damit möglich, eine Dreiphasen-Thyristor- Gleichrichterbrücke mit einer integrierten Weichstart-Schaltung zu schaffen, die eine Phasensteuerung der Thyristoren derart ergibt, daß der Ladestrom eines Gleichspannungs-Versorgungslei­ tungs-Kondensators begrenzt wird, die Ausgangsgleichspannung in Abhängigkeit von einer Eingangssteuerspannung geregelt wird und Betriebszustands-Rückführungssignale geliefert werden.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen noch näher erläutert.

In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die eine Gesamttopolo­ gie einschließt, die zur Verwendung mit der Erfindung geeignet ist,

Fig. 2 ein Teilschaltbild und ein Teil-Blockschaltbild, das zusätzliche Einzelheiten der Gleichrichter­ topologie nach Fig. 1 zeigt,

Fig. 3a-3b Schaltbilder, die die Weichstart-Schaltung der vorliegenden Erfindung bei gerätemäßiger Aus­ führung mit getrennten Schaltungsbauteilen zei­ gen,

Fig. 4a-4c vereinfachte Schaltbilder der Schaltungen nach den Fig. 3a-3g,

Fig. 5a-5h Schwingungsformen, die die Betriebsweise des Weichstart-Gleichrichters zeigen.

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild, das eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, die eine Gesamttopologie auf­ weist, die zur Verwendung mit der Erfindung geeignet ist. Die Ausführungsform schließt eine Weichstart-Schaltung 17 ein, vor­ zugsweise eine anwenderspezifische integrierte Schaltung (ASIC), die Steuersignale über eine Thyristor-Treiberschaltung 19 an eine Gleichrichterbrücke 11 liefert. Die Gleichrichterbrücke empfängt Eingangsleistung von einer Wechselspannungsquelle 2, vorzugsweise einer Dreiphasen-Quelle, und erzeugt eine gleich­ gerichtete Gleichspannungsleistung am Ausgang (V₀) 3. Die Topologie schließt weiterhin Dämpfungsschaltungen 13 und eine Leistung von den Dämpfungsschaltungen ableitende Leistungsver­ sorgung 15 ein.

Die Gleichrichterbrücke 11 schließt schaltbare Leistungsbautei­ le, vorzugsweise Thyristoren oder gesteuerte Siliziumgleichrich­ ter ein, die durch die Weichstart-Schaltung 17 über die Treiber­ schaltung 19 gesteuert werden. Die Steuerung der Thyristoren ergibt sowohl eine Einschaltstromspitzen-Begrenzung, als auch eine Regelung der gleichgerichteten Ausgangsgleichspannung V₀.

Dämpfungsschaltungen 13 verhindern ein ungewolltes dv/dt-Zünden der Thyristoren (oder anderer schaltbarer Leistungsbauteile) in der Gleichrichterbrücke 11. Die ihre Leistung aus den Dämpfungs­ schaltung gewinnende Leistungsversorgung 15 empfängt Energie von den Dämpfungsschaltungen 13 und erzeugt eine Gleichspannungs­ leistung (oder Steuerleistung) an Leitungen 4 und 5, um die Weichstart-Schaltung 17 bzw. die Treiberschaltung 19 mit Energie zu versorgen. Vorzugsweise stellt die Leitung 4 zwei Gleichspan­ nungs-Leistungsquellen -/+ 5 V Gleichspannung dar, und die Span­ nung an der Leitung 5 beträgt ungefähr 15 Volt Gleichspannung.

Wie dies weiter unten ausführlicher beschrieben wird, schließt die Weichstart-Schaltung 17 Eingänge zum Empfang von Signalen von verschiedenen Teilen der Topologie ein, wie z. B. eines SYNCH-Signals, das Informationen zur Synchronisation auf die Wechselspannungsquelle 2 liefert, sowie von Rückführungs- und Bezugssignalen, die Informationen zur Regelung der Ausgangs­ gleichspannung V₀ liefern. Die Weichstart-Schaltung 17 schließt weiterhin Ausgänge (wie z. B. ein Status-Signal) ein, um Informa­ tionen an andere Schaltungen bezüglich des Betriebs des Gleich­ richters zu liefern.

Es wird nunmehr auf Fig. 2 Bezug genommen, die ein Teilschalt­ bild und ein Teil-Blockschaltbild ist und zusätzliche Einzel­ heiten der Gleichrichter-Topologie nach Fig. 1 zeigt. Die Weich­ start-Schaltung 17 ist in Form eines Blockschaltbildes gezeigt und wird vorzugsweise gerätemäßig unter Verwendung eines 64 Anschlußstifte aufweisenden MQFP-ASIC-Bauteils ausgeführt. Es ist für den Fachmann verständlich, daß zusätzliche externe Schaltungen außerhalb des ASIC-Bauteils erforderlich sein kön­ nen, um ein gutes Betriebsverhalten der Gleichrichterschaltung sicherzustellen.

Gleichrichterbrücke 11

Die Gleichrichterbrücke 11 ist bei einer Ankopplung an eine Dreiphasen-Wechselspannungsquelle 2 gezeigt, wobei die drei Phasen mit U, V und W bezeichnet sind. Die Ausgangsgleichspan­ nung 3 wird längs eines einen relativ großen Kapazitätswert auf­ weisenden Versorgungsleitungs-Kondensators C mit der dargestell­ ten Polarität abgenommen. Ein Tiefpaßfilter kann mit dem Ver­ sorgungsleitungs-Kondensator c beispielsweise unter Verwendung einer Induktivität L gebildet werden. Die Gleichrichterbrücke schließt vorzugsweise drei in Serie geschaltete Thyristor-/­ Dioden-Paare (oder Zweige) ein, die längs des Versorgungslei­ tungs-Kondensators c angeschaltet sind.

Die Gleichrichterbrücke 11 mit den Thyristoren ergibt eine Wechselspannungs-/Gleichspannungs-Gleichrichterfunktion und eine Regelung der Ausgangsgleichspannung V₀ durch Steuern des Zünd­ winkels (oder durch Phasensteuerung) der Thyristoren. In vor­ teilhafter Weise ermöglicht die Phasensteuerung der Thyristoren eine Steuerung des Ladestroms (oder des Einschaltspitzenstroms) für den Versorgungsleitungs-Kondensator C. Ohne Steuerung kön­ nen Einschaltstromspitzen jedesmal dann problematisch sein, wenn ein Ungleichgewicht zwischen der Ausgangsgleichspannung (V₀) 3 an dem Versorgungsleitungs-Kondensator C und der Spannung der Wechselspannungsquelle 2 besteht. Ein Ungleichgewicht tritt im allgemeinen auf, wenn die Spannung der Wechselspannungsquelle 2 nach einem starken Absinken der Netzspannung oder einem Ausfall der Netzspannung eingeschaltet wird oder wenn der Gleichspan­ nungsausgang 3 überlastet ist.

Eine Phasensteuerung der Thyristoren ermöglicht weiterhin eine Regelung der Ausgangsgleichspannung 3 auf einen vorgegebenen Pegel und eine dynamische Steuerung im Normalbetrieb.

Thyristor-Treiberschaltung 19

Die Thyristor-Gate-Treiberschaltung 19 verstärkt Steuersignale (Gate-Steuersignale oder Zeitsteuerimpulse), die von der Weich­ start-Schaltung 17 empfangen werden, und liefert diese Signale an die Gate- oder Toranschlüsse der Thyristoren. Die gezeigten Transistornetzwerke stellen ein Beispiel einer geeigneten Topo­ logie zur gerätemäßigen Ausführung der Thyristor-Treiberschal­ tung 19 dar.

Dämfungsschaltungen 13

Die Dämpfungsschaltungen 13 schließen ein in Serie geschaltetes Netzwerk aus einem Widerstand und einem Kondensator ein, das mit der Anode jedes Thyristors verbunden ist. Es können andere Dämpfungstopologien verwendet werden, ohne den Grundgedanken der Erfindung zu verlassen. Die Dämpfungsschaltungen 13 verhin­ dern ein unerwünschtes Zünden der Thyristoren aufgrund von über­ mäßigen dv/dt-Bedingungen innerhalb der Gleichrichterschaltung 11. Übermäßige dv/dt-Bedingungen treten in vielen Fällen auf, wenn die Wechselspannungsquelle 2 eingeschaltet wird, oder wenn die Wechselspannungs-Netzspannung oder die Wechselspannungs- Netzspannungen nach einem Spannungsausfall wieder auftreten.

Jeweilige Diodenpaare koppeln jede der Dämpfungsschaltungen 13 mit der Leistungsversorgung 15.

Leistungsversorgung 15

Gemäß Fig. 2 wird der Strom durch jedes der RC-Dämpfungsnetz­ werke über zwei Gleichrichter (Dioden) weitergeleitet, um die Gleichspannungs-Leistungsversorgungsspannungen (Steuerleistung) für die Weichstart-Schaltung 17 und die Thyristor-Treiberschal­ tung 19 zu schaffen.

Vorzugsweise ist ein positiver Ausgangsanschluß der Gleichrich­ terschaltung 11 (d. h. der Knoten, mit dem jede Thyristor-Kathode verbunden ist) als das Erdpotential (oder die Erd-Sammelleitung) für die Weichstart-Schaltung 17 und die Thyristor-Treiberschal­ tung 19 definiert. Ein positiver Dämpfungsstrom fließt von jedem RC-Dämpfungsnetzwerk über eine Diode jedes Paares, und ein nega­ tiver Dämpfungsstrom fließt von jedem RC-Dämpfungsnetzwerk durch die andere Diode jedes Paares. Die positiven und negativen Dämpfungsströme werden jeweiligen Zenerdioden- und Kondensator­ netzwerken zugeführt, um die Gleichspannungs-Steuerleistung zu schaffen.

Vorzugsweise sind die Zenerdioden so ausgewählt, daß die Lei­ stungsversorgung 15 (i) eine Nennspannung von 15 V für die Thyristor-Treiberschaltung 19, (ii) eine positive 5 V Nenn- Gleichspannungs-Versorgung für den Vdd-Eingang der Weichstart- Schaltung 17 und eine negative 5 V-Nenn-Gleichspannungs- Versorgung für den Vss-Eingang an die Weichstart-Schaltung 17 liefert.

Die Zenerdioden stellen (in Kombination mit jeweiligen Wider­ ständen) weiterhin sicher, daß die Spannungen an den Vdd- und Vss-Eingängen der Weichstart-Schaltung 17 gegen Spannungs­ spitzen geschützt sind, die an der Wechselspannungsquelle 2 auf­ treten. Vorzugsweise beseitigt die Ableitung der Steuerleistung über die Thyristor-Dämpfungsschaltungen 13 die Notwendigkeit einer zusätzlichen, von der Wechselspannungsleitung abgeleiteten Leistungsversorgung zur Versorgung der Weichstart-Schaltung 17 und/oder anderer Schaltungen.

Es sei bemerkt, daß eine Hilfswicklung an einer Gleichspan­ nungs-Schaltleistungsversorgung, die von dem Gleichspannungsaus­ gang V₀ gespeist wird (beispielsweise eine Wicklung, die zur Erfüllung anderer System-Steuerfunktionen verwendet wird) als solche nicht den Zweck der Lieferung einer Steuerleistung an die Weichstart-Schaltung 17 erfüllen könnte. Dies ergibt sich daraus, daß eine derartige Leistungsversorgung erst dann eine Spannung liefern kann, nachdem das Laden des Versorgungslei­ tungs-Kondensators c begonnen hat. Die Weichstart-Schaltung 17 muß jedoch mit Leistung versorgt werden, bevor das Laden des Versorgungsleitungs-Kondensators c beginnt.

Der Fachmann wird aus der vorliegenden Beschreibung erkennen, daß es möglich ist, eine Hilfswicklung an einer Gleichspannungs- Schaltleistungsversorgung zu verwenden, um die von den Dämp­ fungsschaltungen abgeleitete Leistungsversorgung zu ergänzen.

Dies kann bevorzugt werden, wenn die Induktivität der Wechsel­ spannungsquelle hoch ist. In diesem Fall sind lediglich minimale Dämpfungsschaltungen (die nicht in der Lage sind, die Gesamt­ leistung zu liefern, die für die Steuerleistung erforderlich ist) für den dv/dt-Schutz der Thyristoren erforderlich.

Weichstart-Schaltung 17 und periphere Bauteile

Die Weichstart-Schaltung 17 ist vorzugsweise in Form eines ASIC- Bauteils ausgeführt, und periphere diskrete Bauteile und Schal­ tungen ergeben Funktionen, die nicht bequem in das AISC-Bauteil eingefügt werden können.

Ausführliche Schaltungsbeschreibung

In den Fig. 3a-3g ist ein Schaltbild gezeigt, das die Weich­ start-Schaltung 17 beim Aufbau mit diskreten Bauteilen zeigt.

Für den Fachmann ist zu erkennen, daß Modifikationen an den in den Fig. 3a-3g gezeigten Schaltungen erforderlich sein können, wenn eine ASIC-Version der Weichstart-Schaltung 17 geschaffen wird. Tatsächlich sind vielfältige Abänderungen der Anordnung der Schaltungsbauteile möglich, ohne den Grundgedanken der Erfindung zu verlassen.

Aus Vereinfachungsgründen wird auf die vereinfachten Schalt­ bilder nach den Fig. 4a, 4b und 4c Bezug genommen, wenn die Betriebsweise der Weichstart-Schaltung 17 der vorliegenden Erfindung erläutert wird.

Netzspannungs-Verarbeitungsschaltung 20

Gemäß Fig. 4a schließt die Weichstart-Schaltung 17 eine Netz­ spannungs-Verarbeitungsschaltung 20 ein. Die Funktion der Netz­ spannungs-Verarbeitungsschaltung 20 besteht in der Schaffung maßstäblich veränderter Versionen der Leitungs-Leitungs-Spannun­ gen der Wechselspannungsquelle 2, nämlich (U-V), bezeichnet mit UV'; (V-U), bezeichnet mit VU'; (V-W), bezeichnet mit VW'; (W-V), bezeichnet mit WV'; (W-U), bezeichnet mit WU'; und (U-W), bezeichnet mit UW'.

Die Leitungs-Leitungs-Spannungen werden vorzugsweise mit den einzelnen Thyristor-Spannungen gemessen und jeweiligen inver­ tierenden Operationsverstärkern zugeführt. Die Ausgänge von den invertierenden Operationsverstärkern werden jeweiligen Diffe­ renz-Operationsverstärkern zugeführt (die die U-V-Differenz, die V-W-Differenz und die W-U-Differenz erzeugen).

Ausgänge von den Differenz-Operationsverstärkern werden jeweili­ gen invertierenden Operationsverstärkern zugeführt (die die U-V-Differenz, die V-W-Differenz und die W-U-Differenz erzeu­ gen).

Ausgänge von den Differenz-Operationsverstärkern werden jewei­ ligen invertierenden Operationsverstärkern zugeführt (die die V-U-Differenz, die W-V-Differenz und die U-W-Differenz erzeu­ gen).

Fig. 5a ist eine graphische Darstellung, die die U- und V-Thy­ ristor-Spannungen und die UV'- und VU'-Spannungen zeigt, wobei die anderen (nicht gezeigten) Phasenschwingungsformen ähnlich sind, jedoch phasenversetzt sind. Negative Halbperioden von UV' und VU' haben höhere Amplituden als positive Halbperioden, weil eine Belastung während positiver Halbperioden auftritt. Diese Belastung wird durch die Impedanz anderer Schaltungen hervorge­ rufen. Es sei bemerkt, daß das Erdpotential der Schaltung der gemeinsame Verbindungspunkt der Kathoden der Thyristoren ist (Fig. 2).

Wenn die Weichstart-Schaltung mit einer einphasigen Wechselspan­ nungsquelle 2 verwendet wird, so wird eine speziell vorgesehene einphasige Leitung (Leitung 21) mit dem Vss-Anschluß verbunden (d. h. 5 V Gleichspannung). Die Wirkung hiervon wird weiter unten unter der Überschrift 'Spezieller Einphasen-Betrieb' erläutert.

VPKL-L-Speicherschaltung

Die Weichstart-Schaltung 17 schließt eine VPKL-L-Schaltung 22 ein, die einen Wert erzeugt, der die Spitzen-Leitungs-Leitungs- Spannung der Wechselspannungsquelle 2 darstellt. Die Spannungen U-V, V-W und W-V werden durch drei Dioden gleichgerichtet. Eine maßstäblich veränderte Version der Spitzen-Leitungs-Leitungs- Spannung, VPKL-L der Wechselspannungsquelle 2 wird auf einem Speicherkondensator gespeichert (der Serienwiderstand filtert Netzspannungsspitzen).

Netzspannungs-Detektorschaltung

Die Weichstart-Schaltung 17 schließt weiterhin eine Netzspan­ nungs-Detektorschaltung 24 ein, die die Spitzen-Leitungs-Lei­ tungs-Spannung, VPKL-L, als Eingang an ein Widerstandsleiter- Netzwerk empfängt. Ein Netzspannungsdetektor-Vergleicher emp­ fängt eine Netzleitungs-Bezugsspannung, LINE REF, an seinem positiven Eingangsanschluß und eine maßstäblich veränderte Ver­ sion der Spitzen-Leitungs-Leitungs-Spannung, VPKL-L, an seinem negativen Anschluß.

Der Netzspannungs-Ausgang des Netzspannungsdetektor-Vergleichers nimmt einen niedrigen Pegel an, wenn VPKL-L den Wert von LINE REF übersteigt. So kann beispielsweise ein Optokoppler mit dem Netzspannungs-Ausgangs-Anschluß verbunden sein, um ein isolier­ tes Netzspannungs-Rückführungssignal zu liefern, das anzeigt, ob die Netzspannung oberhalb oder unterhalb eines bestimmten Pegels liegt. Dieser Pegel kann derart eingestellt werden, daß eine Anzeige einer unnormal hohen oder unnormal niedrigen Netzspan­ nung geliefert wird.

Zeitsteuerschwingungs- und Überwachungsschaltungen

Die Weichstart-Schaltung 17 schließt weiterhin eine Zeitsteuer­ schwingungs- und Überwachungsschaltung 26 (Fig. 4b) ein, die eine U-Zeitsteuerschwingungs- und Überwachungsschaltung 26a,
eine V-Zeitsteuerschwingungs- und Überwachungsschaltung 26b und
eine W-Zeitsteuerschwingungs- und Überwachungsschaltung 26c umfaßt.

Die Funktionen der Zeitsteuerschwingungs- und Überwachungs­ schaltungen 26a, 26b und 26c bestehen in der Erzeugung von Zeitsteuerschwingungen und der Schaffung von Überwachungsmög­ lichkeiten. Es wird bevorzugt, daß ein Satz von Dreiphasen- Sägezahn-Zeitsteuerschwingungen erzeugt wird, die eine bestimm­ te Phasenbeziehung zu den Leitungs-Leitungs-Spannungen der Wechselspannungsquelle 2 haben. Beispielsweise wird bevorzugt, daß die Sägezahn-Zeitsteuerschwingungen netzsynchronisiert und symmetriert sind, so daß ein Schnittpunkt dieser Zeitsteuer­ schwingungen mit einer Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung die gewünschten Zündzeitpunkte der Thyristoren festlegt.

Unter unnormalen Betriebsbedingungen der Gleichrichterschaltun­ gen, wie z. B. einem vorübergehenden Ausfall aller drei Leitungs­ spannungen der Wechselspannungsquelle 2 (oder einem Ausfall irgendeiner der Leitungsspannungen) halten die Zeitsteuer schwingungs- und Überwachungsschaltungen 26a, 26b und 26c eine Steuerung der Sägezahn-Zeitsteuerschwingungen aufrecht, um zeit­ lich fehlgesteuerte Thyristor-Zündimpulse zu vermeiden. Dies verhindert große Sprünge der Ausgangsgleichspannung V₀ und einen übermäßigen Ladestrom in dem Versorgungsleitungs-Kondensator c.

Zeitsteuerschwingungs-Funktion

Die U-, V- und W-Zeitsteuerschwingungs- und Überwachungsschal­ tungen 26a, 26b und 26c sind vorzugsweise im wesentlichen identisch. Aus Vereinfachungsgründen bezieht sich die folgende Beschreibung nur auf die U-Zeitsteuerschwingungs- und Überwa­ chungsschaltung 26a.

Die UV'- und UW'-Schwingungsformen werden (über ein Diodenpaar) gleichgerichtet und als Eingang einem invertierenden Operations­ verstärker B1 zugeführt. Dies ist auch als eine Dioden-'ODER- Verknüpfung' bekannt. Wenn daher UV' positiver als UW' ist, so empfängt der Verstärker B1 UV' als Eingang. In ähnlicher Weise empfängt, wenn UW' positiver als UV' ist, der Verstärker B1 als Eingang UW'. Wenn UV' und UW' beide negativ sind, empfängt der Verstärker B1 im wesentlichen ein Eingangssignal von Null.

Eine relativ kleine negative Gleichvorspannung (klein im Ver­ hältnis zu UV' und UW') wird von VPKL-L abgeleitet und ist vor­ zugsweise proportional hierzu (s. Leitung 90, Fig. 4a und 4b).

Diese Gleichvorspannung wird ebenfalls als Eingang dem Verstär­ ker B1 zugeführt. Somit ist der Ausgang des invertierenden Operationsverstärkers B1 ungefähr gleich der Differenz zwischen der Gleichvorspannung und den gleichgerichteten UV'- und UW'- Schwingungsformen.

Für einen Dreiphasenbetrieb ist der Ausgang des Verstärkers W1 für die 'aktive' Periode (fast 240 elektrische Grad) negativ und positiv für die verbleibende 'Ruhe'-Periode (ungefähr 120 elektrische Grad).

Fig. 5b ist eine graphische Darstellung, die die UV'-, UW'- Schwingungsformen, den Eingang des B1-Verstärkers und den Aus­ gang des B1-Verstärkers zeigt.

Vorzugsweise ist der Wert des Gegenkopplungswiderstandes R92 in Serie mit D9 ungefähr viermal so groß wie der Wert des anti­ parallel geschalteten Widerstandes R24 in Serie mit D12. Somit ist die Verstärkung des Verstärkers B1 für einen positiven Aus­ gang vorzugsweise ungefähr viermal größer als für einen negati­ ven Ausgang. Die positive Ausgangsspannung des Verstärkers B1 während der Ruheperiode wird gegenüber der negativen Ausgangs­ spannung während der aktiven Periode verstärkt.

Der Ausgang des invertierenden Operationsverstärkers B1 wird als Eingang einem integrierenden Operationsverstärker C1 zugeführt. Während eines negativen Teils des Signals am Ausgang des Ver­ stärkers B1 wird ein negativ fließender Strom, der gleich der Ausgangsspannung des Verstärkers B1 dividiert durch R36 ist, durch R36 und einen Integrator-Kondensator C13 geleitet. Dies lädt C13 in positiver Richtung auf.

Während eines positiven Teils des Signals am Ausgang des Ver­ stärkers B1 ist D15 in Durchlaßrichtung vorgespannt, und ein positiv fließender Strom (proportional zum invertierten Wert der Parallelkombination von R33 und R36) fließt durch C13. Dies entlädt den integrierenden Kondensator C13 (oder setzt diesen zurück). R33 ist vorzugsweise wesentlich kleiner als R36, so daß die Entladegeschwindigkeit von C13 wesentlich größer als die Ladegeschwindigkeit ist und C13 innerhalb von ungefähr 1ms vollständig entladen wird.

Der Ausgang des integrierenden Verstärkers C1 wird durch die Klemmdiode D18 auf ungefähr -0,6 V geklemmt.

Der Ausgang des integrierenden Verstärkers C1 ist eine Pseudo- Sägezahnschwingung, die gerade nach dem Nulldurchgang der UV'- Schwingungsform in positiver Richtung positiv wird, und deren Rücksetzen gerade vor dem Zeitpunkt begonnen wird, zu dem die UW'-Spannung den Wert von Null in negativer Richtung durchläuft. (Für eine negative Phasendrehung der Wechselspannungs-Eingangs­ leitung 2 ist die relative Zeitlage der UV'- und UW'-Schwin­ gungsformen umgekehrt).

Fig. 5b zeigt die Ausgangsschwingungsform des Verstärkers C1 bezüglich der UV'- und UW'-Schwingungsformen, des Einganges des B1-Verstärkers und des Ausganges des B1-Verstärkers.

Die vorstehende Beschreibung gilt auch für die anderen Phasen der Dreiphasen-Wechselspannungsquelle 2, nämlich die V- und W- Phasenfolgen.

Wie dies weiter unten ausführlicher erläutert wird, beträgt der Bereich der Phasensteuerung, der für das Zünden der Thyristoren erforderlich ist, zumindest 180 elektrische Grad der Zeitsteuer­ schwingung für jede Phasenfolge.

Überwachungsfunktion

Die U-, V- und W-Zeitsteuerschwingungs- und Überwachungsschal­ tungen 26a, 26b und 26c schließen vorzugsweise jeweils eine Überwachungsschaltung ein, die jeweilige integrierende Verstär­ kerschaltungen (wie z. B. die den Verstärker C1 enthaltende Schaltung) zurücksetzt, wenn die jeweiligen integrierenden Verstärkerschaltungen nicht normal zurückgesetzt werden, wie dies weiter oben beschrieben wurde. Dies ist insbesondere dann wichtig, wenn eine Anormalität in den Leitungs-Leitungs-Span­ nungs-Schwingungsformen der Wechselspannungsquelle 2 ein Rück­ setzen zu normalen Zeiten verhindert.

Unter Bezugnahme auf die U-Zeitsteuerschwingung und die Über­ wachungsschaltung 26a ist festzustellen, daß der Ausgang des invertierenden Verstärkers B1 einem negativen Eingangsanschluß eines Überwachungs-Eingangsvergleichers D1 zugeführt wird. Eine kleine von VPKL-L abgeleitete Gleichvorspannung wird dem posi­ tiven Eingangsanschluß des Vergleichers D1 zugeführt. Wenn der Ausgang des Verstärkers B1 negativ wird (wenn der Ausgang des integrierenden Verstärkers C1 rampenförmig in einer positiven Richtung ansteigt), so nimmt der Ausgang des Vergleichers D1 einen hohen Pegel an und der Kondensator C5 wird in einer posi­ tiven Richtung geladen. Die Ladegeschwindigkeit des Kondensators C5 ist durch die Spannung an dem Anschluß PULL-UP REF (Endan­ schluß) und den Widerstand R 107 bestimmt.

Wenn unter normalen Betriebsbedingungen der Ausgang des Verstär­ kers B1 positiv wird (was das Rücksetzen des Integrators C1 ein­ leitet), nimmt der Ausgang des Eingangsvergleichers D1 einen niedrigen Pegel an und C5 beginnt sich über R66 zu entladen. Der Widerstand R66 hat vorzugsweise einen wesentlich niedrigeren Wert als R107, so daß die Entladegeschwindigkeit der Spannung längs C5 (die Überwachungs-Rampenspannung oder Überwachungs­ rampe) wesentlich schneller als die Ladegeschwindigkeit ist.

Wenn die Spannung längs des Kondensators C5 eine Schwellenwert­ spannung (den Überwachungs-Schaltschwellenwert) nicht erreicht hat, so bleibt (i) der Ausgang eines Ausgangs-Vergleichers E1 hoch, (ii) der Ausgang eines Ausgangs-Inverters F1 bleibt nied­ rig, und (iii) der Integrator C1 empfängt keinen Eingang über den Widerstand R93. Der Überwachungs-Schaltschwellenwert wird dem positiven Eingangsanschluß des Ausgangsvergleichers E1 zugeführt.

Vorzugsweise hat der Ausgangsinverter F1 keine modifizierende Wirkung auf den Ausgang des Integrators C1, wenn er rampenförmig ansteigt.

Fig. 5c zeigt die Ausgangsschwingungsform der Verstärker B1 und C1, die Spannung längs C5 (Überwachungs-Rampe) und den Über­ wachungs-Schaltschwellenwert.

Wenn somit der Integrator C1 nicht normal zurückgesetzt wird (beispielsweise, weil der Ausgang des Verstärkers B1 zur norma­ len Rücksetzzeit nicht positiv geworden ist), so geht (i) der Ausgang des Ausgangsvergleichers E1 kurz nach der normalen Rücksetzzeit auf einen niedrigen Pegel, (ii) der Ausgang des Ausgangsinverters F1 auf einen hohen Pegel, und ein Strom wird über den Widerstand R93 zugeführt, um den Integrator C1 zurück­ zusetzen. Die integrierende Verstärkerschaltung C1 bleibt zu­ rückgesetzt, bis der Ausgang des Verstärkers B1 für eine ausrei­ chende Zeit positiv wird, um es dem Kondensator C5 zu ermögli­ chen, sich unter den Gleichvorspannungs-Eingang an dem positi­ ven Eingangsanschluß des Eingangsvergleichers D1 zu entladen.

Es ist wichtig, daß die Überwachungsrampe nicht zurückgesetzt wird, sofern nicht der integrierende Verstärker C1 zurückgesetzt wird. Dies erfordert eine gesteuerte Beziehung zwischen dem Ver­ stärker B1 und dem Gleichvorspannungs-Eingang an den Verstärker B1. Wie dies für den Fachmann zu erkennen ist, würde es ohne diese Beziehung unter bestimmten Leitungsausfall-Bedingungen möglich sein, daß der Ausgang des integrierenden Verstärkers C1 schwimmend ist, während die Überwachungsschaltung zurückgesetzt wird.

Unnormale Betriebsbedingungen, während derer die Überwachungs­ funktion aufgerufen wird, werden weiter unten beschrieben.

Vorübergehender Leitungsausfall

Wenn alle drei Netzleitungsspannungen der Wechselspannungsquelle 2 ausfallen, so fallen die Spannungen an den Eingangsanschlüs­ sen der Thyristoren in der Gleichrichterbrücke 11 nicht unmit­ telbar auf Null ab. Tatsächlich verbleiben Rest-Leitungs-Lei tungs-Spannungen, die von der gespeicherten Spannung an dem
Gleichspannungs-Versorgungsleitungkondensator C abhängen. Diese Restspannungen hängen weiterhin davon ab, welche Impedanzen noch längs der Anschlüsse der Gleichrichterbrücke 11 angeschaltet bleiben, wenn die Netzleitungsspannungen ausfallen. Diese Impe­ danzen können sich innerhalb der Geräte befinden, von denen der Gleichrichter 11 einen Teil bildet (wie z. B. Leitungs-Leitungs- Dämpfungskondensatoren) oder sie können ander externe Lasten, symmetrisch oder unsymmetrisch, sein, die mit dem gleichen System verbunden sind.

Unter diesen Umständen setzt der Ausgangsinverter F1 den Inte­ grator C1 zurück und verhindert, daß dessen Ausgang in die positive Sättigung gelangt. Fig. 5d ist eine graphische Dar­ stellung, die das Ausgangssignal des Ausgangsvergleichers E1, die Überwachungs-Schwellenwertspannung und die Überwachungsrampe (C5-Spannung) zeigt. Wenn der Ausgang des Vergleichers E1 einen niedrigen Pegel annimmt, so setzt der Ausgangsinverter F1 den Integrator C1 zurück.

Im allgemeinen haben die Leitungs-Leitungs-Restspannungen der Wechselspannungsquelle 2 abklingende Schwingungsformen, die einen negativen Eingang an zumindest einen der integrierenden Verstärker (wie z. B. C1) liefern. Dies wirkt in einem derartigen Sinne, daß der Ausgang des Integrators C1 rampenförmig in Rich­ tung auf eine positive Sättigung ansteigt. Wenn die Überwa­ chungsschaltung den Integrator C1 nicht innerhalb einer Periode des normalen Starts seines Ausganges (die Zeitsteuerschwingung) zurücksetzt, so kann ein stark zeitlich fehlgesteuerter Thyri­ stor-Zündimpuls und ein großer Sprung in der Ausgangsspannung V₀ auftreten. Dies ist besonders dann problematisch, wenn die Netzleitungsspannung innerhalb einer Periode wieder auftritt und die Ausgangsspannung V₀ auf einen relativ niedrigen Pegel gere­ gelt ist.

Fig. 5e ist eine graphische Darstellung, die einen vorübergehen­ den Ausfall von UV' und UW', eine Überwachungsrampe (C5-Span­ nung), eine unnormal hoch gesättigte Zeitsteuerschwingung (C1- Ausgang) und einen unerwünschten Sprung in der Ausgangsspannung V₀ zeigt, wenn die Netzleitungsspannungen zurückkehren. Dieser Zustand kann dadurch simuliert werden, daß ein unnormal hoher Überwachungs-Schaltschwellenwert (nicht gezeigt) eingestellt wird.

Wenn eine Netzleitungsspannung im Normalbetrieb ausfällt, so wird der Ausgang des Integrators (beispielsweise der Ausgang von C1), der dieser Eingangsphase zugeordnet ist, in Richtung auf die Sättigung angesteuert. Die zugehörige Überwachungs­ schaltung verhindert, daß dies eintritt.

VPK- Speicher

Unter Bezugnahme auf Fig. 4b ist zu erkennen, daß die Weich­ start-Schaltung 17 eine VPK-Speicherschaltung 28 einschließt.

Die VPK-Speicherschaltung erzeugt eine Spannung VPK mit einem Spitzenwert, der im wesentlichen gleich einem Spitzenwert der Zeitsteuerschwingungen ist.

Entladewiderstände R223 und R65 (M16 wird für einen Dreipha­ senbetrieb vorgespannt) sind normalerweise über einen MOSFET M20 mit Erde verbunden (Fig. 4c). Die Zeitkonstante dieser Widerstände mit dem Kondensator C6 ist so ausgewählt, daß VPK Änderungen der Amplitude der Zeitsteuerschwingungen über Ein­ gangsperioden folgt, während ein im wesentlichen gleichförmiger Perioden-zu-Perioden-Wert aufrechterhalten wird.

Die Spannung an dem positiven Eingangsanschluß des Pufferver­ stärkers G1 ist kleiner als VPK, und zwar aufgrund des Span­ nungsteilereffektes der Entladewiderstände R223, R65 mit dem Ladewiderstand R224. Die Verstärkung des Pufferverstärkers G1 ist vorzugsweise derart eingestellt, daß die Ausgangsspannung des Verstärkers G1 ungefähr gleich VPK ist.

Der Zweck des Ladewiderstandes R224 besteht in der Schaffung einer Filterwirkung gegen einen unnormal hohen Einschwing­ spitzenausgang von den Integratoren (beispielsweise C1). Dies tritt während eines vorübergehenden Ausfalls der Eingangs -Netz­ leitungsspannung während des Intervalls zwischen der normalen Rücksetzzeit der Integratoren und beim Rücksetzen der Integra­ toren durch die jeweiligen Überwachungsschaltungen auf.

Rampengenerator

Gemäß Fig. 4c schließt die Weichstart-Schaltung 17 eine Rampen­ generatorschaltung 30 ein. Die Funktion des Rampengenerators 30 besteht in der Erzeugung einer ansteigenden Spannung VRAMP längs eines Kondensators C8 während des anfänglichen Einschaltens der Leistung. VRAMP stellt die Geschwindigkeit des rampenförmigen Anstiegs der gleichgerichteten Ausgangsspannung V₀ dadurch ein, daß die Geschwindigkeit der Phasenvorverschiebung der Zündimpul­ se für die Thyristoren in der Gleichrichterbrücke 11 angezeigt wird.

VRAMP kann lediglich dann ansteigen, wenn die in geschlossener Schleife betriebene Rampen-Klemmschaltung 32 nicht freigegeben ist. Unter der Annahme, daß die Schaltung 32 nicht freigegeben ist, fließt ein Strom von VPK (d. h. dem Ausgang des Pufferver­ stärkers G1, Fig. 4b) durch R30 und lädt C8.

C8 lädt sich exponentiell in Richtung auf VPK mit einer Zeit­ konstante von C8*R30 auf. Weil die Ausgangsspannung V₀ der Gleichrichterbrücke 11 als eine Funktion von VRAMP ansteigt, steigt V₀ bei einem exponentiellen Anstieg von VRAMP in nicht­ linearer Weise an, und die Gesamtanstiegszeit auf die volle Aus­ gangsspannung V₀ ist unnötig langsam.

Ein parabolisch ansteigender Wert von VRAMP ergibt einen ange­ nähert linearen Anstieg der Ausgangsspannung V₀ der Gleichrich­ terbrücke 11. Dies ermöglicht es, daß die Ausgangsspannung V₀ rampenförmig auf den vollen Wert in der kürzesten praktisch verwendbaren Zeit ansteigt (d. h. in Übereinstimmung mit der Be­ grenzung des Ladestroms des Versorgungsleitungs-Kondensators C).

Rampenformungsschaltung

Die Rampengeneratorschaltung 30 schließt eine Rampenformungs­ schaltung mit einem Operationsverstärker und Vorspannwiderstän­ den R139, R140 und R149 ein. Die Rampenformungsschaltung ergibt eine parabolische Form für VRAMP.

Die Spannung längs C8 wird dem positiven Eingangsanschluß des Operationsverstärkers zugeführt, und die Spannung am Ausgang dieses Verstärkers wird gegenüber VRAMP durch das Verhältnis von R139 zu R149 verstärkt. Diese verstärkte Spannung wird über R140 zu C8 zurückgeführt, wodurch sich ein zusätzlicher Lade­ strom für C8 ergibt. Der zusätzliche Ladestrom für C8 steigt an, während VRAMP ansteigt, was zu einem parabolischen Anstieg von VRAMP führt.

Fig. 5 ist eine graphische Darstellung, die den parabolischen Anstieg von VRAMP zeigt, der einen angenähert linearen Anstieg der Ausgangsspannung V₀ hervorruft.

In geschlossener Schleife betriebene Rampen-Klemmschaltung

Wenn der Rampenklemm-Freigabe-MOSFET M8 abgeschaltet ist, wird der Rampenklemm-MOSFET M10 über einen Fehlerverstärker in den leitenden Zustand angesteuert. Der Fehlerverstärker vergleicht die Rückführungsspannung des Versorgungsleitungs-Kondensators C, d. h. -V₀FB über R77 mit VRAMP über R70. Der verstärkte Fehler zwischen diesen beiden Spannungen steuert den Rampen-Klemm- MOSFET M10 in den eingeschalteten Zustand an, wodurch Ladestrom von C8 abgeleitet wird und VRAMP gezwungen wird, im wesentlichen gleich R70/R77×|V₀FB| zu werden.

Beim Einschalten der Leistung während einer anfänglichen Unter­ spannungs-Sperrung ist die Rampen-Klemmschaltung 32 freigegeben. Daher ist, wenn |V₀FB| gleich Null ist (beispielsweise beim Einschalten der Wechselspannungsquelle 2), VRAMP gleich Null. Wenn |V₀FB| beim Einschalten einen Anfangswert aufweist (bei­ spielsweise nach einem kurzen Netzleitungsausfall), so wird VRAMP auf den Wert von R70/R77×V₀FB geregelt, bis die Rampen- Klemmschaltung 32 unwirksam gemacht wird.

Der Grund dafür, daß VRAMP während der Unterspannungs-Sperr­ periode auf einen Wert von ungefähr R70/R77×|V₀FB| geregelt wird, besteht darin, daß ein Anfangswert für VRAMP geschaffen wird, bevor der rampenförmige Anstieg beginnt. Dies vermeidet eine Zeitverzögerung, während VRAMP auf irgendeinen vorher existierenden Pegel der Ausgangsspannung V₀ ansteigt (falls vorhanden).

Die Rampenklemmschaltung 32 wird weiterhin während vorüberge­ hender Netzleitungs-Spannungsausfälle freigegeben, die zu we­ sentlichen Verringerungen der Ausgangsgleichspannung V₀ führen. Dadurch, daß VRAMP gezwungen wird, während eines vorübergehenden Netzleitungs-Spannungsausfalls proportional zu |V₀FB| zu sein, ist die Amplitude von VRAMP bei Rückkehr der Netzleitungsspan­ nung so voreingestellt, daß der rampenförmige Anstieg der Span­ nung längs des Versorgungsleitungs-Kondensators C ohne unnötige Verzögerung erfolgt. Dies erfolgt ohne einen anfänglichen schar­ fen Anstieg des Ladestroms in den Versorgungsleitungs-Kondensa­ tor C, was eintreten würde, wenn die Amplitude von VRAMP auf einen zu hohen Wert eingestellt sein würde.

Das Verhältnis von R70/R77 wird vorzugsweise durch externe Widerstände eingestellt, wenn die Weichstart-Schaltung 17 in Form eines ASIC-Bauteils gerätemäßig ausgeführt wird.

Das Verhältnis ist eine Funktion von VRAMP und der Ausgangsspan­ nung V₀. Die Beziehung zwischen VRAMP und V₀ ist nichtlinear, wenn keine Filterinduktivität L mit einem Versorgungsleitungs- Kondensator C verwendet wird. Tatsächlich erzeugt ein paraboli­ scher Verlauf von VRAMP einen angenähert linearen Anstieg der Ausgangsspannung V₀. V₀ steigt anfänglich schnell an, wenn VRAMP von Null aus vergrößert wird, doch verringert sich die Geschwindigkeit, mit der V₀ ansteigt, bei höheren Werten von V₀. Das Verhältnis von R70/R77 ist vorzugsweise so eingestellt, daß VRAMP gezwungen wird, einen Wert anzunehmen, der die rich­ tige Ausgangsspannung V₀ bei ungefähr 50% der maximalen Aus­ gangsspannung liefert.

Im allgemeinen ist die Wahl von R70/R77 ein Kompromiß zwischen der Verzögerungszeit beim rampenförmigen Anstieg der Ausgangs­ spannung V₀ (wenn die Eingangs-Netzleitungsspannung nach einem Spannungsausfall wieder auftritt) und einem anfänglichen Sprung der Ausgangsspannung V₀ (wenn die Netzspannung zurückkehrt, d. h. während der Zündwinkel der Thyristoren nach vorne verschoben ist). Tatsächlich tritt, wenn die Verzögerungszeit verringert wird und der Zündwinkel bei Rückkehr der Spannung zu weit vor­ verschoben ist, ein übermäßiger Sprung in der Ausgangsspannung V₀ auf.

Fig. 5g ist eine graphische Darstellung, die die Ausgangsspan­ nung V₀ während eines vorübergehenden Leitungsausfalls zeigt, wenn R77=430 kOhm und R70/R77=0,23 ist. Es ergibt sich kein Sprung in der Ausgangsspannung V₀, wenn die Netzleitungsspannung zurückkehrt.

Fig. 5h ist eine graphische Darstellung, die die Ausgangsspan­ nung V₀ bei einem vorübergehenden Netzleitungsspannungsausfall zeigt, wenn R77=200 kOhm und R70/R77=0,5 ist. Hier ergibt sich ein Sprung in der Ausgangsspannung V₀, wenn die Netzleitungs­ spannung zurückkehrt.

Mit einer Induktivität L zwischen dem Ausgang der Gleichrich­ terbrücke 11 und dem Versorgungsleitungs-Kondensator C ist die Beziehung zwischen VRAMP und V₀ stärker linear. Für diesen Fall könnte das Verhältnis von R70/R77 auf einen höheren Wert als ohne Induktivität L eingestellt werden, um ein optimales Ansprechverhalten nach einem Netzleitungsspannungsausfall zu erzielen.

Zeitsteuerbezug-Summierverstärker

Gemäß Fig. 4c schließt die Weichstart-Schaltung 17 einen Zeit­ steuerbezug-Summierverstärker H1 mit einem Ausgang ein, der eine Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung an einer Leitung 33 liefert. Die Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung an der Lei­ tung 33 wird folgenden Bauteilen zugeführt: (i) einer U-Thyri­ stor-Zeitsteuer-Vergleicherschaltung 36a, (ii) einer V-Thyri­ stor-Zeitsteuer-Vergleicherschaltung 36b und (iii) einer W- Thyristor-Zeitsteuer-Vergleicherschaltung 36c (Fig. 4b).

Die Zeitsteuer-Schwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) ist im wesentlichen gleich der Differenz zwischen VPK und VRAMP (vorausgesetzt, daß der Ausgang des Verstärkers 48 gleich Null ist). Daher ist, wenn VRAMP gleich Null ist, die Zeitsteuer­ schwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) im wesentlichen gleich VPK.

Der Zeitsteuer-Bezugs-Summierverstärker H1 invertiert VRAMP, so daß, wenn VRAMP ansteigt, die Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspan­ nung (Leitung 33) absinkt (Fig. 5f).

Thyristor-Tor- oder Gate-Steuerimpulse

Für eine minimale Ausgangsspannung V₀ von der Gleichrichter­ brücke 11 muß der Zündwinkel für die Thyristoren gerade vor dem negativ verlaufenden Nulldurchgang der jeweiligen Leitungs-Lei­ tungs-Eingangsspannungen auftreten. Für höhere geregelte Werte von V₀ muß der Zündwinkel für die Thyristoren fortschreitend früher als der negativ verlaufende Nulldurchgang der jeweiligen Leitungs-Leitungs-Eingangsspannungen auftreten. Unter der Annah­ me, daß der negativ verlaufende Nulldurchgang der jeweiligen Leitungs-Leitungs-Eingangsspannungen bei 180° liegt, muß der Zündwinkel für die Thyristoren bei fortschreitend kleineren Winkeln als 180° auftreten.

Gemäß Fig. 4 verwendet die Weichstart-Schaltung 17 zur Erzielung der vorstehenden Funktion die U-Thyristor-Zeitsteuer-Verglei­ cherschaltung 36a, die V-Thyristor-Zeitsteuer-Vergleicherschal­ tung 36b und die W-Thyristor-Zeitsteuer-Vergleicherschaltung 36c zum Vergleich der Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung an der Leitung 33 mit den jeweiligen Ausgängen des Integrators C1 und den Integratoren für die V- und W-Phasen. Im einzelnen schließt jede Vergleicherschaltung 36a, 36b und 36c einen Schnittpunktvergleicher (beispielsweise den Vergleicher 11 für die U-Phase) zum Vergleich der Zeitsteuerschwingungs-Bezugs­ spannung an der Leitung 33 mit beispielsweise dem Ausgang des Integrators C1 ein.

Die Ausgänge der Schnittpunkt-Vergleicher (beispielsweise Ver­ gleicher I1) legen die Anfangspunkte für die Thyristor-Zündim­ pulse fest. Jeder Schnittpunkt-Vergleicher versucht, ein hohes Ausgangssignal jedesmal dann zu erzeugen, wenn die Zeitsteuer­ schwingung von einem zugehörigen Integrator (beispielsweise C1) größer als die Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) wird.

Um übermäßig große Einschaltstromspitzen in den Versorgungslei­ tungs-Kondensator C beim Einschalten zu vermeiden, sollten die Schnittpunkte der Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung an der Leitung 33 mit den Ausgängen (Zeitsteuerschwingungen) der Inte­ grator-Verstärker (beispielsweise C1) an oder in der Nähe der Spitzenwerte der Zeitsteuerschwingungen auftreten. Somit sollte die Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) beim Ein­ schalten im wesentlichen gleich VPK sein.

Wenn die Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) ram­ penförmig absinkt, so tritt der Schnittpunkt mit den Zeitsteuer­ schwingungen bei immer früheren Zeitpunkten auf, was zu früheren Zündwinkeln für die Thyristoren führt. Somit steigt die Aus­ gangsspannung V₀ rampenförmig auf ihren Einstellwert an.

Thyristor-Spannungsvergleicher

Die Weichstart-Schaltung 17 schließt weiterhin einen U-Thyri­ stor-Spannungsvergleicher J1, einen V-Thyristor-Spannungsver­ gleicher und einen W-Thyristor-Spannungsverleicher ein. Diese Thyristor-Vergleicher vergleichen die momentane Anoden-/Katho­ denspannung jedes Thyristors mit einem festen Bezugswert V SCRREF (Leitung 35). Dieser Bezugswert wird so eingestellt, daß er einen tatsächliche Anoden-/Thyristorspannung (vor der Ab­ schwächung in irgendwelchen Rückführungswiderständen) von unge­ fähr 15 bis 30 Volt darstellt.

Wenn die jeweilige momentane Thyristor-Anoden-/Kathodenspannung größer als ungefähr 15-30 Volt ist, so versucht der Ausgang des zugehörigen Thyristor-Spannungsvergleichers (beispielsweise J1), einen hohen Wert zu erzeugen, während im übrigen das Ausgangs­ signal niedrig ist.

Die Ausgänge der Thyristor-Spannungsvergleicher werden mit dem jeweiligen Ausgang der Schnittpunkt-Vergleicher (beispielsweise Vergleicher I1 für die U-Phase) derart kombiniert, daß jeweilige Paare von Vergleichern ein Ausgangssignal mit einem hohen Wert abgeben müssen, um einen jeweiligen Thyristor-Zündimpuls zu er­ zeugen (beispielsweise an der Leitung 37).

Die jeweiligen Thyristor-Zündimpulse werden somit so gesteuert, daß sie (i) nicht auftreten, wenn die jeweiligen Ausgangs-Zeit­ steuerschwingungen der Integrator-Verstärker (beispielsweise C1) weniger positiv als die Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung an der Leitung 33 sind, (ii) sie nicht auftreten, sofern nicht die jeweilige momentane Thyristor-Anoden-/Kathoden-Spannung zumin­ dest ungefähr 15-30 Volt positiv ist, und (iii) sie beendet werden, wenn die momentane Anoden-/Kathoden-Spannung auf unter ungefähr 15-30 Volt abfällt (d. h. nachdem der Thyristor einge­ schaltet wird).

In vorteilhafter Weise wird die Dauer der jeweiligen Thyristor- Zündimpulse (beispielsweise der Thyristor-Zündimpuls für die U-Phase, Leitung 37) dynamisch gesteuert, um ein Einschalten des jeweiligen Thyristors sicherzustellen. Sobald der jeweilige Thyristor eingeschaltet ist, wird der zugehörige Zündimpuls automatisch nach einer kurzen Verzögerung beendet.

Es wird bevorzugt, daß eine Verzögerung eingeführt wird, so daß der Thyristor-Zündimpuls im eingeschalteten Zustand für ungefähr 10 Mikrosekunden gehalten wird, nachdem die Thyristor-Spannung auf unter ungefähr 15-30 Volt abfällt, um sicherzustellen, daß der Thyristor im leitenden Zustand zu der Zeit verriegelt ist, zu der der Zündimpuls abgeschaltet wird.

Diese dynamische Steuerung der Dauer der Thyristor-Zündimpulse (d. h. ausreichend, um ein Einschalten des Thyristors sicherzu­ stellen, jedoch nicht übermäßig lang), ist wichtig, um den mitt­ leren Strom, der von der Treiberschaltung 19 aus der Leistungs­ versorgung 15 entnommen wird, zu einem Minimum zu machen. Ein vergrößerter Strombedarf der Treiberschaltung 19 aus der von den Dämpfungsschaltungen abgeleiteten Leistungsversorgung 15 könnte Dämpfungskondensatoren mit einem größeren Wert erfordern, als dies für den dv/dt-Schutz der Thyristoren erforderlich ist.

Die Thyristor-Spannungsvergleicher bewirken weiterhin ein Ver­ hindern der Einleitung der Zündimpulse, wenn die jeweiligen mo­ mentanen Thyristor-Spannungen negativ sind. Ohne diese Funktion könnten Zündimpulse auftreten, wenn die Überkreuzungspunkte der Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) mit den Inte­ grator-Ausgangssignalen (beispielsweise Ausgangs-Zeitsteuer­ schwingung von C1) vor dem Nulldurchgang der Thyristorspannungen auftreten, oder wenn die Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung dauerhaft unter die Ausgangssignale der Integratoren absinkt (beispielsweise wenn der Gleichrichter vollständig eingeschaltet ist)

Spannungsregelschleifen-Schaltung

Die Weichstart-Schaltung 17 schließt weiterhin eine Spannungs­ regelschaltung 34 (Fig. 4c) ein, die die Zeitsteuerschwingungs- Bezugsspannung (Leitung 33) unter vom Einschaltzustand abwei­ chenden Zuständen einstellt.

Die Spannungsregelschaltung 34 schließt einen invertierenden -V₀REF-Verstärker 42, einen Fehlerpolaritäts-Vergleicher 44, einen invertierenden V₀-Fehlerverstärker 46, einen V₀-Fehler- Pufferverstärker 48 und andere zugehörige Schaltungsbauteile ein. Das Ausgangsspannungs-Bezugssignal -V₀REF stellt die Amp­ litude der Ausgangsgleichspannung V₀ im eingeschwungenen Zustand über die Regelschleife ein. Vorzugsweise ist dies eine extern zugeführte Spannung, und sie ist negativ, bezogen auf 'Erde', d. h. bezüglich des positiven Ausgangsanschlusses des Gleich­ richterbrücke 11.

Der invertierende -V₀REF-Verstärker 42 invertiert den Bezugs­ wert auf +V₀REF. Die Differenz zwischen +V₀REF und einem Rück­ führungssignal von der Ausgangsspannung V₀, das mit -V₀FB be­ zeichnet ist, wird durch den invertierenden V₀ERROR-Verstärker 46 verstärkt und invertiert. Das Ausgangssignal dieses Verstär­ kers wird durch R185, R186 und C28 gefiltert, so daß eine ge­ glättete Spannung, die den Gleichspannungsfehler (Fehlerspan­ nung) zwischen V₀REF und V₀FB darstellt, längs C28 auftritt. Die Fehlerspannung wird dem V₀ERROR-Pufferverstärker 48 als Ein­ gangssignal zugeführt.

Das Ausgangssignal des V₀ERROR-Pufferverstärkers 48 wird als Eingangssignal dem Zeitsteuer-Bezugssummierverstärker H1 zuge­ führt.

Wenn |V₀FB| kleiner als V₀REF ist, so ist die Fehlerspannung negativ, der Ausgang des die Fehlerpolarität invertierenden Vergleichers 44 ist positiv, und ein einen Nebenschluß bei ne­ gativem Fehler bildender MOSFET M17 wird eingeschaltet. Wenn M17 eingeschaltet ist, so hält er den positiven Eingangsan­ schluß des V₀ERROR-Pufferverstärkers 48 im wesentlichen auf Erdpotential. Das Ausgangssignal des V₀ERROR-Pufferverstärkers 48 ist somit im wesentlichen Null. Die Spannungsregelschleife hat daher keinen Einfluß auf den Ausgang des Zeitsteuerschwin­ gungs-Summierverstärkers H1 oder auf die Zeitsteuerschwingungs- Bezugsspannung (Leitung 33).

Wenn |V₀FB| größer als V₀REF wird, so wird die Fehlerspannung positiv, und der einen Nebenschluß bei negativem Fehler bilden­ de MOSFET M17 wird abgeschaltet. Somit wird das Eingangssignal an dem positiven Anschluß des V₀ERROR-Pufferverstärkers 48 unge­ fähr gleich der Fehlerspannung. Das Ausgangssignal des V₀ERROR- Pufferverstärkers 48 steigt an (in einer positiven Richtung), und die dem Zeitsteuerbezugs-Summierverstärker H1 zugeführte Fehlerspannung vergrößert die Zeitsteuerschwingungs-Bezugs­ spannung (Leitung 33), wodurch der Thyristor-Zündwinkel verzö­ gert wird. Diese Regelschleifenwirkung korrigiert Fehler hin­ sichtlich der Ausgangsspannung V₀.

Weil die in geschlossener Schleife betriebene Spannungsregel­ schaltung 34 nur dann aktiv wird, wenn V₀FB beginnt, V₀REF zu übersteigen, und weil V₀REF immer irgendeinen endlichen Wert aufweist, hat die Schaltung keine Auswirkung auf die rampenför­ mige Anstiegsgeschwindigkeit der Ausgangsspannung V₀ während des Einschaltens. Die Rampenanstiegsgeschwindigkeit beim Einschalten ist ausschließlich durch die Anstiegsgeschwindigkeit von VRAMP bestimmt, bis die Ausgangsspannung einen Pegel erreicht, bei dem |V₀FB| beginnt, V₀REF zu übersteigen.

Um ein Spannungsüberschwingen der Ausgangsspannung V₀ zu einem Minimum zu machen, sollte die Ladezeit von C28 relativ kurz sein. Diese Ladezeit wird im wesentlichen durch R185 und C28 eingestellt. Es ist wünschenswert, daß die Entladezeit von C28 (die durch R186 eingestellt wird) länger als die Ladezeit ist. Dies verhindert, daß die Fehlerspannung während eines vorüber­ gehenden Leitungsausfalls zu schnell abklingt, was dazu führen würde, daß der Zündwinkel bei Wiederkehr der Spannung zu weit vorverschoben sein würde, was andererseits zu einem übermäßigen Nachladestrom in den Versorgungsleitungs-Kondensator C führen würde, wenn die Leitungsspannung zurückkehrt.

Es sei bemerkt, daß nach dem Ende des anfänglichen rampenförmi­ gen Anstiegs der Ausgangsspannung V₀ und dem Erreichen des nor­ malen eingeschwungenen Zustandes die Amplitude von VRAMP ober­ halb von ungefähr VPK einschwingt, und zwar unabhängig von dem Wert von -V₀REF. Damit ist nach dem Einschalten und In-Betrieb- Setzen die Ausgangsspannung V₀ nicht mehr durch die Rampenspan­ nung VRAMP gesteuert.

Einstellung der Schleifenverstärkung

Wenn die Spannungsregelschleife eine Welligkeits-Instabilität aufweist, d. h. einen ungleichförmigen Zündwinkel von einem Thyristor zum nächsten, so sollte die Schleifenverstärkung ver­ ringert werden - auf Kosten einer Verringerung der Genauigkeit der Spannungsregelung. Gemäß Fig. 4c erfolgt die Einstellung der Schleifenverstärkung über den D60/R186-Knoten zum RA/RB-Knoten und durch Einstellen der Potentialteiler-Widerstände RA und RB (die vorzugsweise außerhalb angeordnet sind, wenn die Weich­ start-Schaltung 17 ein ASIC-Bauteil oder eine integrierte Schal­ tung ist)

Zeitsteuerbezugs-Klemmschaltung

Die Weichstart-Schaltung schließt vorzugsweise eine Zeitsteuer­ schwingungs-Bezugs-Klemmschaltung ein, die einen Verstärker 50 und zugehörige Schaltungsbauteile (Fig. 4c) einschließt. Diese Schaltung klemmt den Maximalwert der Zeitsteuerschwingungs- Bezugsspannung (Leitung 33) auf etwas weniger als VPK, d. h. auf geringfügig weniger als den Spitzenwert der Zeitsteuerschwin­ gungen (Ausgang von den Integratoren, beispielsweise C1), und zwar immer dann, wenn die Spannungsregelschleife aktiv ist. Dies stellt sicher, daß die 'Endanschlag'-Schnittpunkte für die Thyristor-Zündimpulse immer erzeugt werden, wenn die Ausgangs­ spannung V₀ geregelt wird. Dies stellt weiterhin eine Sicher­ heit gegen fehlende Zündimpulse dar, die anderenfalls auftreten könnten, weil die Fehlerspannung vorübergehend die Zeitsteuer­ schwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) über die Spitzenwerte der Zeitsteuerschwingungen hinaus verschiebt.

Das Ausgangssignal des Fehlerpolaritäts-Vergleichers 44 ist immer dann niedrig, wenn die Fehlerspannung positiv ist. Somit ist das Ausgangssignal des Inverter-Vergleichers 52 immer dann hoch, wenn das Ausgangssignal des Fehlerpolaritäts-Vergleichers 44 positiv ist. Unter dieser Bedingung ist D65 in Durchlaßrich­ tung vorgespannt, und das Ausgangssignal des Zeitsteuerschwin­ gungs-Bezugs-Klemmverstärkers 50 ist im wesentlichen gleich der Spannung an seinem positiven Eingangsanschluß. Diese Spannung ist vorzugsweise ein Bruchteil (ungefähr 98%) von VPK. Die Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) wird über D70 auf diesen Wert geklemmt.

Wenn die Fehlerspannung negativ ist (was anzeigt, daß die Span­ nungsregelschaltung im wesentlichen unwirksam ist), so wird das Ausgangssignal des Inverter-Vergleichers 52 niedrig. D65 ist somit in Sperrichtung vorgespannt, und das Ausgangssignal des Zeitsteuer-Bezugs-Klemmverstärkers 50 wird im wesentlichen gleich Vdd (dem Steuerleistungs-Versorgungspegel), wodurch die Klemmung von der Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) beseitigt wird.

Wenn das Ausgangssignal des Zeitsteuer-Bezugs-Klemmverstärkers 50 im wesentlichen gleich Vdd wird, so kann die Zeitsteuer­ schwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) VPK überschreiten. Dies ist während des anfänglichen Anlegens der Leistung der Fall, wenn sich die Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) zu Anfang den Zeitsteuerschwingungs-Spitzenwert von einem Pegel nähert, der etwas höher als VPK ist. Dies stellt sicher, daß der erste Thyristor-Zündimpuls soweit wie möglich verzögert ist, um den ersten Sprung der Ausgangsspannung V₀ so klein wie mög­ lich zu halten.

Spannungseinbruchschaltung

Die Versorgungsleitungs-Ausgangsspannung V₀ sinkt ab, wenn die Eingangsnetzleitungsspannung absinkt oder vollständig ausfällt. Bei einer kurzzeitigen Verringerung oder einem kurzzeitigen Aus­ fall der Netzspannung kann der Versorgungsleitungs-Kondensator C die Ausgangsgleichspannung ausreichend aufrechterhalten, damit der Systembetrieb ohne Unterbrechung fortgesetzt werden kann.

Es ist wichtig, daß die Ladung des Versorgungsleitungs-Konden­ sators C so schnell wie möglich wiederhergestellt wird, wenn die Netzspannung zurückkehrt, ohne daß sich ein übermäßiger Konden­ sator-Nachladestrom ergibt. Es ist wichtig, daß die Thyristor- Zündsteuerschaltung in der Lage ist, sehr schnell anzusprechen, um die Auswirkungen einer kurzzeitigen Netzspannungsunterbre­ chung zu einem Minimum zu machen.

Gemäß Fig. 4c schließt die Weichstart-Schaltung 17 vorzugsweise eine Spannungseinbruchschaltung 54 ein, die Einbrüche an der Versorgungsleitungs-Ausgangsspannung V₀ überwacht. Die Span­ nungseinbruchschaltung 54 schließt einen Spannungseinbruch- Vergleicher 56, einen V₀-Rücksetz-MOSFET M24, einen Hysterese- Rücksetz-MOSFET M26 und zugehörige Schaltungsbauteile ein.

Solange das Versorgungsleitungs-Spannungsrückführungssignal -V₀FB nicht unter einen voreingestellten Bruchteil k eines Anfangswertes einbricht oder absinkt, wird der Spannungsein­ bruch-Vergleicher 56 nicht aktiviert, und die Zeitsteuer­ schwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) kann im wesentlichen auf ihren Wert vor dem Einbruch während eines kurzzeitigen Netzleitungsausfalls schwimmen. Damit ist, wenn die Netzlei­ tungsspannung zurückkehrt, der Zündwinkel bei dem Neuanfang im wesentlichen gleich dem Zündwinkel vor dem Spannungseinbruch. (Dies setzt voraus, daß die Amplitude der zurückkehrenden Netz­ leitungsspannung die gleiche Amplitude wie der Wert vor dem Spannungseinbruch hat. Die Versorgungsleitungs-Spannung V₀ lädt dann sehr schnell auf den Wert vor dem Spannungseinbruch auf, wenn die Netzleitungsspannung zurückkehrt, ohne daß eine Verzö­ gerung aufgrund der Thyristor-Phasensteuerung eingeführt wird.

Weil diese schnelle Nachladung ohne aktive Begrenzung des Nach­ ladestromes erzielt wird, kann sie lediglich dann zugelassen werden, wenn V₀FB während des Netzleitungsspannungsausfalls nicht zu weit abgesunken ist (d. h. nicht unter k×V₀FB, wobei V₀FB der Wert vor dem Spannungseinbruch ist und k typischerweise ungefähr 0,7 beträgt).

Wenn V₀FB unter k×V₀FB absinkt, so wird die Rampenspannung VRAMP auf einen eingestellten Bruchteil von V₀FB durch Freige­ ben der Rampen-Klemmschaltung 32 geklemmt. In diesem Fall wird die Fehlerspannung (längs C28) auf Null geklemmt, sobald die Rampenspannung VRAMP geklemmt wurde. Die Schaltung ist nunmehr so eingestellt, daß sie den gewünschten Neueinschalt-Zündwinkel ergibt, wenn die Netzleitungsspannung zurückkehrt.

Im Normalbetrieb weist der Ausgang des NAND-Verknüpfungsgliedes 58 einen hohen Pegel auf, wodurch der V₀-Rücksetz-MOSFET M24 in den abgeschalteten Zustand angesteuert wird, während der Hyste­ rese-Rücksetz-MOSFET M26 eingeschaltet ist. Das Ausgangsspan­ nungs-Rückführungssignal -V₀FB ist auf dem Kondensator C1 ge­ speichert. Der Spannungseinbruch-Vergleicher 56 vergleicht einen Bruchteil k=R112/R111+R112 der C1-Spannung mit -V₀FB.

In Normalbetrieb ist |k×V₀FB| kleiner als |V₀FB|, und das Aus­ gangssignal des Spannungseinbruch-Vergleichers 56 ist hoch. Wenn das Ausgangssignal des Spannungseinbruch-Vergleichers 56 hoch ist, so hat es keine aktive Wirkung auf den Betrieb des Systems.

Wenn ein kurzzeitiger Nutzspannungsausfall auftritt, so bleibt die an C1 festgehaltene Spannung im wesentlichen konstant und gleich dem Wert vor dem Spannungseinbruch, während |V₀FB| ab­ zusinken beginnt, wenn sich der Versorgungsleitungs-Kondensator C entlädt. Wenn dieses Absinken unzureichend ist, um den Aus­ gang des Spannungseinbruch-Vergleichers 56 auf einen niedrigen Pegel zu bringen, so behalten die Rampenspannung VRAMP, die auf CRAMP gespeichert ist, und die Fehlerspannung auf dem Fehler­ kondensator C28 im wesentlichen ihre Werte vor dem Spannungsein­ bruch bei, so daß die Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) ihren Wert vor dem Spannungseinbruch im wesentli­ chen beibehält, bis die Netzspannung zurückkehrt. Somit ist der Zündwinkel bei Neueintritt gleich dem Zündwinkel vor dem Span­ nungseinbruch.

Wenn die Versorgungsleitungs-Gleichspannung V₀ auf weniger als den k-fachen Wert des Wertes vor dem Spannungseinbruch absinkt, so wird das Ausgangssignal des Spannungseinbruch-Vergleichers 56 nunmehr verriegelt. Das Ausgangssignal des Spannungseinbruch- Vergleichers 26 bleibt auf einem niedrigen Wert verriegelt, solange wie das Ausgangssignal des NAND-Verknüpfungsgliedes 58 auf einem hohen Pegel bleibt. Dies ergibt sich daraus, daß dieses Ausgangssignal dem Hysterese-Rücksetz-MOSFET M26 in den eingeschalteten Zustand ansteuert, wodurch der positive Ein­ gangsanschluß des Spannungseinbruch-Vergleichers 56 auf einen niedrigen Pegel gezogen wird und der Ausgang dieses Vergleichers auf einem niedrigen Pegel gehalten wird.

Wenn der Ausgang des Spannungseinbruch-Vergleichers 56 einen niedrigen Pegel annimmt, so tritt folgendes ein:

• (a) der Klemmfreigabe-MOSFET M8 wird abgeschaltet, wo­ durch die örtliche Rampenklemm-Regelschaltung 32 freigegeben wird und die Rampenspannung VRAMP auf einen voreingestellten Bruchteil von V₀FB geklemmt wird, wie dies weiter oben beschrie­ ben wurde.
• (b) sobald die Rampenspannung VRAMP geklemmt ist, fällt das Ausgangssignal des Rampen-Fehlerverstärkers im wesentlichen auf den Schwellenwert des Rampen-Klemm-MOSFETs M10 ab. Dies be­ wirkt, daß das Ausgangssignal des Rampen-Klemm-Detektor-Ver­ gleichers 60 auf einen hohen Pegel anzusteigen beginnt. Der Kon­ densator C2 verlangsamt in Kombination mit R196 die Anstiegs­ zeit des Ausgangssignals dieses Vergleichers, so daß er keinen ausreichenden Pegel für einen Übergang des Ausgangssignals des NAND-Verknüpfungsgliedes 58 auf einen niedrigen Pegel während einer 'Nachwirkzeit'-Periode erreicht. Die Nachwirkzeit-Periode ist eine Zeitperiode, während der das Ausgangssignal des Zeit­ steuerschwingungs-Schnittpunktvergleichers 62 hoch bleibt, ob­ wohl die Netzleitungsspannungen ausgefallen sind. Die Nachwirk­ zeit-Periode wird dadurch hervorgerufen, daß die Zeitsteuer­ schwingungs-Integratoren (beispielsweise C1) nicht unmittelbar durch die jeweiligen Überwachungsschaltungen zurückgesetzt werden, wenn die Netzleitungsspannung ausfällt. Wenn das Aus­ gangssignal des NAND-Verknüpfungsgliedes 58 während der Nach­ wirkzeit-Periode niedrig werden würde, so würde ein vorzeitiges Rücksetzen des Spannungseinbruch-Vergleichers 56 auftreten.

Nach einer gewissen Verzögerung schaltet das Ausgangssignal des Rampenklemm-Detektorvergleichers 60 den V₀-Fehlerentladungs- MOSFET M15 ein, wodurch die Fehlerspannung längs C28 sehr schnell auf Null entladen wird.

Wenn die vorstehende Folge (a-b) eintritt, so wird das Ausgangs­ signal des Zeitsteuer-Bezugs-Summierverstärkers H1 zunächst höher, während die Rampenspannung VRAMP geklemmt wird, und sinkt dann wieder ab, wenn die Fehlerspannung (längs C28) entladen wird. Das Ausgangssignal des Zeitsteuer-Bezugs-Summierverstär­ kers H1 schwingt auf einen Wert ein, der gleich der Differenz zwischen VPK und VRAMP ist, wobei VRAMP ein eingestellter Bruch­ teil (R70/R77) von V₀FB ist. Die Fig. 5g und 5h zeigen diese Schwingungsformen als eine Funktion von R70/R77.

Diese Schaltung stellt sicher, daß die Rampenspannung VRAMP geklemmt wird, bevor die Fehlerspannung entladen wird, so daß entsprechend die Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) zunächst ansteigt, bevor sie wieder absinkt. Wenn die Feh­ lerspannung entladen würde, bevor die Rampenspannung VRAMP geklemmt wird, so würde die Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) absinken, bevor sie wieder ansteigen würde. Wenn die Eingangsleitungsspannung genau dann zurückkehrt, wenn die Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) absinkt, so würde ein vorzeitiger Thyristor-Zündimpuls erzeugt. Dies würde eine übermäßige Einschaltstromspitze an dem Versorgungsleitungs- Kondensator C hervorrufen.

Gemäß der Erfindung kann die Zeitsteuerschwingungs-Bezugsspan­ nung (Leitung 33) automatisch auf einen Pegel eingestellt wer­ den, der einen angenähert korrekten Neueintritt-Zündwinkel her­ vorruft, wenn die Netzspannung zurückkehrt, wie dies weiter oben beschrieben wurde. Hierdurch wird die Ausgangsspannung V₀ so gesteuert, daß sie rampenförmig auf den Wert vor dem Netz­ spannungsausfall ansteigt, und zwar ohne unnötige Verzögerung und ohne einen übermäßigen Nachladestrom des Versorgungslei­ tungs-Kondensators C, wenn die Netzspannung zurückkehrt.

Wenn der Ausgang des Spannungseinbruch-Vergleichers 56 einen niedrigen Pegel annimmt, so wird der VPK-Entladungs-MOSFET M20 abgeschaltet (Fig. 4c). Hierdurch werden die VPK-Entladewider­ stände R223, R65 von Erde getrennt (Fig. 4b), und es wird dem VPK-Speicherkondensator C6 ermöglicht, seine Ladung während des Netzspannungsausfalls zu halten. Dies ist wichtig, weil ein Absinken von VPK während eines Netzspannungsausfalls dazu führen würde, daß der Neueintritt-Zündwinkel zu weit vorverschoben ist, wenn die Netzspannung zurückkehrt.

Der Spannungseinbruch-Vergleicher 56 wird zurückgesetzt, wenn der Ausgang des NAND-Verknüpfungsgliedes 58 einen niedrigen Pegel annimmt. Während eines Netzspannungsausfalls wird das Ein­ gangssignal an dem Eingang 1 des NAND-Verknüpfungsgliedes hoch, wenn das Ausgangssignal des Rampen-Klemm-Detektor-Vergleichers 60 hoch wird. Der Eingang 2 an das NAND-Verknüpfungsglied 58 ist der Ausgang des Zeitsteuerschwingungs-Schnittpunkt-Verglei­ chers 62. Dieser vergleicht einen Bruchteil der Zeitsteuer­ schwingungs-Bezugsspannung (Leitung 33) mit dem zusammengesetz­ ten Zeitsteuerschwingungssignal, Leitung 39 (die gleichgerichte­ te 'Summe' der Zeitsteuerschwingungen, Fig. 4b).

Während des Netzspannungsausfalls und nach der vorstehend be­ schriebenen anfänglichen Nachwirkzeit-Periode sinkt die zusam­ mengesetzte Zeitsteuerschwingung (Leitung 39) auf Null ab, so daß das Ausgangssignal des Zeitsteuerschwingungs-Schnittpunkt- Vergleichers 62 einen niedrigen Pegel annimmt. Dieser Ausgang bleibt auf einem niedrigen Pegel bis die Netzspannung zurüc­ kehrt; der Ausgang nimmt dann einen hohen Pegel an. Der Eingang 2 des NAND-Verknüpfungsgliedes 58 nimmt dann einen hohen Pegel an, und der Ausgang des NAND-Verknüpfungsgliedes 58 nimmt einen niedrigen Pegel an.

Wenn dies erfolgt, so wird der V₀-Rücksetz-MOSFET 24 eingeschal­ tet, wodurch die gespeicherte Spannung längs des V₀-Speicher­ kondensators C1 entladen wird. Gleichzeitig wird der Hysterese- Rücksetz-MOSFET M26 abgeschaltet. Der positive Eingangsanschluß des Spannungseinbruch-Vergleichers 56 wird nunmehr positiver als der negative Eingangsanschluß, so daß dessen Ausgang einen hohen Wert annimmt.

Der Rampenklemm-Freigabe-MOSFET M8, schaltet ein, wodurch die örtliche Rampenklemm-Regelschleife 32 abgeschaltet wird. Der Ausgang des Rampen-Fehlerverstärkers steigt an, und der Ausgang des Rampen-Klemm-Detektor-Vergleichers 60 nimmt einen niedrigen Pegel an, wodurch der V₀-Fehler-Entlade-MOSFET M15 abgeschaltet wird. Das Ausgangssignal des NAND-Verknüpfungsgliedes 58 nimmt einen hohen Pegel an, der V₀-Rücksetz-MOSFET M24 wird abgeschal­ tet, und der V₀-Speicherkondensator C1 wird auf -k×V₀FB zurück­ geladen.

Der Normalbetrieb ist dann wiederhergestellt.

Spannungseinbruch während einer dynamischen Regelung der Ausgangsspannung

Wenn der Ausgangsspannungs-Bezugswert -V₀REF sehr schnell in ausreichendem Ausmaß absinkt (d. h. wenn er sich auf einen klei­ neren negativen Wert ändert), so sinkt die Ausgangsspannung V₀ ab, und der Spannungseinbruch-Vergleicher 56 wird aktiviert. Hierdurch wird die Rampenspannung VRAMP geklemmt und die Fehler­ spannung C28 auf Null zurückgesetzt, und zwar genauso, als ob der Spannungsabfall durch einen Ausfall der Netzspannung hervor­ gerufen wurden wäre. Der Thyristor-Zündwinkel kann dann vorüber­ gehend zu weit verzögert werden, und die Ausgangsspannung V₀ kann unter den eingestellten Wert schwingen.

Weil die Netzspannung und die Zeitsteuerschwingungen noch vor­ handen sind, bleibt jedoch das Ausgangssignal des Zeitsteuer­ schwingungs-Schnittpunkt-Vergleichers 62 auf einem hohen Pegel oder kippt auf einen hohen Pegel, wodurch sehr schnell die längs des V₀-Speicherkondensators C1 gespeicherte Spannung entladen wird und der Spannungseinbruch-Vergleicher 56 zurückgesetzt wird. Hierdurch wird die Rampenspannung VRAMP entklemmt, der V₀-Fehler-Entladungs-MOSFET M15 abgeschaltet und die Rampen­ spannung VRAMP kann die Ausgangsspannung V₀ zurück auf den eingestellten Pegel steuern.

An diesem Punkt versucht die Regelschaltung 34, die Ausgangs­ spannung V₀ auf den neuen Einstellwert zu regeln (während die Rampenspannung VRAMP weiter auf ihren maximalen Wert ansteigt). Somit kann ein Unterschwingen der Ausgangsspannung V₀ auftreten. Das Unterschwingen kann dadurch vermieden werden, daß plötzliche große Verringerungen der Ausgangsspannung V₀ beseitigt werden. Wenn daher Änderungen von -V₀REF mit einer Geschwindigkeit auf­ treten, die die Entladegeschwindigkeit des V₀-Speicherkondensa­ tors C1 nicht wesentlich 'überholt', so wird die Aktivierung des Spannungseinbruch-Vergleichers vermieden.

UV/Phasenausfall-Sperrschaltung

Die Weichstart-Schaltung 17 schließt vorzugsweise eine UV/­ Phasenausfall-Sperrschaltung 70 (Fig. 4c) ein. Die UV/Phasen­ ausfall-Sperrschaltung 70 liefert ein UV-(Unterspannungs-)­ Signal, das einen niedrigen Wert aufweist, wenn die Haupt-Vdd- Leistungsversorgungsspannung unter einem voreingestellten Mini­ malwert liegt. Dies tritt während des anfänglichen Einschaltens oder bei einem längeren Ausfall der Netzspannung auf. Ein nied­ riges UV-Signal schaltet den Schnellade-MOSFET M23 (Fig. 4b) während des anfänglichen Einschaltens ein, was es ermöglicht, daß der VPK-Speicherkondensator C6 sehr schnell auf VPK aufge­ laden wird, wobei die Verzögerungswirkung von R224 verringert wird.

Die UV/Phasenausfall-Sperrschaltung 70 liefert ein UV/Phasen­ ausfall-Signal (Leitung 72), das niedrig ist, wenn (i) das UV- Signal (Leitung 24) niedrig ist, oder wenn (ii) der Phasenaus­ fall-Integrationskondensator C26 unter einem voreingestellten Pegel entladen wird. Dies ist der Fall, wenn eine Eingangs­ phase für mehr als ungefähr drei Halbperioden fehlt.

Wenn das UV/Phasenausfall-Signal (Leitung 72) niedrig ist, so wird der Klemmfreigabe-MOSFET M8 abgeschaltet und die in ge­ schlossener Schleife betriebene Klemmschaltung 32 klemmt die Rampenspannung VRAMP auf einen voreingestellten Bruchteil von V₀FB. Die Ausgänge der Zeitsteuerschwingungs-Vergleicher (bei­ spielsweise I1, Fig. 4b) werden ebenfalls auf einen niedrigen Pegel gezogen, wodurch die Thyristor-Zündimpulse (beispielsweise Leitung 37) gesperrt werden.

Leitungsausfall-Detektorschaltungen

Die Weichstart-Schaltung 17 schließt vorzugsweise eine Leitungs­ ausfall-Detektorschaltung 78 (Fig. 4c) ein und führt die folgenden Funktionen aus:

Erkennung des Ausfalls einer Phase und Abschaltung

Eine Folge von eine feste Dauer aufweisenden Impulsen mit der doppelten Meßfrequenz wird dem Gate-Anschluß des Phasenausfall- Entladungs-MOSFET M19 zugeführt, wenn eine Eingangsphase fehlt. Jedesmal dann, wenn der MOSFET M19 eingeschaltet wird, wird der Phasenausfall-Integrationskondensator C26 um einen vorgegebenen Betrag entladen. Die Nachladung von C26 über R168 zwischen Ent­ ladungsimpulsen ist relativ gering, weil die Zeitkonstante C26­ ×R168 wesentlich länger als eine Halbperiode ist.

Nach zwei oder drei aufeinanderfolgenden Einphasen-Ausfall- Impulsen ist der Phasenausfall-Integrationskondensator C26 ausreichend weit entladen, damit der Ausgang des Phasenausfall- Sperrvergleichers 76 einen niedrigen Pegel annimmt. Hierdurch wird die Rampen-Klemmschaltung 32 freigegeben, die die Rampen­ spannung VRAMP klemmt und die Thyristor-Zündimpulse verhindert.

Dadurch, daß es erforderlich ist, daß zwei oder drei aufeinan­ derfolgende Einphasen-Ausfall-Impulse auftreten, bevor die Thy­ ristoren abgeschaltet werden, werden Fehlauslösungen verhindert. Ein schnelles Abschalten des Gleichrichters bei Ausfall einer Eingangsphase ist wichtig, weil, wenn die Ausgangsspannung V₀ auf einen relativ niedrigen Pegel geregelt wird und eine feh­ lende Phase zurückkehrt, der Wiedereintritt-Zündwinkel zu weit vorverschoben sein kann, was einen großen Sprung der Ausgangs­ spannung V₀ und einen übermäßigen Nachladestrom an den Versor­ gungsleitungs-Kondensator C hervorruft.

Die Folge von eine feste Dauer aufweisenden Einphasen-Ausfall- Impulsen wird über den Dreiphasen-/Einphasen-Vergleicher 80 gewonnen, der die zusammengesetzte Zeitsteuerschwingung (Leitung 39) mit einem Bruchteil von VPK vergleicht. Im Normalbetrieb ist da 12522 00070 552 001000280000000200012000285911241100040 0002019919918 00004 12403s Ausgangssignal des Dreiphasen-/Einphasen-Vergleichers 80 dauernd auf einem hohen Pegel, weil die zusammengesetzte Zeit­ steuerschwingung (Leitung 39) immer größer als der eingestellte Bruchteil von VPK ist. Wenn jedoch eine Eingangsphase fehlt, so kippt das Ausgangssignal des Dreiphasen-/Einphasen-Vergleichers 80 mit der doppelten Netzfrequenz.

Wenn der Ausgang des Dreiphasen-/Einphasen-Vergleichers 80 auf einen niedrigen Pegel kippt, so entlädt sich die Spannung längs C23, obwohl dies den Ausgang des Einphasen-Ausfall-Vergleichers 82 nicht beeinflußt (der über D26 auf einen niedrigen Pegel gezogen wird), solange, wie der Ausgang des Vergleichers 80 niedrig ist.

Wenn der Ausgang des Dreiphasen-/Einphasen-Vergleichers 80 auf einen hohen Pegel kippt, nimmt der Ausgang des Einphasen-Aus­ fall-Vergleichers 82 für einen voreingestellte Periode (die durch die Zeit bestimmt ist, die C23 benötigt, um sich über R234 aufzuladen) einen hohen Pegel an, der dem Schaltschwellen­ wert des Einphasen-Ausfall-Vergleichers 82 entspricht. An die­ sem Punkt nimmt der Ausgang dieses Vergleichers einen niedrigen Pegel an.

Wenn der Ausgang des Einphasen-Ausfall-Vergleichers 82 hoch ist, schaltet der MOSFET M18 für einen eingestellte Periode zweimal pro Zyklus ein (d. h. wenn eine Eingangsphase fehlt). Der Eingang eines Optokopplers kann zwischen Erde (positiv) und dem Einphasen-Ausfall-Anschluß (Leitung 40) angeschaltet werden. Hierdurch wird ein isoliertes Rückführungssignal geliefert, das während des Ausfalls einer Eingangsphase ein- und ausgeschaltet wird. Der Phasenausfall-Integrator-Entladungs-MOSFET M19 kann dadurch unwirksam gemacht werden, daß der Einphasen-Abschalt- Sperranschluß (Leitung 41) mit Vss verbunden wird.

Feststellung des Ausfalls von drei Phasen

Im Normalbetrieb ist das Ausgangssignal des Dreiphasen-/Ein­ phasen-Vergleichers 80 hoch, M22 ist eingeschaltet, das Aus­ gangssignal des Dreiphasen-Ausfall-Vergleichers 84 ist hoch, und M21 ist eingeschaltet. Wenn Dreiphasen-Leistung ausfällt, so nimmt der Ausgang des Dreiphasen-Ausfall-Vergleichers 84 nach einer Verzögerung von 1 1/2 Perioden einen niedrigen Pegel an (die Verzögerung ist durch R240 und C32 eingestellt). Wenn das Ausgangssignal dieses Vergleichers niedrig wird, so schaltet M21 ab.

Der Eingang eines Optokopplers kann zwischen Erde (positiv) und dem Dreiphasen-Ausfall-Anschluß (Leitung 85) angeschaltet werden, um ein isoliertes Rückführungssignal zu liefern. Wenn Dreiphasen-Leistung vorhanden ist, so ist M21 eingeschaltet, und dieser Optokoppler wird angesteuert. Wenn die Dreiphasen- Leistung fehlt, so ist M21 abgeschaltet und der Optokoppler ist ebenfalls abgeschaltet.

Der Ausgang des Dreiphasen-Ausfall-Vergleichers 84 speist einen Pegelschieber-Vergleicher 86, der das Gate des VPK-Entladungs- MOSFET M20 ansteuert. Wenn der Ausfall von Dreiphasen-Leistung festgestellt wird, nimmt der Ausgang des Pegelschieber-Verglei­ chers 86 einen niedrigen Pegel an, wodurch der VPK-Entladungs- MOSFET M20 abgeschaltet wird und eine Entladung des VPK-Spei­ cherkondensators C6 (Fig. 4b) verhindert wird.

Durch Verbinden des Einphasen-/Dreiphasen-Anschlusses (Leitung 87) mit dem Einphasen-Ausfall-Anschluß (Leitung 40) ergibt ein einziger Optoisolator, der zwischen Erde und dem Dreiphasen- Ausfall-Anschluß (Leitung 85) angeschaltet ist, ein multiple­ xiertes Signal sowohl für Einphasen- als auch Dreiphasen-Aus­ fälle. Eine kontinuierliche Ansteuerung des Optokopplers be­ zeichnet einen Normalbetrieb, während ein Ein- und Ausschalten des Optokopplers angibt, daß eine Eingangsphase fehlt. Ein kon­ tinuierliches Abschalten des Optokopplers zeigt an, daß alle drei Eingangsphasen fehlen.

Absichtlicher Einphasen-Betrieb

Die Weichstart-Schaltung 17 kann für einen absichtlichen Be­ trieb einer Einphasen-Thyristorbrücke eingestellt werden. Die U- und V-Eingangsanschlüsse werden mit einer Einphasen-Wechsel­ spannungsquelle verbunden, während keine Verbindung mit dem W-Eingangsanschluß hergestellt wird (Fig. 4a). Der spezielle Einphasen-Anschluß (Leitung 21) wird mit Vss verbunden.

Dies hat die folgenden Wirkungen: gemäß Fig. 4a werden VW', WV', WU' und UW' auf Vss gezogen, so daß lediglich UV' und VU' als aktive Signale verbleiben, die die UV- bzw. VU-Netzleitungs­ spannungen darstellen. Gemäß Fig. 4b ist die Dioden-ODER-Ver­ knüpfung der Leitungen UV' und UW' eine positive 180°-Halb- Sinusschwingung, die die positive Halbperiode der UV-Netzspan­ nung darstellt, und die Dioden-ODER-Verknüpfung der Leitungen VW' und VU' ist eine positive 180°-Halb-Sinusschwingung, die die negative Halbperiode darstellt.

Damit liefert der Integrator C1 eine 180°-Zeitsteuerschwingung für den U-Thyristor-Zündimpuls. Der Integrator für den V-Pha­ senanschluß liefert eine 180°-Zeitsteuerschwingung für den V-Thyristor-Zündimpuls. Der Integrator für den W-Phasenanschluß hat keinen Eingang und liefert keine Zeitsteuerschwingung.

Gemäß Fig. 4b ist der MOSFET M16 abgeschaltet, wodurch R65 aus der Parallelverbindung mit R223 entfernt wird und der resultie­ rende Wert des VPK-Entladungswiderstandes vergrößert wird. Im Einphasen-Betrieb ist die Spannungsverringerung an dem VPK- Speicherkondensator C6 für einen vorgegebenen Wert des Entlade­ widerstandes größer, als dies bei einem Dreiphasen-Betrieb der Fall ist. Der höhere Wert des Entladewiderstandes für einen Einphasen-Betrieb ergibt die gleiche Spannung an dem VPK-Spei­ cherkondensator C6, bezogen auf VPK, wie sie beim Dreiphasen- Betrieb erreicht wird.

Der MOSFET M11 wird eingeschaltet. Hierdurch wird R179 parallel zu R85 geschaltet und die Schalt-Schwellenwertspannung für den Überwachungs-Vergleicher verringert (beispielsweise El für die U-Phase). Die Überwachungs-Zeitablaufperiode wird somit verrin­ gert, damit sie mit den 180°-Zeitsteuerschwingungen kompatibel ist, die beim Einphasen-Betrieb auftreten, verglichen mit den 240° -Zeitsteuerschwingungen für einen Dreiphasen-Betrieb.

Gemäß Fig. 4c ist der Phasenausfall-Entlade-MOSFET M19 abge­ schaltet. Hierdurch wird verhindert, daß M19 ein- und ausschal­ tet, wie er dies im Einphasen-Betrieb tun würde. Wenn ein Um­ schalten auftreten würde, so würde C26 entladen, der Ausgang des Phasenausfall-Sperr-Vergleichers 76 würde niedrig, sein, und die Thyristor-Zündimpulse würden gesperrt.

Wirkung der Netzspannungsamplitude

Für eine vorgegebene Netzfrequenz werden die Zeitsteuer- Schwingungen (Ausgänge der Integratoren, beispielsweise C1), VPK, VPKL-L, der Maximalwert von V₀FB und der Maximalwert der Rampenspannung VRAMP (d. h. VPK) von der Netzwechselspannung ab­ geleitet und ihre Amplituden sind direkt proportional zu der Amplitude der Netzwechselspannung. Weil die Amplituden aller vorstehender Signale sich miteinander und mit der Netzspannung ändern, haben sie unveränderlich die gleiche Größe relativ zu­ einander.

Weil die Thyristor-Zündwinkel durch die relativen Pegel dieser Signale bestimmt sind, und weil sich diese relativen Pegel nicht ändern, ist der Betrieb des Systems unabhängig von der Amplitu­ de der Netzspannungen in folgender Hinsicht:

• 1. Beziehung zwischen der Rampenspannung VRAMP (pro Einheit des Maximalwertes für diese Netzspannung) und Ausgangs­ spannung V₀ (pro Einheit des Maximalwert es für diese Netzspannung).
• 2. Als Ergebnis von (1) ist die Rampenanstiegszeit unabhän­ gig von der Netzspannungsamplitude.
• 3. Beziehung zwischen der Fehlerspannung (pro Einheit des Maximalwertes für diese Netzspannung) und der Aus­ gangsspannung V₀ (pro Einheit des Maximalwertes für die­ se Netzspannung).
• 4. Als Ergebnis von (3) ist die Verstärkung der Spannungs­ regelschleife unabhängig von der Netzspannungsamplitude.
• 5. Beziehung zwischen -V₀FB (Fig. 4c) (pro Einheit des Maximalwertes für diese Netzspannung) und dem Pegel, bei dem die Rampenspannung VRAMP geklemmt wird (pro Einheit der maximalen Rampenspannung VRAMP für diese Netzspan­ nung).
• 6. Als Ergebnis von (6) bleibt der Wiedereintritts-Zünd­ winkel nach einem Leitungsausfall für irgendeine vor­ gegebene Amplitude von V₀ pro Einheit von V₀MAX kon­ stant.

Wirkung der Netzfrequenz

Die Weichstart-Schaltung 17 arbeitet entweder mit 50 oder 60 Hz. Die Netzfrequenz hat die folgenden Auswirkungen auf den Betrieb: bei 50 Hz ist die Amplitude der Zeitsteuer-Schwingun­ gen (auch von VPK und der maximalen Rampenspannung VRAMP) gleich 6/5=1,2× die Amplitude bei 60 Hz. Damit führt eine vorgegebene Änderung der Fehlerspannung am Ausgang des Fehler-Pufferverstär­ kers 48 zu einer proportional kleineren Änderung der Ausgangs­ spannung, als dies bei 60 Hz der Fall ist. Die Regelverstärkung bei 50 Hz entspricht daher dem 1/1,2=0,833-fachen des Wertes bei 60 Hz. Dies hat eine praktisch nicht feststellbare Auswirkung auf den Betrieb der in geschlossener Schleife betriebenen Spannungsregelschaltung.

Die Amplitude der Überwachungs-Rampenspannung (beispielsweise an C5) bei 50 Hz entspricht dem 1,2-fachen der Amplitude bei 60 Hz. Der Schaltschwellenwert für den Überwachungsvergleicher (bei­ spielsweise El) wird geringfügig höher eingestellt (ungefähr 10%), als der Spitzenwert der Überwachungsrampe bei 50 Hz. Bei 60 Hz steigt der Bereich zwischen dem Spitzenwert der Überwa­ chungsrampe und dem Schalt-Schwellenwert daher um ungefähr 32% an. Daher kann bei 60 Hz die Zeitsteuer-Schwingung um ungefähr 72° überlaufen werden, bevor sie von der Überwachungsschaltung abgeschaltet wird (gegenüber ungefähr 24° bei 50 Hz). Der grös­ sere Überlauf bei 60 Hz führt zu einem Anstieg am Ausgang des Zeitsteuerschwingungs-Integrators C1 und damit von VPK während vorübergehender Netzspannungsausfälle. Dies bedeutet anderer­ seits einen etwas verzögerten Wiedereintritts-Zündwinkel bei 60 Hz gegenüber 50 Hz (nach Netzleitungsausfall) und eine ver­ größerte Verzögerung des rampenförmigen Anstiegs der Ausgangs­ spannung V₀, wenn die Eingangsnetzleitungsspannung zurückkehrt.

Niedrige Ausgangsfrequenz

Die Spannungssteuerfunktion der Weichstart-Schaltung 17 ermög­ licht es, daß der Ausgangsstrom eines Motorsteuerinverters, der aus der Ausgangsspannung V₀ des Gleichrichters gespeist wird, bei einer niedrigen Ausgangsfrequenz vergrößert wird. In manchen Fällen ist der Stromanstieg bedeutsam genug, damit er zu einer Verringerung der Halbleiterplättchengröße des Inverters für eine vorgegebene Motornennleistung führen würde. Weiterhin ist es in vielen Fällen möglich, das Anlaufdrehmoment bei nied­ riger Drehzahl über den Wert bei voller Drehzahl zu vergrößern, ohne daß sich Nachteile hinsichtlich der Halbleiterplättchen­ größe ergeben, ein wünschenswertes Merkmal.

Bei einer niedrigen Motordrehzahl neigt die momentane Grenz­ schichttemperatur von IGBT-Bauteilen des Inverters dazu, der Amplitudenschwankung des niederfrequenten Motorstromes zu fol­ gen. Weil sich eine nur geringe Mittelwertbildung der Grenz­ schichttemperatur über die Dauer der Ausgangsperiode bei niedri­ ger Drehzahl ergibt, ist der zulässige Inverter-Ausgangsstrom bei niedriger Drehzahl beträchtlich kleiner als bei hoher Dreh­ zahl.

Wenn die Gleichspannungs-Versorgungsleitungsspannung bei niedrie­ gen Drehzahlen verringert wird, so werden die Schaltverluste des Inverters entsprechend verringert. Für einen vorgegebenen Spitzenwert TJ-C kann der Inverter-Ausgangsstrom gegenüber dem zulässigen Wert bei voller Versorgungsleitungsspannung vergrös­ sert werden. Diese Vergrößerung des Ausgangsstromes bei niedri­ gen Drehzahlen bei verringert er Versorgungsleitungsspannung ist am größten bei Konstruktionen, bei denen Schaltverluste von Bedeutung sind.

Claims (34)

1. Weichstart-Schaltung zur Steuerung einer Gleichrichter- Schaltung zur Umwandlung von Leistung von einer Wechsel­ spannungsquelle mit einer oder mehreren Phasen in Gleich­ spannungsleistung mit einer Ausgangsspannung (V₀) von einem V₀⁺-Knoten zu einem V₀⁻-Knoten, wobei die Gleichrichter- Schaltung folgendes einschließt:

• (i) zumindest erste und zweite Gleichrichterzweige, die von dem V₀⁻-Knoten zum V₀⁺-Knoten angeschaltet sind, wobei jeder Gleichrichterzweig eine Diode und ein verriegelbares Schalterbauteil mit MOS-Gate-Steuerung einschließt, wobei die Anoden der Dioden mit dem V₀⁻-Knoten gekoppelt sind, die Kathoden der Dioden mit einem Anschluß der verriegelbaren Schalter-Bauteile mit MOS-Gate-Steuerung an Wechselspannungs- Eingangsknoten verbunden sind, und ein weiterer Anschluß der verriegelbaren Schalterbauteile mit MOS-Gate-Steuerung mit dem V₀⁺ verbunden ist, und
• (ii) einen Versorgungsleitungs-Kondensator, der zwischen dem V₀⁺-Knoten und dem V₀⁻-Knoten angeschaltet ist,
  dadurch gekennzeichnet, daß die Weichstart-Schaltung (17) zur Steuerung jeweiliger Zündwinkel der verriegelbaren Schalter­ bauteile mit MOS-Gate-Steuerung derart betreibbar ist, daß
• (i) die Ausgangsspannung im wesentlichen linear rampenförmig von einem niedrigen Anfangswert auf einen relativ hohen End­ wert ansteigt, und
• (ii) Aufladeströme in den Versorgungsleitungs-Kondensator (C) gesteuert werden.

2. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:
eine Integrator-Schaltung, die zur Erzeugung von Zeitsteuer- Schwingungen betreibbar ist, die Integralen von jeweiligen ersten Halbperioden der einen Phase oder der mehreren Phasen der Wechselsspannungsquelle entsprechen, wobei die Zeitsteuer- Schwingungen zurückgesetzt werden, wenn die eine oder mehrere Phasen der Wechselspannungsquelle gleichzeitig negativ sind, eine Spitzenwert-Speicherschaltung, die zur Erzeugung einer Spitzenspannung, VPK, betreibbar ist, die den Spitzenwerten der Zeitsteuer-Schwingungen entspricht,
eine Rampenschaltung, die zur Erzeugung eines Zeitsteuer- Rampensignals betreibbar ist, das sich rampenförmig von einem Anfangswert im wesentlichen gleich VPK zu einem Endwert ändern kann, der niedriger als der Anfangswert ist, und
eine Vergleicherschaltung, die zur Erzeugung impulsförmiger Ausgangssignale betreibbar ist, die eingeleitet werden, wenn die jeweiligen Zeitsteuer-Schwingungen im wesentlichen gleich einem Zeitsteuer-Bezugssignal sind, das eine Funktion des Zeitsteuer-Rampensignals ist, wobei die impulsförmigen Aus­ gangssignale jeweilige Zündwinkel der verriegelbaren Schalter­ bauteile mit MOS-Gate-Steuerung steuern.

3. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 2, bei der das Zeitsteuer-Bezugssignal einen im wesentlichen parabolischen Verlauf derart aufweist, das die Ausgangsspannung rampenförmig im wesentlichen linear von einem niedrigen An­ fangswert auf einen relativ hohen Endwert ansteigt.

4. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleicherschaltung so be­ treibbar ist, daß sie

• (i) Spannungen längs jeweiliger verriegelbarer Schalterbau­ teile mit MOS-Gate-Steuerung mißt,
• (ii) impulsförmige Ausgangssignale verhindert, wenn die Spannungen längs der jeweiligen verriegelbaren Schalterbau­ teile mit MOS-Gate-Steuerung momentan kleiner als ein Schwellen­ wert sind, und
• (iii) automatisch jeweilige impulsförmige Ausgangssignale beendet, wenn entsprechende Spannungen längs der verriegelbaren Schalterbauteile mit MOS-Gate-Steuerung unter den Schwellen­ wert absinken.

5. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellenwert ungefähr 15 bis 30 Volt beträgt.

6. Weichstart-Schaltung nach einem der vorhergehenden An­ sprüche, gekennzeichnet durch eine Überwachungsschaltung, die zum Rück­ setzen jeweiliger Zeitsteuer-Schwingungen betreibbar ist, wenn diese Schwingungen nicht innerhalb einer definierten Zeitperiode rückgesetzt werden.

7. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Überwachungsschaltung zur Er­ zeugung jeweiliger Überwachungs-Rampensignale betreibbar ist, die im wesentlichen mit entsprechenden Zeitsteuer-Schwingungen beginnen, wobei die Überwachungsschaltung eine Zeitsteuer- Schwingung rücksetzt, wenn ein entsprechendes Überwachungs- Rampensignal einen Schwellenwert erreicht.

8. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellenwert eine Funktion einer Anzahl von Phasen der Wechselspannungsquelle ist.

9. Weichstart-Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 8, gekennzeichnet durch eine Klemmschaltung, die zur Steuerung des Zeitsteuer-Bezugssignals als eine Funktion der Ausgangs- Spannung betreibbar ist, wenn die Ausgangsspannung unter einen Schwellenwert absinkt.

10. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch eine Wechselspannungsquellen-Ausfall­ schaltung, die zur Erzeugung eines Wechselspannungsquellen- Ausfallsignals betreibbar ist, das anzeigt, ob die Wechsel­ spannungsquelle eine Spannung erzeugt, wobei die Klemmschaltung das Zeitsteuer-Bezugssignal freigibt, nachdem das Wechselspan­ nungsquellen-Ausfallsignal anzeigt, daß die Wechselspannungs­ quelle Spannung erzeugt.

11. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Wechselspannungsquellen- Ausfallsignal von einer ODER-Verknüpfung der Zeitsteuer- Schwingungen abgeleitet wird.

12. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch eine Spannungseinbruch-Schaltung, die eine Überwachungsschaltung einschließt, die von der Ausgangs­ spannung abgeleitete Information empfängt, wobei die Spannungs­ einbruch-Schaltung betreibbar ist, um die Klemmschaltung frei­ zugeben, wenn die Überwachungsschaltung anzeigt, daß die Ausgangsspannung unter den Schwellenwert abgesunken ist.

13. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Klemmschaltung bei ihrer Frei­ gabe das Zeitsteuer-Bezugssignal als eine Funktion der Aus­ gangsspannung derart steuert, daß das Zeitsteuer-Bezugssignal eine Verzögerung der Zündwinkel der Thyristoren hervorruft, wenn das Wechselspannungsquellen-Ausfallsignal anzeigt, daß die Wechselspannungsquelle eine Spannung erzeugt, und die Klemmschaltung das Zeitsteuer-Bezugssignal freigibt.

14. Weichstart-Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 13, gekennzeichnet durch eine Zeitsteuer-Bezugsspannungs-Maximum- Klemmschaltung, die betreibbar ist, um zu verhindern, daß die Zeitsteuer-Bezugsspannung VPK übersteigt, wenn die Ausgangs­ spannung V₀ geregelt wird.

15. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitsteuer-Bezugsspannungs- Maximum-Klemmschaltung verhindert, daß die Zeitsteuer-Bezugs­ spannung einen Wert erreicht, der geringfügig kleiner als VPK ist, wenn die Ausgangsspannung V₀ geregelt wird.

16. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch eine Netzleitungsausfallschaltung, die einen Netzleitungsausfall-Vergleicher einschließt, der eine ODER-Verknüpfung der Zeitsteuer-Schwingungen als einen Eingang und einen Bruchteil von VPK als anderen Eingang derart empfängt, daß eine Serie von Impulsen erzeugt wird, wenn eine Phase der Wechselspannungsquelle keine Spannung erzeugt.

17. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Serie von Impulsen mit einer Frequenz auftritt, die dem zweifachen der Frequenz der Wechsel­ spannungsquelle entspricht.

18. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Netzleitungsausfallschaltung weiterhin eine Impulsüberwachungsschaltung einschließt, die zur Feststellung des Auftretens der Serie von Impulsen betreibbar ist, wobei die Impulsüberwachungsschaltung die Klemmschaltung freigibt, nachdem ein oder mehrere Impulse aufgetreten sind.

19. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsüberwachungsschaltung die Klemmschaltung nach dem Auftreten von zwei oder mehreren Impulsen freigibt.

20. Weichstart-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 19, gekennzeichnet durch:
eine Ausgangsspannungs-Regelschaltung, die einen Fehler- Verstärker einschließt, der zum Empfang eines Ausgangsspannungs- Bezugswertes und eines Rückführungssignals betreibbar ist, das die Ausgangsspannung V₀ darstellt, wobei der Fehlerverstärker eine Fehlerspannung mit einer Größe proportional zur Differenz zwischen dem Ausgangsspannungs-Bezugswert und dem Rückführungs­ signal erzeugt,
eine Rampenschaltung, die zur Erzeugung eines Zeitsteuer- Rampensignals betreibbar ist, das sich rampenförmig von einem Anfangswert zur einem Endwert ändern kann,
eine Steuerschaltung, die zur Erzeugung des Zeitsteuer- Bezugssignals betreibbar ist, wobei das Zeitsteuer-Bezugs­ signal eine Größe aufweist, die eine Funktion von zumindest einem der Fehler- und Zeitsteuer-Rampensignale ist,
eine Vergleicherschaltung, die zur Erzeugung impulsförmiger Ausgangssignale zur Steuerung jeweiliger Zündwinkel der verriegelbaren Schalterbauteile mit MOS-Gate-Steuerung be­ treibbar ist, wobei die impulsförmigen Ausgangssignale als eine Funktion der Größe des Steuer-Bezugssignals eingeleitet werden, und
eine Fehlerspannungs-Freigabeschaltung, die betreibbar ist, um

• (i) die Größe der Fehlerspannung, die an der Steuerschaltung verfügbar ist, zu verringern, wenn die Fehlerspannung eine vorgegebene Polarität aufweist, und
• (ii) die Größe der an der Steuerschaltung verfügbaren Fehler­ spannung nicht zu ändern, wenn die Fehlerspannung eine entgegen­ gesetzte Polarität aufweist.

21. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 20, gekennzeichnet durch:
eine Integrator-Schaltung, die zur Erzeugung von Zeitsteuer- Schwingungen betreibbar ist, die den Integralen jeweiliger erster Halbperioden der einen oder mehreren Phasen der Wechselsspannungsquelle entsprechen, wobei die Zeitsteuer- Schwingungen rückgesetzt werden, wenn die eine oder mehrere Phasen der Wechselspannungsquelle gleichzeitig negativ sind, und
eine Spitzenwert-Speicherschaltung, die zur Erzeugung einer Spitzenspannung VPK, betreibbar ist, die Spitzenwerte der Zeitsteuer-Schwingungen darstellt, wobei
sich das Zeitsteuer-Bezugssignal rampenförmig von einem relativ hohen Anfangswert von VPK auf einen im wesentlichen niedrigen Endwert ändern kann, und
wobei die Vergleicherschaltung betreibbar ist, um die impulsförmigen Ausgangssignale einzuleiten, wenn die jeweiligen Zeitsteuer-Schwingungen im wesentlichen gleich dem Zeitsteuer- Bezugssignal sind.

22. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung zur Erzeugung des Zeitsteuer-Bezugssignals derart betreibbar ist, daß dessen Größe im wesentlichen die Summe von VPK und der Fehlerspannung abzüglich des Zeitsteuer-Rampensignals darstellt.

23. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß der Fehlerverstärker die Fehler­ spannung derart erzeugt, daß sie eine erste Polarität auf­ weist, wenn die Größe des Ausgangsspannungs-Bezugswertes größer als die Größe des Rückführungssignals ist, während sie eine zweite Polarität aufweist, wenn die Größe des Ausgangs­ spannungs-Bezugswertes kleiner als die Größe des Rückführungs­ signals ist, und daß die Fehlerspannungs-Freigabeschaltung:

• (i) die Größe der der Steuerschaltung verfügbaren Fehler­ spannung verringert, wenn die Fehlerspannung die erste Polarität aufweist, und
• (ii) die Größe der an der Steuerschaltung verfügbaren Fehler­ spannung nicht wesentlich ändert, wenn die Fehler­ spannung die zweite Polarität aufweist.

24. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß das Zeitsteuer-Bezugssignal im wesentlichen einen parabolischen Verlauf derart aufweist, daß die Ausgangsspannung im wesentlichen linear von einem niedrigen Anfangswert auf einen relativ hohen Endwert ansteigt, wenn die Fehlerspannung die erste Polarität aufweist.

25. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleicherschaltung so be­ treibbar ist, daß sie

• (i) gemessene Spannungen längs der jeweiligen Thyristoren empfängt,
• (ii) impulsförmige Ausgangssignale verhindert, wenn die Spannungen längs der jeweiligen Thyristoren momentan kleiner als ein Schwellenwert sind, und
• (iii) automatisch jeweilige impulsförmige Ausgangssignale beendet, wenn entsprechende Spannungen längs der Thyristoren unter den Schwellenwert absinken.

26. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellenwert ungefähr 15 bis 30 Volt beträgt.

27. Weichstart-Schaltung nach einem der Ansprüche 21 bis 26, gekennzeichnet durch eine Überwachungsschaltung, die zum Rück­ setzen jeweiliger Zeitsteuer-Schwingungen betreibbar ist, wenn diese Schwingungen nicht innerhalb einer festgelegten Zeit­ periode rückgesetzt werden.

28. Weichstart-Schaltung nach einem der Ansprüche 17 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß die Überwachungsschaltung zur Er­ zeugung jeweiliger Überwachungs-Rampensignale betreibbar ist, die im wesentlichen gleichzeitig mit entsprechenden Zeitsteuer- Schwingungen beginnen, wobei die Überwachungsschaltung die jeweiligen Zeitsteuer-Schwingungen zurücksetzt, wenn ein ent­ sprechendes Überwachungs-Rampensignal einen Schwellenwert erreicht.

29. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellenwert eine Funktion einer Anzahl von Phasen der Wechselspannungsquelle ist.

30. Weichstart-Schaltung nach einem der Ansprüche 21 bis 29, gekennzeichnet durch eine Klemmschaltung, die zur Steuerung des Zeitsteuer-Bezugssignals als eine Funktion der Ausgangs- Spannung betreibbar ist, wenn die Ausgangsspannung unter einen Schwellenwert absinkt.

31. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 30, gekennzeichnet durch eine Wechselspannungsquellen-Ausfall­ schaltung, die zur Erzeugung eines Wechselspannungsquellen- Ausfallsignals betreibbar ist, das anzeigt, ob die Wechsel­ spannungsquelle eine Spannung erzeugt, wobei die Klemmschal­ tung das Zeitsteuer-Bezugssignal freigibt, nachdem das Wechsel­ spannungsquellen-Ausfallsignal anzeigt, daß die Wechsel­ spannungsquelle eine Spannung erzeugt.

32. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß das Wechselspannungsquellen-Aus­ fallsignal von der ODER-Verknüpfung der Zeitsteuer-Schwingungen abgeleitet ist.

33. Weichstart-Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet, durch zumindest eine Induktivität, die zwischen zumindest einem der V₀⁺-Knoten und der V₀⁻-Knoten und einem Anschluß des Versorgungsleitungs-Kondensators eingeschal­ tet ist, wobei die Ausgangsspannung V₀ längs des Versorgungs­ leitungs-Kondensators abgenommen wird.

34. Weichstart-Schaltung nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß eine Induktivität zwischen dem V₀⁺-Knoten und einem Anschluß des Versorgungsleitungs- Kondensators eingeschaltet ist, und daß eine weitere Indukti­ vität zwischen dem V₀⁻-Knoten und einem anderen Anschluß des Versorgungsleitungs-Kondensators eingeschaltet ist, wobei die Ausgangsspannung V₀ längs des Versorgungsleitungs-Kon­ densators abgenommen wird.