EP0267252B1 - Convertisseur de frequence pour l'alimentation stabilisee de moteurs asynchrones - Google Patents

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EP0267252B1
EP0267252B1 EP19870903332 EP87903332A EP0267252B1 EP 0267252 B1 EP0267252 B1 EP 0267252B1 EP 19870903332 EP19870903332 EP 19870903332 EP 87903332 A EP87903332 A EP 87903332A EP 0267252 B1 EP0267252 B1 EP 0267252B1
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signal
current
inverter
circuit
frequency converter
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Alain Gousset
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La Telemecanique Electrique SA
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    • H02P27/047—V/F converter, wherein the voltage is controlled proportionally with the frequency

Definitions

  • the present invention relates to a static frequency converter for supplying an asynchronous type motor, comprising a rectifier bridge capable of being connected to a polyphase network, an intermediate DC voltage circuit and an inverter provided with six static switches mounted in Graetz bridge, controlled by a pulse modulation device and capable of being linked to the motor phase impedances.
  • Asynchronous motors supplied from three-phase networks via frequency converters generally exhibit operational instability when they are lightly loaded. There is indeed the appearance of an oscillation of the rotor of the motor due to an energy exchange between the motor and the intermediate DC voltage circuit in a frequency range of about 20 to 100% of the nominal frequency.
  • the invention more particularly aims to suppress the low frequency oscillation of the rotor of a weakly charged asynchronous motor by decreasing when such an oscillation occurs the supply voltage U of the motor in order to momentarily reduce the U / F ratio. It further aims to stabilize the motor drive using a simple device, while ensuring a good compromise between the quality of drive and the desired stability.
  • Another purpose is to combine the desired stabilization at low load with a limitation of the motor currents during sudden load variations.
  • the invention provides for this purpose a frequency converter comprising in a manner analogous to that described in the aforementioned US Pat. No. 4,420,718: a rectifier bridge capable of being connected on the input side to a polyphase network and on the output side to an intermediate DC voltage circuit; an inverter capable of being connected on the input side to the intermediate circuit and on the output side to the phase impedances of an asynchronous motor; the inverter comprising three pairs of static switches at the terminals of which the DC voltage is applied, each pair comprising two series switches, one of which is said to be high and the other said to be low and which are each provided with a recovery diode in parallel, the midpoint of each pair being connected to a phase impedance of the motor; a switch control device being connected to these to apply modulated pulses to them in order to ensure their closing and opening; a member for reading the current associated with the intermediate DC voltage circuit, and delivering an image signal of the current in the intermediate circuit; processing means connected to the reading member and arranged to detect signal parameters; and
  • this converter is characterized in that the above processing means deliver an inverse current excess signal ST and include a processing circuit connected to the current reading member and producing a filtered peak signal I d representative of the peak value of the reverse current and a comparator comparing this signal I d with an adjustable reference value I REF to generate when I d > I REF the signal ST of excess reverse current, and in that the modification means inverter output voltages causes an alternating blocking of the high track switch group and / or of the low track switch group of the inverter, when transmitting the signal ST of reverse current excess.
  • the means for reducing the output voltages of the inverter can cooperate with the control device of the static switches of the inverter to alternately block the group of high channel switches and / or the group of low channel switches synchronously with the modulation exerted on each group of switches. This results in a good symmetrization of the motor currents.
  • the processing means deliver a reverse current excess signal ST and include a processing circuit connected to the current reading member and producing a filtered peak signal I d representative of the peak value of the reverse current and a comparator comparing this signal with an adjustable reference value I REF to generate as I d > I REF the signal ST of excess reverse current applicable by means of reduction of the output voltages.
  • the realization of the stabilization device is therefore very simple. It also facilitates the addition of simple means allowing an inhibition of the ST signal during the operation of the generator engine and, if necessary, a blocking of the high or low track switches or alternatively of high track and low track, when '' a strong load surge is detected in generator mode.
  • the processing means comprise a member establishing the mean value of the image signal of the current in the intermediate circuit, as well as an analog-to-digital converter receiving the mean value signal and delivering a digital signal;
  • the voltage reduction means comprises a processor provided with means for sampling the digital signal and means for evaluating the amplitude and / or the frequency of oscillation of the signal;
  • the control device comprises modulation control means for modulating the conduction of the switches, the oscillation evaluation means acting on the modulation control means to correct said modulation as a function of the oscillation of the average current in the circuit intermediate.
  • the voltage reduction means and the control device can advantageously be implemented in a suitably programmed microprocessor.
  • the static frequency converter 10 illustrated in FIG. 1 is connected to a three-phase alternating voltage network or possibly single-phase.
  • the converter is of the voltage wave type and comprises a three-phase rectifier bridge 11, an intermediate DC voltage circuit 12 and an inverter 13.
  • the rectifier bridge 11 has six diodes connected to the phases of the network so as to output a DC voltage. to the intermediate circuit 12.
  • the latter comprises two conductors 14, 15 respectively of high channel and low channel between which is disposed a filtering capacitor 16. The polarity across the capacitor 16 remains constant.
  • the inverter 13 is connected, on the input side, to the conductors 14, 15 and, on the output side, to the phase conductors U, V, W of an asynchronous motor M.
  • the motor could also be a synchronized asynchronous motor.
  • the inverter comprises six controlled static switches, mounted in Graetz bridge and constituted in the present embodiment by three pairs of bipolar transistors T1-T6 in parallel to which are arranged respective recovery diodes D1-D6.
  • Each pair of transistors comprises two cascaded transistors T1, T2; T3, T4; T5, T6 of which one T1, T3, T5 is said to be high channel and the other T2, T4, T6 is said to be low channel.
  • the midpoint of each pair is connected to a respective stator impedance ZU, ZV, ZW of the motor (see Figure 4).
  • the controlled switches of the inverter can be blockable thyristors (GTO) or non-blockable thyristors (SCR) with optionally assisted switching or isolated gate transistors, or MOS-bipolar components.
  • the bases of the high channel transistors T1, T3, T5 are controlled via respective conductors 20H by the outputs S1, S3, S5 of a control device 20.
  • the bases of the low channel transistors T2, T4, T6 are controlled via conductors 20B by the outputs S2, S4, S6 of the device 20.
  • This device is, for example, a microprocessor, arranged to generate on its outputs the width pulses. modulated (PWM) necessary to request the bases of the transistors as a function of the information supplied to the inputs of the microprocessor by regulation or control loops not shown.
  • This member delivers a signal I image of the current and it is connected to processing means 22 which in the example of FIG. 2 elaborate a filtered peak signal I of image of the reverse current and which generate a stabilization control signal ST representative of an excessive reverse current.
  • the member 21 picks up the current from the conductor 15, but it could of course be associated with the conductor 14.
  • the current reading member 21 is currently constituted by a resistor, but can be any suitable intensity sensor.
  • the processing means 22 are connected to a means 25 for reducing the output voltages of the inverter.
  • the processing means 22 comprise a processing circuit 23 which outputs the image signal I of the reverse current and a comparator 24.
  • the processing circuit 23 extracts the I signal delivered by the member 21 the component I d representative of the reverse current i d generated via the inverter, in particular during motor oscillations. This reverse current can also be called “diode” current since it crosses the recovery diodes of the inverter.
  • the comparator 24 compares the image signal I of the reverse current with a reference value I REF to produce the ST stabilization control signal when I d> I REF.
  • the reference value I REF is preferably adjustable to allow in particular to adapt the stabilization to the motor supplied by the frequency converter and / or to the driven load.
  • the stabilization control signal ST obtained at the output of comparator 24 is applied by means 25 of reducing the output voltages of the inverter.
  • This reduction means is currently constituted by a logic circuit or static switches blocking during the change of state of the output ST of the comparator the pulses normally delivered by the outputs S1, S3, S5 of the microprocessor associated with the high channels of the inverter .
  • the logic circuit 25 could of course alternatively block the outputs S2, S4, S6 corresponding to the low channels of the inverter.
  • the static switches of the inverter are lockable thyristors (GTO)
  • the logic circuit 25 can also control the forcing of the GTO extinction conductors.
  • the signals I, I d and ST are illustrated in FIGS. 2A, 2B, 2C, while the shape of the chopped voltage Vs appearing at the output of the inverter on one phase is shown in FIG. 3; the flow of the circulation current when blocking the highways is illustrated in Figure 4.
  • the voltage Vs is made up of alternately positive and negative groups of pulses P of variable width (FIG. 3). Each pulse corresponds to the simultaneous on state, under the effect of the corresponding signals on the conductors 20H, 20B, of a high channel transistor and a low channel transistor. The pulses P are separated by slots C of variable width.
  • the current in the intermediate circuit takes the shape illustrated in FIG. 2A.
  • the positive part of signal I is an image signal of the motor current or current in the transistors, the negative part of signal I being the image signal of reverse current or "diode" current.
  • the processing circuit 23 extracts from I the filtered peak signal I d which is compared with I REF (FIG. 2B) in the comparator 24, the latter delivering at its output the signal ST (FIG. 2C).
  • the means 25 which receives on the one hand the signal ST and, on the other hand, the signals S1, S3, S5 ensures a succession of brief blockings of all of the high track transistors of the inverter; this results in an additional cutting of the voltage Vs by slots C ′ practiced in the pulses P.
  • the signal delivered by the current reading device 21 is amplified by an amplifier 26 and then processed in three control channels 27, 28, 29.
  • the control channel 27 comprises an amplifier-comparator 30 which receives on an inverting input the signal I, to highlight the negative component of the signal I, as well as the filtering and the peak detection of this component in order to develop the signal I d image of the reverse current envelope.
  • the comparator 30 compares the signal I d with an adjustable reference signal I REF obtained from a fixed voltage V REF by means of an adjustment potentiometer 31 and it generates an output signal ST when I d > I REF .
  • the control channel 28 comprises an amplifier-comparator 32 which filters and detects the peak image signal of the transistor current I t and compares it with a fixed threshold as a function of a voltage V REF .
  • the signal ST ′ resulting from the threshold being exceeded by the signal I t is applied to an input of an OR gate 33 whose other input receives the signal ST.
  • the output signal from the OR gate 33 passes through a time delay element 34 to be applied for a period determined by this element to the first AND gate inputs 35, 36, 37 constituting the blocking member ensuring the desired voltage reduction.
  • Second inputs of AND gates 35, 36, 37 respectively receive the signals S1, S3, S5.
  • the delay element is an RC circuit with fast charge and slow discharge, but it can also be constituted by a monostable rocker; it avoids imposing too high a switching frequency on the transistors.
  • the control channel 29 has a member 38, for example an integrator or similar member, establishing the average value I d of the image signal of the reverse current I d and emitting, when this average value becomes greater than a threshold, a signal G of inhibition of the signal ST.
  • the signal G is for example transmitted to the amplifier-comparator 30. In this way, when the motor operates as a generator, the signal G inhibits the appearance of the signal ST and thus prevents the blocking of the transistors T1, T3, T5 of the channels high.
  • the comparators described can be threshold operators.
  • the frequency converter described operates as follows: in the event of normal operation of the motor, current flows in line 15 of the intermediate circuit 12 as indicated by the arrow i t in FIG. 1. The control circuit remains inactive .
  • the processing circuit 23 therefore enhances the signal I d and the comparator 24 - or the amplifier 30 which combines the functions of 23 and 24 - generates a succession of pulses constituting the signal ST. These pulses block the doors 35- 37 and this results in the additional cutting C ′ of the modulated width pulses P delivered by the control device 20 until the instability noted has disappeared.
  • the signal I d of mean value of the current i d reaches a value sufficient for the signal G to change state and lock the comparator 30, so that the reverse current can flow normally towards the three-phase network.
  • channel 28 When a large load variation is detected by channel 28, the signal ST ′ changes state and the high channels of the inverter are blocked as in the previously exposed case of too low a load.
  • the control device 20 produces an alternating modulation of the conduction of the switches of the first group T1, T3, T5, then of the second group T2, T4, T6, then again of the first group T1, T3, T5, etc., the groups of conductors 20H, 20B thus being activated alternately.
  • the means 25 for reducing the output voltages will deliver the voltage reduction slots C ′ also alternately to the groups of modulating switches, that is to say synchronously to the modulation carried by the groups. of conductors 20H, then 20B, etc ... In this way, the motor currents are balanced and the unwanted effects of the parasitic diode currents are reduced.
  • the means 25 for reducing the output voltages and possibly a part of the processing means 22 are implemented in the same control logic, for example in the same microprocessor.
  • the processing means 22 comprise a member 40 establishing the average value I m of the signal I image of the current in the intermediate circuit, as well as an analog-digital converter 41 receiving the signal mean value I m and delivering a digital signal I min .
  • the voltage reduction means 25 comprises a processor provided with means for sampling the digital signal I min and means for evaluating the amplitude and / or the oscillation frequency of the signal I min .
  • the control device 20 is a microprocessor which comprises the means 25 for reducing the voltage.
  • the microprocessor 20 has modulation control means for modulating the conduction of the switches T1-T6; the oscillation evaluation means interact on the modulation control means to correct the modulation as a function of the evaluated value of the oscillation of the average current in the intermediate circuit.
  • the means included in the microprocessor 20 are in hardware and software form.

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Description

  • La présente invention concerne un convertisseur statique de fréquence pour l'alimentation d'un moteur du type asynchrone, comprenant un pont redresseur susceptible d'être relié à un réseau polyphasé, un circuit intermédiaire de tension continue et un onduleur doté de six interrupteurs statiques montés en pont de Graetz, commandés par un dispositif à modulation d'impulsions et susceptibles d'être reliés aux impédances de phase du moteur.
  • Les moteurs asynchrones alimentés à partir de réseaux triphasés par l'intermédiaire de convertisseurs de fréquence présentent généralement une instabilité de fonctionnement lorsqu'ils sont faiblement chargés. On constate en effet l'apparition d'une oscillation du rotor du moteur due à un échange d'énergie entre le moteur et le circuit intermédiaire de tension continue dans une plage de fréquence d'environ 20 à 100 % de la fréquence nominale.
  • Il serait possible d'utiliser pour corriger une telle instabilité un asservissement de vitesse en recourant à un capteur de vitesse, ou encore des capteurs de courant sur les conducteurs de phase du moteur, mais de telles solutions sont coûteuses et nécessairement liées au moteur. On a également proposé, notamment dans le brevet US-4 420 718, d'utiliser un facteur de puissance du moteur, estimé à partir de la valeur du courant continu d'alimentation de l'onduleur, pour contrôler la tension de sortie dudit onduleur, de manière à maintenir le rapport tension/fréquence du courant alternatif produit par l'onduleur.
  • En effet, comme on le sait, la tension U et la fréquence F d'alimentation d'un moteur asynchrone alimenté par l'intermédiaire d'un convertisseur de fréquence doivent rester normalement liées par une loi déterminée, par exemple avec un rapport U/F constant.
  • Toutefois, cette solution demeure relativement complexe et coûteuse dans une plage de valeurs déterminée.
  • Un tel inconvénient affecte également le convertisseur décrit dans le brevet EP-0 159 000 qui effectue une correction de fréquence du courant alternatif produit par l'onduleur en fonction des composantes négatives et positives du courant continu qui alimente l'onduleur.
  • L'invention a plus particulièrement pour but de supprimer l'oscillation à basse fréquence du rotor d'un moteur asynchrone faiblement chargé en diminuant lorsque survient une telle oscillation la tension U d'alimentation du moteur afin de réduire momentanément le rapport U/F. Elle vise de plus à stabiliser l'entraînement du moteur à l'aide d'un dispositif simple, tout en assurant un bon compromis entre la qualité d'entraînement et la stabilité recherchée.
  • Elle a pour autre but de combiner la stabilisation recherchée à faible charge avec une limitation des courants du moteur lors de variations brutales de charge.
  • L'invention propose à cet effet un convertisseur de fréquence comprenant d'une façon analogue à celle décrite dans le brevet US-4 420 718 précité : un pont redresseur susceptible d'être relié côté entrée à un réseau polyphasé et côté sortie à un circuit intermédiaire de tension continue ; un onduleur susceptible d'être relié côté entrée au circuit intermédiaire et côté sortie aux impédances de phase d'un moteur asynchrone ; l'onduleur comprenant trois couples d'interrupteurs statiques aux bornes desquels est appliquée la tension continue, chaque couple comportant deux interrupteurs série dont l'un est dit de voie haute et l'autre dit de voie basse et qui sont munis chacun d'une diode de récupération en parallèle, le point milieu de chaque couple étant connecté à une impédance de phase du moteur ; un dispositif de commande des interrupteurs étant relié à ceux-ci pour leur appliquer des impulsions modulées en vue d'assurer leur fermeture et leur ouverture ; un organe de lecture du courant associé au circuit intermédiaire de tension continue, et délivrant un signal image du courant dans le circuit intermédiaire ; des moyens de traitement reliés à l'organe de lecture et agencés pour détecter des paramètres du signal ; et un moyen apte à agir sur le dispositif de commande des interrupteurs statiques pour modifier les tensions de sortie de l'onduleur, en fonction des paramètres détectés par les moyens de traitement.
  • Selon l'invention, ce convertisseur est caractérisé en ce que les susdits moyens de traitement délivrent un signal d'excès de courant inverse ST et comprennent un circuit de traitement relié à l'organe de lecture du courant et élaborant un signal crête filtré Id représentatif de la valeur crête du courant inverse et un comparateur comparant ce signal Id à une valeur de référence réglable IREF pour générer quand Id > IREF le signal ST d'excès de courant inverse, et en ce que le moyen de modification des tensions de sortie de l'onduleur provoque un blocage alternatif du groupe d'interrupteurs de voie haute et/ou du groupe d'interrupteurs de voie basse de l'onduleur, lors de l'émission du signal ST d'excès de courant inverse.
  • L'excursion de tension obtenue par le susdit blocage permet de réduire le rapport U/F et de sortir de la zone d'instabilité.
  • Le moyen de diminution des tensions de sortie de l'onduleur peut coopérer avec le dispositif de commande des interrupteurs statiques de l'onduleur pour bloquer alternativement le groupe des interrupteurs de voie haute et/ou le groupe des interrupteurs de voie basse de manière synchrone à la modulation exercée sur chaque groupe d'interrupteurs. Il en résulte une bonne symétrisation des courants du moteur.
  • Dans un premier mode de réalisation, les moyens de traitement délivrent un signal d'excès de courant inverse ST et comprennent un circuit de traitement relié à l'organe de lecture du courant et élaborant un signal crête filtré Id représentatif de la valeur crête du courant inverse et un comparateur comparant ce signal à une valeur de référence réglable IREF pour générer quant Id > IREF le signal ST d'excès de courant inverse applicable au moyen de diminution des tensions de sortie.
  • La réalisation du dispositif de stabilisation est dès lors très simple. Elle facilite de surcroît l'adjonction de moyens simples permettant une inhibition du signal ST lors du fonctionnement du moteur en génératrice et, le cas échéant, un blocage des interrupteurs de voie haute, ou basse ou alternativement de voie haute et de voie basse, lorsqu'on détecte un fort à-coup de charge en mode générateur.
  • Dans un deuxième mode de réalisation, les moyens de traitement comprennent un organe établissant la valeur moyenne du signal image du courant dans le circuit intermédiaire, ainsi qu'un convertisseur analogiquenumérique recevant le signal de valeur moyenne et délivrant un signal numérique ; le moyen de diminution de tension comprend un processeur muni de moyens d'échantillonnage du signal numérique et de moyens d'évaluation de l'amplitude et/ou de la fréquence d'oscillation du signal ; le dispositif de commande comprend des moyens de commande de modulation pour moduler la conduction des interrupteurs, les moyens d'évaluation d'oscillation agissant sur les moyens de commande de modulation pour corriger ladite modulation en fonction de l'oscillation du courant moyen dans le circuit intermédiaire. Le moyen de diminution de tension et le dispositif de commande peuvent avantageusement être implémentés dans un microprocesseur convenablement programmé.
  • La description faite ci-après en regard des dessins d'un exemple particulier de réalisation fera ressortir les caractéristiques et avantages de l'invention.
  • Au dessin annexé :
    • La figure 1 est le schéma d'un convertisseur statique de fréquence conforme à l'invention ;
    • La figure 2 montre une partie de schéma de la figure 1 dans un premier mode de réalisation ;
    • Les figures 2A, 2B, 2C sont des chronogrammes montrant respectivement les signaux image du courant dans le circuit intermédiaire, de sa composante de courant inverse et le signal de commande de stabilisation ;
    • La figure 3 représente un chronogramme d'une tension de phase en sortie de l'onduleur du convertisseur de la figure 1 ;
    • La figure 4 montre un exemple de cheminement du courant dans les voies basses de l'onduleur lors du blocage des voies hautes de celui-ci ;
    • La figure 5 représente schématiquement une forme d'exécution du circuit de stabilisation associé à l'onduleur ;
    • La figure 6 représente schématiquement un deuxième mode de réalisation du convertisseur de fréquence selon l'invention.
  • Le convertisseur statique de fréquence 10 illustré sur la figure 1 est relié à un réseau de tension alternative triphasé ou éventuellement monophasé. Le convertisseur est du type à onde de tension et comporte un pont redresseur triphasé 11, un circuit intermédiaire de tension continue 12 et un onduleur 13. Le pont redresseur 11 présente six diodes connectées aux phases du réseau de manière à délivrer en sortie une tension continue au circuit intermédiaire 12. Ce dernier comprend deux conducteurs 14, 15 respectifs de voie haute et de voie basse entre lesquels est disposé un condensateur 16 de filtrage. La polarité aux bornes du condensateur 16 reste constante.
  • L'onduleur 13 est relié, côté entrée, aux conducteurs 14, 15 et, côté sortie, aux conducteurs de phase U, V, W d'un moteur asynchrone M. Le moteur pourrait également être un moteur asynchrone synchronisé.
  • L'onduleur comprend six interrupteurs statiques commandés, montés en pont de Graetz et constitués dans le présent mode de réalisation par trois couples de transistors bipolaires T1-T6 en parallèle auxquels sont disposées des diodes respectives D1-D6 de récupération. Chaque couple de transistors comporte deux transistors cascadés T1, T2 ; T3, T4 ; T5, T6 dont l'un T1, T3, T5 est dit de voie haute et l'autre T2, T4, T6 dit de voie basse. Le point milieu de chaque couple est connecté à une impédance statorique respective ZU, ZV, ZW du moteur (voir figure 4). Les interrupteurs commandés de l'onduleur peuvent être des thyristors blocables (GTO) ou non blocables (SCR) à commutation éventuellement assistée ou encore des transistors à grille isolée, ou des composants MOS-bipolaires.
  • Les bases des transistors de voie haute T1, T3, T5 sont commandées via des conducteurs respectifs 20H par les sorties S1, S3, S5 d'un dispositif 20 de commande. Les bases des transistors de voie basse T2, T4, T6 sont commandées via des conducteurs 20B par les sorties S2, S4, S6 du dispositif 20. Ce dispositif est, par exemple, un microprocesseur, agencé pour générer sur ses sorties les impulsions à largeur modulée (PWM) nécessaires pour solliciter les bases des transistors en fonction des informations fournies aux entrées du microprocesseur par des boucles de régulation ou d'asservissement non représentées.
  • Selon l'invention, il est prévu un organe de lecture du courant 21 dans le circuit intermédiaire 12. Cet organe délivre un signal I image du courant et il est relié à des moyens de traitement 22 qui dans l'exemple de la figure 2 élaborent un signal crête filtré Id image du courant inverse et qui engendrent un signal de commande de stabilisation ST représentatif d'un courant inverse excessif. L'organe 21 capte le courant du conducteur 15, mais il pourrait bien sûr être associé au conducteur 14. L'organe de lecture du courant 21 est présentement constitué par une résistance, mais peut être tout capteur d'intensité approprié.
  • Les moyens de traitement 22 sont reliés à un moyen 25 de diminution des tensions de sortie de l'onduleur. Dans l'exemple de la figure 2, les moyens de traitement 22 comprennent un circuit de traitement 23 qui délivre le signal Id image du courant inverse et un comparateur 24. Le circuit de traitement 23 extrait du signal I délivré par l'organe 21 la composante Id représentative du courant inverse id généré via l'onduleur notamment lors des oscillations du moteur. Ce courant inverse peut également être appelé courant "diode" puisqu'il traverse les diodes de récupération de l'onduleur.
  • Le comparateur 24 compare le signal Id image du courant inverse à une valeur de référence IREF pour produire le signal de commande de stabilisation ST lorsque Id > IREF. La valeur de référence IREF est de préférence réglable pour permettre notamment d'adapter la stabilisation au moteur alimenté par le convertisseur de fréquence et/ou à la charge entraînée.
  • Le signal de commande de stabilisation ST obtenu à la sortie du comparateur 24 est appliqué au moyen 25 de diminution des tensions de sortie de l'onduleur. Ce moyen de diminution est présentement constitué par un circuit logique ou des interrupteurs statiques bloquant pendant le changement d'état de la sortie ST du comparateur les impulsions normalement délivrées par les sorties S1, S3, S5 du microprocesseur associées aux voies hautes de l'onduleur. Le circuit logique 25 pourrait bien entendu en variante bloquer les sorties S2, S4, S6 correspondant aux voies basses de l'onduleur. Lorsque les interrupteurs statiques de l'onduleur sont des thyristors blocables (GTO), le circuit logique 25 peut également commander le forçage de conducteurs d'extinction des GTO.
  • Les signaux I, Id et ST sont illustrés sur les figures 2A, 2B, 2C, tandis que la forme de la tension découpée Vs apparaissant à la sortie de l'onduleur sur une phase est représentée figure 3 ; le cheminement du courant de circulation lors du blocage des voies hautes est illustré par la figure 4.
  • La tension Vs se compose de groupes alternativement positifs et négatifs d'impulsions P de largeur variable (figure 3). Chaque impulsion correspond à l'état passant simultané, sous l'effet des signaux correspondants sur les conducteurs 20H, 20B, d'un transistor de voie haute et d'un transistor de voie basse. Les impulsions P sont séparées par des créneaux C de largeur variable. Lorsqu'une instabilité de fonctionnement survient, par exemple du fait que le moteur asynchrone est peu chargé, le courant dans le circuit intermédiaire prend l'allure illustrée sur la figure 2A. La partie positive du signal I est un signal image du courant moteur ou courant dans les transistors, la partie négative du signal I étant le signal image du courant inverse ou courant "diode". Le circuit de traitement 23 extrait de I le signal crête filtré Id qui est comparé à IREF (figure 2B) dans le comparateur 24, celui-ci délivrant à sa sortie le signal ST (figure 2C).
  • Le moyen 25 qui reçoit d'une part le signal ST et, d'autre part, les signaux S1, S3, S5 assure une succession de brefs blocages de l'ensemble des transistors de voie haute de l'onduleur ; il en résulte un découpage supplémentaire de la tension Vs par des créneaux C′ pratiqués dans les impulsions P.
  • Sur la figure 4, on suppose que les transistors T1, T3, T5 des voies hautes sont bloqués par des signaux appropriés sur les conducteurs 20H et que l'on se place à l'instant où les signaux des conducteurs 20B commandent la fermeture de T4 et le blocage de T2 et T6. On constate que le courant circule entre le transistor T4 et les diodes antiparallèles de récupération D2 et D6. La tension entre phases est nulle. D'une manière plus générale, en cas de blocage de l'un des groupes de voies de l'onduleur, le trajet du courant de circulation est bouclé sur l'un des transistors et sur les diodes de récupération associées aux deux autres transistors de l'autre groupe de voies.
  • Dans le mode de réalisation de la figure 5, le signal délivré par l'organe de lecture du courant 21 est amplifié par un amplificateur 26 puis traité dans trois voies de commande 27, 28, 29.
  • La voie de commande 27 comporte un amplificateur-comparateur 30 qui reçoit sur une entrée inverseuse le signal I, pour mettre en évidence la composante négative du signal I, ainsi que le filtrage et la détection crête de cette composante afin d'élaborer le signal Id image de l'enveloppe du courant inverse. Le comparateur 30 compare le signal Id à un signal de référence IREF réglable obtenu à partir d'une tension fixe VREF au moyen d'un potentiomètre de réglage 31 et il génère un signal de sortie ST quand Id > IREF.
  • La voie de commande 28 comprend un amplificateur-comparateur 32 qui assure le filtrage et la détection crête du signal image du courant transistor It et sa comparaison avec un seuil fixe fonction d'une tension VREF. Le signal ST′ résultant du dépassement du seuil par le signal It est appliqué à une entrée d'une porte OU 33 dont l'autre entrée reçoit le signal ST. Le signal de sortie de la porte OU 33 transite par un élément de temporisation 34 pour être appliqué pendant une durée déterminée par cet élément aux premières entrées de portes ET 35, 36, 37 constituant l'organe de blocage assurant la diminution de tension recherchée. Des secondes entrées des portes ET 35, 36, 37 reçoivent respectivement les signaux S1, S3, S5, L'élément de temporisation est un circuit RC à charge rapide et décharge lente, mais il peut aussi être constitué par une bascule monostable ; il permet d'éviter d'imposer une trop forte fréquence de découpage aux transistors.
  • La voie de commande 29 présente un organe 38, par exemple un intégrateur ou organe analogue, établissant la valeur moyenne Id du signal image du courant inverse Id et émettant, quand cette valeur moyenne devient supérieure à un seuil, un signal G d'inhibition du signal ST. Le signal G est par exemple transmis à l'amplificateur-comparateur 30. De la sorte, lorsque le moteur fonctionne en génératrice, le signal G inhibe l'apparition du signal ST et empêche ainsi le blocage des transistors T1, T3, T5 des voies hautes. Les comparateurs décrits peuvent être des opérateurs à seuil.
  • Le convertisseur de fréquence décrit fonctionne de la manière suivante : en cas de fonctionnement normal du moteur, le courant s'écoule dans la ligne 15 du circuit intermédiaire 12 comme indiqué par la flèche it de la figure 1. Le circuit de commande reste inactif.
  • En cas d'oscillation ou d'instabilité due à une faible charge du moteur, il apparaît une composante inverse indiquée par la flèche id de la figure 1. Le circuit de traitement 23 met donc en valeur le signal Id et le comparateur 24 - ou l'amplificateur 30 qui combine les fonctions de 23 et 24 - engendre une succession d'impulsions constituant le signal ST. Ces impulsions bloquent les portes 35- 37 et il en résulte le découpage supplémentaire C′ des impulsions à largeur modulée P délivrées par le dispositif de commande 20 jusqu'à la disparition de l'instabilité relevée.
  • Lorsque le moteur fonctionne en génératrice, le signal Id de valeur moyenne du courant id atteint une valeur suffisante pour que le signal G change d'état et verrouille le comparateur 30, de sorte que le courant inverse peut s'écouler normalement vers le réseau triphasé.
  • Lorsqu'une forte variation de charge est détectée par la voie 28, le signal ST′ change d'état et les voies hautes de l'onduleur sont bloquées comme dans le cas précédemment exposé d'une trop faible charge.
  • Comme on le sait, dans un convertisseur de fréquence du type décrit, le dispositif de commande 20 produit une modulation alternée de la conduction des interrupteurs du premier groupe T1, T3, T5, puis du deuxième groupe T2, T4, T6, puis à nouveau du premier groupe T1, T3, T5, etc..., les groupes de conducteurs 20H, 20B étant ainsi activés en alternance.
  • De préférence, le moyen 25 de diminution, des tensions de sortie délivrera les créneaux C′ de diminution de tension également de manière alternée aux groupes d'interrupteurs modulants, c'est-à-dire de manière synchrone à la modulation acheminée par les groupes de conducteurs 20H, puis 20B, etc... De cette manière, on symétrise les courants du moteur et l'on réduit les effets fâcheux des courants diode parasites.
  • Le moyen 25 de diminution des tensions de sortie et éventuellement une partie des moyens de traitement 22 sont implémentés dans une même logique de commande, par exemple dans un même microprocesseur.
  • Dans l'exemple de réalisation de la figure 6, les moyens de traitement 22 comprennent un organe 40 établissant la valeur moyenne Im du signal I image du courant dans le circuit intermédiaire, ainsi qu'un convertisseur analogique-numérique 41 recevant le signal de valeur moyenne Im et délivrant un signal numérique Imn.
  • Le moyen 25 de diminution de tension comporte un processeur muni de moyens d'échantillonnage du signal numérique Imn et de moyens d'évaluation de l'amplitude et/ou de la fréquence d'oscillation du signal Imn.
  • Le dispositif de commande 20 est un microprocesseur qui comprend le moyen 25 de diminution de tension. Le microprocesseur 20 présente des moyens de commande de modulation pour moduler la conduction des interrupteurs T1-T6 ; les moyens d'évaluation d'oscillation interagissent sur les moyens de commande de modulation pour corriger la modulation en fonction de la valeur évaluée de l'oscillation du courant moyen dans le circuit intermédiaire. Les moyens inclus dans le microprocesseur 20 se présentent sous forme matérielle et logicielle.

Claims (7)

1. Convertisseur de fréquence pour l'alimentation d'un moteur du type asynchrone, comprenant :
- un pont redresseur (11) susceptible d'être relié côté entrée à un réseau polyphasé et côté sortie à un circuit intermédiaire (12) de tension continue ;
- un onduleur (13) susceptible d'être relié côté entrée au circuit intermédiaire et côté sortie aux impédances de phase d'un moteur asynchrone ;
- l'onduleur comprenant trois couples d'interrupteurs statiques (T1-T6) aux bornes desquels est appliquée la tension continue, chaque couple comportant deux interrupteurs série dont l'un est dit de voie haute et l'autre dit de voie basse et qui sont munis chacun d'une diode de récupération (D1-D6) en parallèle, le point milieu de chaque couple (T1, T2 ; T3, T4 ; T5, T6) étant connecté à une impédance de phase du moteur ;
- un dispositif (20) de commande des interrupteurs étant relié à ceux-ci pour leur appliquer des impulsions modulées en vue d'assurer leur fermeture et leur ouverture ;
- un organe (21) de lecture du courant associé au circuit intermédiaire (12) de tension continue, et délivrant un signal (I) image du courant dans le circuit intermédiaire ;
- des moyens de traitement (22) reliés à l'organe de lecture (21) et agencés pour détecter des paramètres du signal (I) ; et
- un moyen (25) apte à agir sur le dispositif de commande (20) des interrupteurs statiques pour modifier les tensions de sortie de l'onduleur, en fonction des paramètres détectés par les moyens de traitement,
caractérisé par le fait que les susdits moyens de traitement (22) délivrent un signal d'excès de courant inverse (ST) et comprennent un circuit de traitement (23) relié à l'organe de lecture du courant (21) et élaborant un signal crête filtré (Id) représentatif de la valeur crête du courant inverse et un comparateur (24) comparant ce signal (Id) à une valeur de référence réglable (IREF) pour générer quand Id > IREF le signal (ST) d'excès de courant inverse, et en ce que le moyen (25) de modification des tensions de sortie de l'onduleur provoque un blocage alternatif du groupe d'interrupteurs de voie haute (T1, T3, T5) et/ou du groupe d'interrupteurs de voie basse (T2, T4, T6) de l'onduleur, lors de l'émission du signal (ST) d'excès de courant inverse.
2. Convertisseur de fréquence selon la revendication 1,
caractérisé par le fait que le susdit blocage alternatif s'effectue de façon synchrone à la modulation exercée sur chaque groupe d'interrupteurs.
3. Convertisseur de fréquence selon la revendication 1,
caractérisé par le fait qu'un élément de temporisation (34) est prévu pour maintenir pendant une durée déterminée le signal (ST) d'excès de courant inverse.
4. Convertisseur de fréquence selon la revendication 1,
caractérisé par le fait qu'il comprend un organe (38) établissant la valeur moyenne (Id) du courant inverse et comparant cette valeur moyenne à un seuil déterminé, une entrée dudit organe (38) étant reliée à l'organe de lecture du courant (21), tandis qu'une sortie dudit organe (38) délivre un signal (G) d'inhibition du signal (ST) d'excès de courant inverse lors du fonctionnement du moteur en génératrice.
5. Convertisseur de fréquence selon la revendication 1,
caractérisé par le fait qu'un comparateur (32) est relié à l'organe de lecture du courant (21) et est agencé pour comparer un signal image du courant moteur (It) à une valeur de référence afin de délivrer un signal (ST′) d'excès de courant moteur, les signaux (ST) d'excès de courant inverse et (ST′) d'excès de courant moteur étant appliqués aux entrées d'une porte OU (33) dont la sortie est reliée via un élément de temporisation (34) au moyen (25) de diminution des tensions de sortie de l'onduleur.
6. Convertisseur de fréquence selon la revendication 1,
caractérisé par le fait que :
- les moyens de traitement (22) comprennent un organe (40) établissant la valeur moyenne (Im) du signal (I) image du courant dans le circuit intermédiaire, ainsi qu'un convertisseur analogique-numérique (41) recevant le signal de valeur moyenne (Im) et délivrant un signal numérique (Imn) ;
- le moyen (25) de diminution de tension comprend un processeur muni de moyens d'échantillonnage du signal numérique (Imn) et de moyens d'évaluation de l'amplitude et/ou de la fréquence d'oscillation du signal (Imn) ;
- le dispositif de commande (20) comprend des moyens de commande de modulation pour moduler la conduction des interrupteurs (T1-T6) ;
- les moyens d'évaluation d'oscillation agissant sur les moyens de commande de modulation pour corriger ladite modulation en fonction de l'oscillation du courant moyen dans le circuit intermédiaire.
7. Convertisseur de fréquence selon la revendication 6,
caractérisé par le fait que le moyen (25) de diminution de tension et le dispositif de commande (20) sont implémentés dans un microprocesseur.
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