FR2668664A1 - Convertisseur de tension a decoupage, a commande perfectionnee. - Google Patents

Abstract

Le bloc convertisseur (CV) comprend une entrée pour une tension d'entrée sensiblement continue (V+, V-), comportant une première et deuxième bornes d'entrée (BE1,-BE2) et une sortie comportant une première et une deuxième bornes de sortie (BS1, BS2) pour délivrer entre ces bornes une tension de sortie (VS) de caractéristiques désirées. Un module de commutation (MCOM) possède deux unités d'interruption bidirectionnelle en courant (I1, I2), commandables,connectées entre les deux bornes d'entrée. Des moyens de commande (COMD) sont propres à commander les deux unités d'interruption simultanément et de façon antagoniste en fonction d'une loi de commande (LC) reliée aux caractéristiques désirées de la tension de sortie et comportant, selon une fréquence de découpage, une succession de cycles de durées identiques. Une cellule de filtrage (LPF) comporte une inductance (LF) connectée entre la sortie du module de commutation (MCOM) et l'une des bornes de sortie (BS1), ainsi qu'une capacité (CF) connectée entre les deux bornes de sortie, et possède une fréquence de coupure choisie en fonction de la fréquence de découpage.

Description

A 2668664

Convertisseur de tension à découpage, à commande perfec-

tionnée

L'invention concerne la conversion de tension.

Elle s'applique notamment mais non-exclusivement en aéro-

nautique, o il peut s'avérer nécessaire de disposer d'une source d'énergie électrique capable de délivrer une tension, généralement sinusoïdale, stable en amplitude et en

fréquence.

Cette tension peut être générée à partir d'un alternateur

couplé à un moteur ou à une turbine, et dont on vise à main-

tenir la vitesse de rotation fixe par l'intermédiaire d'un mécanisme de couplage hydraulique ou mécanique Cependant,

le rendement énergétique d'un tel dispositif est assez fai-

ble et la fiabilité réduite.

De plus, lorsque l'alternateur alimente une charge non ré-

sistive, il se produit une perturbation de la régulation

de la tension de sortie fournie, et, par conséquent un cou-

rant absorbé par la charge non sinusoïdal.

Un autre inconvénient réside en ce que la tension fournie par l'alternateur est susceptible de varier-dans une plage

très importante, le rapport entre le niveau maximum et mini-

mum de la tension pouvant être supérieur à trois dans cer-

tains cas.

En outre, l'impédance de sortie de l'alternateur étant in-

ductive, les harmoniques de courant absorbés par une char-

ge sont transformés en harmoniques de tension et il en ré-

sulte alors une modification de la tension de sortie qui

ne revêt plus un caractère sinusoïdal.

Il a alors été envisagé, pour s'affranchir de ces inconvé-

nients, d'utiliser des convertisseurs statiques classiques.

Cependant, ceux-ci s'avèrent encombrants, lourds et volumi- neux et se révèlent par conséquent incompatibles avec les contraintes de poids et d'encombrement généralement requises 5 dans le domaine de l'aéronautique Aussi, malgré les incon-

vénients qui lui sont inhérents, le dispositif avec alter-

nateur décrit ci-avant est généralement utilisé.

L'invention vise à apporter une solution plus satisfaisante

à ce problème.

Elle va à l'opposé des solutions actuellement retenues en proposant un dispositif de conversion de tension ayant une structure et un fonctionnement radicalement différents des convertisseurs existants et qui permet de s'affranchir des inconvénients de poids et d'encombrement des dispositifs antérieurs.

Un but de l'invention est de proposer un dispositif permet-

tant de délivrer une tension de sortie de caractéristiques désirées, par exemple sinusoïdale, dont l'amplitude et la

fréquence sont contrôlables indépendamment.

Un autre but de l'invention est de proposer un convertisseur de tension capable de fonctionner en tant que récepteur

d'énergie dans certains cas particuliers de charge.

L'invention a encore pour but de fournir un dispositif pos-

sédant une très faible impédance de sortie.

Selon une caractéristique générale de l'invention, le dis-

positif de conversion de tension comprend un bloc convertis-

seur comprenant:

une entrée pour une tension d'entrée sensiblement conti-

nue, comportant une première et une deuxième bornes d'entrée, une sortie comportant une première et une deuxième bornes de sortie pour délivrer entre ces bornes une tension de sortie de caractéristiques désirées, un module de commutation possédant une première et une

deuxième bornes primaires, respectivement reliées aux pre-

mière et deuxième bornes d'entrée, et une borne secondaire, et comportant

* une première unité d'interruption directionnelle en cou-

rant, commandable, connectée entre la première borne primai-

re et la borne secondaire, et

* une deuxième unité d'interruption directionnelle en cou-

rant, commandable, connectée entre la deuxième borne primai-

re et la borne secondaire, des moyens de commande propres à commander les deux unités d'interruption simultanément et de façon antagoniste en fonction d'une loi de commande reliée aux caractéristiques désirée de la tension de sortie et comportant, selon une fréquence de découpage, une succession de cycles de durées identiques, et

une cellule de filtrage comportant une inductance connec-

tée entre ladite borne secondaire du module de commutation

et l'une des bornes de sortie, ainsi qu'une capacité connec-

tée entre les deux bornes de sortie, cette cellule possédant une fréquence de coupure choisie en fonction de la fréquence

de découpage.

Selon un mode de réalisation de l'invention, la première

unité d'interruption comporte un premier commutateur princi-

pal, commandable, par exemple un transistor de puissance à effet de champ, relié à la première borne primaire, et possédant un état de blocage du courant ainsi qu'un état passant; de même, la deuxième unité d'interruption comporte un deuxième commutateur principal, commandable, par exemple 5 également un transistor de puissance à effet de champ, relié à la deuxième borne primaire et possédant un état de blocage du courant ainsi qu'un état passant; lorsque chaque cycle de la loi de commande est subdivisé en un premier et un deuxième segments ayant respectivement des rapports cycli-10 ques modulables en fonction des caractéristiques désirées de la tension de sortie, les moyens de commande sont alors aptes:

* pendant le premier segment, à conférer au premier commu-

tateur principal l'un de ses état de blocage et passant, et à conférer au deuxième commutateur principal l'un de

ses états de blocage et passant, antagoniste de celui confé-

ré au premier commutateur principal, et, * pendant le deuxième segment, à conférer respectivement au premier et deuxième commutateurs principaux leur autre état. Il est particulièrement avantageux, notamment lorsque la tension de sortie est une tension périodique de fréquence choisie, par exemple une tension sinusoïdale, et que la fréquence de découpage est au moins égale à 100 fois ladite fréquence choisie, que les moyens de commande comportent un circuit à modulation de largeur d'impulsion suivi d'un transformateur de liaison dont l'enroulement primaire est relié aux deux bornes de sortie du circuit à modulation

de largeur d'impulsion et possédant deux enroulements secon-

daires bobinés en sens inverse l'un par rapport à l'autre pour délivrer à deux boîtiers de commande des signaux de commande destinés à commuter respectivement les commutateurs des deux unités d'interruption bidirectionnelles Un tel agencement permet notamment la transmission correcte d'une loi de commande comportant par exemple un signal rectangulaire à la fréquence de découpage de 100 kilohertz modulé 5 en largeur à basse fréquence, par exemple 400 Hertz sans

déformation de l'allure des créneaux.

Le dispositif comporte également très avantageusement un

ensemble de sécurité propre à gérer d'éventuelles surin-

tensités ou courts-circuits au sein d'une charge connectée

en sortie du bloc convertisseur.

En ce qui concerne le module de commutation, il est particu-

lièrement avantageux qu'il comprenne des moyens d'inertie en courant propres à agir sur la variation du niveau de courant circulant dans certains au moins des commutateurs

lors des commutations.

Ces moyens d'inertie en courant peuvent par exemple compren-

dre un circuit inductif On peut alors lui associer des circuits écrêteurs de tension propres à limiter à un seuil

choisi les surtensions générées lors des commutations.

D'autres avantages et caractéristiques de l'invention appa-

raitront à l'examen de la description détaillée ci-après

et des dessins annexés sur lesquels: la figure 1 est un synoptique général schématique d'un dispositif selon l'invention,

la figure 2 illustre très schématiquement un exemple d'ob-

tention de la tension d'entrée du dispositif de la figu-

re 1, la figure 3 est un synoptique schématique plus détaillé d'une partie du dispositif de la figure 1, la figure 4 représente des diagrammes illustrant d'une

façon générale le fonctionnement du dispositif de la figu-

re 1,

la figure 5 illustre plus en détail la partie du disposi-

tif illustrée sur la figure 3, les figures 6, 7, 8 et 9 illustrent en détail des parties du schéma de la figure 5, et,

la figure 10 représente d'autres diagrammes de fonctionne-

ment du dispositif selon l'invention.

Les dessins comportent pour l'essentiel des éléments de caractère certain A ce titre ils font partie intégrante

de la description et pourront non seulement servir à mieux

faire comprendre la description ci-après mais aussi contri-

buer, le cas échéant, à la définition de l'invention.

Tel qu'illustré sur la figure 1, le dispositif de conversion

comporte trois blocs convertisseurs CV 1, CV 2, CV 3, de struc-

ture analogue, propres à délivrer respectivement des ten-

sions de sortie V 51, V 52, V 53 à une charge CH à partir d'une tension d'entrée sensiblement continue V+, V- On suppose

ici que ces trois tensions de sortie sont des tensions sinu-

soïdales ayant des amplitudes égales et des fréquences éga-

les mais déphasées l'une par rapport à l'autre de 1200.

Ces tensions sont obtenues à partir de trois tensions de référence Vref, déphasées de 1200, correspondant à la tension de sortie désirée mais d'un niveau atténué par rapport à celui désiré pour cette tension de sortie Ces trois tensions de référence sont générées à partir d'un même générateur et peuvent être modifiées indépendamment en niveau et en fréquence Ce générateur GEN fournit également un signal d'horloge SYNC de façon à synchroniser

la fréquence de découpage des trois blocs convertisseurs.

Lorsque le dispositif de conversion est monté à bord d'un

aéronef pour délivrer la tension de sortie aux divers équi-

pements de ce dernier, la tension d'entrée V+, V peut être générée à partir du montage illustré sur la figure 2 Un alternateur ALT, couplé à un moteur ou à une turbine MOT, et dont le neutre est relié à la masse avion, délivre une tension triphasée sinusoïdale dont l'amplitude nominale est d'environ 200 Volts efficaces entre phases et dont la fréquence nominale est d'environ 400 Hertz Cependant, l'amplitude de cette tension triphasée peut varier entre Volts et 311 Volts entre phases et la fréquence peut varier entre 300 Hertz et 750 Hertz Cette tension est redressée par un réseau hexaphasé de diodes RDI qui, après filtrage inductif-capacitif FLT, fournit la tension d'entrée sensiblement continue V+, V-, dont le niveau nominal est d'environ 280 Volts, mais peut varier entre 140 Volts et 440 Volts De plus, cette tension continue peut présenter une ondulation résiduelle dont la fréquence est comprise entre 1800 Hertz et 4500 Hertz, et dont le niveau dans les

creux est d'environ 0,866 fois la tension crête.

On ne décrira maintenant, à des fins de simplification, qu'un seul des trois blocs convertisseurs Celui-ci est représenté plus en détail sur la figure 3 et porte la

référence CV.

Les références B El et BE 2 désignent respectivement les pre-

mière et deuxième bornes d'entrée propres à recevoir la

tension d'entrée V+, V- La tension de sortie VS est déli-

vrée entre une première borne de sortie B 51 et une autre

borne de sortie B 52.

Selon une caractéristique générale de l'invention, le bloc

convertisseur comporte un module de commutation MCOM possé-

dant une première borne primaire B Pl reliée à la première

borne d'entrée B El, une deuxième borne primaire BP 2, connec-

tée à la deuxième borne d'entrée BE 2, ainsi qu'une borne

secondaire BSS Il est également prévu une cellule de fil-

trage passe-bas LPF comportant une inductance LF connectée entre ladite borne secondaire BSS du module de commutation et l'une des bornes de sortie (ici la borne B 51), ainsi qu'une capacité CF connectée entre les deux bornes de sortie. Dans l'exemple décrit, la deuxième borne de sortie B 52 est reliée à la deuxième borne d'entrée BE 2 Cependant elle pourrait être reliée à la première borne d'entrée B El, la capacité CF restant connectée entre les deux bornes de

sortie.

Dans le cas o un seul bloc convertisseur serait utilisé pour fournir une tension de sortie, la liaison 1 entre la borne B 52 et la borne de la capacité CF serait de préférence supprimée, et la borne B 52 serait alors reliée aux tensions V+ et V par deux condensateurs électrochimiques de façon à fournir en cette borne B 52 un zéro volt fictif de référence par rapport aux tensions V+ et V- Néanmoins, l'homme de métier comprendra que, dans ce cas, la capacité CF serait toujours connectée (indirectement) entre les deux

bornes de sortie.

Le module de commutation comporte une première unité d'in-

terruption bidirectionnelle en courant Il, commandable, connectée entre la première borne primaire B Pl et la borne secondaire BSS, ainsi qu'une deuxième unité d'interruption,

bidirectionnelle en courant I 2, également commandable, con-

nectée entre la deuxième borne primaire BP 2 et la borne

secondaire BSS.

Des moyens de commande COMD sont propres à commander les deux unités d'interruption bidirectionnelles, simultanément et de façon antagoniste en fonction d'une loi de commande

reliée aux caractéristiques désirées de la tension de sor-

tie, cette loi de commande comportant, selon une fréquence

de découpage, une succession de cycles de durées identiques.

La cellule de filtrage LPF possède alors une fréquence de

coupure choisie en fonction de cette fréquence de découpage.

Très avantageusement, lorsque la tension de sortie est une tension périodique de fréquence choisie, par exemple une tension sinusoïdale, la fréquence de découpage est au moins égale à 100 fois 'La valeur de ladite fréquence choisie, ce qui permet de minimiser, notamment lorsque la tension de sortie est sinusoidale, le taux d'ondulation de cette dernière qui se produit à la fréquence de découpage, tout en utilisant une cellule de filtrage ayant une fréquence

de coupure élevée, donc peu volumineuse.

Toutefois, on peut admettre, dans certaines applications, un rapport de 50 entre la fréquence de découpage et ladite fréquence choisie, ce qui conduit alors à des performances dégradées. Comme on le verra plus en détail ci-après, la première unité d'interruption Il comporte un premier commutateur principal

commandable, relié à la première borne primaire B Pl et pos-

sédant un état de blocage du courant ainsi qu'un état pas-

sant De même, la deuxième unité d'interruption comporte un deuxième commutateur principal commandable, relié à la deuxième borne primaire BP 2 et possédant également un état

de blocage du courant ainsi qu'un état passant.

D'une façon générale, chaque cycle de la loi de commande est subdivisé en un premier et un deuxième segments ayant respectivement des rapports cycliques modulables en fonction

des caractéristiques désirées de la tension de sortie.

Les moyens de commande sont alors aptes,

* pendant le premier segment, à conférer au premier commuta-

teur principal l'un de ses états de blocage et passant, et à conférer au deuxième commutateur principal l'un de

ses états de blocage et passant, antagoniste de celui confé-

ré au premier commutateur principal, et * pendant le deuxième segment, à conférer respectivement aux premier et deuxième commutateurs principaux leur autre état.

Pour réaliser cette fontion, il est particulièrement avan-

tageux que les moyens de commande comprennent un circuit à modulation de largeur d'impulsion PWM dont les deux bornes de sortie sont reliées aux deux bornes de l'enroulement

primaire EP d'un transformateur de liaison de rapport unité.

Le secondaire SEC du transformateur possède deux enroulements reliés respectivement aux deux boîtiers de commande C Ml et CM 2 des unités d'interruption bidirectionnelles Il et I 2 Ce circuit à modulation de largeur d'impulsion délivre donc, à partir de la tension de référence Vref, deux signaux de base SB 1 et SB 2 dont les caractéristiques dépendent de la loi de commande, et à partir desquels seront élaborés des signaux de commande finaux délivrés par les boîtiers de commande aux unités d'interruption bidirectionnelles On peut d'ores et déjà observer que le transformateur de liaison assure une isolation galvanique entre le circuit à modulation de largeur d'impulsion PWM et les boîtiers de commande On

reviendra plus en détail sur cette fonction ci-après.

Ces moyens de commande COMD comprennent également des moyens d'atténuation ATT, reliés à la sortie du bloc convertisseur, propres à recevoir la tension de sortie VS et à délivrer une tension auxiliaire correspondante VA ayant un niveau atténué par rapport à celui de la tension de sortie On verra plus loin que cette tension auxiliaire sera utilisée

par le circuit à modulation de largeur d'impulsion, en com-

binaison avec la tension de référence Vref, pour fournir une tension image de la tension de sortie désirée, mais

d'un niveau atténué par rapport à celui désiré pour la ten-

sion de sortie, et à partir de laquelle seront générés les

premier et deuxième signaux de base SB 1 et SB 2.

Il est également particulièrement avantageux que le bloc

convertisseur CV comprenne un ensemble de sécurité CDS com-

il

portant des moyens MSI propres à gérer des éventuelles su-

rintensités ainsi que des moyens SCC propres à traiter d'éventuels courts-circuits en sortie de ce convertisseur.

Avant d'examiner en détail la structure de ce bloc conver-

tisseur CV, on va en décrire sommairement le principe géné-

ral de fonctionnement en se référant à la figure 4, sur laquelle les dimensions ont été fortement exagérées pour

une meilleure compréhension.

On suppose ici que la tension de sortie VS désirée est sinu-

soidale On suppose également que le bloc convertisseur reconstitue une alternance positive de la sinusoïdale de sortie et qu'une charge résistive est connectée en sortie

de ce bloc convertisseur.

Le premier diagramme de cette figure 4 illustre les diffé-

rents états pris par le premier commutateur principal T Pl.

On suppose que, pendant le premier segment SG 1 du cycle CY, le commutateur T Pl est dans son état passant (niveau 1) alors que pendant le deuxième segment SG 2 il est dans son état de blocage (niveau 0) On remarque ici que la durée

de chaque cycle CY est égale à la période de découpage TD.

Le deuxième diagramme de cette figure 4 illustre les diffé-

rents états pris par le deuxième commutateur principal TP 2.

Celui-ci étant commandé de façon antagoniste par rapport au premier commutateur principal, il est dans son état de blocage pendant le premier segment SG 1 du cycle CY et dans

son état passant pendant le deuxième segment SG 2.

En conséquence, pendant ce premier segment SG 1, la tension V+ est appliquée à l'inductance LPF ce qui se traduit par la circulation d'un courant IL à travers cette inductance LF croissant linéairement jusqu'à une valeur IM dépendant des caractéristiques de 1 ' inductance, des tensions d'entrée et de sortie ainsi que la durée du segment SG 1 Cette croissance est linéaire puisque la tension appliquée est constante pendant toute la durée du segment SG Pendant le segment SG 2, c'est la tension V qui est appliquée à l'inductance LF ce qui se traduit par la décroissance du courant IL Il est à noter ici que la référence Vi désigne

le niveau de tension intermédiaire égale à V+ IV-I.

En conséquence, telle qu'illustrée sur le dernier diagramme de cette figure 4, la valeur moyenne de la tension de sortie VS pendant la durée du premier cycle est égale à V+ puisque la durée du segment SG 1 est égale à trois fois celle du segment SG 2 Au cycle suivant, le rapport cyclique du segment SG 1 est égal à 7/8 tandis que celui du segment SG 2 est égal à 1/8 ce qui conduit donc à une tension VS moyenne égale à 3/4 V+ L'allure générale de la tension de sortie VS, sensiblement sinusoïdale, est représentée en traits

mixtes sur ce diagramme.

On se réfère maintenant plus particulièrement à la figure pour décrire plus en détail les éléments constitutifs

du bloc convertisseur CV.

Un élément essentiel des moyens de commande consiste en le circuit à modulation de largeur d'impulsion PWM tel que celui commercialisé par la Société SILICON GENERAL sous la référence 1526 On a représenté uniquement, à des fins de simplifications, les dix-huit pattes 1-18 du bottier ainsi que les éléments principaux de ses moyens de traitement internes L'homme du métier pourra se référer à la notice technique de ce circuit pour plus de détails

si nécessaire.

Dans l'application ici décrite, les pattes 4, 5 et 8 ne sont pas utilisées Les pattes 6 et 7 sont reliées ensemble à la masse Il en est de même individuellement pour les

pattes 11 et 15 ainsi que pour les pattes 9 et 10 respecti-

vement par l'intermédiaire d'une résistance R 69 et d'un

condensateur C 70.

La tension interne de 5 Volts est fournie par l'intermé-

diaire de la patte 18 qui est reliée d'une part à une ten-

sion externe de 5 Volts et d'autre part à la masse par l'in-

termédiaire d'un condensateur C 78 L'alimentation inter-

ne de ce circuit PWM est tirée de la patte 17 qui est reliée d'une part à une tension de 15 Volts par l'intermédiaire

d'une résistance R 77 et d'autre part à la masse par l'inter-

médiaire d'un condensateur C 77.

Les pattes 1, 2 et 3 définissent une entrée de commande pour le circuit PWM La tension de référence Vref fournie par le générateur GEN est délivrée à la patte 1 du circuit après décalage (offset) par un pont de résistance R 66, R 67

et filtrage par un condensateur C 67.

Les moyens d'atténuation ATT comportent un ensemble de trois résistances R 61, R 63, R 65 relié en série entre la première borne de sortie B 51 et la masse, ainsi qu'une résistance

R 64 reliée d'une part à la tension 5 Volts et la borne com-

mune de la résistance R 65 et R 63 Cette même borne commune

est reliée à la patte 2 L'ensemble de ces quatre résistan-

ces est propre à atténuer la tension de sortie VS, ici dans

un rapport environ égal à 200, ainsi qu'à la décaler égale-

ment d'un seuil (offset) comparable au seuil de décalage de la tension Vref On obtient ainsi, d'une façon générale, une tension auxiliaire VA (disponible à la patte 2) d'un

niveau comparable à celui de la tension de référence (dis-

ponible à la patte 1) Ces moyens d'atténuation comportent en outre un condensateur de filtrage C 61 connecté, entre, la borne commune de la résistance R 61 et de la résistance

R 63 et, la deuxième borne de sortie B 52 du bloc convertis-

seur Il est enfin prévu un second filtre monté en paral- lèle aux bornes de la résistance R 63 et composé d'une résis- tance R 62 disposée en série avec un condensateur C 62.5 La troisième patte 3 de cette entrée de commande est reliée

d'une part à la masse par l'intermédiaire d'un filtre compo-

sé d'une résistance R 68 en série avec un condensateur C 68,

et, d'autre part, à l'une des sorties de l'ensemble de sécu-

rité CDS que l'on détaillera plus loin.

En ce qui concerne les moyens de traitement interne du cir-

cuit PWM, ils comprennent essentiellement un amplifica-

teur d'erreur AE à transconductance dont les deux bornes d'entrée sont respectivement reliées aux deux pattes 1 et 2 du circuit PWM, et dont la sortie est reliée à la première

entrée d'un comparateur A 2 La deuxième entrée de ce compa-

rateur est reliée à l'une des sorties d'un oscillateur OSC, relié aux pattes 9, 10 et 11, et propre à délivrer, à la fréquence de découpage, un signal de rampe RA La première

entrée de ce comparateur A 2 est également reliée à la troi-

sième patte de l'entrée de commande.

Les moyens de traitement interne comportent également une

unité logique UL reliée d'une part à la sortie du compara-

teur A 2 et à la sortie de l'oscillateur, cette unité logique

étant reliée en sortie à des tampons BU (buffers) Ces der-

niers sont alimentés par l'intermédiaire de la patte 14 elle-même reliée à la tension d'alimentation 15 Volts et à la masse par l'intermédiaire d'un condensateur C 74 Ils

sont connectés aux pattes 16 et 13 du circuit PWM définis-

sant ainsi des première et deuxième bornes de sortie propres à délivrer respectivement les premier et deuxième signaux

de base SB 1, SB 2.

Le signal de synchronisation SYNC commande la grille d'un transistor à effet de champ T 72 dont la source est reliée à la masse et dont le drain est relié d'une part à la patte 12 du circuit PWM et d'autre part à la tension de 5 Volts par l'intermédiaire d'une résistance R 72. D'une façon générale, selon l'invention, les deux bornes de sortie 16 et 13 du circuit PWM sont reliées aux deux bornes de l'enroulement primaire EP du transformateur de liaison TR Cependant, il est particulièrement avantageux

que les moyens de commande comportent deux étages amplifica-

teurs de courant AMC 1 et AMC 2, en principe de structure analogue, respectivement disposés entre les deux bornes de sortie 16 et 13 du circuit PWM et les deux bornes de

l'enroulement primaire du transformateur de liaison.

La structure de l'un de ces amplificateurs de courant AMC 1

est illustrée plus en détail sur la figure 6 Celui-ci com-

porte deux transistors complémentaires à effet de champ T 7 et T 8 montés en inverseur Les drains respectifs de ces deux transistors sont reliés ensemble pour définir la borne de sortie de cet étage, tandis qu'une diode Zener DZ 3, aux bornes de laquelle est connectée une capacité C 21, relie en série les grilles respectives de ces transistors La source du transistor T 8 de canal N est reliée à la masse tandis que celle du transistor T 7 est reliée à la tension + 15 Volts Une capacité de filtrage C 20 est disposée entre la masse et la tension + 15 Volts Il est enfin prévu, entre la grille et la source du transistor T 7, une résistance R 20, disposée par conséquent en série avec la diode Zener DZ 3 et, entre la grille et la source du transistor T 8 une diode D 20 dont l'anode est reliée à la masse La cathode de cette diode D 20 définit également la borne d'entrée de

cet étage amplificateur de courant.

Un tel mode de réalisation permet d'obtenir un amplificateur de courant rapide, ayant un temps de transit d'environ

nanosecondes, capable de délivrer un courant de 10 Ampè-

res, sous une tension de + 15 Volts La diode Zener DZ 3, dont la tension de seuil est d'environ 5,1 Volts, évite

les conductions simultanées des deux transistors T 7 et T 8.

Le transformateur de liaison TR comporte, sur un noyau ma-

* gnétique NY, outre l'enroulement primaire EP déjà évoqué, un secondaire possédant un premier enroulement secondaire E Sl bobiné dans le même sensque l'enroulement primaire EP ainsi qu'un deuxième enroulement secondaire E 52 bobiné en sens inverse Le sens de bobinage s'entend ici vis-à-vis du sens de passage du flux électromagnétique au travers

des enroulements.

Il est également préférable que le transformateur de liaison comporte des moyens de protection propres à protéger les

signaux de commande disponibles au secondaire du transfor-

mateur, des effets des variations de tension se produisant lors des diverses commutations des unités d'interruption bidirectionnelles On reviendra plus en détail sur ce point ci-après. En aval du transformateur de liaison TR sont prévus deux

bo tiers de commande CM 1 et CM 2 propres à commander respec-

tivement les commutateurs principaux T Pl et TP 2 des unités

d'interruption bidirectionnelles La structure de ces boî-

tiers de commande est illustrée plus en détail sur les figu-

res 7 et 8.

On s'intéresse maintenant plus particulièrement au premier

boitier de commande CM 1 relié au premier enroulement secon-

daire E 51 bobiné dans le même sens que l'enroulement primai- re EP.

Le point milieu de l'enroulement secondaire E Sl est relié

à la masse Les deux extrémités de cet enroulement secondai-

re sont reliées aux deux bornes d'un pont de diodes Dl-l,

D 2-1, D 3-1, D 4-1 Les deux autres bornes de ce pont de dio-

des, c'est-à-dire d'une part les cathodes des diodes Dl-i et D 3-1, et d'autre part, les anodes des diodes D 2-1 et D 4-1, sont respectivement reliées à l'électrode positive

d'un condensateur chimique C 01-l et à l'électrode négative d'un condensateur chimique C 02-1 L'électrode négative du condensateur c 01-1 est reliée à la masse de même que l'élec-15 trode positive du condensateur C 02-1 Les deux extrémités de l'enroulement secondaire E Si sont par ailleurs respecti-

vement reliées à la masse par l'intermédiaire de deux fil- tres formés chacun d'un condensateur en série avec une ré- sistance (C 3-1, R 3-1; C 4-1, R 4-1) Cet ensemble de compo-20 sants forme un sous-étage d'alimentation SEAL-1 qui, relié

à l'enroulement secondaire E 51, permet de délivrer, au ni-

veau de l'électrode positive du condensateur CO 1-1, une ten-

sion de + 15 Volts et, au niveau de l'électrode négative

du condensateur c 02-l, une tension de -15 Volts.

Les deux bornes de l'enroulement secondaire E Si sont par

ailleurs reliées respectivement aux anodes de deux redres-

seurs (diodes) D 5-1 et D 6-1, dont les cathodes sont reliées ensemble pour constituer la borne de sortie d'un sous-étage

redresseur SETR-1.

Ce sous-étage redresseur est suivi d'un sous-étage isolateur d'impédance SEIP-1 comprenant deux transistors bipolaires Tl-l et T 2-1 montés en inverseur En d'autres termes, les bases de ces deux transistors sont reliées ensemble d'une part à la masse par l'intermédiaire d'une résistance Rl-l

et, d'autre part à la borne commune des deux redresseurs D 5-1 et D 6- 1 Les émetteurs respectifs de ces deux transis- tors sont reliés ensemble pour définir la borne de sortie5 de ce sous-étage isolateur d'impédance Enfin, le collecteur du transistor Tl-l de canal P est relié à la borne d'alimen-

tation + 15 Volts tandis que le collecteur de l'autre tran- sistor de canal N est relié à la masse.

Le boîtier de commande comprend ensuite un sous-étage trans-

lateur de niveau SETN-1 Celui-ci comporte en premier lieu une résistance R 5-1 connectée en parallèle aux bornes d'un condensateur C 7- 1, l'ensemble de ces deux composants étant

relié aux deux émetteurs des deux transistors Tl-l et T 2-1.

Cette borne sera désignée par la suite sous la référence O L'autre borne de cet ensemble de composants R 5-1 et C 7-1 est reliée à l'anode d'une diode D 7-1 dont la cathode est

reliée à la borne + 15 Volts.

Ce sous-étage translateur de niveau comporte, en deuxième lieu, un autre condensateur C 8-1 relié à la borne O L'autre borne de ce condensateur C 8-1 est reliée à la borne -15 Volts, d'une part par l'intermédiaire d'une résistance R 6-1 et, d'autre part par l'intermédiaire d'une diode D 8-1

(l'anode de cette diode étant reliée à la borne -15 Volts).

Le bo tier de commande comporte enfin un sous-étage de com-

mande final SECF-1 relié à la sortie du sous-étage trans-

lateur de niveau.

Ce sous-étage de commande final comprend deux transistors principaux complémentaires à effet de champ T 5-1 et T 6-1 dont les drains respectifs sont reliés ensemble pour former la borne de sortie de ce bo tier de commande Les sources

respectives de ces deux transistors sont reliées respecti-

vement aux bornes + 15 Volts et -15 Volts Ces deux transis-

tors principaux, montés en inverseur, sont respectivement commandés par deux transistors auxiliaires complémentaires

à effet de champ T 3-1 et T 4-1 montés eux-mêmes en inverseur.

En d'autres termes, le drain de chaque transistor auxiliai-

re est relié à la grille de commande du transistor princi-

pal de même canal (T 3-1, T 5-1; T 4-1, T 6-1) La source de chaque transistor auxiliaire est reliée à la même borne

de tension que celle reliée à la source du transistor prin-

cipal de même canal Par ailleurs, les drains respectifs de ces deux transistors auxiliaires T 3-1 et T 4-1 sont reliés ensemble par l'intermédiaire d'une résistance R 2-1 en série avec un redresseur de type ZENER DZ 2-1 aux bornes duquel

est connectée une capacité C 2-1.

La grille de commande du transistor de canal P T 3-1 est reliée à l'anode de la diode D 7-1 du sous-étage translateur

de niveau La grille du transistor de canal N T 4-1 est re-

liée, quant à elle, à la cathode de la diode D 8-1 du sous-

étage translateur de niveau par l'intermédiaire d'une résis-

tance R 9-1 aux bornes de laquelle est connectée une autre

diode D 9-1 montée en inverse par rapport à la diode D 8-1.

Il est enfin prévu deux condensateurs d'isolation C 10-1 et Cll-l respectivement connectés entre la masse et les sources respectives des transistors auxiliaires T 3-1 et

T 4-1.

On verra par la suite que ce boîtier de commande CM 1 est propre à commander le commutateur principal correspondant à partir d'un signal redressé comportant une succession d'impulsions au niveau + 15 Volts Par contre, le boîtier de commande CM 2 est propre à commander l'autre commutateur

principal à partir d'un signal redressé comportant une suc-

cession d'impulsions au niveau -15 Volts.

En conséquence, bien qu'étant de structure analogue au pre-

mier bottier de commande, le deuxième boîtier de commande CM 2 comporte quelques modifications Les éléments constitu- tifs de ce boîtier de commande, analogues ou ayant des fonc-5 tions analogues à ceux du premier boîtier de commande ont des références affectées du suffixe 2 On ne décrira ici

que les différences entre ces deux boîtiers de commande.

Les anodes respectives des deux redresseurs D 5-2 et D 6-2 du sous- étage redresseur SETR-2 sont cette fois-ci reliées ensemble pour en définir la borne de sortie tandis que les

cathodes de ces deux redresseurs sont respectivement reliées aux deux extrémités de l'enroulement secondaire E 52.

Le collecteur du transistor Tl-2, c'est-à-dire le transistor de canal P est cette fois-ci relié à la masse tandis que

le collecteur du transistor de canal N T 2-2 est relié à la borne d'alimentation -15 Volts.

La résistance R 5-2 du sous-étage translateur de niveau est maintenant connectée en parallèle aux bornes de la diode

D 7-2, tandis que la résistance R 6-2 est cette fois-ci con- nectée en parallèle aux bornes du condensateur C 8-2.

On s'intéresse maintenant plus particulièrement à la struc- ture du module de commutation MCOM.

Comme déjà évoqué partiellement, d'un point de vue général, selon l'invention, la première unité d'interruption bidirec-30 tionnelle comporte un premier commutateur principal T Pl ccmmandable relié à la première borne primaire du module

de commutation et possédant un état de blocage du courant et un état passant autorisant, ici, le passage d'un courant provenant de ladite première borne d'entrée B El (tension35 V+).

Il est également prévu un premier commutateur auxiliaire, connecté en parallèle aux bornes du commutateur principal

et propre à autoriser le passage d'un courant vers la pre-

mière borne d'entrée et à interdire le passage d'un courant dans l'autre sens. Pratiquement, le premier commutateur principal comporte un transistor de puissance à effet de champ de technologie VMOS, à canal N, tel que celui commercialisé par la Société des ETATS-UNIS INTERNATIONAL RECTIFIER sous la référence IRF 360, et dont le drain est relié à la première borne d'entrée, et une première diode supplémentaire D 30 dont l'anode est

reliée à la source du transistor.

Le premier commutateur auxiliaire est ici une première diode auxiliaire D 31 montée en inverse par rapport au sens de passage du courant dans le transistor TP 1, c'est-à-dire dont la cathode est reliée à la première borne d'entrée

et dont l'anode est reliée à la cathode de la diode supplé-

mentaire D 30.

De même, la deuxième unité d'interruption bidirectionnelle I 2 comporte un deuxième commutateur principal commandable TP 2 relié à la deuxième borne primaire et possédant un état de blocage du courant et un état passant autorisant ici le passage d'un ccurant en direction de ladite deuxième

borne d'entrée Il est également prévu un deuxième commuta-

teur auxiliaire connecté en parallèle aux bornes du deuxième commutateur principal et propre à autoriser le passage d'un

ccurant provenant de la deuxième borne d'entrée et à inter-

dire le passage d'un courant dans l'autre sens.

Pratiquement, le commutateur TP 2 est également un transistor de puissance à effet de champ de technologie VMOS de canal N, par exemple le même que le transistor TP 1, dont la source est reliée à la borne BE 2 Il est associé à une deuxième diode supplémentaire D 40 dont la cathode est reliée au drain du transistor TP 2 Le deuxième commutateur auxiliaire est

une diode D 41 montée en inverse par rapport au sens du pas-

sage du courant dans le transistor TP 2 En d'autres termes, l'anode de la diode D 41 est reliée à la borne BE 2 tandis

que la cathode est reliée à l'anode de la diode D 40.

Les grilles de commande des deux transistors TP 1, TP 2 sont respectivement reliées aux bornes de sortie du bo tier de

commande correspondant tandis que les sources des transis-

tors TP 1, TP 2 sont reliées à la tension d'entrée V- De plus, deux filtres résistif-capacitif FC 1, FC 2 sont respectivement disposés entre les grilles et sources des deux transistors

TP 1, TP 2.

Le module de commutation comporte en outre, très avantageu-

sement, des moyens d'inertie en courant propres à agir sur la variation du niveau de courant circulant dans certains

au moins des commutateurs des unités d'interruption bidirec-

tionnelles, lors des commutations.

Pratiquement, ces moyens d'inertie en courant comprennent un circuit inductif comportant une première et une deuxième

inductance auxiliaire Ll, L 2, disposées en série La premiè-

re inductance auxiliaire Ll est reliée à la cathode de la première diode supplémentaire D 30, tandis que la deuxième inductance L 2 est reliée à l'anode de la deuxième diode supplémentaire D 40 La borne commune des deux inductances Ll et L 2 définit ici la borne secondaire BSS du module de commutation reliée à l'une des bornes de l'inductance LF

de la cellule de filtrage.

Il est alors préférable de prévoir une résistance RP connec-

tée en parallèle aux bornes de ce circuit inductif, c'est-à-

dire reliée entre la cathode de la diode D 30 et l'anode de la diode D 40 Cette résistance critique parallèle amortit le circuit inductif afin d'éviter l'obtention d'un système

oscillant constitué des inductances auxiliaires et des capa-

cités parasites internes et externes aux inductances.

Ces moyens d'inertie en courant sont avantageusement asso-

ciés à des moyens limiteurs de tension comportant ici un

premier circuit écrêteur de tension ECR 1 comportant un en-

semble d'une pluralité de diodes en parallèle D 50-1 dont les cathodes sont reliées à la première borne primaire B Pl

du module de commutation, donc à la borne d'entrée V+.

Ce circuit écrêteur ECR 1 comporte

une diode Zener DZ 50-1 d'un seuil choisi, montée en inver-

se par rapport aux diodes D 50-1, est connectée en série entre les anodes de ces diodes D 50-1 et l'anode de la deuxième diode supplémentaire D 40, et une capacité C 50-1 connectée en parallèle aux bornes de

la diode Zener.

Un deuxième circuit écrêteur de tension ECR 2, de structure analogue au circuit écrêteur au circuit ECR 1 est connecté entre la borne primaire BP 2 et la cathode de la première

diode supplémentaire D 30 Ce deuxième circuit écrêteur dif-

fère du premier par le sens de montage des différentes dio-

des D 50-2 et diode Zener DZ 50-2.

Il est enfin prévu, au sein du bloc convertisseur de ten-

sion, une capacité auxiliaire COO connectée entre les pre-

mière et deuxième bornes d'entrée et dont la fonction sera

explicitée plus loin.

Les écrans métalliques EC 51 et ESC 2 appartenant aux moyens

de protection déjà évoqués plus haut et contenus dans le5 transformateur de liaison TR sont représentés schématique- ment sur la figure 5 par des tiretés En pratique, l'enrou-

lement primaire EP de ce transformateur de liaison est bo- biné tout d'abord sur le noyau magnétique NY Autour de cet enroulement primaire est disposé le premier écran métal-10 lique EC Sl, relié à la source du transistor T Pl Le premier enroulement secondaire E Sl est bobiné autour de ce premier écran, tandis que le deuxième écran métallique EC 52, relié

à la deuxième borne d'entrée du bloc convertisseur, c'est-

à-dire ici la tension V-, est disposé autour du premier enroulement secondaire Le second enroulement secondaire

E 52 est alors bobiné autour de ce deuxième écran métallique.

On se réfère maintenant aux figures 5 et 9 pour décrire

plus en détail l'ensemble de sécurité CDS.

Cet ensemble de sécurité comporte tout d'abord des moyens MDEC propres à déterminer le niveau du courant en sortie

du bloc convertisseur Ces moyens sont, en pratique, dispo-

sés en aval de la cellule de filtrage.

Ils comportent un transformateur annexe TI possédant, sur un noyau magnétique: * un enroulement primaire EPTI connecté en série entre la borne commune de l'inductance LF et de la capacité CF de la cellule de filtrage, et la borne de sortie B Sl, * un enroulement secondaire, bobiné dans le même sens que l'enroulement primaire, dont le point milieu 2 est relié à la masse Aussi, est-il disponible entre l'une des bornes d'extrémité de cet enroulement secondaire et le point milieu une tension annexe +VL, reliée au courant traversant l'en- roulement primaire, et par conséquent l'inductance LPF. 5 Entre l'autre borne d'extrémité et le point milieu est dis- ponible la tension annexe opposée -VL, remarque étant faite

que le terme "opposée" signifie ici en opposition de phase. On suppose ici que la tension annexe est disponible entre les bornes 1 et 2 et que la tension annexe opposée est dis-10 ponible entre les bornes 2 et 3.

Les moyens de court-circuit MCC comportent un premier comparateur annexe A 82 dont l'entrée inverseuse est reliée à la borne 1 de l'enroulement secondaire ESTI délivrant la tension annexe +VL, et dont l'autre entrée est propre à recevoir un seuil de tension de court-circuit MAXCC pris égal ici à environ 700 millivolts, et, un deuxième comparateur annexe A 83 dont l'entrée non in- verseuse est reliée à la borne 3 de l'enroulement secondaire délivrant la tension annexe opposée - VL, et dont l'autre entrée est propre à recevoir ledit seuil de court- circuit MAXCC.25 Les sorties de ces deux comparateurs sont reliées ensemble

pour délivrer un signal de commande annexe à l'émetteur d'un transistor unijonction T 90 Une des deux bases de ce transistor est reliée à la masse par l'intermédiaire d'un30 condensateur C 90 et, également, à la troisième borne de l'enroulement secondaire ESTI, c'est-à-dire celle suscepti-

ble de délivrer la tension annexe opposée -VL L'autre base de ce transistor unijonction est reliée à la borne commune d'un ensemble résistif R 91 capacitif C 91 L'autre borne

de la résistance R 91 est reliée à la masse tandis que l'au-

tre borne de la capacité C 91 est reliée à la troisième patte du circuit à modulation de largeur PWM. Les moyens de surintensité MSI comportent

un troisième comparateur annexe A 80 dont l'entrée inver-

seuse est reliée à la borne 1 de l'enroulement secondaire ESTI et dont l'autre entrée est propre à recevoir un seuil de tension de surintensité MAXS par exemple choisi à environ 400 millivolts, et un quatrième comparateur annexe A 81 dont l'entrée non inverseuse est reliée à la troisième borne de l'enroulement secondaire ESTI et dont l'autre entrée est propre à recevoir

le seuil de tension de surintensité.

Les sorties de ces deux comparateurs sont reliées ensemble

pour délivrer une information de surintensité ISI au généra-

teur GEN de la tension de référence Vref et dont on verra

l'usage ci-après.

On va maintenant décrire en détail le fonctionnement du dispositif en se référant tout d'abord à la figure 10 qui illustre notamment les caractéristiques des signaux de base générés par le circuit à modulation de largeur PWM, compte tenu de la loi de commande désirée, ainsi que celles des

signaux de commande finaux délivrés aux transistors de puis-

sance T Pl et TP 2.

On suppose dans cet exemple que la tension de sortie VS est une tension sinusoïdale de fréquence nominale égale à 400 Hertz environ et d'amplitude crête à crête égale à

environ 315 Volts efficaces.

La tension de référence Vref est alors une tension sinusoi-

dale de fréquence nominale 400 Hertz, d'amplitude crête à crête environ égale à 2 Volts. On suppose également que le bloc convertisseur fonctionne en régime établi délivrant la tension de sortie désirée VS découpée à la fréquence de découpage 100 kilohertz selon la loi de commande LC dont trois cycles CY 1, CY 2, CY 3 sont donnés à titre d'exemple sur le premier diagramme de la

figure 10.

Les moyens d'atténuation ATT fournissent, à partir de la

tension de sortie VS, sur la patte 2 du circuit PWM la ten-

sion auxiliaire VA qui est également sinusoïdale et d'ampli-

tude crête à crête environ égale également à 2 Volts Cepen-

dant, en raison des retards temporels engendrés par les différents constituants du bloc convertisseur, cette tension auxiliaire VA est temporellement retardée par rapport à

la tension de référence Vref.

D'une façon générale, les moyens de traitement interne du circuit PWM sont propres à générer les premier et deuxième signaux de base SB 1 et SB 2 à partir d'une tension image de la tension de sortie désirée, mais d'un niveau atténué

par rapport à celui désiré pour cette tension de sortie.

Dans un premier état de fonctionnement correspondant à une absence de court-circuit en sortie du bloc convertisseur, la tension image est la tension de référence Vref On verra

plus loin qu'il en sera autrement en présence d'un court-

circuit. Le signal de compensation en sortie de l'amplificateur d'erreur AE est en raison du déphasage entre la tension auxiliaire et la tension de référence, un signal sinusoïdal

qui est également une image de la tension de sortie désirée.

La comparaison de ce signal de compensation avec la rampe générée à la fréquence de découpage par l'oscillateur OSC va permettre à l'unité logique de délivrer respectivement aux pattes 16 et 13 du circuit PWM les premier et deuxième signaux de base SB 1 et SB 2 illustrés sur les deuxième et

troisième diagrammes de la figure 10.

Le premier signal de base SB 1 comporte ainsi, d'une façon générale, une première succession de premières impulsions IM Pl à un niveau supérieur (ici + 15 Volts), générées tous les deux cycles de la loi de commande (ici durant le premier cycle CY 1 et le troisième cycle CY 3) et ayant des durées

correspondant au premier segment SG 1 de ces cycles Le pre-

mier signal de base est à un niveau de base (ici O Volt)

entre les impulsions.

De la même façon, le deuxième signal de base SB 2 comporte une deuxième succession de deuxièmes impulsions IMP 2 au niveau supérieur (ici + 15 Volts), générées également tous les deux cycles de la loi de commande Cependant ces cycles de génération sont temporellement décalés de la période

de découpage par rapport aux cycles de génération des pre-

mières impulsions En d'autres termes, ici, les deuxièmes impulsions sont générées pendant le deuxième cycle CY 2 puis pendant le quatrième cycle et ainsi de suite Ces deuxièmes impulsions ont également des durées correspondant au premier segment de leur cycle de génération et le deuxième signal de base est également au niveau de base ( O Volt) entre les

deuxièmes impulsions.

Après amplification dans les étages amplificateurs AMC 1 et AMC 2, l'enroulement primaire EP du transformateur de liaison TR est parcouru par un signal de commande primaire SCP, illustré sur le quatrième diagramme de la figure 10,

qui est la différence des deux signaux de base SB 1 et SB 2.

Ce signal de commande primaire SCP comporte, en conséquence, une succession d'impulsions primaires IMPP, déduites des premières et deuxièmes impulsions IMP 1, IMP 2 Ces impulsions primaires IMPP sont donc générées à chaque cycle de la loi de commande et sont alternativement au niveau supérieur (+ 15 Volts) et à un niveau inférieur (-15 Volts) symétrique

du niveau supérieur par rapport au niveau de base Ces im-

pulsions primaires sont de plus espacées d'intervalles tem-

porels primaires INTP correspondant au deuxième segment des cycles et durant lesquels le signal de commande primaire

est au niveau de base (+ O Volt).

A partir de ce signal de commande primaire, le premier en-

roulement secondaire E Sl délivre un premier signal de com- mande secondaire SC 51 (illustré sur le cinquième diagramme20 de gauche de la figure 10) comportant une succession de premières impulsions secondaires IMP 51, espacées de premiers intervalles temportels secondaires INT 51 Ces premières impulsions et premiers intervalles temporels secondaires correspondent temporellement respectivement aux impulsions et intervalles temporels primaires du signal de commande

primaire SCP.

Le deuxième enroulement secondaire E 52 délivre de même un deuxième signal de commande secondaire SC 52 (illustré sur le cinquième diagramme de droite de la figure 10) qui est

inversé par rapport au premier signal de commande secon-

daire SC 51 En d'autres termes, les deuxièmes impulsions secondaires IMP 52 de ce deuxième signal de commande SC 52

sont inversées par rapport aux premières impulsions secon-

daires IMP 51 du premier signal de commande secondaire SC 51 c'est-à- dire qu'elles ont un niveau symétrique du niveau

de l'impulsion correspondante par rapport au niveau de base.

La réception du signal de commande secondaire par le sous-

étage d'alimentation SEAL-i du boîtier de commande corres- pondant permet à celui-ci par l'intermédiaire du pont de diodes et des condensateurs chimiques, de maintenir deux tensions de commande de niveau opposé égales ici à + 15 Volts

et -15 Volts.

Chaque sous-étage redresseur est alors propre à délivrer un signal intermédiaire redressé par rapport au signal de

ccmmande secondaire correspondant Ce signal redressé ccm-

porte une succession d'impulsions intermédiaires correspon-

dant respectivement aux impulsions secondaires du signal de commande secondaire correspondant Toutes les impulsions intermédiaires de l'un des signaux redressés étant au niveau supérieur tandis que toutes les impulsions intermédiaires de l'autre signal intermédiaire sont au niveau inférieur, chaque signal intermédiaire étant au niveau de base entre

les impulsions intermédiaires.

Concrètement, le sous-étage redresseur SETR-1 du boîtier CM 1 délivre le signal intermédiaire redressé SR Il (sixième diagramme partie gauche de la figure 10) comportant une succession d'impulsions intermédiaires IMP Il étant toutes au niveau + 15 Volts, le signal SR Il étant au niveau O Volt

entre les impulsions De la même façon, le signal intermé-

diaire SRI 2 redressé par le sous-étage redresseur du deuxiè-

me boîtier CM 2 est par conséquent inversé par rapport au

signal SR Il c'est-à-dire qu'il comporte une succession d'im-

pulsions intermédiaires IMPI 2 ayant toutes le niveau

-15 Volts.

Si l'on s'intéresse maintenant plus particulièrement au premier bottier de commande CM 1, on voit que, en présence d'une impulsion IMP Il à l'entrée du sous-étage SEIP 1, le transistor Tl-l conduit alors que le transistor T 2-1 est bloqué En conséquence, un niveau + 15 Volts est présent5 en la borne O de ce boîtier Le condensateur C 7-1 se charge, ce qui a pour effet d'imposer au transistor T 3-1 une tension

grille-source inférieure au seuil de conduction Ce transis- tor T 3-1 est donc bloqué En conséquence, la tension gril- le-source du transistor T 5-1 est supérieure au seuil de10 conduction Ce dernier transistor entre donc en conduction et fournit en sortie un niveau + 15 Volts.

Simultanément à la conduction du transistor T 5-1, la chaîne

des composants C 8-1 à T 4-1 vont contribuer au blocage du15 transistor T 6-1.

En présence d'un niveau + 0 Volt à l'entrée du sous-étage SEIP-1, le transistor Tl-l est bloqué, alors que le tran- sistor T 2-1 entre en conduction ce qui conduit donc à un20 niveau + 0 Volt en la borne O du boîtier CM 1 En conséquence, le condensateur C 7-1 se décharge à travers la résistance R 5-1 ce qui conduit à une chute de tension au niveau de la grille du transistor T 3-1 et par conséquent à une diffé- rence de potentiel grille-source de ce même transistor supé-25 rieure au seuil de conduction Ce dernier entre donc en conduction délivrant un niveau + 15 Volts sur la grille de

commande du transistor T 5-1 ce qui a pour effet de bloquer ce dernier.

Simultanément au blocage du transistor T 5-1, et d'une façon analogue à ce qui a été décrit plus haut, le transistor

T 6-1 entre en conduction et fournit en sortie un niveau 15 volts.

Le cas échéant, l'homme de métier saura ajuster les cons-

tantes de temps des circuits résistifs-capacitifs en fonc- tion de la fréquence de découpage.

L'homme de métier comprendra également que la diode Zener DZ 2-1 évite une conduction simultanée des deux transistors

à effet de champ T 5-1 et T 6-1.

Ainsi, on obtient en sortie de ce boîtier de commande CM 1

un premier signal de commande SCF 1 illustré sur le septième diagramme de gauche de la figure 10. D'une façon générale, ce premier signal de commande final possède une

succession de premières impulsions finales15 IMP Fl-l et IMPF 1-2 ayant, pendant le premier segment de chaque cycle, un premier niveau de commande pour conférer

au premier commutateur principal l'un de ses états de blo- cage et passant, et, pendant le deuxième segment de chaque cycle, un deuxième niveau de commande pour conférer au pre-20 mier commutateur principal son autre état.

Le montage réalisé ici permet d'obtenir des premier et deuxième niveaux de valeurs sensiblement opposées égales respectivement ici à + 15 Volts et -15 Volts.25 L'homme du métier remarquera que les premières impulsions

finales IMP Fl-l correspondent respectivement aux premières impulsions secondaires IMP 51 du signal SC 51, tandis que les premières impulsions finales IMPF 1-2, ayant le niveau30 -15 Volts, correspondent respectivement aux premiers inter- valles secondaires INT 51 du signal SCSI.

D'une manière analogue, on obtient, en sortie du deuxième boitier de commande CM 2, un deuxième signal de commande35 final SCF 2, tiré du deuxième signal de commande secondaire, et possédant, d'une façon générale, une succession de

deuxièmes impulsions finales IMPF 2-1 et IMPF 2-2 ayant, pen-

dant le premier segment de chaque cycle, un troisième niveau de commande pour conférer au deuxième commutateur principal l'un de ses états de blocage et passant, antagoniste de celui conféré au premier commutateur principal, et, pendant le deuxième segment de chaque cycle, un quatrième niveau de commande pour conférer au deuxième commutateur principal

son autre état.

Là encore, les troisième et quatrième niveaux ont des valeur sensiblement opposées et sont de plus respectivement égaux

aux deuxième et premier niveaux.

L'homne du métier remarquera encore que les deuxièmes impul-

sions finales IMPF 2-2 ayant le niveau + 15 Volts, correspon-

dent respectivement aux deuxièmes intervalles temporels secondaires INT 52 du deuxième signal de commande secondaire SC 52, tandis que les deuxièmes impulsions finales IMPF 2-1, ayant le niveau -15 Volts correspondent respectivement aux deuxièmes impulsions secondaires IMP 52 du deuxième signal

de comwande secondaire.

En conclusion, pendant le premier segment des cycles CY 1-CY 3, le transistor à effet de champ TF 1 conduit tandis

que le transistor TF 2 est bloqué Pendant le deuxième seg-

ment, c'est l'inverse.

On retrouve donc bien la loi de commande LC permettant la

reconstitution de la sinusoide.

Le transformateur de liaison TR assure une isolation galva-

nique entre les boîtiers de commande C Mi et les transistors à effet de champ T Pl et TP 2, d'une part, et le circuit à modulation de largeur PWM d'autre part Ceci permet donc, à partir de signaux de base variant entre O et 15 Volts, de commander correctement, à l'aide de créneaux variant de -15 Volts à + 15 Volts, les transistors à effet de champ 5 T Pl et TP 2, et notamment le transistor T Pl dont le potentiel

* de la source est flottant et peut varier ici de 300 Volts.

Par ailleurs, l'agencement des boîtiers de commande permet de réaliser un générateur de tensions + 15 Volts et -15 Volts ayant une impédance de sortie très faible permettant une charge très rapide des capacités d'entrée des transistors

de puissance et par conséquent leur commutation rapide.

De plus, le fait de délivrer un signal de commande final ayant des impulsions d'un niveau de -15 Volts offre une bonne immunité vis-à-vis des parasites introduits dans le montage et par conséquent permet d'assurer, de manière sûre, l'état de blocage de ces transistors à effet de champ T Pl

et TP 2.

La Demanderesse a par ailleurs observé que l'agencement de ces moyens de commande, pris en combinaison avec les caractéristiques particulières des signaux de base SB 1 et SB 2 permettait la transmission, à travers le transformateur de liaison TR, d'une loi de commande LC ayant une succession de cycles à la fréquence de découpage, ici 100 kilohertz, modulée en largeur à basse fréquence, c'est-à-dire ici

400 Hertz, sans déformation de l'allure des impulsions géné-

rées pendant chaque cycle.

Enfin, il a également été observé que la présence des écrans métalliques au sein de ce transformateur TR permet d'éviter la déformation des signaux de commande occasionnée par les importantes variations de tension (ici de l'ordre de

14 Volts par nanoseconde) se produisant lors des commuta-

tions des transistors T Pl et TP 2.

On s'intéresse maintenant plus particulièrement au fonction-

nement du module de commutation MCOM. 5 On suppose pour cela ici que la charge branchée en sortie

du bloc convertisseur est une charge résistive.

Lorsque, lors de la reconstitution de l'alternance positive de la sinusoïde, le transistor T Pl est dans son état passant, il y a circulation d'un courant IL croissant,

depuis la borne d'entrée V+ vers la borne de sortie, à travers successivement la diode D 30, la première inductance auxiliaire Ll et l'inductance de la cellule de filtrage15 LF Le transistor TP 2 est alors bloqué.

Au cycle suivant, le transistor T Pl est dans son état de

blocage, et le transistor TP 2 est dans son état passant. Le courant IL circule dans le même sens, en décroissant,20 de la borne V vers la sortie à travers successivement la diode D 41, la deuxième inductance L 2 et l'inductance LF.

Au cycle suivant, lorsque le transistor T Pl redevient pas-

sant, le transistor TP 2 étant bloqué, il se produit, pendant25 un court laps de temps, en raison du temps de recouvrement des diodes, un courtcircuit entre les deux bornes d'entrée puisque le transistor T Pl devient passant alors que la diode D 41, non encore bloquée, est toujours conductrice Ceci se traduit en conséquence par une importante variation du30 niveau du courant circulant dans les diodes D 30, D 41 et dans le transistor TP 1 Le circuit inductif Ll, L 2 a

alors pour rôle de limiter cette variation du niveau de courant et d'éviter ainsi une détérioration des composants.

L'homme du métier saura adapter les caractéristiques des moyens d'inertie en courant pour garantir, selon les appli-

cations, une variation de niveau de courant compatible no-

tamment avec les caractéristiques des transistors T Pl et TP 2 ainsi que des diodes D 30, D 31, D 40 et D 41 La Demanderesse a choisi ici une valeur de 1,5 microhenry pour chaque inductance auxiliaire. Corrélativement, lorsque la diode D 41 vient à se bloquer, il se créé alors une surtension importante aux bornes du transistor TP 2 et de la diode D 41, occasionnée par la présence de ce circuit inductif Ll, L 2 Le circuit écrèteur EC Rl a alors pour rôle de limiter cette surtension à un niveau acceptable garantissant une non destruction des

composants Ce niveau est fixé ici à 20 Volts.

Lors de la reconstitution d'une alternance négative de la

sinusoïde, et, toujours dans l'hypothèse d'une charge résis-

tive en sortie, le courant circulera, lorsque le transistor T Pl sera passant, depuis la borne d'entrée V+ vers la sortie à travers la diode D 31 et la première inductance Ll Lorsque ce transistor sera bloqué et que le transistor TP 2 sera passant, le courant circulera alors cette fois-ci de la borne de sortie vers la borne BE 2 à travers l'inductance

LF, l'inductance L 2, la diode D 40 et le transistor TP 2.

Le phénomène de court-circuit évoqué ci-avant se produira

alors en mettant en jeu les diodes D 40 et D 31 et le phénomè-

ne de surtension sera alors canalisé par le deuxième circuit

écrêteur ECR 2.

Le bloc convertisseur peut également fonctionner avec une charge réactive en sortie En ce qui concerne le sens des courants, le fonctionnement avec une telle charge, lors de la reconstitution de l'alternance positive de la sinusoïde, est analogue à celui de la reconstitution d'une alternance négative dans le cas d'une charge résistive,

et, dans le cas de la reconstitution d'une alternance néga-

tive, il est analogue à celui décrit pour une charge résis-

37 tive dans le cas de la reconstitution d'une alternance posi-

tive Ainsi le convertisseur peut absorber de l'énergie par sa sortie et la restituer à la capacité COQ.

Par ailleurs, le rôle de la capacité COO, branchée entre les deux bornes d'entrée du bloc convertisseur est aussi d'absorber les chutes de tension d'entrée lors des commutations et de constituer ainsi en quelque sorte un réservoir d'énergie.10 Le choix des valeurs des inductances LF et capacité CF de la cellule de filtrage résulte d'un compromis entre les performances du bloc convertisseur d'une part et l'encombre- ment d'autre part Ainsi, par exemple, plus la valeur de15 l'inductance LF est faible plus la constante de temps de la boucle de réaction est faible, mais plus les ondulations

en courant dans l'inductance LF sont grandes (à fréquence de découpage égale) Par ailleurs, plus la valeur de la capacité est importante plus le taux d'ondulation à la20 fréquence de découpage est faible, mais plus grand est son encombrement avec un courant capacitif croissant.

L'homme du métier saura adapter les valeurs des inductances et capacité de filtrage pour chaque cas particulier Ici,25 la Demanderesse a estimé souhaitable d'adopter les valeurs

microhenry pour LF et 5 microfarads pour CF.

Un tel bloc convertisseur permet donc de délivrer la tension

sinusoidale de sortie décrite ci-avant, sous un courant30 nominal de 9 ampères efficaces, soit une puissance de 1 kilowatt, avec un rendement de l'ordre de 92 %.

D'une façon générale, le bloc convertisseur selon l'inven-

tion présente les avantages énoncés ci-après, outre ceux35 déjà évoques: faible impédance de sortie; ainsi, une charge disposée en sortie de ce bloc convertisseur absorbant un courant présentant des harmoniques, n'entraîne pas une modification sensible de la forme de la tension de sortie En d'autres

termes, le taux de distorsion en tension est très réduit.

L'encombrement d'un tel bloc convertisseur est très réduit, typiquement de l'ordre de un litre Celui d'un groupe de 3 blocs convertisseurs délivrant une puissance

de 2 kilowatts serait de l'ordre de 2 litres.

Comme déjà évoqué, le bloc convertisseur est capable de fonctionner en mode récepteur d'énergie, par exemple dans

le cas d'une charge réactive branchée en sa sortie.

Lors d'une mise sous tension du bloc convertisseur, afin d'éviter une saturation des amplificateurs, le niveau du signal de référence croit progressivement de la valeur O jusqu'à la valeur nominale, ce qui permet un établissement

progressif de la tension de sortie.

En présence d'un courant de sortie du bloc convertisseur révélant une surintensité au niveau de la charge, les moyens de surintensité MSI délivrent alors l'information ISI au générateur de la tension de référence Vref ce qui a pour effet de diminuer le niveau de cette tension de référence

de façon à diminuer le niveau de tension en sortie Le ni-

veau de la tension de référence sera alors abaissé jusqu'à

obtenir en sortie un niveau de tension (qui peut éventuel-

lement être quasi nul) conduisant à un courant débité res-

tant au voisinage inférieur du seuil de surintensité.

On remarque donc ici que le fonctionnement du bloc conver-

tisseur en régime de surintensité va à l'encontre d'une

idée préconçue consistant à affirmer que le bloc convertis-

seur doit fournir le courant plus important absorbé par la charge à l'origine de la surintensité En effet, ici, au contraire, le courant sera maintenu juste en deçà du

seuil de référence éventuellement sous une tension nulle.

En d'autres termes le bloc convertisseur est capable de fournir un courant important sous une tension quasi nulle sans pour autant avoir un rendement plus mauvais De plus, comme la puissance délivrée alors est quasi nulle, la puis- sance consommée l'est également, et, par conséquent, le bloc convertisseur peut fonctionner ainsi pendant une durée

importante sans échauffement excessif.

L'homme du métier remarquera en outre que l'agencement par-

ticulier des deux comparateurs A 80 et A 81 permet de détecter une surintensité se produisant aussi bien sur une alternance positive qu'une alternance négative de la sinusoïde Bien entendu, lorsque la surintensité disparaît, le signal de

référence Vref est à nouveau généré à son niveau nominal.

Le bloc convertisseur selon l'invention permet également, en présence d'un court-circuit dans une charge branchée

en sortie du convertisseur, de débiter un courant très im-

portant sans échauffement excessif Son fonctionnement,

dans cet état de court-circuit est maintenant décrit.

On remarque que, lorsque le circuit à modulation de largeur est dans son premier état, la valeur moyenne du signal de compensation en sortie de l'amplificateur d'erreur AE est mémorisée dans la capacité C 91 des moyens de court-circuit MCC Cette valeur moyenne correspond à un rapport cyclique de 50 %, c'est-à-dire à une durée égale des premier et

deuxième segments au sein de chaque cycle.

Lorsqu'un courant de court-circuit est détecté par les deux comparateurs A 82 et A 83 (cette détection étant, comme pour les moyens de surintensité, possible aussi bien sur une alternance positive qu'une alternance négative) les moyens de court-circuit MCC appliquent, par l'intermédiaire du transistor T 90, sur la patte 3 du circuit à modulation de largeur PWM, une tension continue dont le niveau est égal

à la somme algébrique du niveau moyen mémorisé dans la capa-

cité C 91 et du niveau qu'avait la tension annexe opposée -VL juste avant le court-circuit et qui était mémorisé dans

sa capacité C 90 L'amplificateur d'erreur AE étant un ampli-

ficateur à transconductance, la présence de cette tension continue sur la patte 3 de l'entrée de commande du circuit PWM est effectivement imposée à l'entrée du comparateur A 2 Cette tension continue est alors la tension image de la tension de sortie désirée En effet, bien que la tension en sortie du bloc convertisseur soit nulle puisqu'il y a présence d'un court-circuit, on cherche ici à imposer une tension opposée à celle appliquée à l'inductance LF juste avant le court- circuit de façon à provoquer une décroissance du courant qui avait atteint une valeur importante au moment

du court-circuit.

Plus particulièrement, si le court-circuit se produit lors-

que la tension de sortie VS était pratiquement à son niveau intermédiaire Vi, c'est-à-dire correspondant à un rapport cyclique 50 %, on ajoute à la valeur moyenne du signal de compensation mémorisé dans la capacité C 91, une tension quasi nulle ce qui conduit effectivement à préserver un rapport cyclique de 50 % pour maintenir la tension de sortie

au niveau intermédiaire.

Par contre, si le court-circuit se produit lorsque la ten-

sion de sortie VS est pratiquement à son niveau crête maxi-

mum (sommet d'une alternance positive), on ajoute à la va-

leur moyenne mémorisée dans la capacité C 91, une tension

ayant le niveau crête maximum opposé (sommet d'une alternan-

ce négative).

Après action des moyens de court-circuit, la différence

de tension aux bornes de l'inductance LF est nulle, le rap-

port cyclique est maintenu à 50 %, et le courant débité est maintenu, après décroissance, juste en deçà du seuil de court-circuit fixé.5 Là encore, le fonctionnement du bloc convertisseur en mode de court- circuit va à l'encontre d'une idée préccncue con- sistant à stopper tout fonctionnement en présence d'un court-circuit En effet, ici, au contraire, un courant im-10 portant est débité par le bloc convertisseur permettant

une destruction des fusibles de la charge en court-circuit.

Bien entendu, lorsqu'un court-circuit disparaît, le bloc convertisseur retrouve son fonctionnement normal Ceci est particulièrement intéressant lorsque plusieurs charges sont connectées en sortie du bloc convertisseur Ainsi, le bloc convertisseur passera en mode court- circuit lorsqu'une de

ces charges révèle effectivement un court-circuit et, lors-

que celui-ci aura disparu (par exemple par destruction des fusibles de la charge), le bloc convertisseur continuera

à alimenter normalement les autres charges.

La Demanderesse a encore observé qu'il était possible d'aug-

menter dans certains cas la puissance que le bloc convertis-

seur était capable de fournir Ainsi, lorsque la tension

de sortie désirée est une tension sinusoïdale, il est parti-

culièrement avantageux d'ajouter à la tension de référence

sinusoïdale correspondante une tension sinusoïdale d'harmo-

nique de rang 3 et dont l'amplitude est environ égale à

1/6 de l'amplitude de la fondamentale du signal de référen-

ce On obtient ainsi une augmentation de 15 % environ de

la puissance fournie.

L'invention n'est pas limitée au mode de réalisation ci-des-

sus décrit mais en embrasse toutes les variantes contenues

dans le cadre des revendications ci-après.

Il est ainsi possible de fournir des tensions de sortie de caractéristiques diverses, ayant par exemple des formes d'ondes carrées, rectangulaires, triangulaires, voire une tension de sortie continue, par une adaptation convenable

de la loi de commande.

Comme déjà évoqué partiellement plus haut, il est possible de coupler plusieurs blocs convertisseurs selon l'invention

pour fournir une tension de sortie globale biphasée, tripha-

sée, multiphasée.

Dans certaines applications requérant des puissances de commutation importantes, on peut envisager que les commutateurs principaux comportent une pluralité de transistors de puissance montés en parallèle et associés

à une pluralité de diodes auxiliaires et supplémentaires.

D'autres composants pourraient être utilisés comme commu-

tateurs selon les contraintes de puissance et de fréquence de découpage envisagées Ainsi des transistors bipolaires

peuvent par exemple être envisagés notamment pour des puis-

sances et des fréquences de découpage moins élevées.

Bien entendu, certains des moyens décrits ci-avant peuvent

être omis dans les variantes o ils ne servent pas.

Claims (24)

Revendications

1 Dispositif de conversion de tension, caractérisé en ce qu'il comprend un bloc convertisseur (CV) comprenant une entrée pour une tension d'entrée sensiblement continue (V+, V-), comportant une première et une deuxième bornes d'entrée (BE 1, BE 2), une sortie comportant une première et une deuxième bornes de sortie (B 51, B 52) pour délivrer entre ces bornes une tension de sortie (VS) de caractéristiques désirées, un module de commutation (MCOM) possédant une première et une deuxième bornes primaires (BP 1, BP 2), respectivement reliées aux première et deuxième bornes d'entrée, et une borne secondaire (BSS), et comportant * une première unité d'interruption bidirectionnelle en courant (Il), commandable, connectée entre la première borne primaire et la borne secondaire, et * une deuxième unité d'interruption bidirectionnelle en courant (I 2), commandable, connectée entre la deuxième borne primaire et la borne secondaire, des moyens de commande (COMD) propres à commander les

deux unités d'interruption simultanément et de façon anta-

goniste en fonction d'une loi de commande (LC) reliée aux

caractéristiques désirées de la tension de sortie et compor-

tant, selon une fréquence de découpage, une succession de cycles de durées identiques, et, une cellule de filtrage (LPF) ccmportant une inductance (LF) connectée entre ladite borne secondaire (BSS) du module de commutation (MCCM) et l'une des bornes de sortie (B 51), ainsi qu'une capacité (CF) connectée entre les deux bornes de sortie, cette cellule de filtrage possédant une fréquence

de coupure choisie en fonction de la fréquence de découpage.

2 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que, la tension de sortie étant une tension périodique de fréquence choisie, la fréquence de découpage est au moins

égale à 100 fois ladite fréquence choisie.

3 Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que la première unité d'interruption (Il) comporte un premier commutateur principal (T Pl), commandable, relié a la première borne primaire (BP 1) et possédant un état de blocage de courant ainsi qu'un état passant, en ce que la deuxième unité d'interruption (I 2) comporte un deuxième commutateur principal (TP 2), commandable, relié a la deuxième borne primaire (BP 2) et possédant un état de blocage du courant ainsi qu'un état passant, en ce que chaque cycle (CY) de la loi de commande (LC) est subdivisé en un premier et un deuxième segments (SG 1, SG 2), ayant respectivement des rapports cycliques modulables en fonction des caractéristiques désirées de la tension de sortie, et en ce que les moyens de commande (CCMD) sont aptes, * pendant le premier segment (S Gl), à conférer au premier commutateur principal (TP 1) l'un de ses états de blocage et passant, et à conférer au deuxième commutateur principal (TP 2) l'un de ses états de blocage et passant, antagoniste de celui conféré au premier commutateur principal (T Pl), et

* pendant le deuxième segment (SG 2), à conférer respective-

ment au premier et deuxième commutateurs principaux leur

autre état.

4 Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens de commande (COMD) comportent: un circuit à modulation de largeur d'impulsion (PWM) pos- sédant * une entrée de commande ( 1, 2, 3) propre à recevoir une tension image de la tension de sortie désirée, d'un niveau atténué par rapport à celui désiré pour la tension de sortie, * des moyens de traitement interne (AE, A 2, UL, BU, OSC), reliés à l'entrée de commande, propres à générer des premier

et deuxième signaux de base (SB 1, SB 2), à partir de la ten-

sion image, * une première borne de sortie ( 16) propre à délivrer le premier signal de base (SB 1), et * une deuxième borne de sortie ( 13) propre à délivrer le deuxième signal de base, un transformateur de liaison (TR) possédant, sur un noyau magnétique (NY) * un enroulement primaire (EP) dont les deux bornes sont respectivement reliées aux deux bornes de sortie du circuit à modulation de largeur (PWM), et, * un secondaire comportant un premier enroulement secondaire (E Si), bobiné dans le même sens que l'enroulement primaire (EP) pour délivrer un premier signal de commande secondaire (SC 51), et un deuxième enroulement secondaire (E 52), bobiné

en sens inverse, pour délivrer un deuxième signal de comman-

de secondaire (SC 52), un premier boîtier de commande (CM 1), relié au premier enroulement secondaire, pour délivrer au premier commutateur principal (TP 1), un premier signal de commande final (SCF 1), tiré du premier signal de commande secondaire, et possédant une succession de premières impulsions finales (IMP Fl-l, IMP Fl-2) ayant, pendant le premier segment de chaque cycle

(SG 1), un premier niveau de commande (+ 15 Volts) pour confé-

rer au premier commutateur principal (TP 1) l'un de ses états de blocage et passant, et, pendant le deuxième segment de chaque cycle (SG 2), un deuxième niveau de commande (-15 Volts) pour conférer au premier commutateur principal (TP 1) son autre état, et un deuxième bo tier de commande (CM 2), relié au deuxième

enroulement secondaire, pour délivrer au deuxième commuta-

teur principal (TP 2) un deuxième signal de commande final (SCF 2), tiré du deuxième signal de commande secondaire, et possédant une succession de deuxièmes impulsions finales (IMPF 2-1, IMPF 2-2) ayant, pendant le premier segment de chaque cycle (SG 1), un troisième niveau de commande (-15 Volts) pour conférer aux deuxième commutateur principal (TP 2) l'un de ses états de blocage et passant, antagoniste de celui conféré au premier commutateur principal (T Pl), et, pendant le deuxième segment (SG 2) de chaque cycle, un quatrième niveau de commande (+ 15 Volts), pour conférer

au deuxième commutateur principal (TP 2) son autre état.

Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce

que les premier et deuxième niveaux ont des valeurs sensi-

blement opposées,

et en ce que les troisième et quatrième niveaux sont respec-

tivement égaux aux deuxième et premier niveaux.

6 Dispositif selon la revendication 4 ou 5, caractérisé

en ce que le premier signal de base (SB 1) comporte une pre-

mière succession de premières impulsions (IMP 1) à un niveau supérieur (+ 15 Volts), générées tous les deux cycles de

la loi de commande (CY 1, CY 3) et ayant des durées correspon-

dant au premier segment de ces cycles, ce premier signal

de base étant à un niveau de base (+ O Volts) entre les pre-

mières impulsions (IMP 1), en ce que le deuxième signal de base (SB 2) comporte une deuxième succession de deuxièmes impulsions (IMP 2) au niveau supérieur (+ 15 Volts), générées également tous les deux cycles de la loi de commande (CY 2, CY 4), ces cycles étant temporellement décalés de la période de découpage (TD) par rapport aux cycles de génération (CY 1, CY 3) des premières impulsions (IMP 1), ces deuxièmes impulsions ayant des durées

correspondant au premier segment de leur cycle de généra-

tion, ce deuxième signal de base étant au niveau de base

(+ O Volts) entre les deuxièmes impulsions.

7 Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'enroulement primaire est parcouru par un signal de

commande primaire (SCP) qui est la différence des deux si-

gnaux de base (SB 1, SB 2),

en ce que le signal de commande primaire comporte une suc-

cession d'impulsions primaires (IMPP), déduites des premiè-

res et deuxièmes impulsions (IMP 1, IMP 2) des deux signaux de base, et générées à chaque cycle de la loi de commande, ces impulsions primaires (IMPP) étant alternativement audit niveau supérieur (+ 15 Volts) et à un niveau inférieur (-15 Volts) symétrique du niveau supérieur par rapport au niveau de base (+ O Volt), et étant espacés d'intervalles temporels primaires (INTP) correspondant au deuxième segment des cycles et durant lesquels le signal de commande primaire (SCT) est au niveau de base (+ O Volt), en ce que le premier signal de commande secondaire comporte une succession de premières impulsions secondaires (IMP 51) espacées de premiers intervalles temporels secondaires (INT 51) correspondant temporellement respectivement aux impulsions et intervalles temporels primaires, et en ce que le deuxième signal de commande secondaire

(SC 52) comporte une succession de deuxièmes impulsions se-

condaires (IMP 52), espacées de deuxièmes intervalles tempo-

rels secondaires (INT 52), correspondant temporellement res-

pectivement aux impulsions et intervalles temporels primai-

res, ces deuxièmes impulsions secondaires (INT 52) étant inversées par rapport aux premières impulsions secondaires

(INP 51) du premier signal de commande secondaire (SC 51).

8 Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que les premières impulsions finales (IMP Fl-l) du premier signal de commande final (SCF 1), ayant le premier niveau de commande (+ 15 Volts) correspondent respectivement aux premières impulsions secondaires (IMP 51) du premier signal de commande secondaire (SC 51), tandis que les premières impulsions finales (IMP Fl-2) ayant le deuxième niveau de

commande (-15 Volts) correspondent respectivement aux pre-

miers intervalles secondaires (INT 51) du premier signal de commande (SC 51), et en ce que les deuxièmes impulsions finales (IMPF 2-1)

du deuxième signal de commande final (SCF 2) ayant le qua-

trième niveau de commande (+ 15 Volts) correspondent

respectivement aux deuxièmes intervalles temporels secondai-

res (INT 52) du deuxième signal de commande secondaire

(SC 52), tandis que les deuxièmes impulsions finales (IMPF 2-

1) ayant le troisième niveau (-15 Volts) correspondent res-

pectivement aux deuxièmes impulsions secondaires (IMP 52)

du deuxième signal de commande secondaire (SC 52).

9 Dispositif selon l'une des revendications 4 à 8, caracté-

risé en ce qu'il comprend en outre un générateur (GEN) propre à générer une tension de référence (Vref) correspondant à la tension de sortie désirée, d'un niveau atténué par rapport à celui désiré pour la tension de sortie,

en ce que les moyens de commande comportent des moyens d'at-

ténuation (ATT), reliés à la sortie du bloc convertisseur, propres à recevoir la tension de sortie (VS) et à délivrer une tension auxiliaire correspondante (VA), d'un niveau atténué par rapport à celui de la tension de sortie, en ce que le circuit à modulation de largeur d'impulsion (PWR) possède un premier état de fonctionnement dans lequel la tension image est la tension de référence, en ce que l'entrée de commande du circuit à modulation de

largeur d'impulsion reçoit également ladite tension auxi-

liaire (VA), et en ce que les moyens de traitement internes du circuit

à modulation de largeur d'impulsion (PWM) comporte un ampli-

ficateur (AE) propre à recevoir la tension de référence

(Vref) et la tension auxiliaires (VA) pour délivrer un pre-

mier signal de compensation à partir duquel seront générés

les deux signaux de base (SB 1, SB 2).

10 Dispositif selon l'une des revendications 4 à 9, carac-

térisé en ce que les moyens de commande (COMD) comportent des moyens (MDEC) de détermination du niveau du courant

à la sortie du bloc convertisseur.

11 Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que les moyens de détermination des niveaux de courant comportent: un transformateur annexe (TI) possédant, sur un noyau magnétique: * un enroulement primaire (EPTI) connecté en série entre la borne commune de l'inductance (LF) et de la capacité (CF) de la cellule de filtrage (LPF) et l'une des bornes de sortie (B 51), et * un enroulement secondaire (ESTI), bobiné dans le même sens que l'enroulement primaire, dont le point milieu est relié à la masse, et dont les deux bornes d'extrémité ( 1, 3) sont respectivement propres à délivrer une tension annexe représentative du courant en sortie du bloc convertisseur,

et la tension annexe opposée.

12 Dispositif selon la revendication 10 ou 11, caractérisé en ce que les moyens de commande (COMD) comportent des moyens de court-circuit (MCC) propres à comparer le niveau

de courant en sortie à un niveau de court-circuit prédéter-

miné, et, en présence d'un niveau supérieur audit niveau révélant l'apparition d'un court-circuit en sortie du bloc convertisseur, à délivrer à l'entrée de commande du circuit à modulation de largeur d'impulsion (PWM) une tension de compensation choisie, et en ce que, en présence de cette tension de compensation choisie, le circuit à modulation de largeur d'impulsion (PWM) possède un deuxième état de fonctionnement dans lequel

la tension image est ladite tension de compensation.

13 Dispositif selon les revendications 11 et 12 prises

en combinaison, caractérisé en ce que, lorsque le circuit à modulation de largeur d'impulsion est dans son premier

état, les moyens de court-circuit (MCC) sont propres à mémo-

riser (C 91) la valeur moyenne du premier signal de compensa-

tion, et en ce que ladite tension de compensation est une tension continue d'un niveau égal à la somme algébrique de ladite valeur moyenne du premier signal de compensation mémorisée et du niveau de la tension annexe opposée mémorisée pendant le premier état de fonctionnement du circuit à modulation de largeur d'impulsion.10 14 Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce que les moyens de court-circuit comportent: un premier comparateur annexe (A 82) dont l'une des entrées est reliée à la borne de l'enroulement secondaire annexe

(EST 1) délivrant ladite tension annexe (+VL), et dont l'au-

tre entrée est propre à recevoir un seuil de tension de

court-circuit (MAXCC) correspondant audit niveau de court-

circuit,

un deuxième comparateur annexe (A 83) dont l'entrée homolo-

gue de celle du premier comparateur recevant le seuil de

tension de court-circuit, est reliée à la borne de l'enrou-

lement secondaire annexe délivrant ladite tension annexe opposée, et dont l'autre entrée est propre à recevoir ledit seuil de tension de court-circuit,

les sorties de ces deux comparateurs (A 82, A 83) étant re-

liées ensemble pour délivrer un signal de commande annexe, une première capacité annexe (C 91), dont une première

borne est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une pre-

mière résistance annexe (R 91) et dont la deuxième borne est reliée à l'entrée de commande du circuit à modulation de largeur d'impulsion, cette première capacité annexe étant propre à mémoriser la valeur moyenne du premier signal de compensation, une deuxième capacité annexe (C 90) dont une première borne est reliée à la masse et dont la deuxième borne est reliée à la borne de l'enroulement secondaire annexe délivrant la tension annexe opposée, cette deuxième capacité annexe étant propre à mémoriser la tension annexe opposée pendant le premier état de fonctionnement du circuit à modulation de largeur d'impulsion, et, un commutateur annexe, tel qu'un transistor unijonction (T 90), commandé par le signal de commande annexe et propre à relier la deuxième borne de la deuxième capacité annexe (C 90) à la première borne de la première capacité annexe

(C 91), en présence d'un signal de commande annexe représen-

tatif d'un court-circuit.

Dispositif selon l'une des revendications 10 à 14, ca-

ractérisé en ce que les moyens de commande comportent des moyens de surintensité (MSI) propres à comparer le niveau de courant en sortie du bloc convertisseur à un niveau de

surintensité prédéterminé, et, en présence d'un niveau supé-

rieur audit niveau de surintensité, à délivrer au géné-

rateur (GEN) de la tension de référence (Vref) une informa-

tion de surintensité (ISI) visant à réduire le niveau de

ladite tension de référence (Vref).

16 Dispositif selon la revendication 15, caractérisé en ce que les moyens de surintensité (MSI) comportent: un troisième comparateur annexe (A 80) dont une entrée est reliée à la borne de l'enroulement secondaire annexe (ESTI) délivrant ladite tension annexe (+VL), et dont l'autre entrée est propre à recevoir un seuil de tension

de surintensité (MAXS) correspondant audit niveau de surin-

tensité,

un quatrième comparateur annexe (A 81) dont l'entrée homo-

logue de celle du troisième comparateur annexe recevant le seuil de tension de surintensité, est reliée à la borne de l'enroulement secondaire annexe délivrant ladite tension annexe opposée (-VL), et dont l'autre entrée est propre

à recevoir ledit seuil de tension de surintensité, les sor-

ties de ces deux comparateurs étant reliées ensemble pour délivrer l'information de surintensité (ISI).

17 Dispositif selon l'une des revendications 4 à 16, carac- térisé en ce que chaque boîtier de commande (C Mi) comprend

un sous-étage d'alimentation (SEAL-i), relié à l'enroulement secondaire correspondant (E Si) du transformateur de liaison et propre à fournir deux tensions de commande (+ 15 Volts et -15 Volts) ayant des niveaux respectifs égaux aux deux niveaux des impulsions du signal de commande final délivré

par le boîtier de commande correspondant.

18 Dispositif selon la revendication 17, caractérisé en ce que chaque boîtier de commande comprend en outre: un étage redresseur (SETR-i) comportant deux redresseurs (D 5-i, D 6-i), les anodes respectives des deux redresseurs

de l'un des sous-étages redresseurs étant reliées respecti-

vement aux deux bornes de l'enroulement secondaire corres-

pondant du transformateur de liaison, tandis que leurs ca-

thodes respectives sont reliées ensemble, les cathodes res-

pectives des deux redresseurs de l'autre sous-étage redres-

seur de l'autre boîtier de commande étant reliées respecti-

vement aux deux bornes de l'autre enroulement secondaire

du transformateur de liaison, tandis que leurs anodes res-

pectives sont reliées ensemble,

un sous-étage isolateur d'impédance comportant deux tran-

sistors complémentaires montés en inverseur, relié à la sortie du sousétage redresseur, un sous-étage translateur de niveau (SETN-i), relié à la sortie du sous-étage isolateur d'impédance, et

un sous-étage de commande final (SECF-i), relié à la sor-

tie du sous-étage translateur de niveau et comportant deux transistors principaux complémentaires à effet de champ (T 5-i, T 6-i), montés en inverseur, respectivement commandés par deux transistors auxiliaires complémentaires à effet de champ (T 3-i, T 4-i), également montés en inverseur, les deux grilles de commande des deux transistors principaux (T 5-i, T 6-i) étant reliées ensemble par l'intermédiaire d'une résistance (R 2-i) en série avec un redresseur de type Zener (DZ 2-i) aux bornes duquel est connectée une capacité

(C 2-i).

19 Dispositif selon l'une des revendications 4 à 18, carac-

térisé en ce que les moyens de commande (COMD) comportent

deux étages amplificateurs de courant (AMC 1, AMC 2), respec-

tivement disposés entre les deux bornes de sortie du circuit à modulation de largeur d'impulsion (PWM) et les deux bornes

de l'enroulement primaire (EP) du transformateur de liai-

son (TR).

Dispositif selon la revendication 19, caractérisé en ce que chaque étage amplificateur de courant comporte deux transistors complémentaires à effet de champ montés en

inverseur (T 7, T 8), les grilles respectives de ces transis-

tors étant reliées par une diode Zener (DZ 3) aux bornes

de laquelle est connectée une capacité (C 21).

21 Dispositif selon l'une des revendications 4 à 20, carac-

térisé en ce que le transformateur de liaison (TR) comporte des moyens de protection propres à protéger les signaux de commande secondaires des effets des variations de tension

se produisant lors des diverses commutations.

22 Dispositif selon l'une des revendications 3 à 21, carac-

térisé en ce que le premier commutateur principal comporte au moins un transistor de puissance à effet de champ (TP 1) dont le drain est relié à la première borne primaire (BP 1), et en ce que le deuxième commutateur principal comporte au moins un transistor de puissance à effet de champ (TP 2) dont la source est reliée à la deuxième borne primaire

(BP 2).

23 Dispositif selon les revendications 21 et 22 prises

en combinaison, caractérisé en ce que les moyens de protec-

tion comportent, au niveau du secondaire du transformateur de liaison (TR), un premier écran métallique (EC 51) relié à la source du premier commutateur principal (TP 1), et un deuxième écran métallique (EC 52) relié à la source du

deuxième commutateur principal (TP 2).

24 Dispositif selon la revendication 23, caractérisé en ce que le premier écran métallique entoure l'enroulement

primaire du transformateur, le premier enroulement secondai-

re étant bobiné autour de ce premier écran, tandis que le deuxième écran est disposé autour du premier enroulement

secondaire.

Dispositif selon l'une des revendications 22 à 24, ca-

ractérisé en ce que la première unité de commutation bidirectionnelle (Il) comporte une première diode auxiliaire (D 31) montée en inverse par rapport au sens de passage du courant dans le transistor à effet de champ correspondant (T Pl), ainsi qu'une première diode supplémentaire (D 30) dont la cathode est reliée au drain du transistor (T Pl), en ce que la deuxième unité de commutation bidirectionnelle (I 2) comporte une deuxième diode auxiliaire (D 41) montée en inverse par rapport au sens de passage du courant dans le transistor à effet de champ correspondant (TP 2), ainsi qu'une deuxième diode supplémentaire (D 40) dont la cathode est reliée au drain du transistor (TP 2), en ce que le module de commutation comprend un circuit inductif comportant une première et deuxième inductances auxiliaires (Ll, L 2) disposées en série, la

première inductance auxiliaire (Ll) étant reliée à la catho-

de de la première diode supplémentaire (D 30) tandis que la deuxième inductance (L 2) est reliée à l'anode de la deuxième diode supplémentaire (D 40), la borne commune des deux inductances étant reliée à la borne secondaire (BSS) du module de commutation (MCOM), une résistance (RP) connectée en parallèle aux bornes du circuit inductif, un premier circuit écrêteur de tension (ECR 1) connecté entre l'anode de la deuxième diode supplémentaire (D 40) et la première borne primaire (BP 1), un deuxième circuit écrêteur de tension (ECR 2), connecté entre la cathode de la première diode supplémentaire (D 30) et la deuxième borne primaire (BP 2), et en ce qu'il est prévu en outre une capacité auxiliaire (COO), connectée entre les première et deuxième bornes d'entrée.

26 Dispositif selon l'une des revendications précédentes,

caractérisé en ce que la tension de sortie est une tension

alternative sensiblement sinusoïdale d'amplitude et de fré-

quence sensiblement constantes.

27 Dispositif selon la revendication 26, caractérisé en ce que l'amplitude de la tension de sortie est environ égale à 315 Volts efficaces crête à crête, en ce que sa fréquence est environ égale à 400 Hertz, en ce que la fréquence de découpage est environ égale à kilohertz,

et en ce que la fréquence de coupure de la cellule de f il-

trage est d'environ 10 kilohertz.

28 Dispositif selon l'une des revendications 26 et 27,

caractérisé en ce que le générateur (GEN) est propre à ajou-

ter à la tension de référence (Vref) une tension addition-

nelle sinusoïdale d'harmonique de rang 3 et dont l'amplitude est environ égale à 1/6 de l'amplitude de la fondamentale

de la tension de référence (Vref).

29 Dispositif selon l'une des revendications précédentes,

caractérisé en ce qu'il comprend une pluralité de blocs convertisseurs de structure analogue propres à délivrer

une pluralité de tensions de sortie multiphasées.

Dispositif selon la revendication 29, caractérisé en ce qu'il comprend trois blocs convertisseurs de structure analogue propres à délivrer respectivement trois tensions de sortie sinusoïdales ayant des amplitudes sensiblement égales, une fréquence sensiblement égale mais mutuellement

déphasées sensiblement de 120 .