FR2712438A1 - Dispositif et procédé pour la compensation en fréquence d'un amplificateur opérationnel. - Google Patents
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Abstract
Circuit de transimpédance (201) et son procédé associé pour la compensation en fréquence d'un amplificateur opérationnel, possédant une borne d'entrée (205) couplée pour recevoir un signal amplifié (205) et une borne de sortie (206) prévue pour produire un signal amplifié à tampon. La borne d'entrée (205) du circuit de transimpédance (201) présente une impédance d'entrée résistive au signal amplifié à une fréquence proche d'une fréquence de gain unitaire de boucle ouverte de l'amplificateur opérationnel (200). Le signal amplifié passe dans un tampon d'une impédance complexe d'une borne d'entrée (206) d'un circuit d'attaque de sortie (103). La présente invention assure, de façon avantageuse, une grande largeur de bande et un fonctionnement stable avec des charges ayant une faible impédance complexe.
Description
l
2712438..DTD: DISPOSITIF ET PROCÉDÉ POUR LA COMPENSATION EN FRÉQUENCE
D'UN AMPLIFICATEUR OPÉRATIONNEL
La présente invention concerne, de façon globale, les amplificateurs opérationnels et, plus particulièrement, un dispositif et un procédé pour la compensation en fréquence
d'un amplificateur opérationnel.
La Figure 1 illustre à titre d'exemple un synoptique
d'un amplificateur opérationnel 100 usuel (référencé ci-
après par "amplificateur") et d'une charge 110.
L'amplificateur opérationnel 100 est un ensemble analogique de base pour plusieurs types d'applications de traitement d'un signal analogique. ces applications peuvent comprendre le filtrage actif, l'amplification de signal et la
régulation de tension pour n'en citer que quelques unes.
L'amplificateur opérationnel 100 de la Figure 1 comprend, de façon globale, un étage de transconductance 101, un circuit de compensation 102 et un circuit d'attaque de sortie 103. La Figure 1 illustre, de même, une charge de
sortie 110.
Le raccordement des blocs de l'amplificateur opérationnel 100 et son fonctionnement sont décrits ci-
dessous. L'étage de transconductance 101 est couplé pour recevoir un signal d'entrée 105 et un signal d'entrée 106 et est prévu pour produire un signal amplifié sur la ligne25 107. Le circuit de compensation 102 est prévu pour compenser en fréquence le signal amplifié sur la ligne 107.
Le circuit de compensation 102 peut, en option, être couplé pour recevoir un signal de sortie sur la ligne 109. Le circuit d'attaque de sortie 103 est couplé pour recevoir le30 signal amplifié 107 et est prévu pour produire un signal de sortie 108 pour l'attaque de la charge de sortie 110.
Le fonctionnement de l'amplificateur opérationnel 100 est décrit cidessous. Un signal différentiel d'entrée entre l'entrée 105 et l'entrée 106 est amplifié dans l'étage de transconductance 101 et est converti en un signal de courant sur la ligne 107. Le circuit de compensation 102 assure la compensation en fréquence du courant amplifié sur la ligne 107 en convertissant le signal de courant en un signal de tension via l'impédance constituée sur la ligne 107. Le circuit d'attaque de sortie10 103 fournit un gain en tension et/ou en courant au signal amplifié sur la ligne 107 et produit le signal de sortie 108 apparaissant aux bornes de la charge de sortie 110. La charge de sortie 110 peut avoir une impédance associée
complexe aussi bien que réelle.
Les amplificateurs peuvent être configurés sous la forme de boucles ouvertes ou fermées. Les amplificateurs ont un gain défini par la relation entre l'entrée et la sortie d'amplificateur. Le gain possède une amplitude et une phase dépendant de la fréquence. De façon à ce que20 l'amplificateur soit stable sans condition dans une configuration de boucle fermée, l'amplitude du gain de boucle ouverte en fonction de la fréquence doit chuter en dessous de l'unité avant que la phase de boucle ouverte dépasse 180 . L'intervalle de phase est défini par 180 25 moins la phase de boucle ouverte à la fréquence à laquelle l'amplitude du gain de boucle ouverte chute en dessous de
l'unité. Un intervalle de phase de 45 est considéré d'ordinaire comme adapté. On recherche souvent le fait que l'intervalle de phase soit au moins de 45 sur une large30 gamme d'impédances de charge.
Un problème soulevé par l'amplificateur opérationnel est que le circuit d'attaque de sortie 103 peut être un dispositif physiquement grand associé à une grande capacitance d'entrée. La grande capacitance d'entrée35 apparaît en parallèle avec le circuit de compensation 102 et peut altérer gravement sa caractéristique désirée de
compensation en fréquence.
Un autre problème soulevé par l'amplificateur opérationnel 100 est que, dans certaines applications telles que des régulateurs de tension, l'impédance complexe associée à la charge de sortie peut être importante. Cette impédance complexe peut ajouter un décalage additionnel de phase au gain de boucle ouverte et peut dégrader l'intervalle de phase de l'amplificateur. Si les10 performances du circuit de compensation 102 sont fortement altérées par la capacitance d'entrée du circuit pilote de
sortie, l'intervalle des valeurs acceptables pour les impédances de charge peut devoir être alors fortement restreint de façon à garantir un intervalle de phase15 suffisant pour un fonctionnement stable.
Une solution à ces problèmes prévoit la réduction de la largeur de bande de l'amplificateur en réduisant sa fréquence de boucle ouverte de gain unitaire. Cependant, un inconvénient de cette solution est que l'amplificateur20 opérationnel 100 ne peut amplifier des signaux de haute fréquence à cause de la largeur de bande réduite. De plus,
la réduction de la largeur de bande peut nécessiter des composants physiquement grands tels que des condensateurs. De plus, l'amplificateur opérationnel 100 est sensible au25 bruit à haute fréquence de l'alimentation de puissance ou de la masse vers l'amplificateur.
On recherche ainsi un dispositif et un procédé pour la compensation en fréquence d'un amplificateur
opérationnel assurant, de façon avantageuse, une plus30 grande largeur de bande et une stabilité améliorée avec des charges de faible impédance complexe.
La Figure 1 illustre un synoptique d'un amplificateur opérationnel usuel muni d'une charge; la Figure 2 illustre un synoptique d'un amplificateur opérationnel possédant un circuit de transimpédance selon la présente invention; la Figure 3 illustre un synoptique d'un circuit de transimpédance selon un mode de mise en oeuvre en option de la présente invention; la Figure 4 illustre un synoptique d'un régulateur de tension comprenant l'amplificateur opérationnel de la Figure 2 selon la présente invention; la Figure 5 illustre un organigramme illustrant les étapes pour la compensation en fréquence de l'amplificateur opérationnel de la Figure 2 et du régulateur de tension de la Figure 4 selon la présente invention; et la Figure 6 illustre un schéma de l'amplificateur
opérationnel de la Figure 2 selon la présente invention.
Selon la présente invention, le but précédent est pratiquement atteint par un dispositif et un procédé améliorés pour la compensation en fréquence d'un amplificateur opérationnel. Selon la présente invention, un20 circuit de transimpédance possède une borne d'entrée couplée pour recevoir un signal amplifié et une borne de
sortie prévue pour produire un signal amplifié à tampon. Une borne d'entrée du circuit de transimpédance présente une impédance d'entrée résistive au signal amplifié à une25 fréquence proche en pratique d'une fréquence de gain unitaire de boucle ouverte de l'amplificateur opérationnel.
Le signal amplifié passe dans un tampon à partir d'une impédance complexe d'une borne d'entrée d'un circuit pilote de sortie. La présente invention assure, de façon30 avantageuse, une grande largeur de bande et un fonctionnement stable avec des charges ayant une faible
impédance complexe.
La présente invention sera plus complètement décrite en référence aux Figures 2 à 5 o la Figure 2 illustre un synoptique d'un amplificateur opérationnel 200 possédant un circuit de transimpédance selon la présente invention.5 L'amplificateur opérationnel 200 comprend, de façon globale, un étage de transconductance 101, un circuit de
transimpédance 201 et un circuit d'attaque de sortie 103. De façon individuelle, l'étage de transconductance 101 et le circuit d'attaque de sortie 103 sont généralement connus10 dans le domaine de l'art; ainsi, aucune description supplémentaire ne sera effectuée sauf pour faciliter la
compréhension de la présente invention. Le circuit de transimpédance 201 et son fonctionnement avec l'amplificateur opérationnel 200 sont considérés comme15 nouveaux et seront décrits et illustrés, de façon détaillée, ci-dessous en référence aux Figures 2 à 5 selon
la présente invention.
L'étage de transconductance 101 peut être mise en oeuvre, par exemple, à l'aide d'un seul étage d'un double amplificateur opérationnel de transconductance Signetics NE5517. Le circuit d'attaque de sortie 103 peut être mis en
oeuvre, par exemple, à l'aide d'un transistor à effet de champs à semiconducteur d'oxyde métallique de canal p (MOSFET de canal P).
L'amplificateur opérationnel 200 alimente une charge 110. La charge 110 possède une impédance complexe d'une valeur choisie dans une large gamme de valeurs. Une charge ayant une impédance complexe n'est pas purement résistive mais possède au contraire, en général, une composante30 capacitive ou inductive. Dans le mode de mise en oeuvre préféré, la charge possède une composante capacitive parallèle. L'amplificateur opérationnel 200 possède une fréquence de gain unitaire de boucle ouverte. La fréquence de gain unitaire de boucle ouverte est définie comme la fréquence à laquelle le gain de l'amplificateur opérationnel 200 chute à l'unité lors d'un fonctionnement en configuration de boucle ouverte. La configuration de boucle ouverte signifie une absence de rétroaction. L'étage de transconductance 101 possède des bornes d'entrée 105 et 106 couplées pour recevoir des signaux
d'entrée et une borne de sortie 205 prévue pour produire un signal amplifié. En option, la borne de sortie 205 peut10 produire, par exemple, un signal différentiel symétrique sans modifier le fonctionnement de la présente invention.
De plus, tout signal dans l'amplificateur opérationnel 200 peut, en option, être un signal symétrique. L'étage de transconductance 101 est un circuit produisant un courant15 sur sa borne de sortie 205 qui est, en général, en relation linéaire avec la tension sur les bornes d'entrée 105 et 106. Le gain de l'étage de transconductance 101 est le rapport du courant sur sa borne de sortie 205 sur la
tension sur ses bornes d'entrée 105 et 106.
Le circuit de transimpédance 201 possède une borne d'entrée 205 couplée pour recevoir le signal amplifié et une borne de sortie 206 prévue pour produire un signal amplifié à tampon. La borne d'entrée 205 du circuit de transimpédance 201 présente une impédance d'entrée25 résistive au signal amplifié à une fréquence proche en pratique d'une fréquence de gain unitaire de boucle ouverte de l'amplificateur opérationnel 200. Le circuit de transimpédance 201 reçoit un courant sur la borne d'entrée 205 et produit une tension de sortie sur la borne de sortie 206. Le but d'une impédance d'entrée résistive pour le signal amplifié à une fréquence proche d'une fréquence de
gain unitaire de boucle ouverte de l'amplificateur opérationnel 200 est d'éliminer un décalage de phase négatif sur la borne de sortie 205 qui réduirait la marge35 de phase près de la fréquence de gain unitaire.
Le circuit d'attaque de sortie 103 possède une borne d'entrée 206 possédant une impédance complexe et couplée pour recevoir le signal amplifié à tampon et une borne de sortie 108 prévue pour produire un signal de sortie d'attaque de la charge 110. Le signal amplifié sur la borne de sortie 205 passe dans un tampon de l'impédance complexe de la borne d'entrée 206 du circuit d'attaque de sortie 103. Dans le mode de mise en oeuvre préféré, le circuit d'attaque de sortie 103 est un PMOS FET et possède une impédance d'entrée complexe constituée d'une grande capacitance d'entrée parallèle. Le signal amplifié sur la borne de sortie 205 passe par un tampon de la grande capacitance d'entrée du circuit d'attaque de sortie 103, ce qui signifie que le signal amplifié n'est pas chargé par la15 grande capacitance d'entrée du circuit d'attaque de sortie 103. Le circuit de transimpédance 201 comprend, de façon globale, un circuit de compensation 202 et un amplificateur de tampon 203. De façon individuelle, le circuit de20 compensation 202 et l'amplificateur de tampon 203 sont connus, en général, dans le domaine de l'art; ainsi, aucune
description supplémentaire ne sera effectuée sauf pour faciliter la compréhension de la présente invention. La combinaison du circuit de compensation 202 et du25 amplificateur de tampon 203 et son utilisation dans l'amplificateur opérationnel 200 sont considérées comme
nouvelles et seront décrites et illustrées, de façon détaillée, cidessous en référence aux Figures 2 à 5 selon la présente invention.
Le circuit de compensation 202 peut être mis en oeuvre, par exemple, à l'aide d'une résistance et d'un
condensateur 208 selon des techniques bien connues de conception. L'amplificateur de tampon 203 peut être mis en oeuvre, par exemple, à l'aide d'un amplificateur35 opérationnel tel qu'un MC1741 de Motorola.
Selon le mode de mise en oeuvre préféré de la présente invention et comme illustré sur la Figure 2, l'amplificateur de tampon 203 possède une borne d'entrée 205 du circuit de transimpédance 201 couplée pour recevoir le signal amplifié et la borne de sortie 206 du circuit de transimpédance 201 prévue pour produire le signal amplifié à tampon. Le circuit de compensation 202 possède la borne d'entrée du circuit de transimpédance 201 couplée pour recevoir le signal amplifié 205 et prévue pour compenser en10 fréquence le signal amplifié 205. La compensation en fréquence du signal amplifié 205 se réfère à la modification de l'amplitude et de la phase en fonction de la fréquence du signal amplifié 205 pour produire une amplitude et une phase désirées en fonction de la fréquence15 dans le gain global de boucle ouverte de l'amplificateur opérationnel 100. Le gain désiré de boucle ouverte présente
une marge de phase, en général, d'au moins 450.
La Figure 3 illustre un synoptique d'un circuit de transimpédance 201 selon un mode de mise en oeuvre en option de la présente invention. Le circuit de transimpédance 201 selon le mode de mise en oeuvre en
option comprend, de façon globale, un amplificateur de rétroaction 301 et le circuit de compensation 202. De façon individuelle, l'amplificateur de rétroaction 301 et le25 circuit de compensation 202 sont bien connus, en général, dans le domaine de l'art; ainsi, aucune description
supplémentaire ne sera effectuée sauf pour faciliter la compréhension de la présente invention. La combinaison de l'amplificateur de rétroaction 301 et du circuit de30 compensation 202 et son utilisation dans l'amplificateur opérationnel 200 de la Figure 2 sont considérées comme
nouvelles et seront décrites et illustrées, de façon détaillée, cidessous en référence aux Figures 3 à 5 selon le mode de mise en oeuvre en option de la présente35 invention.
L'amplificateur de rétroaction 301 peut être mis en oeuvre, par exemple, à l'aide d'un amplificateur
opérationnel tel qu'un MC1741 de Motorola.
L'amplificateur de rétroaction 301 possède une borne d'entrée 205 du circuit de transimpedance 201 couplée pour recevoir le signal amplifié et la borne de sortie 206 du circuit de transimpedance 201 prévue pour produire le signal amplifié à tampon. Une configuration de rétroaction est un procédé de couplage de la sortie d'un amplificateur10 avec son entrée. Un avantage de la configuration de rétroaction est la production d'une faible impédance de sortie. Le circuit de compensation 202 est monté entre la borne d'entrée 205 du circuit de transimpédance 201 et la borne de sortie 206 du circuit de transimpédance 201 et est prévu pour compenser en fréquence le signal amplifié sur la borne d'entrée 205 selon le signal amplifié à tampon sur la borne de sortie 206. Le circuit de compensation 202 est placé dans le circuit de rétroaction de l'amplificateur de20 rétroaction 301 pour assurer une fonction de conversion de courant en tension. L'entrée de l'amplificateur de rétroaction 301 sert de masse virtuelle de telle façon qu'aucune tension n'apparaissent sur son entrée. Aucun courant de passe dans l'entrée de l'amplificateur de25 rétroaction 301. Tout le courant passe dans le circuit de compensation 202. La sortie de l'amplificateur de
rétroaction 301 possède une faible impédance à cause de l'action de la rétroaction.
La Figure 4 illustre un synoptique d'un régulateur de tension 400 comprenant l'amplificateur opérationnel 200 de la Figure 2 selon la présente invention. Le régulateur de tension 400 comprend, de façon globale, l'amplificateur opérationnel 200 et un circuit de rétroaction 402. Le circuit de rétroaction 402 est connu, en général, dans le
domaine de l'art; ainsi, aucune description supplémentaire
ne sera effectuée sauf pour faciliter la compréhension de la présente invention. Le circuit de rétroaction peut être mis en oeuvre, par exemple, à l'aide de résistances, comme cela est bien connu dans le domaine de l'art. L'amplificateur opérationnel 200 est couplé pour recevoir un signal d'entrée sur la borne 105 à partir d'une source de signal de référence de tension 401 et est prévu pour produire un signal de sortie sur la borne de sortie10 108 présentant une tension régulée d'attaque de la charge 110. Le circuit de rétroaction 402 est monté entre la borne d'entrée 106 de l'amplificateur opérationnel 200 et la
borne de sortie 108 de l'amplificateur opérationnel 200.
Les avantages de l'utilisation de l'amplificateur opérationnel 200 dans le régulateur de tension 400 sont que le régulateur de tension 400 peut présenter une plus grande
largeur de bande pour un rejet amélioré d'alimentation de puissance et une stabilité améliorée avec des charges de faible impédance complexe.
La Figure 5 illustre un organigramme présentant les étapes de la compensation en fréquence de l'amplificateur opérationnel 200 de la Figure 2 et du régulateur de tension 400 de la Figure 4. De façon globale, les étapes 501 à 506 décrivent le fonctionnement du régulateur de tension 400 de la Figure 4. De façon globale, les étapes 502 à 505 décrivent le fonctionnement de l'amplificateur opérationnel de la Figure 2. De façon globale, les étapes 503 et 504 décrivent le procédé de compensation en fréquence de
l'amplificateur opérationnel 200 de la Figure 2.
L'organigramme commence à l'étape 500.
A l'étape 502, un signal d'entrée 105 de la source de signal de référence de tension 401 est amplifié pour
produire un signal amplifié 205.
1l A l'étape 503, le signal amplifié 205 est compensé en fréquence. La compensation en fréquence confère une impédance d'entrée résistive au signal amplifié 205 près de la fréquence de gain unitaire de l'amplificateur opérationnel 200. A l'étape 504, le signal amplifié 205 passe dans un tampon pour produire un signal amplifié à tampon 206
apparaissant aux bornes d'une impédance complexe.
A l'étape 505, un signal de sortie 108 est produit possédant une tension régulée pour l'attaque de la charge
selon le signal amplifié à tampon 206.
A l'étape 506, le signal de sortie 108 est couplé au signal d'entrée 106.
L'organigramme se termine à l'étape 507.
La Figure 6 illustre un schéma de l'amplificateur opérationnel 200 de la Figure 2 selon la présente invention. L'étage de transconductance 101, le circuit de transimpédance 201, le circuit d'attaque de sortie 103, l'amplificateur de tampon 203 et le circuit de compensation20 202 sont marqués par des hachures et correspondent aux références numériques des pavés de la Figure 2. Le schéma de l'amplificateur opérationnel 200 tel qu'illustré sur la Figure 6 est mis en oeuvre à l'aide de composant usuel utilisant des dispositifs bipolaires, des transistors à25 effet de champ à semi-conducteur d'oxyde métallique (MOSFET), des condensateurs, des résistances et des sources de courant. Les sources de courant sont mises en oeuvre, de
même, à l'aide de dispositifs bipolaires et MOSFET; cependant, les sources de courant sont illustrées sur la30 Figure 6 sous une forme idéale pour plus de simplicité.
Alors, la présente invention fournit, de façon avantageuse, un dispositif et un procédé pour la compensation en fréquence d'un amplificateur opérationnel 200. Selon la présente invention, un circuit de transimpédance possède au moins une borne d'entrée couplée pour recevoir au moins un signal amplifié, et au moins une 5 borne de sortie prévue pour produire au moins un signal amplifié à tampon. Au moins la borne d'entrée du circuit de transimpédance présente une impédance d'entrée résistive pour au moins le signal amplifié. Au moins le signal amplifié possède une fréquence proche d'une fréquence de10 gain unitaire de boucle ouverte de l'amplificateur opérationnel. Au moins le signal amplifié passe dans un tampon d'une impédance complexe d'au moins la borne d'entrée d'un circuit pilote de sortie. La présente invention assure, de façon avantageuse, une grande largeur15 de bande et un fonctionnement stable avec des charges ayant une faible impédance complexe. Selon la présente invention,
les problèmes d'une petite largeur de bande et d'un fonctionnement instable avec des charges de faible impédance complexe de l'art antérieur sont pratiquement20 résolus.
Tandis que la présente invention a été décrite en référence à ses modes de mise en oeuvre à titre illustratif, il n'est pas prévu que l'invention soit limitée à ces modes de mise en oeuvre spécifiques. L'homme25 de l'art constatera que des variantes et des modifications peuvent être apportées sans sortir de l'esprit et du cadre
de la présente invention tels qu'établis dans les revendications annexées.
Claims (6)
1. Dispositif pour la compensation en fréquence d'un amplificateur opérationnel (200) attaquant une charge (110) possédant une impédance complexe d'une valeur choisie dans une large gamme de valeurs, l'amplificateur opérationnel (200) ayant une fréquence de gain unitaire de boucle ouverte, dispositif dans lequel un étage de transconductance (101) possède au moins une borne d'entrée (105, 106) couplée pour recevoir au moins un signal d'entrée et au moins une borne de sortie (205) prévue pour produire au moins un signal amplifié, un circuit d'attaque de sortie (103) possède au moins une borne d'entrée (206) couplée pour recevoir au moins un signal amplifié à tampon et au moins une borne de sortie (108) prévue pour produire un signal de sortie d'attaque de la charge (110), dispositif caractérisé par un circuit de transimpédance (201) possédant au moins une borne d'entrée (205) couplée pour recevoir au moins le signal amplifié, et au moins une borne de sortie (206) prévue pour produire au moins le signal amplifié à tampon, dispositif dans lequel le circuit de transimpédance (201) possède une fonction de transfert représentée par la tension d'au moins le signal amplifié à tampon divisée par le courant d'au moins le signal amplifié, et dans lequel la fonction de transfert25 passe par zéro pour une fréquence proche de la fréquence de gain unitaire de boucle ouverte et au moins le signal
amplifié passe dans un tampon d'une impédance complexe d'au moins une borne d'entrée (206) du circuit d'attaque de sortie.
2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de transimpédance (201) comprend de plus: - un amplificateur à tampon (203) possédant au moins la borne d'entrée (205) du circuit de transimpédance (201) couplée pour recevoir au moins le signal amplifié, et possédant au moins la borne de sortie (206) du circuit de transimpédance (201) prévue pour produire au moins le signal amplifié à tampon; et - un circuit de compensation (202) possédant au moins la borne d'entrée (205) du circuit de transimpédance (201) couplée pour recevoir au moins le signal amplifié et prévu
pour compenser en fréquence au moins le signal amplifié.
3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de compensation (202) comprend de plus: - au moins une résistance (207); et
- au moins un condensateur (208) couplé à au moins la résistance (207) en série.
4. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de transimpédance (201) comprend de plus: - un amplificateur de rétroaction (301) possédant au moins la borne d'entrée (205) du circuit de transimpédance (201) couplée pour recevoir au moins le signal amplifié et ayant au moins la borne de sortie (206) du circuit de transimpédance (201) prévue pour produire au moins le25 signal amplifié à tampon; et - un circuit de compensation (202) monté entre la borne d'entrée (205) du circuit de transimpédance (201) et au moins la borne de sortie du circuit de transimpédance (201), et servant à compenser en fréquence au moins le
signal amplifié selon au moins le signal amplifié à tampon.
5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le circuit de compensation (202) comprend de plus: - au moins une résistance (207); et - au moins un condensateur (208) couplé à au moins la résistance (207) en série.
6. Procédé pour la compensation en fréquence d'un amplificateur opérationnel (200) attaquant une charge (110) possédant une impédance complexe d'une valeur choisie dans une large gamme de valeurs, l'amplificateur opérationnel (200) ayant une fréquence de gain unitaire de boucle ouverte, au moins un signal d'entrée (105, 106) étant amplifié pour produire au moins un signal amplifié (205), un signal de sortie (108) étant produit pour attaquer la charge (110) selon au moins un signal amplifié à tampon (206), procédé caractérisé par les étapes suivantes: la compensation en fréquence (503) d'au moins le signal amplifié (205); le passage dans un tampon (504) d'au moins le signal amplifié (205) pour produire au moins le signal amplifié à tampon (206); et selon lequel les étapes de compensation en fréquence (503) et de passage dans un tampon (504) produisent une fonction de transfert représentée par la tension d'au moins le signal amplifié à tampon (206) divisée par le courant
d'au moins le signal amplifié (205), la fonction de transfert passant à zéro pour une fréquence proche de la fréquence de gain unitaire de boucle ouverte.
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