FR2651075A1 - Correcteur de gain a pente variable en circuit integre monolithique a hyperfrequences - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un correcteur de gain à pente variable en circuit intégré monolithique. Ce circuit permet de modifier la conductance de deux transistors à effet de champ 26, 28 à grille de Schottky pour intercaler à la commande des éléments résonnants dépendants de la fréquence 36, 38 dans une configuration en T modifiée. Des résistances 30, 32 connectées entre la connexion d'entrée 14 et la connexion de sortie 18 définissent les bras du T et un point commun auquel sont connectés un premier élément résonnant dépendant de la fréquence 36 et un premier transistor à effet de champ 26 en série. Un second transistor à effet de champ 28 et un second élément résonnant dépendant de la fréquence 38 sont connectés chacun en série entre les connexions du circuit, en dérivation sur le T. L'invention s'applique à la réalisation d'un atténuateur en circuit intégré fonctionnant dans la plage de 0 à 2 GHz jusqu'à 18 GHz.

Description

-1-

La présente invention se rapporte aux correc-

teurs de gain en fréquence à hyperfréquences et concerne

plus particulièrement un correcteur à gain de pente va-

riable en circuit intégré monolithique à hyperfréquen-

ces (MMIC) incorporé dans un système de ligne de trans-

mission à ligne à ruban.

L'utilisation d'un guide d'onde à ligne à ru-

ban, formé comme une partie d'un MMIC dans un système à

hyperfréquences qui comporte un amplificateur d'hyperfré-

quences est connue dans la technique. La caractéristique

nominale de gain en fonction de la fréquence de cet am-

plificateur dans un système à hyperfréquences contient généralement une composante qui est indépendante de la

fréquence mais qui dépend de la température et une compo-

sante qui dépend à la fois de la température et de là fréquence. En général, la pente de la caractéristique de

gain en fonction de la fréquence dépendant de la tempé-

rature (la "pente de gain") de cet amplificateur devient

plus positive quand la température diminue et plus néga-

tive quand la température augmente.

Il est connu dans la technique d'utiliser un

atténuateur qui est indépendant de la fréquence pour com-

penser les variations du gain en fonction de la fréquence

en température qui sont indépendantes de la fréquence.

Mais cet atténuateur ne compense pas les variations de gain dépendant de la fréquence d'un amplificateur sous l'effet de la température. Il est donc souhaitable de compenser les variations de pente de gain dépendant de

la température en intercalant un circuit après l'amplifi-

cateur pour corriger les caractéristiques de gain en

fonction de la fréquence en température de l'amplifica-

teur. Dans un système capable d'environ un gain de 0 à dB, ce circuit présente une fonction de transfert variable de pente de gain en fonction de la fréquence, de préférence dans une plage d'environ -0,6 dB/GHz à -2environ +0,2 dB/GHz. La linéarité doit se situer entre inviron 0,5 dB en courant continu jusqu'à une plage de 18 GHz et le rapport d'ondes stationnaires de tension (VSWR) aux connexions d'entrée et de sorti.e du circuit doit être 2:1 ou moins.

La demanderesse n'a pas connaissance de cir-

cuits présentant ces caractéristiques dans la technique antérieure.

L'invention concerne donc un circuit correc-

teur de gain à pente variable, à transistor à effet de champ à grille de Schottky (MESFET) qui est intégré, en

général dans le substrat semi-isolant de GaAs d'une li-

gne à ruban intégrée monolithique à hyperfréquences (MMIC). Un plan de masse métallisé est déposé sur une surface du substrat et le circuit correcteur de gain à pente variable à transistor à effet de champ (FET) S{C cc=renant

la ligne à ruban est-fabriqué sur l'autre surface.

Un premier mode de réalisation de l'invention comporte une connexion d'entrée de circuit HF auquel est

appliqué un signal d'entrée qui doit être atténué de fa-

çon commandée en fonction de la fréquence, une connexion

de sortie de circuit HF à partir de laquelle une-frac-

tion atténuée du signal d'entrée est délivrée à une char-

ge et une première et une seconde connexions de commande destinées à recevoir une première et une seconde tensions de commande Vcl, Vc2 dont les amplitudes modifient les

caractéristiques de pente de gain en fonction de la fré-

quence du circuit.

Un premier et un second dispositifs actifs à

conductance variable sont connectés dans une configura-

tion de pont en T modifiée entre les connexions d'entrée

et de sortie du circuit HF. Une paire d'éléments atté-

nuateurs indépendants de la fréquence, connectés en série (de préférence des résistances) formentle haut du "T" et sont connectés entre les connexions d'entrée et.de sortie -3- du circuit HF et définissent un "noeud de T" à leurs jonctions. Le premier dispositif actif à conductance variable est connecté entre le noeud du T et un premier

conducteur d'un élément résonnant dépendant de la fré-

quence dont le second conducteur est connecté à la mas-

se des signaux. Le premier élément est essentiellement un filtre à bande passante destiné à dériver vers la masse les signaux au noeud du T ayant des fréquences nettement inférieures à la fréquence de résonance du

premier élément. Le second dispositif actif à conductan-

ce variable est connecté en série entre les connexions d'entrée et de sortie du circuit HF, en dérivation sur le haut du "T". Un second élément résonnant dépendant

de la fréquence est connecté entre les connexions d'en-

trée et de sortie HF, en parallèle avec le second dis-

positif actif à conductance variable. Le second élément

est essentiellement un filtre passe-bande destiné à dé-

river depuis la connexion d'entrée vers la connexion de

sortie des signaux ayant une fréquence nettement voisi-

ne de la fréquence de résonance du second élément et atténuant les fréquences inférieures. De préférence, un troisième élément résonnant dépendant de la fréquence est connecté en série avec le second élément résonnant dépendant de la fréquence, les deux éléments connectés en série étant en parallèle avec le second dispositif actif à conductance variable. De préférence, l'impédance de chaque élément résonnant dépendant de la fréquence est caractérisée par deux pâles, bien que des éléments plus complexes puissent aussi être utilisés. La fréquence de résonance de chaque élément dépendant de la fréquence est de préférence à peu près égale à fh' la plus haute

fréquence d'intérêt (environ 18 GHz).

Dans ce premier mode de réalisation, les ten-

sions de commande sont fournies dans une relation "symé-

trique" l'une par rapport à l'autre aux grilles ou con-

-4- ducteurs de commande de dispositifs actifs à conductance variable. Le terme "symétrique" signifie que lorsque Vcl varie par exemple de 0 V jusqu'à un niveau Vp, Vc2 varie de Vp jusqu'à 0 V. Une yariation de l'amplitude de Vcl et Vc2 entraîne que la conductance des dispositifs actifs varie en sens opposé l'une de l'autre; c'est à dire que

lorsque le premier dispositif actif devient plus conduc-

teur, le second dispositif actif devient moins conducteur.

De préférence, chaque dispositif actif est un MESFET ou

un FET à grille métallique ou de Schottky en mode appau-

vri ayant une tension de pincement Vp d'environ 3 V. Si lVclî! d Vp| le premier FET est débloqué

et la partie du signal d'entrée HF provenant de la con-

nexion d'entrée HF qui est présente au noeud T est pré-

sentée au premier élément résonnant dépendant de la fré-

quence. Les composantes de fréquence du signal d'entrée HF qui sont relativement éloignées de la fréquence de résonance du premier élément résonnant dépendant de la - fréquence (c'est à dire fZZ fn) sont dérivées vers la

masse de signaux par le premier élément résonnant dépen-

dant de la fréquence tandis que les fréquences supérieu-

res voisines de fh ne passent pas par le premier élément.

si, quand le premier FET est débloqué, le circuit pro-

duit une plus forte atténuation aux fréquences les plus

basses.

Etant donné que les signaux de commande sont

en relation symétrique,, si IVcll <t (Vpj 1 Vc2l v IVp.

Par conséquent, quand le premier FET est débloqué, le

second FET est bloqué. Avec le second FET bloqué, le se-

cond et le troisième (s'il en existe un troisième) élé-

ments résonnants dépendants de la fréquence atténuent des signaux à la connexion d'entrée HF en fonction de la fréquence. Etant donné que la fréquence de résonance du second et du troisième (s'il en existe un. troisième) éléments résonnants dépendants de la fréquence est environ -5fh' quand le second FET est bloqué, les composantes des fréquences relativement basses du signal d'entrée HF sont atténuées par les éléments résonnants tandis que

les fréquences voisines de fh traversent et ne sont pra-

tiquement pas atténuées. Ainsi, quand le second FET est bloqué, le circuit produit une plus forte atténuation

aux fréquences les plus basses.

Inversement, si (Vcl tVpIet si IVc21' Vp(, le premier FET est bloqué et le second FET est débloqué. Quand le premier FET est bloqué, le premier

élément résonnant dépendant de la fréquence est essen-

tiellement éliminé du circuit et ne contribue plus à une

forte atténuation de fréquence basse dans le circuit.

Si le second FET est débloqué, le second FET connecte essentiellement ensemble les connexions d'entrée et de

sortie, dérivant la contribution du second et du troi-

sième éléments résonnants dépendants de la fréquence. Il en résulte, qu'une plus forte atténuation de fréquence basse à laquelle contribuent le second et le troisi&èe éléments résonnants dépendants de la fréquence n'est plus

dans le circuit.

Ainsi, en débloquant ou en bloquant les FET ou quelque part entre ces deux positions, la valeur d'attémnuation en fonction

de la fréquence introduite dans le circuit est ccnmandCe en fonc-

tion des tensions de commande-Vc1,- Vc2-. -En -outre, si les

fréquences de résonance de chacun des éléments réson-

nants dépendants de la fréquence sont à peu près égales

à la fréquence la plus haute considérée fh' mais légère-

ment différentes l'une de l'autre, la fonction du trans-

fert du circuit peut être rendue plus linéaire. Il peut être démontré que la fonction du transfert du circuit est environ: T(f) = I - Cf-Wa23 x If3] [f- 41]

o Il, w2, w3 varient en fonction des tensions de com-

-6- mande Vcl, Vc2 et sont respectivement proportionnels aux fréquences de résonance du premier, du second et

du troisième éléments résonnants dépendants de la fré-

quence et o la fréquence d'entrée est f. Il apparaît que la valeur maximale de la tension de transfert est T(f) = 1 (c'est à dire qu'il n'y a pas d'atténuation) et que la valeur minimale est T(f) = 0 (c'est à dire qu'il y a atténuation maximale).Ainsi, la fraction d'atténuation pour le signal d'entrée HF présent à la

connexion d'entrée du circuit HF qui atteint la con-

nexion de sortie de ce circuit HF peut être modifiée,

dans le cas idéal de 0 à 1 en faisant varier les ten-

sions de commande Vcl, Vc2.

En pratique, la pente de la fonction de transfert est généralement variable entre environ +0,22 dB/GHz (Vcl = Vp, Vc2 = 0), et environ -0,67 dB/GHz (Vcl = 0, Vc2 = Vp). De préférence, une valeur fixe de

perte d'insertion est maintenue à fh et la perte d'in-

sertion aux fréquences inférieures est augmentée ou dirinuée relativement à la porte fixe. Le point de la perte d'insertion fixe à fh agit presque comme un pivot pour les pentes variables produites dans la fonction de Transfert T(f). La production d'une perte d'insertion fixe à fh permet avec avantage à la présente invention

d'obtenir une fonction de transfert positive ou négati-

ve sans incorporation d'un étage de gain. Si Vcl i 0,75

Vp, la pente est environ zéro, c'est à dire sans atté-

nuation dépendant de la fréquence.

Un second mode de réalisation fonctionne pra-

tiquement de la manière décrite ci-dessus à l'exception près qu'une seule tension de commande Vcl est appliquée à la commande ou à la grille du premier dispositif actif à conductance variable et au conducteur de sortie du second dispositif actif à conductance variable sur le

côté de connexion de sortie HF du dispositif. Le conduc-

-7-

teur de commande ou de grille du second dispositif ac-

tif à conductance variable est connecté à un niveau de référence, généralement la masse. Des condensateurs ce blocage de courant continu sont intercalés en série avec la connexion d'entrée HF, la connexion de sortie HF, entre le noeud du T et le conducteur de sortie du premier dispositif actif a conductance variable et

entre la masse et le second conducteur du premier élé-

ment résonnant dépendant de la fréquence. Ces condensa-

teurs isolent le courant continu des dispositifs actifs à conductance variable. Le second conducteur du premier élément est connecté à une tension de référence Vp qui

pratiquement égale à la tension de pincement des FET.

_-ec cette configuration, si Vcl Vp, le premier FET est dblo-

qué et le second FET est bloqué et si Vcl, OV, le pre-

mier FET est bloqué et le second FET est débloqué. A des niveaux intermédiaires de Vcl, les FET sont à des

niveaux intermédiaires de conductivité. Ainsi, la ca-

ractéristique de pente de gain variable est obtenue avec une seule tension de commande Vcl qui en général

varie entre zéro et environ +3 V (si la tension de pin-

cement du FET est environ 3 V). La fonction de-trans-

fert T(f) reste la même à l'exception prés que Xl, U2, X3 varient en fonction de la seule tension de commande

Vcl et sont proportionnels respectivement aux fréquen-

ces de résonance du premier, du second et du troisième éléments. Cependant, la présence des condensateurs de blocage de courant continu limite le fonctionnement de ce mode de réalisation à des fréquences entre environ

2 et 18 GHz.

Dans les différents modes de réalisation, un réseau d'adaptation d'impédance est de préférence inclus entre la connexion d'entrée HF et la source de signaux en hyperfréquences (en général un amplificateur en hyperfréquences) et entre la connexion de sortie HF -8-

et la charge.vues par le circuit. Ces réseaux d'adap-

tation permettent au circuit d'avoir une impédance d'entrée et de sortie d'environ 50 ohms, en général les impédances de la source de signaux et de la charge vues par le circuit.

Un objet de l'invention est donc de propo-

ser un correcteur de gain à pente variable MMIC dont la fonction de transfert a une pente qui varie entre environ +0,22 dB/GHz et environ -0, 67 dB/GHz, et qui est linéaire dans une plage d'environ 0,5 dB, Un autre objet de l'invention est de modifier

la pente de gain de ce'MMIC en fonction des deux ten-

sions de commande "symétriques" dans une plage de fré-

quence allant du courant continu jusqu'à environ 18 GHz ou en fonction d'une seule tension de commande dans une

plage de fréquence d'environ 2 GHz à environ 18 GHz.

Un autre objet encore de l'invention est de

maintenir les rapports VSWR d'entrée et de sortie in-

férieurs à environ 2:1 dans la plage de fréquence con-

sidérée.

D'autres caractéristiques et avantages appa-

raitront au cours de la description qui va suivre faite

en regard des dessins annexes sur lesquels:

les figures 1A à 1G montrent les caractéris-

tiques de pente de gain d'un amplificateur avec et en l'absence de l'invention,

la figure 2 est un schéma synoptique des élé-

ments d'un correcteur de gain à pente variable selon un premier mode de réalisation de l'invention, la figure 3 est un schéma d'un correcteur de

gain à pente variable selon un premier mode de réalisa-

tion de l'invention,

la figure 4 est une vue en plan d'une réalisa-

tion en pastille MMIC du schéma de la figure 3, les figures 5 à 7 montrent des caractéristiques -9-

de fonctionnement de l'invention telle que représen-

tée sur la figure 3, la figure 8 est un schéma d'un autre mode de

réalisation de l'invention.

Les figures 1A et lB représentent respective-

ment un amplificateur d'hyperfréquences 2 et la carac-

téristique de gain en fonction de la fréquence de sor-

tie HF de l'amplificateur 2 dans une plage d'environ O à 18 GHz et dans une plage de température d'environ

-55 C à +105 C. La figure lB montre que la caractéris-

tique de gain en fonction de la fréquence (la "pente

de gain"') de l'amplificateur 2 varie avec la tempéra-

ture et avec la fréquence du signal d'entrée HF. Comme le montre la figure lB, la pente de gain comporte deux

composantes x et y. La composante x dépend de la tempé-

rature mais ne dépend pas de la fréquence tandis que la

composante y dépend de la température et de la fréquence.

Comme le montre la figure lB, la pente de gain de l'am-

plificateur 2 augmente généralement quand la température

diminue et diminue quand la température augmente.

Comme le montrent les figures 1C et 1D, il

est connu dans la technique de placer derrière l'ampli-

ficateur 2 un atténuateur 3 indépendant de la fréquence.

mais dépendant de la température. L'atténuateur 3 peut être réglé pour compenser les effets de la composante x

avec pour résultat que la pente de gain de l'amplifica-

teur 2 varie de façon pratiquement linéaire en fonction.

de la fréquence de la température. Comme le montre la figure 1D, la pente résultant peut varier quelque part 2JV en +ml et -m2. La demande de brevet déposée ce jour même au nom de la demanderesse pour un FET MONOLITHIC MICROWAVE INTEGRATED CIRCUIT VARIABLE ATTENUATOR, série

N 07/329 625 déposée le 28 mars 1989, décrit un atté-

nuateur 3 à même de compenser les composantes de pente dJ e gain indépendantes de la fréquence de l'amplificateur -1I- 2. La demanderesse se réfère et incorpore à titre de

référence ladite demande.

Les figures lE-lG démontrent l'amélioration de la configuration de la figure lC si un correcteur de gain à pente variable 4 selon l'invention est ajou- té à un système à hyperfréquences. La figure 1F montre

la fonction de transfert T(f} produite par le correc-

teur à pente variable 4 comme ayant une pente positive nl, une pente négative n2 ou toute autre pente entre

lO ces dernières (la pente dépendant de la tension de com-

mande). Il faut noter que selon l'invention, à la fré-

quence la plus élevée considérée fh' il existe une atténuation fixe égale à a. Le correcteur de gain 4 peut être réglé pour compenser les caractéristiques dépendant 1J de la fréquence et de la température de l'amplificateur 2. Par exemple, si la pente de l'amplificateur 2 de la figure 1D par exemple est m3, tout ce qui est nécessaire

selon la figure lE est de régler la fonction de trans-

fert T(f) du correcteur 4 (avec une tension de commande)

pour qu'elle ait une pente n3 = -m3, qui compense l'am-

plificateur., produisant la caractéristique représen-

tée sur la figure lG. Comme le montre la figure lG, il résulte un amplificateur (ou un système) caractérisé par une caractéristique plate de gain en fonction de la fréquence indépendamment de la fréquence et/ou de la température. Il n'est pas nécessaire que l'invention soit utilisée conjointement avec un atténuateur 3; mais dans ce cas, 'la sortie de l'amplificateur 2 peut

varier sans compensation dans la plage +y.

La figure 2 montre sous forme d'un schéma synoptique un système d'hyperfréquences qui comporte un amplificateur 2 (ou autre source de signaux HF) et un correcteur de gain à pente variable MMIC 4 selon la présente invention. Le correcteur de gain à pente

variable 4 est réalisé sur une première surface 6 du.

-l1-' substrat 8 d'un semi-isolant généralement GaAs, avec un plan de masse 10 formé par métallisation de toute

la surface opposée 12. La figure 2 sera décrite en re-

gard du mode de réalisation de la figure 3 bien que, comme cela apparaît, la figure 2 puisse être considérée

avec une légère modification générique du mode de réa-

lisation de la figure 8.

Un signal d'entrée HF qui doit être atténué en fonction de la fréquence et de la température est appliqué à la connexion d'entrée du circuit 14, cette connexion ayant une impédance d'entrée Zin. En géréral,

le signal d'entrée HF est le signal de sortie d'un am-

plificateur à hyperfréquences 2 ou autre source de si-

gnaux (non représentée) ayant une impédance de sortie de source Zso, généralement de 50 ohms. De préférence,

un premier réseau d'adaptation lb adapte Zin à Zso.

Le circuit 4 permet à une fraction (c'est à dire la partie atténuée) du signal HF présent à la connexion d'entrée 14 d'apparaître à la connexion de

sortie du circuit 18. Dans le mode préféré de réalisa-

tion de la figure 3, la fraction d'atténuation varie en fonction d'une première et d'une seconde tensions de commande Vcl, Vc2 appliquées respectivement à une

première et une seconde connexions de tension de com-

mande 20, 22 et en fonction de la fréquence du signal HF. Les signaux de commande Vcl, Vc2 sont produits par une source variable (non représentée sur la figure 2) en relation "symétrique" telle que lorsque Vcl varie de O à Vp,

Vc2 varie de Vp à 0. Un autre mode de réalisation re-

présenté sur la figure 8 utilise une seule tension de

commande Vcl appliquée à la connexion 20 pour comman-

der la fraction d'atténuation. La connexion de sortie

18 a une impédance de sortie Zo et elle est de préfé-

rence adaptée par un second réseau d'adaptation 24 à

l'impédance d'entrée Z1 de la charge 26.

-12- La fonction de la présente invention

est de compenser les caractéristiques de gain en fonc-

tion de la fréquence en température dépendant de la

fréquence de l'amplificateur 2. Dans le mode de réali-

sation de la figure 3, étant donné que Vcl et Vc2 va- rient entre environ 0 et 3 V, la pente de la fonction de transfert de gain en fonction de la fréquence du circuit 4 varie d'environ -0,67 dB/GHz à environ +0,2 dB/GHz dans une plage defréquerre allantducourantconti/u

lO jusqu'à environ 18 GHz. Dans l'autre mode de réalisa-

tion de la figure 8, étant donné que la seule ten-

sion de commande Vcl varie entre environ 0 et 3 V, la pente de la fonction de transfert de gain en fonction de la fréquence du circuit 4 varie dans la même plage d'atténuation que le mode de réalisation de la figure

3 bien que la plage de fréquences inférieures soit li-

mitée à environ 2 GHz car le circuit comporte des con-

densateurs de blocage du courant continu.

Le circuit 4 comporte un premier dispositif actif à conductance variable 26, un second dispositif

à conductance variable 28, un premier et un second élé-

ments d'atténuation 30 et 32 indépendants de la fré-

quence d'amplitudes pratiquement égales, ces éléments définissant un "noeud de T"34 à leurs jonctions, et

un premier, un second et un troisième éléments réso-

nateurs dépendants de la fréquence 36, 38 et 40.

En pratique, les dispositifs actifs 26 et 28 sont de préférence des transistors à effet de champ (FET) à grille deSchottky en mode appauvri, ayant chacun une tension de pincement Vp d'environ 3 V. Les

* FET 26, 28 peuvent être fabriqués avec des grilles mul-

tiples comme cela est décrit dans la deriancó de brevet précitée, au nom de la demanderesse. Les FETS à grilles multiples ainsi fabriqués possèdent une plus grande possibilité de traitement de puissance sans réduction -13substantielle des caractéristiques dans les fréquences supérieures. Les éléments d'atténuation 30, 32 sont des résistances de valeurs de préférences égales connectées entre les connexions d'entrée et de sortie 14, 18 du circuit pour définir les bras ou la partie-supérieure

d'une configuration en "T". Le FET 26 est connecté en-

re le noeud du T 34 et un premier conducteur d'un pre-

mier élément résonateur 36, le second conducteur de 1 'élément résonateur 36 étant connecté à la masse de signaux. Le second FET 28 et le second et le troisième éléments résonateurs 38, 40 sont en dérivation sur le

"T" constitué par les éléments 30, 32, 26 et 36.

Chaque élément résonateur 36, 38, 40 est

essentiellement un filtre passe-bande qui résonne a en-

viron la fréquence supérieure considérée fh' environ 18 GHz. Aux fréquences inférieures, c'est à dire f ZZfh, l'élément résonateur 36 est voisin d'un court-circuit

tandis que les éléments résonateurs 38 et 40 sont cha-

cun à peu près en circuit ouvert. Aux fréquences qui -

s'approchent de fh' l'élément résoinateur près en circuit ouvert tandis que les éléments réson

teurs 38 ou 40 sont à peu prés en court-circuit. L'impé-

dance de chaque élément résonateur 36, 38, 40 comporte

une caractéristique à deux pôles. Des élé.ments résona-

teurs plus complexes ayant trois pôles ou davantage peu-

vent convenir mais la réalisation du modèle du circuit devient de plu en plus complexe et l'aVantage obtenu par la configuration plus complexe n'est pas facile à utiliser complètement. Des éléments résonateurs à un seul pôle ne fonctionnent pas bien car une condition de circuit à peu près ouvert ou de court-circuit ne peut

être réalisée.

Quand le FET 26 est débloqué en réponse à un niveau approprié de Vcl à la connexion 20,1e FET 28 est

bloqué car Vc2 à la connexion 22 est en relation symé-

-14-

trique avec Vcl. Quand le FET 26 est débloqué, le pre-

mier élément résonateur 35 dérive vers la masse les si g n a u x a u n o e u d 34, d o n t la fréquence e s t nettement inférieure à fh. Simultanément, le FET 28 est bloqué, permettant aux éléments résonateurs 38 et 40 d'atténuer les signaux à la connexion 14 dont la fréquence est nettement inférieure à fh' Ainsi, quand Vcl, Vc2 entrainent le déblocage du FET 26 et le blocage du FET 28, le circuit 4 atténue les fréquences

inférieures davantage que les fréquences supérieures.

Quand Vcl, Vc2 entraînent le blocage du FET 26 et le déblocage du FET 28, l'élément résonateur* 36 n'est pratiquement plus dans le circuit et ne produit

donc aucune atténuation croissante aux fréquences infé-

rieures. Simultanément, étant donné que le FET 28 est débloqué, les signaux dans la connexion d'entrée 14 sont dérivés par le FET 28 vers la connexion de sortie

18 sans atténuation substantielle dépendant de la fré-

quence dûe aux éléments résonateurs 38 et/ou 40. Il en

résulte que les signaux à la connexion d'entrée 14 tra-

versent le circuit 4 sans atténuation substantielle

dépendant de la fréquence.

Aux niveaux intermédiaires de Vcl, Vc2, c'est à dire dans lesquels le FET 26 et le FET 28 sont tous deux dans une région active, diverses pentes

d'atténuation dépendant de la fréquence sont introdui-

tes par le circuit 4. Quand Vcl 0,75 Vp par exemple,

la pente d'atténuation du circuit 4 est à peu près pla-

ne, c'est à dire indépendante de la fréquence. Bien que l'on puisse espérer que Vcl Vp donne une fonction de transfert à pente plate ou nulle, les circuits réels introduisent une capacité et une inductance parasites associées avec les FET et les éléments du circuit. Ces parasites introduisent une perte d'insertion accrue à

fh ce dont il résulte une pente non nulle pour Vcl Vp.

-15-

La présente invention exploite ce phénomène avec avan- tage en introduisant la pente non nulle à Vcl = Vp pour améliorer la plage

de commande à pente disponible (c'est à dire au lieu d'une plage de commande de pente de -0,67 dB/GHz à 0,0 dB/GHz, elle s'étend maintenant

jusqu'à +0,22 dB/GHz).

Le circuit 4 présente des impédances d'en-

trée et de sortie pratiquement constantes vues aux

connexions 14, 18 dans la plage de fréquences considé-

rées. Aux fréquences relativement élevées (et sans con-

sidérer les niveaux de tension de commandc Vci, Vc2), les éléments résonateurs 38, 40 shuntent pratiquement les connexions 14, 18 ensemble avec pour résultat que Zin à la connexion 14 est. à pE rès gale à l'/ ipdance de la chaxge lue à la connexion 18. -Etant donn que le circuit 4 est symétrique, l'impédance de sortie à la connexion 18 est à peu prés l'impédance de charge vue à la connexion 14. Aux fréquences relativement basses, l'impédance vue

à la connexion 14 ou à la connexion 18 contient une con-

zribution du FET 26 et du FET 28. Mais le FET 26 et le FET 28 fonctionnent essentiellement en symétrique de sorte que, quand la conductivité- d'un FET augmente, la

conductivité de l'autre FET diminue. Il est donc intui-

if que les impédances d'entrée du circuit 4 tendent à rester à un niveau constant même quand les tensions

de commande Vcl, Vc2 varient. Grâce à un calitrage juli-

cieux des paramètres FET et des valeurs des composants, il est possible d'obtenir le circuit-de la figure 3 avec les valeurs des composants indiquées. Le circuit

représenté sur la figure 3 présente une impédance d'en-

trée/sortie pratiquement constante dans la plage des fréquences considérées comme le montrent les figures et 6. Les circuits des figures 3 et 8 ont été obtenus en utilisant des analyses et des optimisations -16sur ordinateur, faites avec un logiciel de simulation

d'hyperfréquences "SUPER-COMPACT" R produit par Com-

pact Software of Paterson, N.J. Ce logiciel et son uti-

lisation dans l'analyse ou la synthèse des circuits sont bien connusdans la technique et l'analyse ne sera pas décrite plus en détail. La demande de brevet précitée

au nom de la demanderesse donne aes informations sup-

plémentaires concernant des compromis de conception et des considérations en ce qui concerne le choix des

FET et des composants dans des circuits d'optimisation.

Pour en revenir à la figure 3, un schéma du premier mode préféré de réalisation est représenté. Il

est bien entendu que le circuit de la figure 3 est fa-

briqué sur la première surface 6 d'un substrat 8 repré-

senté sur la figure 2.

Une comparaison de la figure 3 avec la figure

2 montre qu'u[) signal d'entrée HF (provenant de l'ampli-

ficateur 2 ou d'une autre source) est appliqué à la

borne d'entrée 42 du premier réseau d'a.daptation 16.

Le réseau 16 comporte des bobines d'inductance 44, 46 et un condensateur 48 qui sont connectés pour former

un réseau d'adaptation d'impédance en "T" entre le si-

gnal d'entrée HF T et la connexion d'entrée de circuit

14. Il apparaît également que le second réseau d'adap-

tation 24 est un réseau d'adaptation d'impédance en "T" similaire comprenant des bobines d'inductance 50, 52 et un condensateur 54. Comme le montre la figure 3, les bobines d'inductaice 44 et 52 font chacune environ 0,4 nH, les bobines d'inductance 46 et 50 font chacune

environ 0,3 nH, et les condensateurs 48 et 54 font cha-

cun environ 0,2 pF. Les éléments d'atténuation 30, 32

sont de préférence des résistances de valeur pratique-

ment égale, environ 30 ohms, connectées en série entre

les connexions d'entrée et de sortie 14 et l8.

Le premier FET 26 comporte un conducteur de -17- grille ou de commande 56, une source ou un premier

conducteur de sortie 58 et un drain ou un second con-

ducteur de sortie 60. D'une façon similaire, le second FET 28 comporte une grille ou conducteur de commande 64, une source ou premier conducteur de sortie 66 et un drain ou second conducteur de sortie 68. Le FET 26 et le FET 28 ont chacun une longueur de grille de 0,5

micromètre et une largeur de grille de 150 micromètres.

La grille 56 du FET 26 est connectée, par une résistan-

ce 70 (environ 7 kiloohms)pour recevoir la première tension de commande à la connexion Vcl tandis que la grille 64 du FET 28 est connectée, par une résistance

72 (environ 7 kiloolms), de manière à recevoir la secon-

de tension de commande Vc2 à la connexion 22. La source 66 du FET 28 est connectée à la connexion d'entrée 14 tandis que le drain 68 est connecté à la connexion de sortie 18, plaçant le FET 28 en dérivation entre les

connexions d'entrée et de sortie 14, 18.

Le drain 60 du FET 26 est connecté au noeud

"T" 34 tandis que la source 58 est connectée à une pre-

mière borne 74 d'un premier élément résonateur dépen-

dant de la fréquence 36. La seconde borne 76 de l'élé-

ment résonateur 36 est connectée à la masse. L'élément résonnateur dépendant de la fréquence 36 comporte de

préférence une bobine d'inductance 78 cdnnectée en paral-

lèle avec un condensateur 80 choisi de manière à réson-

ner à environ fh' Dans les modes préférés de réalisa-

tion et comme le montre la figure 4, le condensateur 80

est de préférence fabriqué comme une ligne de transmis-

sion en quart de longueur d'onde ayant une capacité

équivalente d'environ 0,08 pF tandis que la bobine d'in-

ductance 78 fait environ 0,35 nH. La fréquence de réso-

nance du condensateur 80 et de la bobine d'inductance

78 fait environ 18 GHz.

Le second élément résonateur dépendant de la -18-

fréquence 38 comporte de préférence une bobine d'in-

ductance 82 connectée en série avec un condensateur

84 tandis que le troisième élément résonateur dépen-

dant de la fréquence 40 comporte de préférence une bobine d'inductance 86 connectée en série avec un con- densateur 88. De préférence, la bobine d'inductance 82 fait environ 0,12nH, l'inductance 86 fait environ

0,10 nH et les condensateurs 84, 88 font chacun envi-

ron 0,25 pF. Les fréquences de résonance du second et du troisième éléments 38, 40 sont chacune à peu prés

égales à fh, mais de préférence, elles diffèrent légè-

rement et intentionnellement l'une de l'autre. Cette

légère différence intentielle de fréquence de réso-

nance permet d'obtenir une meilleure linéarité de la fonction de transfert du circuit. Pour faciliter la réalisation dans le mode préféré:e réalisation, les bobines de conductance 82 et 86 font chacune un tiers de la valeur de la bobine d'inductance 78 tandis que les condensateurs 84, 88 font chacun environ environ

trois fois la valeur du condensateur 80. Les résistan-

ces 90, 92 sont connectées en parallèle aux bornes des éléments 38, 40 pour régler la pente d'atténuation aux fréquences basses et pour réduire les facteurs "Q" ou l'acuité des circuits résonnants en série formés par la bobine d'inductance 82, le condensateur 84 et la bobine 86 avec le condensateur 88. Les résistances 90, 92 font environ 320 ohms. Une résistance 94 (environ 2 ohms) est connectée de préférence en série entre les éléments 38 et 40 pour diminuer encore le facteur Q

ou l'acuité des éléments combinés 38, 40. Les résistan-

ces 90, 92, 94 améliorent la linéarité de la fonction globale de transfert du circuit 4. Comme cela a été

décrit ci-dessus, l'impédance de chaque élément réso-

nateur 36, 38, 40 est caractérisée de préférence par

deux pâles.

-19- Comme le montre la figure 3, la relation symétrique entre les tensions de commande Vcl, Vc2

peut être obtenue au moyen d'un amplificateur opéra-

tionnel 96 dont l'entrée positive est connectée à une tension pratiquement égale à IVpl, la tension de pin- cement des FET 26 et 28, généralement aux environs de 3 V et dont l'entrée négative est considérée comme celle d'un inverseur à gain unitaire, recevant Vcl à une entrée. Le signal de sortie de cette configuration

est Vc2 = Vp - Vcl, c'est à dire la relation symétri-

que voulue entre Vcl et Vc2.

Comme cela a déjà été indiqué, la fonction

de transfert du circuit 4 est représentée approxima-

tivement par: T(f) = 1- [ff- 2] x Cf- w 3 o T(f) = S21 = tension de sortieàlaconnexion 18 tension d'entrée à laconnexion 14 et oWl, W2, 03 varient en fonction des tensions de commande VC1, Vc2 et sont proportionnels respectivement aux fréquences de résonance du premier, du second et

du troisième éléments résonnants dépendants de la fré-

quence et o la fréquence d'entrée HF est f. Comme le montrent les figures 2 et 3, bien que le-premier mode

préféré de réalisation utilise les deux éléments réson-

nateurs 38 et 40 pour améliorer la linéarité de la fonction globale de transfert, la présente invention

peut encore s'appliquer si l'un ou l'autre des ces élé-

ments est supprimé et remplacé par un court-circuit.

Dans ce cas, la petite résistance 94 peut aussi être supprimée et remplacée par un court-circuit. Mais la tension de transfert du circuit résistant présente une légère bosse autour de fh' -20-

La figure 4 est une vue en plan d'une réa-

lisation MMIC du mode préféré de réalisation de la fi-

gure 3. Les dimensions de la pastille de la figure 4

sont environ 1,8 mm x 1,1 mm.

Comme le montre la figure 5, quand Vc2 - Vp (Vp = -3,0 V) et que Vcl * OV, le circuit présente une atténuation d'environ 14 dB aux fréquences basses et

d'environ 3 dB à fh' La pente de la fonction de trans-

fert d'atténuation est environ -0,67 dB/GHz et elle est linéaire à moins de 0,2 dB. La figure 5 montre également les coefficients de réflection des tensions Sll, S22 qui sont indicatifs du rapport VSWR du circuit 4. Ces coefficients sont définis par: Sll = tension réfléchie tension d'entrée S22 = tension réfléchie tension de sortie Dans le cas idéal, Sll = S22 = 0 définissant

un rapport VSWR = 1 parfait. La perte en retour du cir-

cuit est donnée par 20 logSll ou 20 log22, la ierte en

retour étant infinie dans le cas idéal.

La figure 6 montre les caractéristiques du circuit 4 quand Vcl - Vp et Vc2 -OV, pour lesquelles la pente de la tension de transfert est de l'ordre de +0,2 dB/GHz. La figure 7 montre le lieu des pentes de la fonction de transfert pour différentes combinaisons de tensions Vcl, Vc2. Il apparait que si Vc1 0,75 Vp,

la pente de la fonction de transfert est essentielle-

ment plate. Ainsi, en faisant varier Vcl, Vc2, la pente du circuit peut être réglée n'importe o entre environ

-0,67 dB/GHz et +0,2 dB/GHz.

La figure 8 montre un autre mode de réalisation -21 -

dans lequel une seule tension de commande Vcl est pré-

sentée à la connexion de commande 20 pour modifier la pente de gain du circuit 4, pratiquement de la manière décrite ci-dessus. Si l'on compare la figure 8 avec les figures 2 et 3, de nombreuses similitudes apparaissent.

La seule tension de commande Vcl est appliquée au con-

ducteur de commande ou de grille 56 du FET 26 par la résistance 70 et également, à la source ou conducteur

de sortie 68 du FET 28 par la résistance 100. Le con-

1; deucteur de commande ou de grille 64 du FET 28 n'est pas connecté à une seconde tension de cor.,"ande variable comme selon les figures 2;:3;, ais, à la place, il est connecté par une résistance 72 à une référence Vg qui est de préférence la masse des signaux. De préférence également, les résistances 70, 72, 100 font chacune

environ 3 kiloozhms.

Des condensateurs de blocage de courant con-

tinu 102, 104 sont connectés en série avec l'entrée du premier réseau d'adaptation 16 et avec la sortie du second réseau d'adaptation 24. Les condensateurs 102,

104 empêchent tout courant continu présent sur les si-

gnaux d'entrée HF ou de sortie HF d'atteindre la con-

nexion d'entrée ou de sortie du circuit 14, 18, o le courant continu pourrait - interférer avec une commande appropriée de conductance du FET 28. Des condensateurs suppl1mentaires de blocage de courant continu 106,

108 sont connectés entre le noeud du T 34 et le con-

ducteur de sortie 60 du FET 26 et entre la masse de

signaux et le conducteur 76 du premier élément réso-

nateur dépendant de la fréquence 36. Une tension de référence Vp (de préférence égale à la valeur absolue

de la tension de pincement des FET, généralement de -

l'ordre de +3 V) est appliquée à la connexion de ten-

sion de référence 110 par une résistance 112, vers la jonction du condensateur 108 et du conducteur 76 de l'élément résonateur 36. Le condensateur 106 isole -22- le FET 26 de tout courant continu présent au lieu de T 34 tandis que le condensateur 108 isole la tension

de référence Vp de la masse des signaux. Les condensa-

teurs 102, 104, 106, 108 font chacun de préférence en-

viron 10 pF et la résistance 112 est de l'ordre de ohms. Etant donné que le circuit de la figure 8 comporte des condensateurs de blocage 102, 104, 106, 108, le circuit ne peut fonctionner jusqu'au courant continu et fonctionne, à la place, entre environ 2 GHz et environ 18 GHz. Une augmentation de la capacité des condensateurs, particulièrement des condensateurs 102, 104 abaisse la fréquence la plus basse à laquelle

le circuit de la figure 8 fonctionne.

Le circuit de la figure 8 est assez inhabi-

tuel en ce que la tension de commande Vcl est appliquée

à la grille 56 du FET 26 et à la source 68 du FET 28.

Il est plus classique dans les circuits de modifier la conductance d'un FET en faisant varier la tension à sa grille, modifiant ainsi le potentiel grille-source. La demande de Drevet précitée de la demanderesse décrit une configuration de polarisation assez similaire à

celle de la figure 8, conjointement avec un circuit dif-

férent. Comme le montre la figure 8, si Vcl. +Vp, le FET 26 est débloquécar sa grille 56 et sa source 58 sont au même potentiel. Mais en même temps, le FET 28 est pincé car sa source 68 est connectée par la résistance 100 à \cl (ou +Vp) et sa grille 64 est à la masse par la résistance 72. Comme cela a été décrit

précédemment en regard de la figure 3, le premier élé-

mient résonateur 36 dérive maintenant vers la masse des signaux les signaux au noeud 34 - dont la fréquence est nettement inférieure à fh' tandis que

les éléments résonateurs 38 et 40 atténuent les si-

gnaux à la connexion 14 dont la fréquence est nettement -23- inférieure à fh

Il sera maintenant supposé que Vcl est OV.

Le FET 26 est maintenant bloqué car sa source 58 est plus positive que sa grille 56 et il en résulte que l'élément résonateur 36 n'est plus dans le circuit et n'introduit plus une atténuation croissante des fréquences inférieures. En même temps, le FET 28 est débloqué car sa grille 64 et sa source 68 sont au même potentiel, OV. Etant donné que le FET.28 est

débloqué, il dérive des signaux à la connexion d'en-

trée 14 vers la connexion de sortie 18 sans atténua-

tion substantielle dépendant de la fréquence par les

éléments résonateurs 38 et/ou 40. Aux niveaux inter-

médiaires de la tension de commande 0X< Vcl <Vp, des

niveaux intermédiaires de pente de gain sont obtenus.

Du fait que la restriction de la fréquence la plus bas-

se considérée est del'ordre de 2 GHz plutôt que 0 GHz, les caractéristiques du circuit de la figure 8 sont

pratiquement les mêmes que celles du circuic ce la fi-

gure 3 comme le montrent les figures 5 à 7. Selon les fi-

gures 3 et 8, les FET 26, 28 ont chacun une la- -, de grille d'environ 150 micromètres et une longueur'

de grille d'environ 0,5 micromètre.

Des modifications et variantes peuvent être apportées au mode de réalisation décrit-sans sortir du

cadre de l'invention défini par les revendications qui

vont suivre. Par exemple; des dispositifs actifs à con-

ductance variable autres que des FET pourraient être utilisés, pourvu que les mêmes performances ou des performances équivalentes de ces dispositifs soient obtenues dans la plage des fréquences considérées. Si les impédances de charge d'entrée et/ou de sortie du

système correspondent suffisamment a l'impédance d'en-

trée ou de sortie du circuit, le premier et/ou le se-

cond réseaux d'adaptation peuvent être supprimés.

-24- D'autres configurations des éléments de résonateurs

peuvent être utilisées.

-25-

Claims (23)

REVENDICATIONS

1. Circuit de commande de façon pratiquement linéaire de la caractéristique de pente d'atténuation en fonction de la fréquence d'un signal HF en hyperfréquen-

ces, monté sur un circuit intégré monolithique à hyper-

fréquences, circuit caract&risé en ce qu'il comporte:

-une connexion d'entrée du circuit (14) ayant une impédan-

ce d'entrée (Zin) pour recevoir le signal d'entrée HF -

en hyperfréquences provenant d'une source de signaux ayant une impédance de source; le signal d'entrée ayant une plage de fréquence comprise entre environ le courant continu et une fréquence supérieure de l'ordre de 18 GHz; - une connexion de srtie du circuit (18) ayant une impéldance ]& de sortie (Zo) pour fournir une fraction d'atténuation du signal d'entrée HF en hyperfréquences à une charge ayant une impédance d'entrée de charge;

- une Preamière et une seconde connexions de caimane (20, 2) desti-

nées à recevoir respectivEment un premier et un second signaux

de commande (Vcl,Vc2) dont l'amplitude modifie la frac-

tion d'atténuation du signal d'entrée HF en hyperfréquen-

ces qui atteint la connexion de sortie du cfrcuit:

- un premier et un second él1nents attGrna-teurs (30, 32) connec-

tés en série entre la connexion d'entrée du circuit (14) et la connexion de sortie du circuit (18), la connexion en série desdits éléments atténuateurs définissant un noeud deT (34); - un preuier éléaent résonateur dpendant de la fréquence (36) ayant une première frequence de résonane pratiquement égale à la 3 fr quenxe supieure, ledit - élnent. ccarenant un Epremier et un

second conducteurs (74,76), dont -le secord conrducteur est à la mas- -

se pour dériver à la masse, en fonction de la fréquence, un signal sur le permier conducteur (74) dont la fréquence Est inférieure à la première fréquence de résonance - un secor. l n.. en- résonateur dépandant de la fréquenre (38) -26- ayant une seconde fréquence de résonance pratiquement égale à la fréquence supérieure connecté en série avec la connexion d'entrée HF du circuit et la connexion de sortie HF du circuit pour dériver, en fonction de la fréquence, vers la connexion de sortie HF du circuit, un signal à la connexion d'entrée HF du circuit dont la

fréquence est de l'ordre de la seconde fréquence de réso-

nance et pour atténuer, en fonction de la fréquence, ce signal quand sa fréquence est inférieure à la seconde fréquence de résonance; - des moyens symétriques (26, 23) connrectés en dérivation entre les connexions d'entrée (14) et-de sortie (18) et en série entre le premier conducteur (74) du premier él'ément (36) et le noeud du T (34) et agencés pour recevoir le premier et le second signaux de commande (Vcl,Vc2), connectant à la commande le premier élément résonateur dépendant de la fréquence

(36) entre le noeud du T (34) et la masse tout en shu-

tant à la-commande simultanément le second élément réso-

nateur dépendant de la fréquence (38) en fonction du premier et du second signaux de commande de manière que l'atténuation entre la connexion d'entrée HF du circuit

(14) et la connexion de sortie HF du circuit (18) va-

rie de façon pratiquement linéaire en fonction de la

fréquence dans une plage des fréquences allant du cou-

rant continu à environ 18 GHz, l'atténuation étant com-

mandée par lesdits moyens symétriques et lesdits signaux de commande;

- lesdits moyens symétriques (26,.28), ledit premier et ledit se-

cond -élments atténuateurs -(30, 32) et ledit premier et ledit se-

cord éléments résonateurs dépendants de la fréquece (36, 38)

comprenant des impédances parasites de manière que-le circuit pro-

duise une atténuation à la fréquence superieure considérée qui est pratiquement indépendante des signaux de commande; - la connmxion à la ccamarnrle et la dérivation à la commande simultanées par lesdits moyens symétriques (26,28) -27- entrainant que l'impédance d'entrée et l'impédance de sortie du circuit restent pratiquement constantes dans

ladite plage de fréquences.

2. Circuit selon la revendication 1, carac-

térisé en ce que lesdits moyens symétriques comprennent: -un srenier transistor à effet de champ (26) à grille

de Schottky, en mode appauvri ayant un premier corduc-

teur de sortie (58) couplé avec ledit noeud du. T (34), un second conducteur de sortie (60) couplé avec ledit

premier conducteur du premier élément résonateur dépen-

dant de la fréquence (36) et un conducteur de commande (56) couplé en courant continu, directement avec ladite première connexion de commande (20) pour recevoir le

premier signal de commande (Vcl), ledit premier transis-

tor à effet de champ connectant à la commande le premier élément résonateur dépendant de la fréquence (36) entre ledit noeud du T (34) et la masse en réponse au premier signal de commance; et - un second transistor à effet de champ (28) à grille de Schottky en mode appauvri ayant un prEier ondructeur de sortie (66) couplé

avec la connexidn d'entrée du circuit t14) un second con-

ducteur de sortie (68) couplé avec la connexion de sor-

tie du circuit (18) et un conducteur de commande (64)

couplé en courant continu directement avec ladite se-

conde connexion de commande (22) pour recevoir le se-

cond signal de commance (Vc2), ledit second transistor

à effet de champ dérivant à la commande le second élé-

ment résonant dépendant de la fréquence (38) en réponse au second signal de commande (Vc2); ledit premier et ledit second transistors à effet de champ (26,28)

ayant pratiquement des caractéristiques similaires, le-

dit premier et ledit second signaux de commande (Vcl,

Vc2) étant en relation symétrique.

3. Circuit selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que chacun desdits éléments rîonateurs -

-28- dépendants de la fréquence (36,38) a une impedance

caractérisée par au moins deux pôles.

4. Circuit selon la revendication 1, caractéri-

se en ce que ledit premier et ledit second éléments at-

ténuateurs (30,32) sont pratiquement indépendants de

la fréquence.

5. Circuit selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que le premier et le second éléments atté-

nuateurs (30,32) sont des résistances pratiquement

égales.

6. Circuit de commande pratiquement linéaire

de la caractéristique de pente d'atténuation en fonc-

tion de la fréquence d'un signal HF en hyperfréquences,

monté sur un circuit intégré monolithique à hyperfré-

quences, circuit caractérisé en ce qu'il comporte: - une connexion d'entrée de circuit (14) aï-nt une L.-ptdance d'entrée (Zin), pour recevoir un signal d'entrée HF en hyperfréquences provenant d'une source de signaux ayant une impédance de source; le signal d'entrée ayant une pl age de fréquence ccrmprise entre environ le coerant continu et une fréquence supérieure d'environ (18 GHz) - une connexion de sortie du circuit (18) ayant une irpàdance de sortie (Zo) pour fournir une fraction d'atténuation du signal d'entrée HF en hyperfréquences à une charge ayant une impédance d'entrée de charge,

- une première connexion de catm'ande (20) pour recevoir un pre-

:--ue signal de coamane' (Vcl); une seconrde connexion de camTande (22) pour recevoir un secord signal de cconarde (Vc2), le second signal de cormande (Vc2) étant en relation snymétrique avec le premier signaI de camnarde (Vcl); - un Eremier élément résonateur-déperdant de la fréquence (36) ayant une -première fréquence de résonance pratiquement

égale à la fréquence supérieure, ledit élément compor-

tant un prermier et un second conducteurs (74,-76)! le s e c o n d c o n d u c t e u r (76) é t a n t à la -29-

Masse, pour dériver vers la masse en fonction de la fré-

quence un signal sur le premier conducteur (74) dont la fréquence est inférieure à la première fréquence de résonance; - un premier et un secord él1ments atténuateurs (30, 32) connec- tés en s ie entre la connexion d'entrée du circuit (14) et la connexion de sortie (18), la connexion en série desaits émlnents atténuateurs définissant un noeud d'un T (34);

- un premier dispositif actif à cord!uctance variable-(26) cartpe-

o nant un prenier corrlucteur de sortie (58) couplé avec ledit noeud du T (34), un second conducteur de sortie (60)

couplé avec le premier conducteur (74) du premier élé-

ment résonateur (36) et un conducteur de commande (56) couplé en courant continu, directement avec la première

connexion de commande (20) pour recevoir le premier si-

gnal de commande (Vcl), ledit premier dispositif (26) connectant à la commande le premier élément résonnateur dépendant de la fréquence (36) entre ledit noeud du T

(34) et la masse en réponse au premier signal de comman-

de (Vcl>;

- un second disposit i actif a corductarce variable (28) ccamre-

nar.t un prenier òrducteîr de sortie (66) -couplé avec 1a' connexion

d'entrée du circuit (14),-un secord conducteur de sortie (68) cou-

ulé avec la connexion de sortie du circuit (18) et un corducteur de camiarde (64) caplé h courant cuntinu, directe-tent avec la secorde connexion de commande.(22) pour recevoir

le second signal de commande (Vc2), ledit second dispo-

sitif (28) dérivant à la commande un signal provenant de la connexion d'entrée HF du circuit (14> vers la connexion de sortie HF du circuit (18) en réponse au second signal de commande (Vc2);

- lesdits premier et secord dispositifs (26, 28) ayant des caracté-

ristiques pratiquenent similaires;

- la conductance du prenier et du second dispositifs actifs à con-

auctance variable (26, 28) étant variable en rgponse à l'amplitude -30- du premier et du second signaux de commande (Vcl, Vc2)

respectivement; -

- un second élément résonateur dependant de la frebuence (38) ayant une seconde fréquence de résonance pratiquement égale à la fréquence supérieure, connecté en série avec la connexion d'en- trée HF du circuit (14) et la connexion de sortie IF du circuit

(18) pour dériver, en fonction de la fréquence, vers la con-

nexion de sortie HF du circuit un signal à la connexion d'entrée HF du circuit dont la fréquence est environ la seconde fréquence de résonance et atténuant ce signal

quand sa fréquenca est inférieure à la seconde fréquen-

ce de résonance.

- l'amplitude du premier et du second signaux de coamande (Vcl, Vc2) entraînant que la conductance du prenier et de second dispositifs

actits (36, 38) varie sinultar=nent de manière que le premier élé-

ment résonateur dépendant de la fréquence (36). soit

connecté à la commande entre le noeud du T (34) et la -

masse tandis que le second élément résonateur dépendant de la fréquence (38) est dérivé simultanément, à la commande, de manière que lacaractéristique de pente d'atténuation en fonction de la fréquence du circuit

varie de façon pratiquement linéaire en réponse à l'am-

plitude du premier et du second signaux de commande (Vcl,Vc2) en fonction de la fréquence dans une plage des fréquences allant du courant continu à environ 18 GHz; - lesdits premier et second dispositifs actifs (26, 28), lesdits

premier et second éléments atténuateurs (30, 32) et lesdits pre-

mier et second êléments résonateurs dépendants de- la fréquence (36, 38) comaprenant des impédances parasites de maniére cue le

circuit produise une atténuation à la fréfaence supérieure con-

sidérée, pratiquement indépendante des signaux de com-

n ailcgce

- la connexion à la camrande et la dérivation '.la ccTnarde simul-

tanges par ledit premier et ledit second dispositifs actifs (26,

265.10 75

-31-

28) entra:Iant que l'impedance d'entrée et de sortie du circuit res-

te pratiquement constante dans ladite plage de fréquences.

7. Circuit selon la revendication 6, caracté-

risé en ce qu'il comporte en outre un troisième élément résonnant dépendant de la fréquence (40) connecté en sé- rie avec le second élément résonnant dépendant de la

fréquence (38), ledit troisième élément résonnant dépen-

dant de la fréquence (40) ayant une troisième fréquence

de résonance à peu près égale à la fréquence supérieure.

8. Circuit selon la revendication 6, caracté-

risé en ce que chaque dispositif actif à conductance variable (26,28) est un transistor à effet de champ à

grille de Schootky en mode appauvri.

9. Circuit selon la revendication 6, caracté-

risé en ce que chacun desdits éléments résonnants dépen-

dants de la fréquence (36,38) a une impédance caractéri-

sée par au moins deux pôles.

10. Circuit selon la revendication 6, caracté-

risé en ce que chaque élément atténuateur (30,32) est pratiquement indépendant de la fréquence et consiste en

une résistance pratiquement égale.

11. Circuit selon la revendication 6, caracté-

risé en ce que le premier élément résonateur dépendant ce la fréquence (36) comporte une ligine de transmission en quart d'onde équivalente à une capacité (80) et une

inductance (78) voulues en parallèle.

12. Circuit selon la revendication 6, caracté-

risé en ce que l.a fréquence de résonance.du premier et

du second éléments résonateurs dépendants de la fréquen-

ce (36,38) est légèreme;t différente, la différence étant choisie pour produire une inclinaison voulue d'une

fonction de transfert du circuit.

13. Circuit selon la revendication 6, caracté-

risé en ce que l'impédance d'entrée (Zin) est à peu prés égale à l'impédance de source et l'impédance de sortie -32- (Zo) est à peu près égale à l'impédance d'entrée de charge.

14. Circuit selon la revendication 6, carac-

térisé en ce qu'il comporte en outre des moyens (16) pour adapter l'impédance d'entrée à l'impédance de la source.

15. Circuit selon la revendication 6, carac-

térisé en ce qu'il comporte en outre des moyens (24)

pour adapter l'impédance de sortie à l'impédance d'en-

trée de charge.

16. Circuit de commande pratiquement linéaire

de la caractéristique de pente d'atténuation en fonc-

tion de la fréquence d'un signal HF en hyperfréquences

monté sur un circuit intégré monolithique à hyperfré-

quences, circuit caractérisé en ce qu'il comporte:

- une connexion d'entrée du- circuit (14) ayant une irmpé-

dance d'entrée (Zin) pour recevoir le signal d'entrée HF en hyperfréquences provenant d'une source de signaux ayant une impédance de source le signal d'entrée ayant une plage de fréquence entre environ le courant continu et une fréquence supérieure d'environ 18 GHz;

une connexion de sortie du circuit (18) ayant une impé-

dance de sortie (Zo) pour fournir une fraction d'atté-

nuation du signal d'entrée HF en hyperfréquences à une 2E- charge ayant une impédance d'entrée de charge

- une connexion de cmanle (20, 22)-pcuro recevoir un premiier si-

gnal de ca.mande; - un dispositif connecté ladite connexion de c ande (22) -pur prcduire un secornd sigonal de ccnanle en relation symétrique avec le prenier signal de camande; - un premier élment résonatsr dépendant de la fr&querce (36) ayant une première fre/uence de résonance pratiqueanent égale à la fréquence supérieure,.ledit élément ayant un prenier et un second conducteurs (74, 76), le second conducteur (76) étant à la masse, pour dériver vers la masse en fonction de la -33- fréquence un signal au premier conducteur (74) dont la fréquence est inférieure à la première fréquence de résonance; - un premier et un secornd éléients atténuateurs (30, 32) connectés en série entre la colnneion d'entrée du circuit (14) et la con-

r'xion d'entrée du circuit (14) et la-connexion- de sortie du cir-

cuit (18), la connexion en série desdits élémenxs attémateurs définissant un noeud d'un T (34); - un prenier dispositif actif à conductance variable (26) ledit noeud du T (34), un second conducteur de sortie

(58) connecté avec le premier conducteur (74) du pre-

mier élément résonateur (36) et un conducteur de com-

mande (56) couple en courant continu, directement avec

la première connexion de commande (20) pour recevoir-

le premier signal de commande, ledit premier disposi-

tif connectant à la commande le premier élément réso-

nateur dépendant de la fréquence (36) entre ledit.

noeud T (34) et la masse en réponse au premier signal

de commande -

- un second dispositif actif à conductance variable (28) ayant un

premier conducteur de sortie (66) couplé a.ec la connexion d'en-

tree du circuit (14), un second conducteur de sortie (68) couplé avec la connexion de sortie du circuit (18) et un conducteur de commande (64) couplé en courant continu directement avec lesdits moyens de réception du second signal de commande, ledit second dispositif (28) dérivant à la commande un signal provenant de la connexion d'entrée HF du circuit (14) vers la connexion de sortie HP du circuit (18) en réponse au second signal de commande; - ledit Drenier et ledit second dispositifs (26, 28) ayant des Ues caractéristiques pratiquement sirmilaires;

- ledit premier et ledit seconl dispositifs actifs à conductan- -

ce variable (26,28), ledit premier et ledit second élé-

raents atténuateurs (30,32) et ledit premier et ledit second éléments résonateurs dépendants de la fréquence -34- (36,38) comprenant des impédances parasites de manière que le circuit produise une atténuation à la fréquence supérieure considérée qui est pratiquement indépendante des signaux de commande - la conductance du premier et du secornd dispositifs actifs à con- ductance variable (26, 28)-étant variable en réponse à l'amplitude du premier et du second signaux de cammarde respectivement; un second élément résonateur dépendant de la fréquence

(38) ayant une seconae fréquence de résonance pratique-

ment égale à la fréquence supérieure, connecté en série avec la connexion d'entrée HF du circuit (14) et la connexion de sortie HF du circuit (18) pour dériver,

en fonction de la fréquence, vers la connexion de sor-

tie HF du circuit un signal sur la connexion d'entrée

HF du circuit dont la fréquence est à peu près la se-

conde fréquence de résonance et atténuant ce signal

quand sa fréquence est inférieure à la seconde fréquen-

ce de résonance;

- l'amplitude du premier et de second signaux de ca.uande entrai-

nant que la cornuctance du premier et Su second dispositifs actifs

(26, 28) varie simultanément de manière que le premier élément réso-

nateur dépendant de la fréquence (26) soit connecté à la commande entre le noeud du T (34) et la masse alors

que simultanément, le second élément résonateur dêpen-

dant de la fréquence (38) est en dérivation à la com-

mande de manière que la caractéristique de pente d'at-

ténuation en fonction de la fréquence du circuit varie

de façon pratiquement linéaire en réponse à l'amplitu-

de du premier et du second signaux de commande, en fonction de la fréquence sur une plage des fréquences allant du courant continu à environ 18 GHz; - la connexion à la ocmmande et la dérivation à la coinmande

simultanées par ledit premier et ledit second disposi-

fits actifs entrainant que l'impédance d'entrée et l'im-

pédance de sortie du circuit restent pratiquement cons-

-35-

tantes dans ladite plage des fréquences.

17. Système à hyperfréquences, comportant:

- un amplificateur à hyperfréquences (2) ayant une impédan-

ce de sortie d'amplificateur (Zso), capable d'ampli-

fier et de produire à la sortie de l'amplificateur, des

signaux HF en hyperfréquences ayant une plage de fré-

comprise entre envi-rLoni le czurant continu et 18 GIz;

- un circuit (4) sur un circuit Jntégré monolithique hyper-

fréquences à ligne à rubant pour recevoir, comme si-

gnal d'entrée Hf à hyperfréquences, le signal de sortie de l'amplificateur et d'atténuer-le signal de sortie de

l'amplificateur en fonction de la fréquence et en fonc-

tion d'un premier et d'un second signaux de commande (Vcl,Vc2), circuit caractérisé en ce qu'il coF.porte:

- une connexion 'd'entr é da circuit (L4) ayaht une impé-

dance d'entrée (Zin) pour recevoir, conume signal

d'entrée Hf en hyperfréquences, les signaux HF en hyper-

fréquences à la sortie de l'amplificateur; le signal d'entrée ayant une plage des fréquences entre environ

le courant continu et une fréquence supérieure d'envi-

ron 18 G:;z; - une connexion de sortie du circuit (18) ayant une irptdance de sortie du circuit (18) ayant une inpàdance de sortie (Zo) pour

fournir une fraction d'attnuation du signal dc' entree HF en hyper-

fréquences à une charge ayant une imprédance d'entrée de charge; - une première et une seconde connexions de camnande (20, 22) pour recevoir respectivenent un premier et un second signaux do cmmarnde (Vcl, Vc2) dont les amprtudes modifient- la fraction d'atténuation -lu signal d' entrée IF en hyperfréguences atteignant la connexion de sortie du circu':; - un preMier et un second dt lents atténuateurs (30, 32) connectés

en série entre la connexion d'entrée-du circuit (14) et la con-

nexion de sortie du circuit (18), la connexion en- série desiits clàments atténuateurs définissant un noeud d'un T (34); - un premier élénent résonateur dpendant de la fréquen=e (36) -36- ayant une première fréquence de résonance pratiquement

égale à la fréquence supérieure, ledit élément compre-

nant un premier et un second conducteurs (74,76), ledit second conducteur (76) étant à la masse, pour dériver à la masse, en fonction de la fréquence, un signal sur ledit premier;conducteur (74) dont la fréquence est inférieure à la première fréquence de résonance; - un second é1lment résonateur dpendant de la fréquence

(38) ayant une seconde fréquence de résonance pratique-

ment égale à la fréquence supérieure, connecté en série -

avec la connexion d'entrée HF du circuit (14) et la connexion de sortie HF du circuit (18) pour dériver,

en fonction de la fréquence, vers la connexion de sor-

tie HF du circuit, un signal à la connexion d'entrée HF du circuit dontla fréquence est à peu près la seconde

fréquence et pour atténuer ce signal lorsque sa fréquen-

ce est inférieure à la seconde fréquence de résonance; _ des moyens symrcriques (26, 28) conmectés en dérivation entre les connexions d'entrée et de sortie (14,18) et en série entre le premier conducteur (74) du premier

élément (36) et le noeud du T (34) et agencés pour rece-

voir le premier et le second signaux de commande, con-

nectant à la commande le premier élément résonateur dépendant de la fréquence (36) entre le noeud du T (34)

et la masse tout en dérivant simultanément à la comman-

de le second élément résonateur dépendant de la fréquen-

ce (38) en fonction du premier et du second signaux de commande pour faire en sorte que l'atténuation entre la connexion d'entrée Hf du circuit (14) et la connexion

de sortie HF du circuit (18) varie de façon pratique-

ment linéaire en fonction de la fréquence dans une pla-

ge de fréquences allant du courant continu à environ

18 GHz, l'atténuation étant commandée par lesdits mo-

yens et lesdits signaux de commande - lesdits moyens symétriques (25, 28), lesdits premier et second -37-

él&ments atténuateurs (30, 32) et les-its premier et secornd élé-

ments résonnateurs dépendants de la fréquence (36,38) comprenant des impédances parasites de manière que le

circuit produise une attenuation à la fréquence supe-

rieure considérée qui est pratiquement indépendante des signaux de commande

- la connexion à la cammande et la d'r-ivaticn à la ccrman-e simul-

tanées par lesfits moyens suétrques entrelo.t-que 1' irpàdnce

* d'entrée et l'iMpilance de sortie di circuit restent pratique-

ment constantes dans ladite plage des fréquences.

18. Circuit de commance pratiquement linéaire

de la caractéristique de pente d'atténuation en fonc-

tion de la fréquence d'un signal HF en hyperfréquences,

monté sur un circuit intégré monolithique à hyperfré-

quences, circuit caractérisé en ce qu'il comporte: - une cone.ionl d'erentre du circuit (14) couplé en courant

alternatif, ayant une impédance d'entrée (Zin) pour re-

cevoir le signal d'entrée HF en hyperfréquences prove-

nant d'une source de signaux ayant une impédance de

source; le signal d'entrée ayant une plage des fré-

quences entre environ 2GHz et une fréquence supérieure d'environ 18 GHz;

- une connexion de sortie du circuit (18) couplée en courant al-

ternatif ayant une impédanoe de sortie (Zo) pour fourpir une frac-

tion d'atténuation du signal d'entrée IF en hyperfréquences à une charge ayant une impédance d'entrée de charge;

- une connexion de comande (22) pour recevoir un signal de com-

rmanle Jont l'amplibtude modifie la fraction d'att-nuation du signal d'entrée HF en hyperfréquences atteignant la connexion de sortie du circuit; - un premier et un second éléments atténuateurs (30, 32) connectés

mn série entre la connexion d'entrée du circuit (14) et la con-

oexion de.etie du circuit (I8), -la connexion en série desdits éléments atténuateurs définissant un noeud d'un T (34) -un premier éliment résonateur dépendant de la fréquence -38-

(36) ayant une première fréquence de résonance pratique-

ment égale à la fréquence supérieure, ledit élément comprenant un premier et un second conducteurs (74,76),

le second conducteur (76) étant couplé en courant alter-

natif avec la masse des signaux, pour dériver vers la massedes signaux, en fonction de la fréquence, un signal sur le premier conducteur (74) dont la fréquence est inférieure à la première fréquence de résonance ' - une connexion e réf-cnce (110) pour recevoir une tension

de pincement de référence (Vp), ladite connexion de réfé-

rence étant connectée avec ledit second conducteur (76>

dudit premier élément résonateur dépendant de la fré-

quence (36j; - un second élnent rfscrnateur dperndant de la fréquence (38) ayant une seconde fréquence de résonancep ratiquetent égale à la fréquence

supérieure, connecté en série avec la connexion d'entrée HF du cir-

szit (14) et la connexionde sortie HF du circuit (18) pour dériver, en fonction de la fréquence, vers la connexion

de sortie HF du circuit, un signal à la connexion d'en-

trée HF du circuit dont la fréquence est à peu près la

seconde fréquence de résonance et pour atténuer ce si-

gnal quand sa fréquence est inférieure à la seconde fré-

quence de résonance - des moyens symétriques (26; 28) connectés en dérivation entre les connexions d'entrée et de sortie (14, 18) et en série entre le pre-

minier conducteur (74) du premier élément (36) et le noeud en T (34) et agencés pour recevoir le signal de commande et la

tension de référence, connectant à la commande le pre-

mier élément résonateur dépendant de la fréquence (36) entre le noeud du T (34) et la massedessignauxtouten dérivant simultanément, à la commande, le second élément résonateur dépendant de la fréquence (38) en fonction du signal de commande pour entrainer que l'atténuation

entre la connexion d'entrée HF du circuit (14) et la con-

nexion de sortie HF du circuit (18) varie de façon prati-

-39- quement linéaire en fonction de la fréquence dans une

plage de fréquences de 2 GHz à environ 18 GHz, l'atté-

nuation étant commandée par lescdits moyens symétriques et ledit signal de commande - lesdits moyens gyein&riques (26, 28), lesdits pr.ier et second

élàments atténuateurs (30, 32) et lesdits premier et second élé-

nments résonatsurs dépendants de la'Etquence (36, 38) camprenant des inmpédances parasites de manière que le dircuit produise une atténuation à la fréquence supérieure considérée, qui est pratiquement indépendante du signal de commande

- la connexion à la cTmnande et la dérivation à la coxmnan-

de simultanées par lesdits moyens symétriques entraînant

que l'impédance d'entrée et l'impédance de sortie du cir-

cuit restent pratiquement constantes dans ladite plage

de fréquences.

19. Circuit selon la revendication 18, carac-

térisé en ce que lesdits moyens comprennent: - u- premier transistor à effet de champ (26) à grille de Sclhttky

ayant un premier conducteur de sortie (60) couplé en cou-

rant alternatif avec ledit noeud 'du T (34), un second

conducteur de sortie (58) couplé avec le premier conduc-

teur (74) du premier élément résonnateur dépendant de

la fréquence (36) et un conducteur de commande (56)cou-

plé en courant continu, directement avec la connexion de commande (110) pour recevoir le signal de commande, ledit premier transistor à effet de champ connectant à la commande le premier élément résonnateur dépendant de la fréquence (36) entre ledit noeud du T (34)-et la masse de signaux en réponse au signal de commande; et

- un second transistor à effet de champ (28) à grille de Schott-

ky comprenant un premier conducteur de sortie (66) cou-

plé avec la connexion d'entrée du circuit (14), un se-

cond conducteur de sortie (68) couplé avec la connexion de sortie du circuit (18) et couplé en courant continu directement avec la connexion de commande pour recevoir -40- le signal de commande et un conducteur de commande (58) couplé en courant continu avec la masse des signaux, ledit second transistor à effet de champ dérivant à la commande le second élément résonnant dépendant de la fréquence (38) en réponse au signal de commande - ledit premier et ledit secord transistors à effet de cIl-mp

(26,28) ayant pratiquement des caractéristiques simi-

laires.

20. Circuit selon la revendication 19, carac-

térisé en ce que la tension de référence (Vp) est appro-

ximativement l'amplitude absolue de la tension de pince-

ment du premier et du second transistors à effet de

champ (26,28)..

21. Circuit selon la revendication 18, carac-

térisé en ce que chaque élément résonateur dépendant de la fréquence (36, 38) a une impedance caractérisée

par au moins deux pôles.

22. Système à hyperfréquences, comportant:

- un amplificateur d'hyperfréquences (2) ayant une impé-

dance de sortie d'amplificateur (Zso), capable d'ampli-

fier et de produire, comme signal de sortie d'aapli-

ficateur, des signaux HF en hyperfréquences ayant une pl age de fr quences ccmrise. entre enriron 2 GHz.et environ 18 GHz; --un circuit sur un circuit intégré monolithique à hyperfréquences à ligne à ruban pour recevoir,

c o mrme signal d'entrée HF en hyperfréquences, le si-

gnal de sortie de l'amplificateur et pour atténuer le signal de sortie.de l'amplificateur en fonction de la

fréquence et en fonction d'un signal de commande, cir-

cuit caractérisé en ce qu'il comporte:

- une connexion d'entré de circuit (14) couplée en courant alter-

natif, ayant une impédararCd'entrée (Zin) pour recevoir, comme d'entrée HF en hyperfréquences, les signaux de sortie HF en hyperfréquences de l'amplificateur; le signal d'entrée ayant une plage des fr uences caiprise entre -41 - environ 2 GHz et une fréquence supérieure d'environ 18 GHz;

- u.-. cninexion de sortie du circuit (18) couplée en courant al-

ternatif, ayant une impédance de sortie (Zo) piar fournir une fraction d 'atténuation du signal d'entrée HF en hyperfréquences à me charge ayant une impédance d'entrée de charge; - use connexion de ccmmande (20) destinée à recevoir un signal de

conuarde (Vcl) 4ontl'amplitude modifie la fraction d'at-

ténuation du signal d'entrée HF en hyperfréquences at-

teignant la connexion de sortie du circuit (I-); un

premier et un second éléments atténuateurs (30,32) con-

nectés en série entre la connexion d'entrée du circuit

(14) et la connexion de sortie du circuit (18), la con-

nexion en série desdits éléments atténuateurs définis-

sant un noeud en T (34;; - un premier élément-résonateur dépendant de la fréquence (36) ayant une première fréT&nce de résonance pratiquement égale à la fréquence supéieure, ledit él1ent conrenant un premier et un second conducteurs (74,76), le second conducteur (76) étant couplé en courant alternatif à la masse des signaux, oour dériver à la masse Ans signaux, en fonction de la fréquence, un signal sur le premier conducteur (74)

dont la fréquence est inférieure à la première fréquen-

ce de résonance; - une connexion de réf érence (110) pour recevoir une tension de pincement de réfren:c (Vp), ladite connexion Ie référence étant

reliée audit second cOrducteur (76) dudit premier élémnent résona-

teur dépendant de la fréquence (3i); - un second élémnent résonateur déperdant de la fréquence (38) avant une secorde fréquence de résonance pratiquement égale à la

fréquence supérieure, connecté en série avec la conne-

xion d'entrée HF du circuit (.34) et la connexion de sortie HF du circuit (18) pour dériver, en fonction de la fréquence, vers la connexion de sortie HF du circuit (18), un signal à la connexion d'entrée HF du circuit -42-

(14) dont la fréquence est à peu prés la seconde fré-

quence de résonance et pour atténuer ce signal quand sa fréquence est inférieure à la seconde fréquence de résonance; - des moyens symétriques (26, 28) connectés en dérivation entre les connexions d'entrée et de sortie (14,- 18) et en série entre le premier conducteur (74) du premier élément (36) et le noeud du T (34) et agencés pour rcevoir le signal de cmmande (Vcl) et

la tension de référence (Vp), connectant à la comman-

de le premier élément résonateur dépendant de la fré-

quence (36) entre le noeud du T (34) et la masse de signaux tout en dérivant simultanément à la commande le second élément résonateur dépendant de la fréquence (38) en fonction du signal de commande (Vcl) pour que l'atténuation entre la connexion d'entrée HF du circuit (14) et la connexion de sortie HF du circuit (18) varie de façon pratiquement linéaire en fonction de la

fréquence dans une plage de fréquences de 2 GHz à en-

viron 18 GHz, l'atténuation étant commandée par les-

dits moyens symétriques et ledit signal de commande; - lesdits moyens symétriques (26, 28), lesdits premier et second éléments atténuateurs (30, 32) et lesdits premier

et second éléments résonateurs dépendants de la fré-

quence (36,38) comprenant des impédances parasites tel-

les que le circuit produise une atténuation à la fré-

quence supérieure considérée qui est pratiquement indé-

pendant du signal de commande;

- la connexion à la cammande et la dérivation la commande simul-

tanées par lesdits moyens symétriques (26, 28) entraînant que l'im.-

pédance d'entrée et l'impédance de sortie du circuit restent pratiquement constantes dans ladite plage de fréquences.

23. Systéme à hyperfrêquences selon la revendi-

cation 22, caractérisé en ce que chaque élément réso -

nateur dépendant de la fréquence (26,28) a une impédan-

ce caractérisée par au moins deux. pâles.