FR2565435A1

FR2565435A1 - Convertisseur unipolaire de recuperation pour moteur a reluctance commutee utilisant un dispositif principal de commutation par phase

Info

Publication number: FR2565435A1
Application number: FR8504628A
Authority: FR
Inventors: Timothy John Eastham Miller; Allan Barr Plunkett; Robert Louis Steigerwald
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1984-05-31
Filing date: 1985-03-28
Publication date: 1985-12-06
Also published as: IT8520481A0; DE3518926A1; JPS60257786A; IT1184778B; US4684867A; GB2159672A; FR2565435B1; GB8507065D0

Abstract

DANS UN CONVERTISSEUR POUR MOTEUR A RELUCTANCE COMMUTEE, UN CONDENSATEUR TAMPON 36 RECOIT DU COURANT DE COMMUTATION EN PROVENANCE DE CHAQUE PHASE 40, 42, 44 ET REFOURNIT LA CHARGE A L'ALIMENTATION EN COURANT CONTINU 15. DE CETTE MANIERE, L'ENERGIE MAGNETIQUE RESIDUELLE EST RECUPEREE ET LE COURANT DE PHASE RAPIDEMENT REDUIT, ALORS QUE LE CONVERTISSEUR NE NECESSITE QU'UN DISPOSITIF PRINCIPAL DE COMMUTATION 41, 43, 45 ET UN DISPOSITIF COMMUTATION 46, 47, 48 PAR PHASE ET QUE LE CONVERTISSEUR PERMET L'UTILISATION D'UNE SOURCE UNIPOLAIRE. APPLICATION A LA COMMANDE DE MOTEURS A RELUCTANCE COMMUTEE.

Description

-yA 2565435

La présente invention concerne un procédé de com-

mutation et un circuit convertisseur en général pour un

ensemble de commande de réluctance commutée et, plus spécia-

lement, la récupération de l'énergie magnétique résiduelle emmagasinée dans les enroulements de phase à la fin d'une course de travail de l'ensemble de commande et la réduction rapide du courant de phase pour le ramener à zéro après commutation.

Les moteurs à réluctance commutée comportent cou-

ramment des pôles ou dents sur le stator ainsi que sur le rotor (c'est-àdire qu'ils sont doublement saillants). Il y

a des enroulements de phase sur le stator, mais aucun enrou-

lement sur le rotor. Chaque paire de pôles diamétralement opposés du stator est reliée en série de manière à former

une phase du moteur à réluctance commutée.

Le couple est produit en appliquant du courant à chaque enroulement de phase dans une séquence prédéterminée qui est synchronisée avec la position angulaire du rotor, de sorte qu'une force magnétique d'attraction est produite

entre les pôles du rotor et du stator lorsqu'ils se rappro-

chent les uns des autres. Le courant est coupé dans chaque phase au point de commutation avant que les pôles du rotor

les plus proches des pôles du stator de cette phase se trou-

vent amenés par la rotation au droit de la position d'ali-

gnement; sinon, la force magnétique d'attraction produira un -2- couple négatif ou couple de freinage. Une réduction rapide du courant de phase pour l'annuler aide à éviter l'obtention

d'un couple négatif.

Le couple produit est indépendant du sens de cir-

culation du courant. On peut produire des impulsions de courant unidirectionnelles synchronisées avec le mouvement du rotor dans un convertisseur utilisant un seul élément de

commutation unidirectionnelle du courant, tel qu'un thyris-

tor ou un transistor, dans chaque phase.

Chaque fois qu'une phase du moteur à réluctance commutée est mise en circuit par fermeture d'un commutateur

dans un convertisseur, le courant circule dans les enroule-

ments du stator, fournissant de l'énergie à partir d'une

alimentation en courant continu du moteur. L'énergie extrai-

te de l'alimentation est transformée partiellement en éner-

gie mécanique en provoquant la rotation du rotor vers une configuration à réluctance minimum et partiellement en champ magnétique. Lorsque le commutateur est ouvert, une partie de l'énergie magnétique emmagasinée est transformée en énergie mécanique et le reste de l'énergie est de préférence renvoyé

à la source de courant continu.

Dans les moteurs à réluctance commutée de l'art antérieur, le rendement est réduit à cause de l'absence de

récupération de l'énergie du champ magnétique. On sait récu-

pérer une partie de cette énergie en utilisant un enroule-

ment bifilaire de manière à renvoyer le courant à la source de courant continu après coupure du dispositif principal de

commutation. L'enroulement bifilaire permet cette récupéra-

tion d'énergie sans avoir recours à d'autres circuits qui nécessitent deux dispositifs de commutation et deux diodes commutatrices dans chaque phase. Cependant, les enroulements bifilaires souffrent de l'inconvénient d'être chers, de faire une mauvaise utilisation de la place réservée aux enroulements et d'entraîner le doublement du nombre des

connexions de raccordement.

On sait également utiliser un seul enroulement avec une alimentation bipolaire. Une alimentation bipolaire n'est pas souhaitable car on ne peut utiliser la tension disponible en courant continu d'une manière efficace et les circuits d'attaque et autres circuits de commande de base

doivent être alimentés par l'intermédiaire de transforma-

teurs d'isolement dont la présence augmente les coûts glo-

baux. La présente invention a pour objet principal un procédé perfectionné pour la commutation d'un ensemble de

commande de réluctance commutée ne souffrant pas des incon-

vénients exposés ci-dessus.

La présente invention a pour autre objet d'obtenir une récupération maximum de l'énergie dans un ensemble de commande de réluctance commutée employant un seul dispositif de commutation et un dispositif commutateur unique par phase, avec un enroulement non bifilaire dans chaque phase

et une alimentation unipolaire.

La présente invention a encore pour objet un pro-

cédé de récupération régénératif de l'énergie magnétique résiduelle emmagasinée qui est contenue dans un enroulement de phase d'un ensemble de commande de réluctance commutée à

la fin d'une course de travail.

La présente invention a pour autre objet un procé-

dé pour réduire rapidement le courant de phase d'un ensemble de commande de réluctance commutée pour le ramener à zéro

après le point de commutation de manière à éliminer le cou-

ple négatif.

La présente invention a encore pour objet un cir-

cuit convertisseur perfectionné pour la récupération de

l'énergie magnétique emmagasinée.

La présente invention a aussi pour objet un cir-

cuit convertisseur pour un ensemble de commande de réluc-

tance commutée dans le but d'augmenter le taux de décrois-

sance du courant dans une phase à la suite du point de com-

mutation. -4- On atteint ces objets ainsi que d'autres objets dans le procédé de commutation de la présente invention pour

un ensemble de commande de réluctance commutée et son cir-

cuit convertisseur, o le taux de décroissance du courant est augmenté par transfert du courant commutant à un dispo- sitif d'emmagasinage de charge ayant une tension supérieure à la tension de la source de courant continu. On peut alors récupérer la charge en prélevant sélectivement au moins une partie de celle-ci pour la renvoyer à la source de courant

continu.

Un circuit de récupération est prévu, qui comprend un dispositif d'emmagasinage de charge couplé à chaque phase par l'intermédiaire d'un dispositif unidirectionnel de phase. Le circuit de récupération peut également comprendre un moyen permettant de renvoyer la charge à la source de

courant continu.

La suite de la description se réfère aux figures

annexées qui représentent respectivement: - figure 1, une illustration d'un ensemble de commande classique de réluctance commutée;

- figure 2, une courbe typique, couplage inductif-

courant, pour un enroulement de phase d'un ensemble classi-

que de commande de réluctance commutée; - figures 3A et 3B, des circuits convertisseurs de l'art antérieur, donnés à titre d'exemples, qui n'utilisent qu'un seul dispositif principal de commutation par phase; figure 4, un graphique comparant les formes d'onde du courant de phase de la présente invention et de l'art antérieur; - figure 5, un mode de réalisation du circuit convertisseur de la présente invention;

- figure 6, la forme d'onde de la tension du con-

densateur tampon du circuit convertisseur de la'figure 5;

- figure 7, un autre mode de réalisation du cir-

cuit convertisseur de la présente invention; - figure 8, encore un autre mode de réalisation du circuit convertisseur de la présente invention; figure 9, un diagramme synoptique de blocs d'un système utilisé pour commander le circuit convertisseur de la présente invention;

- figure 10, une vue plus détaillée d'un calcula-

teur d'angle de commutation du système de la figure 9.

La figure 1 représente une partie en coupe d'un moteur à réluctance commutée et un circuit convertisseur pour une phase du moteur. Un stator en tôles feuilletées 100 présente une série de paires de pôles, comportant une paire constituée par les pôles 110 et 111. Un enroulement primaire 11 et un enroulement secondaire 12 sont enroulés en série

sur les pôles de stator 110 et 111. Les bobines sont alimen-

tées par un convertisseur 65 connu de la technique et décrit

en liaison avec la figure 3A.

Un rotor 101 en tôles feuilletées comporte une série de pôles, comprenant une paire constituée par les pôles 113 et 114. Le rotor 101 est fixé à un arbre 105 et

entraîne un capteur 61 de position d'arbre.

Bien qu'on ne décrira qu'une phase du moteur, il apparaîtra que toutes les phases se comportent d'une manière

identique, sauf toutefois que leur excitation par le conver-

tisseur peut être décalée suivant des incréments égaux de la

rotation du rotor.

Le circuit convertisseur de la figure 3A pour une

phase du moteur représenté en figure 1 comprend un enroule-

ment bifilaire 10 ayant un enroulement primaire 11 et un enroulement secondaire 12, tous deux bobinés sur les pôles de stator 110 et 111, comme représenté en figure 1, o un courant positif croissant dans le temps entrant par une

borne, représentée par un point, de l'une des bobines, pro-

duit une tension à circuit ouvert aux bornes de la seconde bobine, qui est positive à la borne, représentée par un point, de la seconde bobine. L'enroulement secondaire 12 est -6- relié en série à une diode 22 et à une source 15 de courant

continu, la source et la diode étant branchée en opposition.

Le collecteur d'un transistor bipolaire 20 est relié à la borne de la bobine 11 représentée par un point et l'émetteur du transistor 20 l'est à l'anode de la diode 22, alors que la borne de la bobine 11 qui n'est pas représentée par un point est reliée à la source 15 de courant continu et à la borne de la bobine 12 représentée par un point. La base du

transistor 20 est reliée à un circuit de commande, non re-

présenté.

La courbe du couplage inductif en fonction du courant pour le circuit convertisseur représenté en figure

3A est illustrée en figure 2. Les courbes OX et OY représen-

tent les caractéristiques d'aimantation d'une phase du mo-

1S teur représenté en figure 1 lorsque le rotor est fixe, dans

les positions d'inductance minimum et maximum, respective-

ment. La courbe OA concerne un moteur en marche, le courant parcourant la bobine primaire 11 de l'enroulement bifilaire

lorsque l'élément de commutation 20 est conducteur. Lors-

que l'élément 20 est conducteur, le dispositif 22 à conduc-

tion unidirectionnelle empêche la circulation du courant dans la bobine secondaire 12. Au point de commutation A, le courant circule dans la bobine primaire 11 en provenant de la source 15 de courant continu. Au point A, le transistor 20 est rendu non conducteur par un circuit (non représenté)

connecté à l'électrode de base, selon une manière bien con-

nue de la technique et décrit ci-dessous en liaison avec la

figure 9, interrompant le passage du courant dans le pri-

maire 11. La tension résultante, induite dans le secondaire 12, provoque la sortie d'un courant du secondaire 12, au point, qui est renvoyé à la source 15 de courant continu en passant par la diode directe 22. Le courant et le couplage

inductif diminuant, la courbe du couplage inductif en fonc-

tion du courant revient au point 0.

Le circuit convertisseur de la figure 3B comprend -7- deux enroulements de phase 13 et 14 et une source 16 de courant continu bipolaire. Le collecteur d'un transistor bipolaire 23 est relié à la borne positive d'une première

partie 17 de la source d'alimentation bipolaire 16. L'enrou-

lement de phase 13 est branché entre l'émetteur du transis- tor 23 et une jonction de la borne négative de la première partie 17 de l'alimentation. L'émetteur d'un transistor bipolaire 24 est relié à la borne négative de la seconde partie 18 de l'alimentation. L'enroulement de phase 14 est branché entre le collecteur du transistor 24 et la borne positive de la seconde partie 18 de l'alimentation. Une diode 26 relie le collecteur du transistor 24 à la borne positive de la première partie 17 de l'alimentation. Une

diode 25 relie l'émetteur du transistor 23 à la borne néga-

tive de la seconde partie 18 de l'alimentation. Les deux diodes 25 et 26 sont connectées en opposition à la source 16

de courant continu.

Chaque phase 13 et 14 donne la même forme de cour-

be que celle représentée en figure 2. Le circuit de la fi-

gure 3B est différent de celui de la figure 3A en ce sens que, lorsqu'un transistor est à l'état non conducteur, du courant continue de passer dans l'enroulement respectif, mais il traverse maintenant la diode commutatrice 24 ou 25 jusqu'à une partie de la source bipolaire 16 de courant

continu autre que celle ayant fourni initialement le courant.

Au point de commutation A, que l'on utilise l'un

ou l'autre des convertisseurs de la figure 3, il y a emmaga-

sinage dans l'enroulement de la phase d'une énergie magnéti-

que égale à la somme des aires F et W, représentées en ha-

chures en figure 2. La valeur de l'aire W est liée à l'éner-

gie mécanique développée pendant la course de travail,

c'est-à-dire pendant un trajet de la courbe. L'aire F repré-

sente l'énergie qui peut être récupérée et renvoyée à l'ali-

mentation en courant continu. Bien que les circuits conver-

tisseurs des figures 3A et 3B permettent de récupérer la -8-

majeure partie de cette énergie, ils souffrent des inconvé-

nients décrits précédemment.

Une forme d'onde de courant des circuits conver-

tisseurs de l'art antérieur représentés en figure 3 fait l'objet de la figure 4. La courbe 30 représente l'augmenta-

tion du courant jusqu'au point de commutation A. La décrois-

sance dans le circuit convertisseur de l'art antérieur est représentée par la courbe 31. Si ce courant n'a pas été ramené à zéro pendant le temps o les p6les du rotor sont

alignés avec ceux du stator, le taux de variation de l'in-

ductance devient négatif, ce qui provoque une force électro-

motrice soutenant ou même augmentant le courant de phase.

Cette augmentation du courant, représentée par la partie bombée 32 de la courbe 31, produit même un couple négatif

plus grand.

Le procédé de la présente invention permet d'obte-

nir la forme d'onde améliorée 33 du courant décroissant, représentée en figure 4, qui évite la génération d'un couple négatif tout en autorisant une récupération efficace de l'énergie magnétique résiduelle. Le taux de décroissance du courant de phase après le point de commutation augmente de manière à ramener rapidement ce courant à zéro dans une opération o on laisse le courant entrer dans un dispositif d'emmagasinage de charge dont la tension est supérieure à celle de la source de courant continu soit au moment o la commutation commence, soit pendant la commutation lorsque le

courant de commutation augmente la tension dans le disposi-

tif d'emmagasinage de charge. La récupération de l'énergie magnétique résiduelle est réalisée au cours d'une autre opération o s'effectue un prélèvement sélectif de la charge stockée dans le dispositif d'emmagasinage de charge pour la

renvoyer à la source de courant continu.

En figure 5, on a -représenté schématiquement un mode de réalisation du circuit convertisseur de la présente

invention, lequel produit la forme d'onde 33 de la figure 4.

ne source unipolaire 15 de courant continu peut être cons-

tituée d'une source de courant alternatif soumise à un re-

dressement biphasé, comme représenté. Un condensateur de couplage en courant continu 35 est branché aux bornes de la

S source 15. Chaque enroulement de phase 40, 42, 44, respecti-

vement, est relié en série à un transistor 41, 43 et 45, respectivement, entre les bornes de la source 15 de courant continu. Les bases des transistors 41, 43 et 45 sont reliées à un générateur 64 d'impulsions d'amorçage d'un circuit de commande décrit plus pleinement ci-après. Les émetteurs des transistors 41, 43 et 45 sont reliés à la borne négative de la source 15. Les transistors 41, 43 et 45 constituent les

dispositifs principaux de commutation du circuit convertis-

seur et peuvent être constitués par des transistors bipo-

laires, des transistors à effet de champ, des redresseurs commandés au silicium, des transistors à grille isolée, ou

des thyristors à gâchette de commande.

Le circuit convertisseur comporte en outre un

circuit de récupération d'énergie. En figure 5, on a repré-

senté le dispositif d'emmagasinage de charge de la présente invention sous forme d'un condensateur tampon 36 comportant une première borne reliée à la borne négative de la source 15. Des thyristors 46, 47 et 48, respectivement, relient les

enroulements de phase 40, 42, 44, respectivement, à la se-

conde borne du condensateur 36. Chaque thyristor 46, 47 et 48 a son anode reliée à son enroulement respectif de phase, sa cathode au condensateur 36, et sa gâchette au générateur d'impulsions 64. La seconde borne du condensateur 36 est reliée par l'intermédiaire d'une bobine 50 à l'anode d'un thyristor 49 dont la cathode est reliée à la borne positive

de source 15 et la gâchette au générateur d'impulsions 64.

Comme le fonctionnement de toutes les phases est identique, on n'examinera que la première phase constituée de l'enroulement 40 et du transistor 41, à titre d'exemple

représentatif. Lorsque le transistor 41 est rendu conduc-

- 10 -

teur, le courant de la phase s'établit de la manière normale comme on l'a décrit précédemment en liaison avec les figures 2 et 3A. Lorsque le transistor 41 est rendu non conducteur au point de commutation, son courant de phase associé peut passer par le thyristor 46 pour atteindre le condensateur

36. Le thyristor 46 est commandé à l'instant o le transis-

tor 41 est rendu non conducteur ou légèrement avant. Tous

les thyristors et transistors sont commandés par le généra-

teur d'impulsions d'amorçage 64, décrit ci-dessous en liai-

son avec les figures 9 et 10.

Dans le mode de réalisation de la figure 5, on choisit la valeur de la capacité du condensateur tampon 36

de manière que le courant de commutation charge le condensa-

teur à un niveau de tension de l'ordre de 2 à 3 fois la tension Vs de la source de courant continu. La capacité du condensateur de couplage 35 est 5 à 10 fois cette valeur. La forme d'onde résultante pour la tension du condensateur 36 fait l'objet de la figure 6. Au point de commutation A, le

condensateur 36 se charge à une tension inférieure à Vs.

Le courant de phase circulant, la tension du condensateur tampon augmente. Lorsque le courant de phase tombe à zéro au

point Z, la tension du condensateur est maximum, c'est-à-

dire égale à deux à trois fois Vs, et le thyristor 46 est

rendu non conducteur.

Au point Z égalemen,t, le thyristor 49 est contrô-

lé de manière à restituer la charge accrue du condensateur tampon 36 au condensateur de couplage 35. La charge est transférée d'une façon résonante dans la boucle résonante en série constituée du condensateur 36, de la bobine 50 et du condensateur 35. Ainsi, la tension du condensateur tampon tombe à une valeur très inférieure à Vs, comme représenté en figure 6. Le thyristor 49 est non conducteur lorsque le courant résonant tombe à zéro. Les thyristors 46, 47 et 48 évitent que les enroulements respectifs de phase soient traversés par un courant dès que la tension du condensateur

- 1i -

tampon tombe au-dessous de Vs A ce moment là, le conden-

sateur tampon 36 est prêt à recevoir le courant de commuta-

tion provenant d'une autre phase.

En figure 7, on a représenté un mode de réalisa-

tion d'un circuit convertisseur qui est une variante du circuit de la figure 5. Des diodes 51, 52 et 53 relient les

enroulements de phase 40, 42 et 44, respectivement, au con-

densateur-tampon 36. Le drain d'un transistor à effet de champ 55 est relié au condensateur 36, sa source à la bobine 50 et sa grille à une commande constituée d'un comparateur 57 dont une borne d'entrée est reliée à une résistance 58 et

l'autre borne à un potentiomètre 59. Une diode 54 est égale-

ment incorporée, sa cathode étant reliée à la bobine 50 et son anode à la borne négative de la source 15 de courant

continu, comme représenté.

Lorsqu'on met sous tension le circuit de la figure 7 avec la source 15 de courant continu, le courant traverse chaque enroulement de phase et sa diode respective pour entrer dans le condensateur tampon 36. La tension aux bornes du condensateur 36 augmente pour atteindre une valeur proche de 2Vs par suite de la résonance. Le condensateur 36 se charge en quelques millisecondes. Les diodes 51, 52 et 53 deviennent polarisées en sens inverse lorsque le passage du courant cesse dans les enroulements 40, 42 et 44. On peut utiliser des diodes à la place de thyristors car la tension

du condensateur-tampon est toujours supérieur à Vs.

Le reste du fonctionnement du convertisseur de la

figure 7 est semblable à celui du circuit précédemment dé-

crit. Le courant de commutation charge le condensateur 36 dans le circuit de récupération d'énergie. Cependant, au

lieu d'avoir une décharge résonante périodique du condensa-

teur 36, on emploie un écrêteur constitué du transistor à effet de champ 55, de la bobine 50 et de la diode 54 pour renvoyer l'énergie en excès du condensateur tampon 36 au

condensateur de couplage 35, maintenant une tension sensi-

- 12 -

blement constante aux bornes du condensateur 36.

- Lorsque la tension du condensateur-tampon dépasse une valeur prédéterminée (de l'ordre du double de Vs, et réglable par le potentiomètre 59), le transistor à effet de champ 55 est rendu conducteur par le comparateur 57 et le courant circule entre le condensateur-tampon 36, en passant par la bobine 50, et le condensateur de couplage 35. Lorsque le courant atteint un maximum, le transistor à effet -de

champ 55 est rendu non conducteur; ce qui évite que la ten-

sion aux bornes du condensateur tampon 36 ne tombe au-des-

sous de Vs et lui permet de ne tomber qu'à une valeur légèrement inférieure au niveau prédéterminé. Après que le transistor à effet de champ 55 ait été rendu non conducteur,

la bobine 50 continue à laisser passer le courant par l'in-

termédiaire de la diode 54 jusqu'à ce que la totalité de l'énergie soit renvoyée au condensateur de couplage 35, ce qui rend disponible l'énergie pour sa transformation en travail utile. Entre temps, d'autres phase peuvent être

conductrices, fournissant davantage d'énergie au condensa-

teur tampon 36.

L'avantage que présente le maintien de la tension du condensateur tampon, Vctampon à une valeur supérieure à Vs réside dans la possibilite ainsi offerte de réduire à zéro le courant de phase dans un temps plus court. Pendant l'application du courant de phase au condensateur tampon 36, on a la relation: d /dt = Vs - Vctampon' o représente le couplage inductif de phase. D'après cette relation, plus la tension du condensateur tampon est élevée,

plus le taux de décroissance du couplage inductif est grand.

Ainsi, le circuit convertisseur décrit permet également

d'obtenir une extinction rapide du courant de phase.

En figure 8, on a représenté un autre mode de

réalisation du circuit convertisseur, dans lequel on rempla-

ce la bobine 50 de la figure 5 par une résistance 56 et les

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thyristors 46, 47 et 48 respectivement, de chaque phase, par des diodes 51, 52 et 53, respectivement. Dans ce cas, la décharge du condensateur tampon 36, par l'intermédiaire de la résistance 56, dans le condensateur de couplage 35 n'est pas résonante. Par conséquent, Vctampon reste supérieure c-tampon ou égale à Vs, permettant l'utilisation de diodes dans chacune des phases. Le rendement est moins grand par suite de la perte de puissance dans la résistance 56, mais le coût

du convertisseur est plus faible et sa commande simplifiée.

On décrira, en liaison avec les figures 9 et 10, la commande des dispositifs principaux de commutation de chaque phase. Il apparaîtra à l'homme du métier que les

signaux de déclenchement pour les transistors ou les thyris-

tors de commutation des divers modes de réalisation du cir-

cuit convertisseur peuvent s'obtenir facilement à partir des

signaux de commutation décrits ci-dessous.

La figure 9 est un diagramme synoptique d'un ap-

pareil permettant de détecter la position du rotor, de cal-

culer les angles de commutation et de produire des signaux d'amorçage de phase. Les angles de commutation font l'objet d'un calcul pour lesquels: (1) le ou les dispositif(s)

prfncipal (aux) de commutation est (sont) rendu(s) conduc-

teur(s) pour des enroulements de phase mis sous tension; et

(2) le ou les dispositif(s) principal(aux) est (sont) ren-

du(s) conducteur(s), permettant la circulation du courant

dans le moteur.

Le capteur 61 de position d'arbre peut être un dispositif accouplé mécaniquement à l'arbre 105, qui fournit un nombre fixe d'impulsions électriques lors de chaque tour du rotor. La position du rotor est déterminée par comptage des impulsions. Une impulsions-repère peut être prévue de

façon à s'assurer de la position absolue.

Un circuit d'interface 62 est un amplificateur tampon qui traite pour les "rendre carrées" (c'est-à-dire les remet en créneau) les impulsions provenant du capteur de position 61. Typiquement, le circuit 62 peut être un circuit

de bascule de Schmitt.

Un calculateur d'angle de commutation 63, repré-

senté en détail en figure 10, comporte des compteurs qui divisent les impulsions du capteur provenant de l'interface 62. Par exemple, si le capteur de position 61 de la figure 9 produit 2400 impulsions par tour et que le rotor comporte six pôles, un premier compteur 70 du calculateur 63 procède

alors à une division par 400 de manière à obtenir 6 impul-

sions de la position du rotor par tour. Chacune des 6 impul-

sions représente une impulsion de référence associée à un

pôle respectif du rotor et sert à remettre à zéro un comp-

teur respectif d'une série de seconds compteurs 71a, 71b,

71c, associés chacun à une phase séparée, respectivement.

Chaque second compteur procède à un décompte à un intervalle correspondant à l'angle selon lequel le rotor doit tourner avant l'application du courant respectif de phase. Cet angle est mis dans une mémoire (non représentée), typiquement une mémoire à base de microprocesseur. Les signaux de remise à

zéro pour les phases respectives dus aux impulsions de posi-

* tion du rotor sont retardés suivant des quantités appro-

priées dans des circuits de retard 74 et 75 correspondant aux déplacements angulaires entre les phases, avec un seul enroulement de phase du moteur (non bifilaire) dans chaque

phase.

Chaque compteur respectif d'une série de troisiè-

mes compteurs 72a - 72c, chacun étant associé à une phase séparée, respectivement, est remis à zéro par les impulsions

de remise à zéro des seconds compteurs 71a, 71b, 71c, res-

pectivement. Les troisièmes compteurs procèdent à un dé- compte des intervalles correspondant à l'angle auquel chaque courant de

phase est coupé. Un circuit logique 76 utilise les impulsions provenant des compteurs 71-72 pour commander un générateur 64 d'impulsions d'amorçage, représenté en figure 9. Le circuit logique 76 peut être une porte ET pour

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chaque phase, avec l'entrée provenant des troisièmes comp-

teurs 72a-72c inversée, comme représenté pour une phase en figure 10. Le processus se répète dans chaque phase lors de l'apparition suivante d'une impulsion de position du rotor qui remet à zéro les compteurs.

Dans un système de commande à base de microproces-

seur, les comptages qui sont chargés dans les divers comp-

teurs peuvent être stockés dans des mémoires ou des regis-

tres et leur valeur peut être modifiée à des intervalles fréquents. Le microprocesseur peut être programmé avec une stratégie qui prend en compte les signaux de vitesse, de

charge et d'ordre.

Le générateur 64 d'impulsions d'amorçage est un type standard de circuit, se présentant sous la forme d'un unique transistor à effet de champ dans chaque phase, qui

amplifie les signaux de niveau logique provenant du calcula-

teur 63 afin de fournir une puissance suffisante aux dispo-

sitifs de commutation du convertisseur de manière à les rendre conducteurs et non conducteurs, pour commander le

moteur 60. Dans des ensembles de commande de faible puis-

sance (typiquement d'une puissance inférieure à 100 watts), l'amplification de puissance assurée par le générateur 64 n'est pas nécessaire et les dispositifs de commutation du convertisseur peuvent être directement rendus conducteurs et non conducteurs par les signaux de niveau logique provenant

du calculateur 63.

La présente invention fournit un procédé de commu-

tation avec des circuits convertisseurs appropriés pour un ensemble de commande de réluctance commutée. La récupération de l'énergie magnétique résiduelle et la décroissance rapide du courant de phase sont obtenues en faisant en sorte que le courant de commutation charge un condensateurtampon, et en renvoyant sélectivement la charge emmagasinée à la source de courant continu. Cela s'effectue avec une source unipolaire

de courant continu des enroulements non bifilaires et seule-

ment un dispositif principal de commutation par phase.

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Claims

REVENDICATIONS

1. Procédé d'augmentation du taux de décroissance du courant dans un enroulement de phase (40, 42, 44) d'un ensemble de commande de réluctance commutée alimenté par une source de courant continu (15) pendant la commutation à l'issue du point de commutation, caractérisé en ce qu'il comprend l'étape suivante: le transfert du courant entre

l'enroulement de phase, pendant la commutation à un disposi-

tif d'emmagasinage de charge (36) ayant une tension supé-

rieure à la tension (Vs) de la source en courant continu.

2. Procédé de récupération de l'énergie libérée par un enroulement dephase d'un ensemble de commande de réluctanc commutée pendant la commutation de l'enroulement de phase à l'issue du point de commutation, cet enroulement

15. étant relié à une source de courant continu (15), caracté-

risé en ce qu'il comprend les étapes suivantes:

(1) le transfert de la charge libérée par l'enrou-

lement de phase (40, 42, 44) pendant la commutation à un dispositif d'emmagasinage de charge (36); et (2) le prélèvement sélectif d'au moins une partie de la charge du dispositif d'emmagasinage pour la renvoyer à

la source de courant continu.

3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que la tension aux bornes du dispositif d'emmagasinage est à tout instant supérieure à la tension (Vs) aux bornes

de la source de courant continu.

4. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que la tension aux bornes du dispositif d'emmagasinage

est supérieure à la tension aux bornes de la source à cou-

rant continu lorsque le prélèvement commence.

5. Procédé de récupération de l'énergie libérée par des enroulements respectifs de phase (40, 42, 44) d'un

ensemble de commande de réluctance commutée pendant la com-

mutation de chacun des enroulements de phase à l'issue de leur point de commutation, ces phases étant reliées les unes

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aux autres en parallèle à une source de courant continu (15) caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes: (1) le transfert de la charge libérée par chacun des enroulements de phase lors de son intervalle respectif de commutation à un dispositif d'emmagasinage de charge (36); et (2) le prélèvement sélectif d'au moins une partie

de la charge dans le dispositif d'emmagasinage pour la ren-

voyer à la source de courant continu.

6. Circuit de récupération dans un convertisseur pour enroulement de phase (40; 42; 44) d'un ensemble de commande de réluctance commutée, l'enroulement comportant un

premier côté relié à la borne positive d'une source de cou-

rant continu (15), caractérisé en ce qu'il comprend: - un dispositif conducteur unidirectionnel de phase (46; 47; 48) ayant son anode reliée à un second côté de l'enroulement de phase; et - un dispositif d'emmagasinage de charge (36)

ayant un premier côté relié à la cathode du dispositif con-

ducteur unidirectionnel de phase et un second côté à la

borne négative de la source.

7. Circuit de récupération selon la revendication

6, caractérisé en ce que le dispositif conducteur unidirec-

tionnel de phase est constitué d'un thyristor qui est rendu conducteur pendant la commutation de l'enroulement de phase,

le circuit de récupération comportant en outre la combinai-

son en série d'un thyristor de récupération pouvant fonc-

tionner sélectivement (49) et d'une bobine (50) branchée entre le premier côté du dispositif d'emmagasinage de charge

et la borne positive de la source.

8. Circuit de récupération selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comprend en outre la combinaison en série d'un thyristor de récupération pouvant fonctionner sélectivement (49) et d'une résistance (56) branchée entre le premier côté du dispositif d'emmagasinage de charge (36)

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et la borne positive de la source.

9. Circuit de récupération selon la revendication 8, caractérisé en ce que le thyristor de récupération est mis en oeuvre lorsque la tension aux bornes du dispositif d'emmagasinage de charge (36) dépasse une valeur prédéter- minée.

10. Circuit de récupération dans un convertisseur pour un enroulement de phase (40; 42; 44) d'un ensemble de commande de réluctance commutée, l'enroulement ayant un

premier côté relié à la borne positive d'une source de cou-

rant continu (15), caractérisé en ce qu'il comprend: - un dispositif conducteur unidirectionnel (51, 52, 53) de phase dont l'anode est reliée au second côté de l'enroulement de phase; - un dispositif d'emmagasinage de charge (36)

ayant un premier côté relié à la cathode du dispositif con-

ducteur unidirectionnel de phase et un second côté à la borne négative de la source de courant continu; - un élément de commutation (55) d'écrêteur ayant

un premier côté relié au premier côté du dispositif d'emma-

gasinage de charge;

- un élément conducteur unidirectionnel (54) d'é-

crêteur ayant sa cathode reliée au second côté de l'élément

de commutation et ayant son anode reliée à la borne négati-

ve; et - une bobine (50) branchée entre le second côté de

l'élément de commutation et la borne positive de la source.

11. Circuit de récupération selon la revendication , caractérisé en ce que la source de courant continu (15) comporte en outre un condensateur (35) branché entre ses bornes.

12. Circuit de récupération selon la revendication

, caractérisé en ce que l'élément de commutation d'écrê-

teur est contrôlé par une commande d'écrêteur (57) couplée à celui-ci, d'o il résulte qu'il conduit la charge entre le

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dispositif d'emmagasinage de charge, par l'intermédiaire de la bobine, et la borne positive de la source lorsque la tension aux bornes du dispositif d'emmagasinage de charge dépasse une valeur prédéterminée, et devient non conducteur avant que la tension aux bornes du dispositif d'emmagasinage

de charge tombe au-dessous de la valeur de la tension pré-

sente aux bornes de la source de courant continu.

13. Circuit de récupération selon la revendication

11, caractérisé en ce que l'élément de commutation d'écrê-

teur est contrôlé par une commande d'écrêteur coupl"ée à celui-ci, d'o il résulte qu'il conduit la charge entre le dispositif d'emmagasinage de charge, par l'intermédiaire de la bobine, et le condensateur lorsque la tension aux bornes du dispositif d'emmagasinage de charge dépasse une valeur

prédéterminée, et devient non conducteur avant que la ten-

sion aux bornes du dispositif d'emmagasinage de charge tombe au-dessous de la valeur de la tension présente aux bornes de

la source de courant continu.

14. Circuit de récupération selon la revendication

12, caractérisé en ce que l'élément de commutation d'écrê-

teur comporte un transistor à effet de champ (55) dont le

drain et la source sont les premier et second côtés de l'é-

lément de commutation, respectivement, et en ce que la com-

mande d'écrêteur comprend un comparateur (57) avec une en-

trée reliée à la sortie d'un diviseur de tension (59) bran-

ché aux bornes de la source de courant continu, la sortie du comparateur étant couplée à la grille du transistor à effet

de champ (55).

15. Circuit de récupération selon la revendication

10, caractérisé en ce que le dispositif conducteur unidirec-

tionnel de phase est une diode.

16. Circuit de récupération selon la revendication

, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des disposi-

tifs supplémentaires conducteurs unidirectionnels de phase, chacun connectant un enroulement supplémentaire de phase au

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dispositif d'emmagasinage de charge (36).

17. Ensemble de commande de réluctance commutée, caractérisée en ce qu'il comprend:

- une série de paires de pôles (110, 111) de sta-

tor, chaque pôle de chaque paire comportant un enroulement

unique, les enroulements uniques de chaque paire étant re-

liés en série, pour former un enroulement de phase (11; 12); - un rotor (101) ayant des p6les (113, 114); - une source unipolaire de courant continu (15); et - un convertisseur (65) pour alimenter chacun des enroulements de phase, le convertisseur comportant une série de dispositifs principaux de commutation, chaque dispositif

de commutation étant relié en série avec l'un des enroule-

ments de phase, respectivement, un circuit de récupération d'énergie comportant un condensateur-tampon (36), le circuit

de récupération d'énergie étant relié aux bornes de la sour-

ce de courant continu, et une série de dispositifs de con-

duction unidirectionnelle de commutation, chacun des dispo-

sitifs de conduction, respectivement, reliant l'un des en-

roulements de phase, respectivement, au condensateur tampon;

d'o il résulte que l'énergie magnétique résiduel-

le est efficacement renvoyée à la source unipolaire de cou-

rant continu.