ES2935608T3 - Célula de conmutación de potencia aislada - Google Patents

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Philippe Bouysse
Sylvain Delage
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Universite de Limoges
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Abstract

Una celda de conmutación de potencia y un convertidor multinivel asociado, que comprende: - un puerto de entrada capaz de recibir una señal de control de conmutación (VIN), - un transistor de entrada (Tcom) conectado a través de la puerta al puerto de entrada y a través de la fuente a una referencia voltaje (VSS), - un circuito de polarización automática (P) que comprende un transistor de polarización automática (Tpol) conectado a través de la puerta al drenaje del transistor de entrada, y una resistencia (Rpol) conectada en paralelo entre la puerta y la fuente del transistor de autopolarización y, en serie, entre el drenaje del transistor de entrada y la fuente del transistor de autopolarización, - un transistor de potencia (Tp), conectado a través de la puerta a la fuente del transistor de autopolarización y a través del drenaje a una tensión de alimentación (VDD), y - un transistor de aislamiento (Tiso),conectado a través de la puerta y a través de la fuente a la puerta y a la fuente del transistor de potencia, y a través del drenaje al puerto de salida de la celda. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)

Description

DESCRIPCIÓN
Célula de conmutación de potencia aislada
La invención se sitúa en el campo técnico de las fuentes de alimentación de conmutación de alta frecuencia, y más concretamente de las fuentes de alimentación de este tipo cuando se fabrican en forma de circuitos integrados monolíticos de microondas (en inglés, MMIC por Monolithic Microwave Integrated Circuit, o circuito integrado monolítico de microondas). La invención es particularmente aplicable a la realización de fuentes de alimentación de conmutación para moduladores de polarización en el caso de aplicaciones de gestión dinámica de polarización de amplificadores de radiofrecuencia (RF).
La gestión dinámica de la polarización de los amplificadores de RF en una cadena de transmisión, con el fin de seguir las variaciones de la envolvente de la señal a amplificar, es una cuestión importante en los sistemas de comunicaciones modernos, ya que permite que los amplificadores funcionen en el punto de funcionamiento que maximiza la eficiencia eléctrica.
Las figuras 1a a 1d ilustran los aspectos relacionados con esta gestión.
La figura 1a es una representación simplificada de una cadena de transmisión en un equipo estándar. Una señal modulada en banda base, cuya amplitud varía con el tiempo, es transpuesta a la frecuencia portadora por una cadena de radio 110 y luego amplificada por un amplificador de potencia 111.
El amplificador 111 es alimentado/polarizado por un generador de tensión continua 112, la señal de salida es la señal 113.
La figura 1b ilustra de forma simplista el nivel de la señal transmitida 113 y la energía disipada por el amplificador. Dado que la tensión de polarización 112 del amplificador es continua, la energía 114 consumida por el amplificador es constante, independientemente de las variaciones de potencia de la señal 113. El nivel de la tensión de polarización del amplificador se dimensiona entonces en relación con el nivel de máxima potencia de la señal a transmitir. Cuando el nivel de la señal transmitida no alcanza su valor máximo, la diferencia de potencia 115 se pierde y se disipa en forma de calor, lo que supone un gasto innecesario de energía y el calentamiento del componente.
La figura 1c es una representación simplificada de una cadena de transmisión en un equipo configurado para realizar el seguimiento de la envolvente de una señal a transmitir.
Como en el caso mostrado en la Figura 1a, la señal es modulada en banda base y luego transpuesta a frecuencia portadora por una cadena de radio 120, y finalmente amplificada por un amplificador de potencia 121.
La diferencia con la figura 1a es que el generador de tensión de polarización del amplificador de potencia 122 sigue las variaciones de potencia de la señal transmitida 123.
La Figura 1d ilustra los efectos de controlar la tensión de polarización del amplificador cuando se transmite una señal de amplitud no constante. Esta tensión 124 varía para seguir las variaciones de la señal a transmitir 123. De este modo, la potencia disipada en forma de calor 125 se reduce al mínimo, con el consiguiente ahorro de energía en el dispositivo de transmisión.
Este ahorro es tanto más importante cuanto mayor es el nivel de potencia transmitida, razón por la cual la gestión dinámica de la polarización del amplificador es una solución de interés en la electrónica de potencia de microondas.
Las técnicas para gestionar dinámicamente la tensión de polarización de los amplificadores se conocen desde hace varios años, pero sólo se han implementado recientemente, principalmente por dos razones:
- el desarrollo de transistores en tecnología GaN (nitruro de galio) permite por fin prever técnicamente estas soluciones,
- el creciente desarrollo de los sistemas de telecomunicaciones inalámbricas, para los que las arquitecturas de amplificadores convencionales presentan bajas eficiencias eléctricas, ha sido objeto de grandes esfuerzos de investigación en vista del ahorro que puede suponer en términos de consumo de energía.
Los sistemas dinámicos de gestión de la polarización consisten, entre otras cosas, en moduladores de tensión, constituidos a su vez por una o más fuentes de alimentación conmutadas, cuyo ancho de banda debe ser al menos igual al de la envolvente de las señales de RF a amplificar.
Un elemento clave de estas fuentes de alimentación conmutadas es la célula de conmutación de potencia, que permite conmutar una señal de potencia a su salida en función de una señal de control de baja potencia aplicada a su entrada. Esta célula debe cumplir dos criterios: conmutación rápida y bajo consumo de energía.
Se conocen dos familias principales de técnicas para producir una fuente de alimentación conmutada a partir de estas células de conmutación:
- Técnicas de modulación por ancho de pulsos (en inglés Pulse Width Modulation, o PWM), que consisten en modular una tensión de alimentación con una señal lógica cuya frecuencia varía en función del valor de tensión de salida deseado. Para funcionar de forma óptima, la señal lógica debe tener una frecuencia al menos 5 o 10 veces superior a la frecuencia de muestreo de la señal a transmitir. Sólo se necesita una célula. La señal resultante de esta célula es una secuencia de ranuras para las que la tensión es igual a la tensión inicial, siendo estas ranuras más o menos anchas en función de la tensión de salida deseada. A continuación, la señal se filtra con un filtro de paso bajo para obtener una señal cuyo nivel depende de la anchura de las ranuras. Existen muchas variaciones de estas técnicas existentes de modulación por ancho de pulsos, como por ejemplo el uso de una señal lógica triangular o el control por histéresis.
- Las llamadas técnicas de conmutadores multinivel, que consisten en poner en paralelo varias células que suministran una tensión a distintos niveles, teniendo cada célula un nivel de salida distinto. La frecuencia de conmutación es entonces menor que en el caso anterior.
Los convertidores multinivel tienen la ventaja de reducir considerablemente los requisitos de velocidad de conmutación de las células, y no requieren la adición de un complejo y engorroso filtro de reconstrucción, ni la implementación de un complejo sistema de alineación temporal de la tensión de polarización con la señal a transmitir. Sin embargo, tienen el inconveniente de requerir más células de conmutación (una por nivel de tensión) y, por tanto, más superficie de sustrato. Por tanto, ambas soluciones tienen sus ventajas respectivas y pueden ser más o menos interesantes en función de las aplicaciones buscadas.
La invención se enmarca en el contexto de estos conmutadores multinivel, también conocidos como moduladores CNA de potencia (acrónimo de Convertidor Digital-Analógico), cuando se implementan en tecnología MMIC.
Se conocen células de conmutación de potencia de alta frecuencia basadas en tecnología MMIC que utilizan transistores de efecto de campo, como la descrita en la solicitud de patente internacional WO 2015/162063. Estas células son ideales para la realización de un convertidor multinivel.
Sin embargo, la implementación de varias de estas células en paralelo requiere la inserción de un dispositivo para aislar las células entre sí, sin el cual las células de menor peso numérico consumen corriente, lo que lleva a una pérdida de eficiencia. Además, las células no aisladas pueden sufrir variaciones de tensión que pueden destruir sus componentes.
Este problema se resuelve en la técnica anterior, fuera de la tecnología MMIC, insertando diodos entre las células.
La figura 2 ilustra una disposición de este tipo, conocida en la técnica, que comprende células de conmutación aisladas por diodos.
En la Figura 2, las células 201, 202 y 203 son células de conmutación conectadas en paralelo, estando cada célula conectada a una tensión de alimentación diferente 211, 212 y 213. Las células se activan (ON) o se desactivan (OFF) para proporcionar una tensión de salida 220, cuyo nivel varía en función de las necesidades.
Los diodos 231,232 y 233 se utilizan para aislar las células desactivadas de las células activadas.
El uso de diodos para aislar las diferentes células de conmutación no es óptimo cuando el conmutador multinivel se implementa en tecnología GaN MMIC. En efecto, en esta tecnología planar, la realización de diodos no ofrece características viables para estas aplicaciones en términos de corriente soportada, resistencias parásitas de acceso y capacidades intrínsecas. Por ejemplo, los transistores montados “en diodos” (es decir, fuente y drenaje conectados al mismo potencial) no permiten el paso de grandes corrientes (ya que éstas fluyen a través de los dedos de la puerta); los diodos planares con un contacto Shottky circular tienen un mayor soporte de corriente, pero resistencias de acceso y capacitancia intrínseca elevadas.
Así, la invención tiene por objeto responder al problema de la realización de un convertidor de potencia multinivel en tecnología MMIC proponiendo una célula de conmutación de potencia de alta velocidad de conmutación, comprendiendo la célula según la invención un dispositivo de aislamiento que permite conectarla en paralelo con otras células del mismo tipo sin reducción de la eficacia ni riesgo de destrucción de los componentes.
La célula de conmutación de potencia según la invención comprende por tanto:
- un puerto de entrada adecuado para recibir una señal de control de conmutación,
- un transistor de entrada que tiene una puerta conectada a dicho puerto de entrada, y una fuente conectada a una tensión de referencia,
- un circuito de autopolarización que comprende una resistencia y un transistor autopolarizado, estando una puerta de dicho transistor autopolarizado conectada a un drenaje de dicho transistor de entrada, estando la resistencia conectada en paralelo entre una puerta y una fuente de dicho transistor autopolarizado y en serie entre un drenaje del transistor de entrada y una fuente de dicho transistor autopolarizado,
- un transistor de potencia, que tiene una puerta conectada a una fuente del transistor autopolarizado y un drenaje conectado a una tensión de alimentación, y una fuente conectada a un drenaje del transistor autopolarizado, y - un puerto de salida.
Comprende además un transistor de aislamiento que tiene una puerta conectada a una puerta del transistor de potencia, una fuente conectada a una fuente del transistor de potencia y un drenaje conectado a dicho puerto de salida de la célula.
Ventajosamente, en la célula de conmutación según la invención, el transistor de potencia, el transistor autopolarizado y el transistor de aislamiento son transistores de efecto de campo de tipo normalmente conductor.
Aún más ventajosamente, los tres transistores son transistores de alta Movilidad de electrones (en inglés High Electron Mobility Transistor, o HEMT), fabricados en una tecnología seleccionada de la siguiente lista: GaN (nitruro de galio), GaAs (arseniuro de galio).
Ventajosamente, el transistor de potencia y el transistor autopolarizado tienen características eléctricas sustancialmente idénticas.
La célula de conmutación según la invención está dimensionada de tal manera que:
- la conmutación a estado activado del transistor por la señal de entrada, controla la conmutación a estado bloqueado de dichos transistores autopolarizados, de potencia y de aislamiento, y
- la conmutación a estado bloqueado del transistor de entrada, mediante la señal de entrada, controla la conmutación a estado activado de dichos transistores autopolarizados, de potencia y de aislamiento.
Ventajosamente, la célula de conmutación según la invención está fabricada en circuito integrado de microondas monolítico o tecnología MMIC.
En una realización de esta célula, dicho transistor de potencia y dicho transistor de aislamiento se implementan en un único patrón que comprende una puerta central de acceso, una fuente distribuida a través de la puerta central de acceso, un drenaje que constituye el transistor de potencia en un lado de la puerta central de acceso, y un drenaje que constituye el transistor de aislamiento en otro lado de la puerta central de acceso.
Ventajosamente, dicha fuente y dichos drenajes están interdigitados.
La invención también se dirige a un convertidor multinivel de tensión, caracterizado porque comprende una pluralidad de células de conmutación como las descritas anteriormente, dispuestas en paralelo, teniendo cada una de dichas células un puerto de salida conectado a un mismo puerto de salida de dicho convertidor multinivel, y estando configurada para proporcionar una tensión de salida diferente a la de las otras células de conmutación.
Finalmente, la invención se dirige a un sistema de amplificación de señal que comprende un amplificador de potencia y un convertidor de tensión multinivel como se ha descrito anteriormente, estando dicho convertidor de tensión multinivel configurado para generar una tensión de polarización dinámica para el amplificador de potencia.
Descripción
La invención se comprenderá mejor y otras características y ventajas se pondrán de manifiesto a partir de la siguiente descripción, que se da a título no limitativo, y gracias a las figuras adjuntas, entre las cuales:
- Las figuras 1a, 1b, 1c y 1d, que ya se han descrito, ilustran los problemas que plantea la gestión dinámica de la tensión de polarización de los amplificadores de potencia;
- La figura 2, ya descrita, ilustra un montaje de conmutador multinivel según el estado de la técnica, realizado en una tecnología distinta de la tecnología integrada, y en particular distinta de la tecnología MMIC;
- La figura 3 muestra una célula de conmutación en tecnología MMIC, tal como se describe en la solicitud internacional de patente WO 2015/162063 ;
- La figura 4a muestra una posible arquitectura de un conmutador multinivel (4 niveles) que comprende células de conmutación según el estado de la técnica, aisladas por diodos;
- La figura 4b indica el punto de funcionamiento de los transistores de potencia en el montaje de la figura 4a; - La figura 5a muestra una posible arquitectura de un conmutador multinivel (4 niveles) que comprende células de conmutación según el estado de la técnica, cuando no están aisladas entre sí;
- La figura 5b indica el punto de funcionamiento de los transistores de potencia en el montaje de la figura 5a; - La figura 6 muestra una célula de conmutación en tecnología MMIC según la invención;
- La figura 7 muestra diferentes resistencias que pueden añadirse a la célula de conmutación según la invención;
- La figura 8a muestra una posible arquitectura del conmutador multinivel (4 niveles) que comprende células de conmutación según la invención;
- La figura 8b indica el punto de funcionamiento de los transistores de potencia y los transistores de aislamiento en el montaje de la figura 8a;
- La figura 9 muestra un ejemplo de conmutación de tensión a la salida de un conmutador multinivel que comprende células de conmutación según la invención, realizado en simulación.
- La figura 10a muestra un ejemplo de realización en tecnología MMIC de los transistores de potencia y de aislamiento en una célula de conmutación según la invención.
La invención se describe como una célula de conmutación para un convertidor multinivel utilizado para la gestión dinámica de polarización de amplificadores de potencia. Sin embargo, esta descripción no es limitativa, ya que la célula de conmutación según la invención puede utilizarse en otros tipos de dispositivos distintos de los convertidores multinivel, y para otros fines distintos de la gestión de la tensión de polarización de los amplificadores de potencia, como por ejemplo los generadores de señales de potencia arbitraria para instrumentación.
Del mismo modo, la célula de conmutación de potencia según la invención está realizada a partir de transistores en modo de agotamiento (también conocidos como transistores de "agotamiento" o transistores normalmente conductores, en inglés "normally-ON"), que es a menudo el caso de los transistores de RF (GaN, AsGa, etc.). Sin embargo, en lo que respecta al transistor de control Tcom, la invención puede aplicarse de la misma manera independientemente del tipo de transistores utilizados (por ejemplo, utilizando transistores normalmente serrados, en inglés “normally-OFF”). Los valores pertinentes de la célula de conmutación, tales como los valores de las tensiones de control de los transistores, pueden ser modificados por el experto para adaptarlos a los tipos y modelos de transistores utilizados, siendo los valores de tensión y de intensidad descritos a continuación, mencionados solo con fines ilustrativos.
Por último, la invención se aplica preferentemente a una célula de conmutación de potencia implementada en tecnología MMIC, pero la célula de conmutación y el convertidor multinivel según la invención pueden implementarse de forma equivalente en cualquier tipo de tecnología, por ejemplo en circuito impreso PCB con componentes discretos montados en superficie.
El uso de transistores denominados "RF", es decir, transistores generalmente destinados a aplicaciones a frecuencias de RF o microondas, permite producir células de conmutación que cumplen los requisitos de velocidad de conmutación y bajo consumo de energía para el seguimiento de la envolvente de una señal de amplitud no constante. Los transistores de alta movilidad electrónica, especialmente los HEMT de tecnología GaN, son adecuados para este tipo de realización, ya que son capaces de conducir grandes corrientes a tensiones elevadas (lo que los hace muy apropiados para su uso en circuitos de potencia), al tiempo que presentan bajas capacitancias intrínsecas en comparación con otras tecnologías.
Una de las principales dificultades en la realización de circuitos de conmutación rápida reside en la realización del control de transistores de potencia cuyo potencial de fuente es flotante, es decir, no referenciado a un potencial fijo (generalmente tierra): varía entre un potencial próximo a cero y un potencial correspondiente al nivel de la alta tensión a conmutar. Las técnicas de aislamiento de accionamiento de puerta mediante optoacopladores o transformadores de aislamiento no parecen adecuadas para estas aplicaciones de alta frecuencia de conmutación debido a su relativa lentitud.
Además, una característica notable de muchos transistores de efecto de campo de RF, y en particular de la mayoría de los HEMT de GaN, es que tienen un denominado "modo de agotamiento" de funcionamiento, es decir, su canal está abierto cuando la tensión aplicada entre su puerta y su fuente es cero. En estas condiciones, si la tensión entre drenaje y fuente no es cero, puede fluir una corriente distinta de cero entre drenaje y fuente. Para bloquear un transistor de este tipo, hay que agotar su canal de carga libre, lo que se consigue aplicando una tensión puerta-fuente negativa (la tensión de pinzamiento del transistor). En la literatura técnica anglosajona, se habla de transistores "normally-ON”. El uso de transistores ”normelly-ON”, aunque no es especialmente difícil, no es habitual en aplicaciones de conmutación y requiere la adaptación de arquitecturas conocidas a esta especificidad.
Así pues, el control de polarización de puerta de un transistor de potencia debe diseñarse a la vez para:
- adaptarse a la especificidad “normally-ON de muchos transistores de efecto de campo de RF,
- permitir una conmutación rápida, sin riesgo de avería del transistor, es decir, con una tensión de puerta que evoluciona de forma bien controlada con respecto a la tensión de fuente flotante,
- garantizar la seguridad del aparato asegurándose de que esté en estado "OFF" cuando esté bajo tensión.
Además, las pérdidas eléctricas del conmutador deben ser lo más bajas posible:
- conmutando (paso de estado “ON” a estado “OFF” y de estado “OFF” a estado “ON”) lo más rápido posible para limitar las pérdidas de conmutación, lo que es posible gracias a la elección de la tecnología de los componentes y a la realización de un circuito de control de puerta adecuado, y
- limitando las pérdidas de conducción: eligiendo transistores con las menores resistencias posibles en estado activo, y limitando sus fugas de corriente de salida en estado bloqueado, cuando su tensión de salida es máxima, cercana a la tensión de alimentación.
A continuación, y a menos que se indique lo contrario, los transistores utilizados son transistores de efecto de campo, de tipo “normallly-ON”. Estos transistores constan de una puerta metálica, un drenaje y una fuente. En el estado "ON", es decir, cuando su tensión puerta-fuente está próxima a 0 V, estos transistores están activados, mientras que están bloqueados (circuito abierto) en el estado "OFF", es decir, cuando su tensión puerta-fuente es negativa.
La figura 3 muestra una célula de conmutación de potencia que puede implementarse en tecnología MMIC, como se describe en la solicitud internacional de patente WO 2015/162063.
Esta célula incluye:
- un controlador, configurado para emitir una tensión V in;
- un transistor Tcom, denominado transistor de entrada o de mando, cuya fuente está conectada a una fuente de tensión Vss;
- un transistor Tp, denominado transistor de potencia, cuyo drenaje está conectado a una fuente de alta tensión Vdd;
- un circuito de polarización P, que comprende un transistor Tpol llamado de polarización y una resistencia Rpol llamada de polarización;
la célula de conmutación proporciona una tensión de salida Vout.
La función del transistor de entrada es conmutar una pequeña corriente, ligada a la fuente de tensión Vss, hacia la carga formada por el circuito de autopolarización P y el transistor de potencia Tp. La corriente conmutada por Tcom es pequeña comparada con la corriente conmutada por el transistor de potencia y el transistor de polarización. Así pues, el transistor de entrada Tcom puede ser del mismo tipo que los transistores Tp y Tpol, es decir transistores de efecto de campo, de tipo HEMT “normally-ON”, o de un tipo diferente, como un transistor MOS (acrónimo inglés de Metal Oxide Semiconductor)) “normally-OFF”. El transistor Tp conmuta corrientes más altas. Su desarrollo de puerta se elige de modo que funcione en su región óhmica (es decir, que Vds_tp(on) permanezca bajo) cuando fluyan tales corrientes.
Cuando el transistor Tcom está en el estado ON (por ejemplo cuando V in=Vss), los transistores Tp y Tpol se auto polarizan. En efecto, la corriente I conmutada por el transistor de control Tcom controla el punto de funcionamiento del transistor Tpol del circuito de autopolarización: esta corriente fija la tensión puerta-fuente Vgs_tpoi, siendo VGs_Tpol=I.Rpol, y la corriente drenaje-fuente Ids_tpoi, siendo Ids_tpoi=I, la corriente del transistor Tpol. Este punto de funcionamiento corresponde a un valor determinado de la tensión de drenaje fuente Vds_tpoi del transistor de polarización Tpol.
Por construcción, la tensión drenaje-fuente Vds_tpoi del transistor de polarización Tpol es igual a la inversa de la tensión puerta-fuente Vgs_tp del transistor de potencia Tp. Así, el transistor de control Tcom conmutado al estado ON permite el control de corriente de la tensión puerta-fuente del transistor de conmutación de potencia Tp en el estado OFF (VgS_Tp(OFF)).
Se trata de un control indirecto, ya que la corriente I, conmutada por el transistor de conmutación Tcom, es proporcionada en realidad por la estructura de la célula. Por lo tanto, los valores de corriente I y tensión Vgs_tp(off) no son directamente ajustables. Se fijan indirectamente, mediante un dimensionamiento adecuado de la estructura de la célula y, en particular, mediante una elección apropiada de los valores de la resistencia Rpol y de la tensión Vss, con:
Figure imgf000006_0001
con:
- Rl la resistencia de carga a la salida de la célula,
- Gm_Ti la transconductancia del transistor Ti
- Vp es la tensión de pinzamiento de los transistores Tp y Tpoi, en caso de que tengan la misma tensión de pinzamiento, lo que suele ocurrir si están en la misma tecnología MMIC.
Cuando el transistor Tcom está en el estado ON, los transistores Tp y Tpol están por lo tanto en el estado OFF, y la célula de conmutación está en el estado OFF. Cuando la célula está bajo tensión, el control del transistor Tcom es igual a 0V, asegurando así que la célula está en estado OFF y aislada de la carga independientemente de la tensión de alimentación de drenaje.
Cuando el transistor Tcom está en el estado OFF (por ejemplo, cuando Vin = Vp Vss), es decir, cuando ya no conduce corriente a la carga formada por el circuito de autopolarización P y el transistor de potencia Tp, el transistor Tpol conmuta al estado activado ON. En este estado, equivale, a su salida, a una resistencia Rds_tpoi(on), conectada entre la puerta y la fuente del transistor de potencia Tp, de valor muy bajo. El transistor Tp también está en estado activado ON, por lo que la célula de conmutación suministra una tensión de salida Vout = Vdd.
La velocidad de conmutación del estado OFF al estado ON del transistor Tp, corresponde a la velocidad de conmutación de la célula. Esta velocidad está relacionada con la impedancia presentada a la entrada de Tp, una impedancia baja que favorece la conmutación rápida. En otras palabras, durante la fase de conmutación, el transistor Tpol debe ser equivalente en su salida a una resistencia de bajo valor. Este es el caso cuando el transistor Tpol está en estado activado. Durante la fase de conmutación transitoria, Tpol también pasa del estado de cuasi-bloqueo al estado de activado. Entonces tiene una resistencia a Tp que varía de un valor alto a un valor bajo. En la práctica, Tpol tiene un desarrollo mucho menor que Tp porque no tiene que conducir una corriente fuerte. Su capacidad de entrada es, por tanto, muy inferior a la capacidad de entrada de Tp, por lo que puede conmutar muy rápidamente. Por lo tanto, su resistencia de salida equivalente equivale muy rápidamente a su baja resistencia de estado activado, lo que también permite que Tp conmute muy rápidamente.
Esta célula permite por tanto conmutar rápidamente una corriente elevada a partir de una señal de control de una baja potencia. También es fácilmente parametrizable y tiene pocas pérdidas cuando la célula está en estado OFF, así como pérdidas por conmutación. Una célula de este tipo, basada en HEMT de GaN, puede alcanzar eficiencias y velocidades de conmutación inalcanzables con arquitecturas de convertidores DC-DC más convencionales, y allana el camino para la realización de moduladores de polarización para aplicaciones de ”envelope tracking”, o seguimiento de la envolvente. Su especificidad radica en la existencia del circuito de autopolarización del transistor de potencia que, en pocas palabras, genera la corriente que el transistor de potencia necesita para conmutar cuando el transistor de control cambia de estado.
A continuación se dan ejemplos de la implementación de un conmutador multinivel, basados en componentes HEMT de AlInN/GaN (Nitruro de Aluminio e Indio) desarrollados en laboratorio con una longitud de puerta de 0,25pm y un desarrollo total de puerta de 1,5mm (en forma de 10 dedos de 150pm de longitud).
Estos ejemplos presentan el caso de un convertidor digital analógico de potencia de 4 niveles, para el cual las cuatro tensiones de salida posibles son 40V (bit 11), 30V (bit 10), 20V (bit 01), y 10V (bit 00).
Se buscará la mayor salida de tensión, bit '11'. Por lo tanto, las células C0, C1 y C2 se controlan en estado "OFF", y la célula en estado C3 en estado "ON".
Estos ejemplos se dan a modo de ilustración no limitativa, pudiendo el experto en la materia adaptarlos añadiendo o quitando células, modificando los componentes, las tensiones suministradas o el estado de las células.
La figura 4a muestra una posible arquitectura de conmutador multinivel que comprende células de conmutación según el estado de la técnica, estando las células aisladas por diodos. El conmutador es un circuito híbrido, ya que las células pueden fabricarse en tecnología MMIC, a diferencia de los diodos, por las razones descritas anteriormente.
El conmutador tiene así cuatro células, C0, C1, C2 y C3, cada una de las cuales está conectada a una alimentación Vddí diferente. Las células son las descritas en la figura 3. Cada uno de ellas incluye un transistor de potencia, denominándose estos transistores Tp0, Tp1, Tp2 y Tp3 respectivamente, y están aislados entre sí por diodos denominados D0, D1, D2 y D3.
La orden de entrada es tal que:
- el transistor de potencia Tp3 está en estado "ON", lo que significa que la tensión de salida Vout = Vdd3 = 40V.
- los demás transistores de potencia están en estado "OFF".
La figura 4b indica el punto de funcionamiento de los transistores de potencia en la disposición mostrada en la figura 4a.
Los gráficos 400, 410, 420 y 430 muestran las curvas de variaciones posibles Ids(Vds) de cada uno de los transistores de potencia Tp0, Tp1, Tp2 y Tp3 , respectivamente, en los que se muestran los puntos de funcionamiento del transistor.
Puede verse en la Figura 430 en relación con el funcionamiento del transistor de potencia Tp3 que la tensión puertafuente Vgs3 es aproximadamente 0V, lo que corresponde a un estado ON del transistor (transistor “normally-ON”).
El punto de funcionamiento, para la curva de variación asociada, muestra una tensión Vds3 en el transistor Tp3 próxima a cero. Por lo tanto, la tensión de salida Vout = Vdd3 = 40V.
Con respecto a la célula C2 , la figura 420, en relación con el funcionamiento del transistor de potencia Tp2, indica que la tensión puerta-fuente Vgs_tp2 es de aproximadamente -4V, lo que corresponde a un estado "OFF" del transistor.
El punto de funcionamiento, para la curva de variación asociada, muestra una tensión Vds_tp2 en el transistor Tp2 de 22V. Este valor corresponde a Vdd2 + 2 * Vp, donde Vp es aproximadamente -4V. Por lo tanto, la corriente de salida de esta célula es cero.
Lo mismo ocurre con la tensión de salida de las células C1 y C0.
Para las células de conmutación en estado "OFF", las tensiones puerta-fuente Vgs están en el rango de -3.5V a -4V, y las tensiones Vds en los terminales de los transistores de potencia son iguales a sus respectivas Vdd más dos veces la tensión de pinzamiento de los transistores. Por lo tanto, el conmutador funciona nominalmente.
La figura 5a muestra una posible arquitectura de un conmutador multinivel que comprende células de conmutación según el estado de la técnica, cuando no están aisladas entre sí (4 niveles de tensión).
Esta figura difiere de la mostrada en la Figura 4a sólo en que los diodos D0 a D3 han sido eliminados. Por tanto, el circuito puede fabricarse íntegramente en tecnología MMIC.
La figura 5b indica el punto de funcionamiento de los transistores de potencia en la disposición mostrada en la figura 5a.
Los gráficos 500, 510, 520 y 530 muestran las curvas de posibles variaciones I(V) de cada uno de los transistores de potencia Tp0, Tp1, Tp2 y Tp3 , respectivamente, en los que se muestran los puntos de funcionamiento del transistor.
Como en el montaje en el que las células están aisladas por diodos, se puede observar que en la célula de conmutación C3 , la tensión puerta-fuente Vgs3 del transistor es aproximadamente 0V, lo que corresponde a un estado “ON” del transistor.
El punto de funcionamiento, para la curva de variación asociada, muestra una tensión Vds3 en el transistor Tp3 próxima a cero. Por lo tanto, la tensión de salida Vout = Vdd3 - Vds_tp3 “ 40V.
Con respecto a la célula de conmutación C2 , esta célula ya no está aislada, y por lo tanto tiene un potencial en los terminales del transistor Tp2 de Vgs_tp2 = -32V. Esta tensión es destructiva para la mayoría de las tecnologías de transistores, y es una limitación en el rango de utilización de esta célula, ya que esta tensión está relacionada con el valor de VDD3.
El transistor Tp2 tiene una tensión Vds2 negativa, sin embargo, no conduce corriente porque su tensión Vgs es mucho más negativa que su tensión Vds. Por lo tanto, la célula se encuentra en estado "OFF".
El comportamiento de la célula Ci es idéntico en todos los aspectos al de la célula C2.
Con respecto a la célula de conmutación C0, el potencial en los terminales del transistor Tp0 es también Vgs_tp0 = -32V. Al igual que con las células C2 y Ci, es probable que una tensión de este tipo destruya el transistor.
Se observa además que el punto de funcionamiento para la curva de variación asociada muestra una tensión Vds_tp0 que es negativa. Dado el valor de sus tensiones Vds y Vgs, el transistor de potencia está en modo de conducción negativa y entrega una corriente Ids negativa (Ids_tp0 =-0,35A). Entonces disipa energía, lo que contribuye a una disminución de la eficiencia eléctrica de la célula.
Así, la disposición mostrada en la figura 5a ilustra la necesidad de aislar las células de conmutación entre sí, ya que la falta de aislamiento puede conducir a una reducción de la eficiencia y a la destrucción de los transistores de potencia.
La figura 6 muestra una célula de conmutación en tecnología MMIC según la invención.
Esta célula de conmutación difiere de la mostrada en la Figura 3 en que incluye un transistor adicional, el llamado transistor de aislamiento, o Tiso, que desempeña el mismo papel que un diodo y puede implementarse en tecnología MMIC.
El transistor de aislamiento de la célula de conmutación según la invención está conectado por su puerta a la puerta del transistor de potencia Tp. Esto significa que ambos transistores son accionados por la misma tensión de alimentación, por lo que siempre están en el mismo estado.
También está montado simétricamente al transistor de potencia Tp, es decir, su fuente está conectada a la fuente del transistor de potencia. Como ambos transistores tienen una puerta y una fuente comunes, la tensión puerta-fuente del transistor de potencia Vgs_tp es igual a la tensión puerta-fuente del transistor de aislamiento Vgs_íso.
Como los transistores de potencia y aislamiento conmutan cargas de la misma potencia, se seleccionan ventajosamente de transistores que tienen características eléctricas similares.
Cuando la célula está en estado "ON", la tensión puerta-fuente del transistor de aislamiento Vgs_íso es cercana a 0V, el transistor Tiso está por tanto activado y su tensión Vds-íso es muy baja, lo que tiene el efecto de afectar sólo marginalmente a la tensión de salida Vout de la célula.
Cuando la célula está en estado "OFF", la tensión puerta-fuente del transistor de aislamiento Vgs_íso es negativa. El transistor de aislamiento actúa entonces como un circuito abierto, lo que tiene el efecto de aislar la salida de la célula de conmutación.
La célula de conmutación según la invención conserva las propiedades de conmutación rápida de la célula de conmutación mostrada en la figura 3, siendo la conmutación ligeramente más lenta que en esta última debido a que el circuito de autopolarización debe controlar dos transistores de idéntico tamaño en lugar de uno.
La célula de conmutación según la invención también retiene la propiedad de alta eficiencia de la célula de conmutación conocida en el estado de la técnica, mientras que adicionalmente tiene propiedades de aislamiento de la célula, por medio de un dispositivo que puede implementarse en tecnología MMIC.
El funcionamiento de esta célula puede ajustarse aún más añadiendo resistencias a ciertas conexiones de la célula para que estas conexiones sean más resistivas. Estas resistencias, opcionales e independientes, permiten en la práctica realizar ajustes finos, con el fin de mejorar la eficacia de la célula en función de las condiciones operativas de utilización. El objetivo principal de estas resistencias es mejorar el margen de estabilidad de los transistores y limitar los efectos de sobretensión o rebote inducidos por las inductancias parásitas de la estructura, que son perjudiciales para el rendimiento.
La figura 7 muestra diferentes resistencias que pueden proporcionarse en la estructura de la célula de conmutación según la invención.
En particular:
- la conexión entre la puerta del transistor de potencia Tp y la resistencia autopolarizada Rpol, y entre la puerta del transistor de aislamiento Tiso y la resistencia autopolarizada Rpol puede comprender una resistencia n;
- la conexión entre la resistencia autopolarizada Rpol y la fuente del transistor Tpol puede incluir una resistencia r2; - la conexión entre el drenaje del transistor autopolarizado Tpol y la fuente del transistor de potencia Tp y el transistor de aislamiento Tiso puede comprender una resistencia r3;
- la conexión entre la resistencia autopolarizada Rpol y la puerta del transistor autopolarizado Tpol puede comprender una resistencia r4;
- la conexión entre el puerto de entrada y la puerta del transistor de entrada TCom puede comprender una resistencia r5;
- la conexión entre el drenaje del transistor de entrada Tcom y la resistencia Rpol puede incluir una resistencia re. El valor de cada una de estas resistencias ri a r6 se determina en la práctica por simulación de las condiciones operativas para una aplicación dada. Según el caso, al final de la simulación, cero, una, varias o todas estas resistencias se determinarán con un valor distinto de cero.
La figura 8a muestra una posible arquitectura de un conmutador multinivel (cuatro niveles) que comprende células de conmutación según la invención.
Este conmutador se compone de cuatro células: Co, Ci, C2 y C3, estando cada una de las cuales conectada a una alimentación Vddí diferente. Las células son las descritas en la figura 6. Todos ellas incluyen un transistor de potencia denominado Tpo, Tpi, Tp2 y Tp3 respectivamente, y un transistor de aislamiento denominado Tisoo, Tisoi, Tiso2 y Tiso3 respectivamente.
El transistor de potencia Tp3 está en estado "ON", lo que significa que la tensión de salida Vout = Vdd3 = 40V.
Los otros transistores de potencia están en estado "OFF".
La figura 8b indica el punto de funcionamiento de los transistores de potencia en la disposición mostrada en la figura Los gráficos 800, 810, 820 y 830 muestran las posibles curvas de variación I(V) de cada uno de los transistores de potencia Tp0, Tp1, Tp2 y Tp3 , respectivamente, en las que aparecen los puntos de funcionamiento del transistor.
Los gráficos 801, 811, 821 y 831 muestran las posibles curvas de variación I(V) de cada uno de los transistores de aislamiento Tiso0 , Tiso1, Tiso2 y Tiso3, respectivamente, en las que se muestran los puntos de funcionamiento de los transistores.
Con respecto a la célula C3 , puede verse en la Figura 830 en relación con el funcionamiento del transistor de potencia Tp3 que la tensión puerta-fuente Vgs_tp3 del transistor es aproximadamente 0V, lo que corresponde a su estado "ON".
El punto de funcionamiento para la curva de variación asociada muestra una tensión Vds3_tp3 en el transistor Tp3 cercana a cero (en el caso de la solicitud, Vds_tp3 es de unos 3V).
Con respecto a la célula C2, la Figura 820 en relación con el funcionamiento del transistor de potencia Tp2 , indica que su tensión puerta-fuente Vgs2 es de aproximadamente -4V, lo que corresponde a un estado "OFF" del transistor.
El punto de funcionamiento, para la curva de variación asociada, muestra una tensión Vds2 en el transistor Tp2 de 22V. Este valor corresponde a Vdd2 + 2 * Vp, donde Vp es aproximadamente -4 V. Por lo tanto, la corriente de salida de esta célula es cero.
Lo mismo ocurre con la tensión de salida de las células C1 y C0.
Las células en estado "OFF" están por tanto bien aisladas, y el punto de funcionamiento de los transistores de potencia se encuentra dentro de su rango de funcionamiento normal, por lo que no se corre el riesgo de que se destruyan. No hay fugas de corriente, por lo que la eficiencia del conmutador es óptima.
El comportamiento de los transistores de potencia es por tanto similar al observado cuando las células están aisladas por diodos, que es el objetivo de la invención.
Con respecto a los transistores de aislamiento, se observa en la figura 831 en relación con el funcionamiento del transistor de aislamiento Tiso3 que la tensión puerta-fuente Vgs_tíso3 del transistor de aislamiento es de aproximadamente 0V, lo que corresponde a su estado "ON". El transistor de aislamiento permite que fluya la corriente, lo que permite entregar una carga a la salida del circuito.
El punto de funcionamiento, para la curva de variación asociada, muestra una tensión Vds_tíso3 en el transistor Tiso3 próxima a cero (en el caso de la solicitud, Vds_tíso3 “ -3V). Por lo tanto, la tensión de salida Vout = Vdd3 - Vds_tp3 + Vds_tíso3 “ 34V, siendo Vds_tp3 la tensión drenaje-fuente del transistor de potencia Tp3 y Vds_íso3 la tensión drenajefuente del transistor de aislamiento Tiso3.
Para las células de conmutación C2 , en estado "OFF", la tensión de puerta fuente del transistor de aislamiento Vgs_tíso2 es por lo tanto del orden de -4V, lo que la sitúa en el rango de funcionamiento nominal del transistor, sin riesgo de destruirlo. La tensión Vds_tíso2 del transistor de aislamiento es de 26V, que corresponde a Vout -(Vdd2 - Vds_tp2) = 34V - (30V - 22V) = 26V, siendo Vds_tp2 la tensión drenaje fuente del transistor de potencia Tp2. Así pues, el transistor de aislamiento desempeña perfectamente su papel, absorbiendo la tensión de salida para proteger las células en estado "OFF", permaneciendo en puntos de funcionamiento no estresantes.
El análisis es el mismo para las células de conmutación C1 y Cq:
- en C1, la tensión Vds_tíso1 del transistor de aislamiento Tiso1 es 26V = Vout -(Vdd1 - Vds_tp-i) = 34V -(20V - 12V) ;
- en Cq, la tensión Vds_tísoq del transistor de aislamiento Tisoo es 26V = Vout -(Vddq - Vds_tpo) = 34V -(10V - 2V),
los transistores de aislamiento también desempeñan su papel, con las tensiones Vgs de los transistores de potencia y aislamiento mantenidos en su rango de funcionamiento nominal, y las células en estado "OFF" sin consumir corriente.
La figura 9 muestra un ejemplo de conmutación de tensión a la salida de un conmutador multinivel de cuatro niveles que comprende células de conmutación aisladas según la invención, realizado en simulación a partir de los transistores descritos anteriormente, y que permite conmutar tensiones de hasta 40V sobre una carga de 500hms.
Cada estado de tensión tiene una duración de 1,33ns, es decir, una frecuencia de conmutación de cada célula de 750MHz. Dado que una señal sinusoidal requiere 6 estados de tensión para reproducirse, este circuito puede convertir señales con frecuencias de 125MHz. Los tiempos de subida y bajada entre los distintos niveles de tensión suministrados son del orden de 0,4ns.
En la célula de conmutación según la invención, el transistor de potencia y el transistor de aislamiento comparten la misma puerta y la misma fuente. Por consiguiente, la implementación de estos dos transistores en un circuito integrado puede realizarse ventajosamente mutualizando los elementos comunes, con el fin de reducir la ocupación de la célula, como se muestra en las figuras 10a y 10b.
Estos ejemplos se dan a título indicativo y no limitativo, ya que el experto en la materia podrá encontrar fácilmente otras disposiciones equivalentes a partir de sus conocimientos generales.
Con este fin, la figura 10a muestra un ejemplo de una implementación en tecnología MMIC de los transistores de potencia y aislamiento en una célula de conmutación según la invención.
El transistor de potencia 1001 y el transistor de aislamiento 1002 se implementan dentro de un único patrón activo compacto que comprende una puerta central de acceso 1003, permitiendo que las puertas sean controladas por la misma corriente de control, y una fuente 1004 común a ambos transistores, distribuida a ambos lados de la puerta central de acceso, y conectada entre sus dos partes por un puente de fuente 1007, que pasa por encima de la puerta central de acceso.
El transistor de potencia 1001 también incluye un drenaje 1005, que tiene un acceso, y está posicionado a un lado de la puerta central de acceso.
El transistor de aislamiento 1002 comprende otro drenaje 1006, que tiene un acceso diferente del drenaje 1005, y está situado al otro lado de la puerta central de acceso.
Finalmente, el patrón incluye un dedo de puerta 1008, conectado a la puerta central de acceso, y que se extiende entre la fuente 1004 y los drenajes 1005 y 1006.
La figura 10b muestra otro ejemplo de una implementación en tecnología MMIC más ventajosa de los transistores de potencia y aislamiento en una célula de conmutación según la invención.
En este ejemplo, y según una técnica conocida por el experto, los drenajes y las fuentes de los transistores se realizan en forma de dedos interdigitales, con el fin de aumentar su eficacia.
Como en la figura 10a, en la célula de conmutación según la invención, los transistores de potencia 1011 y los transistores de aislamiento 1012 se implementan dentro del mismo patrón activo que comprende una puerta central de acceso 1013, permitiendo que las puertas sean controladas por la misma corriente de control, y una fuente 1014 común a ambos transistores. Esta fuente se distribuye a ambos lados de la puerta central de acceso, estando las partes conectadas por puentes de fuente 1017, que pasan por encima de este acceso central. La fuente 1014 tiene dedos interdigitales con los dedos de los drenajes 1015 y 1016 de los distintos transistores. Los dedos de fuente están conectados entre sí por puentes de fuente 1019 que pasan por encima de los dedos de drenaje.
El transistor de potencia 1011 también incluye un drenaje 1015, que tiene un acceso, y está posicionado a un lado de la puerta central de acceso. Este drenaje comprende dedos intercalados con los dedos de la fuente 1014 del patrón. El transistor de aislamiento 1012 incluye otro drenaje 1016, que tiene un acceso diferente del drenaje 1015, y está situado al otro lado de la puerta central de acceso. Este drenaje también incluye dedos intercalados con los dedos de la fuente 1014 del patrón.
Finalmente, el patrón incluye dedos de puerta 1018, conectados a la puerta central de acceso, y que se extienden entre los dedos de fuente 1014 y los dedos de drenaje 1015 y 1016.

Claims (10)

REIVINDICACIONES
1. Célula de conmutación de potencia que comprende:
- un puerto de entrada adecuado para recibir una señal de control de conmutación (Vin),
- un transistor de entrada (Tcom) que tiene una puerta conectada a dicho puerto de entrada, y una fuente conectada a una tensión de referencia (Vss),
- un circuito de autopolarización (P) que comprende una resistencia (Rpol) y un transistor autopolarizado (Tpol), estando una puerta de dicho transistor autopolarizado conectada a un drenaje de dicho transistor de entrada (Tcom), estando la resistencia (Rpol) conectada en paralelo entre una puerta y una fuente de dicho transistor autopolarizado (Tpol) y en serie entre un drenaje del transistor de entrada y una fuente de dicho transistor autopolarizado (Tpol),
- un transistor de potencia (Tp), que tiene una puerta conectada a una fuente del transistor autopolarizado (Tpol), un drenaje conectado a una tensión de alimentación (Vdd), y una fuente conectada a un drenaje del transistor autopolarizado (Tpol), y
- un puerto de salida,
estando la célula de conmutación caracterizada porque comprende además un transistor de aislamiento (Tiso) que tiene una puerta conectada a una puerta del transistor de potencia (Tp), una fuente conectada a una fuente del transistor de potencia (Tp) y un drenaje conectado a dicho puerto de salida de la célula.
2. Célula de conmutación según la reivindicación 1, en la que el transistor de potencia (Tp), el transistor autopolarizado (Tpol) y el transistor de aislamiento (Tiso) son transistores de efecto de campo de tipo normalmente conductor.
3. Célula de conmutación según la reivindicación 2, en la que los transistores de efecto de campo son transistores de alta movilidad electrónica, o HEMT, fabricados en una tecnología seleccionada de la siguiente lista: Nitruro de galio, arseniuro de galio.
4. Célula de conmutación según una de las reivindicaciones anteriores, en la que el transistor de potencia (Tp) y el transistor de aislamiento (Tiso) tienen características eléctricas sustancialmente idénticas.
5. Célula de conmutación según una de las reivindicaciones anteriores, dimensionada de forma que:
- la conmutación a estado activado del transistor de entrada (Tcom) por la señal de entrada (Vin) controla la conmutación a estado bloqueado de dichos transistores autopolarizados (Tpol), de potencia (Tp) y de aislamiento (Tiso), y
- la conmutación a estado bloqueado del transistor de entrada (Tcom), por la señal de entrada (Vin), controla la conmutación a estado activado de dichos transistores autopolarizados (Tpol), de potencia (Tp) y de aislamiento (Tiso).
6. Célula de conmutación según una de las reivindicaciones anteriores, fabricada en circuito integrado de microondas monolítico, o tecnología MMIC.
7. Célula de conmutación según la reivindicación 6, en la que dicho transistor de potencia (Tp) y dicho transistor de aislamiento (Tiso) están implementados en un único patrón que comprende una puerta central de acceso(1003) una fuente (1004) distribuida a ambos lados de la puerta central de acceso, un drenaje (1005) que constituye el transistor de potencia (1001) en un lado de la puerta central de acceso, y un drenaje (1006) que constituye el transistor de aislamiento (1002) en otro lado de la puerta central de acceso.
8. Célula de conmutación según la reivindicación 6, en la que dicha fuente (1014) y dichos drenajes (1015 y 1016) están interdigitados.
9. Convertidor multinivel de tensión, caracterizado porque comprende una pluralidad de células de conmutación (C0 , C1, C2 , C3) según una de las reivindicaciones 1 a 8 dispuestas en paralelo, teniendo cada una de dichas células un puerto de salida conectado a un mismo puerto de salida de dicho convertidor multinivel, y estando configurada para proporcionar una tensión de salida diferente de la de las otras células de conmutación.
10. Sistema de amplificación de señal que comprende un amplificador de potencia (121) y un convertidor de tensión multinivel (122) según la reivindicación 9, estando dicho convertidor de tensión multinivel configurado para generar una tensión de polarización dinámica de dicho amplificador de potencia.
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