ES2880258T3 - Procedimiento para controlar un consumidor eléctrico por medio de modulación por ancho de pulso - Google Patents

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Abstract

Procedimiento para controlar un consumidor eléctrico por medio de modulación por ancho de pulso, especificándose una frecuencia de conmutación teórica fteór y un ciclo de trabajo teórico dteór, determinándose la frecuencia portadora fch de una emisora de radio sintonizada, y adaptándose la frecuencia de conmutación real fsw a la frecuencia portadora fch de la emisora de radio de tal modo que un múltiplo k*fsw de la frecuencia de conmutación real fsw con un factor entero k sea igual a la frecuencia portadora fch, caracterizado por que la frecuencia de conmutación real fsw se ajusta al valor más próximo a la frecuencia de conmutación teórica Fteór para el cual la amplitud de un armónico k*fsw en el espectro de ondas armónicas de la frecuencia de conmutación real fsw es menor que las amplitudes de sus armónicos adyacentes inferior (k-1)*fsw y superior (k+1)*fsw.

Description

DESCRIPCIÓN
Procedimiento para controlar un consumidor eléctrico por medio de modulación por ancho de pulso
La invención se refiere a un procedimiento para controlar un consumidor eléctrico por medio de modulación por ancho de pulso, especificándose una frecuencia de conmutación teórica y un ciclo de trabajo teórico, determinándose la frecuencia portadora de una emisora de radio sintonizada y adaptándose la frecuencia de conmutación real a la frecuencia portadora de la emisora de radio de tal modo que un múltiplo entero de la frecuencia de conmutación real sea igual a la frecuencia portadora.
La modulación por ancho de pulso (PWM) se usa a menudo para regular la potencia de los consumidores eléctricos. Son posibles aplicaciones, por ejemplo, el control de elementos calefactores o de motores eléctricos para ventiladores o dispositivos de regulación. Se asocia a un consumidor eléctrico un aparato de control que genera una secuencia periódica de pulsos rectangulares, cuyo ancho está modulado. A este respecto, la tensión de alimentación se conecta y desconecta de manera alterna, estando dimensionado el denominado ciclo de trabajo d, que se define como la relación entre el tiempo de conexión y la duración del período, de tal modo que, en promedio, se aplica una tensión d*Umáx, en donde Umáx es el valor pico de la tensión de alimentación. Los aparatos de control convencionales funcionan, por ejemplo, con una frecuencia PWM constante, que normalmente puede situarse en el intervalo de entre aproximadamente 10 kHz y 100 kHz.
Se sabe que el control de los consumidores eléctricos mediante modulación por ancho de pulso provoca interferencias que, por ejemplo, se expresan como ruido de fondo durante la recepción de radio. Mediante la conmutación de la tensión surgen ondas armónicas, denominadas "armónicos", en la señal, que pueden incluir componentes de frecuencia hasta en el rango de recepción de radio. Esto puede provocar influencias audibles en los aparatos receptores, en particular también en la banda de onda media. Estas perturbaciones son audibles, en particular, cuando la onda armónica está en el ancho de banda de transmisión de la emisora de radio sintonizada.
Por el documento DE 10 2011 118 044 A1 se conoce un procedimiento de acuerdo con el preámbulo de la reivindicación 1, en el que, con el fin de eliminar tales interferencias, la frecuencia de conmutación de PWM se adapta a la frecuencia portadora previamente determinada de la emisora de radio de la que se han de suprimir las interferencias, de tal manera que un múltiplo entero de la frecuencia de conmutación corresponde a esta frecuencia portadora.
Si un múltiplo de la frecuencia de conmutación de PWM, es decir, un armónico del espectro de ondas armónicas de la frecuencia de conmutación, coincide con la frecuencia portadora, este no es audible en el caso ideal, ya que no hay ninguna señal de audio en la propia frecuencia portadora. Los armónicos adyacentes superior e inferior a aquél que coincide exactamente con la frecuencia portadora se sitúan fuera del ancho de banda de transmisión, por lo que no provocan interferencias.
Este procedimiento asume que el armónico a la frecuencia portadora es, en primer lugar, tan bajo que no sobreexcita la portadora, es decir, que esta todavía es reconocible. En segundo lugar, se asume que el armónico se sitúa exactamente a la frecuencia portadora. Sin embargo, si los armónicos y la frecuencia portadora solo son muy similares pero no idénticos, se produce un batido entre las frecuencias, lo que puede causar nuevas interferencias.
El procedimiento de acuerdo con la presente invención tiene, con respecto al descrito anteriormente, la ventaja de que también se minimizan las interferencias en la propia frecuencia portadora. Esto reduce aún más las posibles interferencias.
De acuerdo con la invención, esto se consigue ajustando la frecuencia de conmutación real al valor más próximo a la frecuencia de conmutación teórica para el cual la amplitud de un armónico en el espectro de ondas armónicas de la frecuencia de conmutación real es menor que las amplitudes de sus armónicos adyacentes inferior y superior.
En una implementación práctica del procedimiento de acuerdo con la invención está previsto que el ciclo de trabajo se ajuste a una relación m/n próxima al ciclo de trabajo teórico, en donde m y n son números naturales, y que la frecuencia de conmutación real Fsw se ajuste a un valor para el cual la frecuencia k*fsw adopta el valor más próximo a la frecuencia de conmutación teórica para el cual k/m es un número natural.
El procedimiento de acuerdo con la invención hace uso, entre otras cosas, del reconocimiento de que las amplitudes de los armónicos en el espectro de ondas armónicas de la frecuencia de conmutación de un control modulado por ancho de pulso pueden ser muy diferentes. Mientras que las frecuencias de las ondas armónicas en el espectro vienen dadas por un denominado peine de Dirac E ia W - É - A * ) como múltiplos enteros de la frecuencia de conmutación, sus amplitudes se determinan por una envolvente. Esta envolvente puede describirse, mediante una función seno
cardinal, como V2 ■ d., « w w ic (d *¿ )
Por tanto, se puede demostrar que para el espectro de una señal PWM con flancos de conmutación infinitamente empinados y una amplitud de Umáx es válida la siguiente relación:
Figure imgf000003_0001
En las frecuencias en las que un punto cero del seno cardinal coincide con una onda armónica, o armónico, falta precisamente esta onda armónica en el espectro.
Los puntos cero del seno cardinal se sitúan en las siguientes frecuencias
Figure imgf000003_0002
Las ondas armónicas del peine de Dirac se encuentran en las frecuencias:
Figure imgf000003_0003
Se debe cumplir, por tanto, la siguiente condición para el procedimiento (con canal de recepción fch):
Figure imgf000003_0004
A continuación, se expone un procedimiento matemático de ejemplo con el que se puede determinar, correspondientemente, la frecuencia PWM. Para ello, se define como magnitud de partida una frecuencia de conmutación teórica fteór.
En el primer paso se determina qué puntos cero del seno cardinal y qué ondas armónicas coinciden:
Figure imgf000003_0005
De ello se deduce que cada m-ésimo punto cero del seno cardinal coincide con cada enésima onda armónica.
En el segundo paso, se debe determinar cuál de los m-ésimos puntos cero del seno cardinal debe situarse en el canal de recepción:
Figure imgf000003_0006
Siendo "nint" la función del entero más próximo (nearest integer function). El (k-m)-ésimo punto cero del seno cardinal debe situarse, por tanto, en el canal de recepción.
En el tercer paso, ahora se debe determinar la frecuencia de conmutación:
Figure imgf000004_0001
Se puede ver que, en función del ciclo de trabajo d y del canal de recepción fch elegido, deben establecerse diferentes frecuencias de conmutación. Dado que, como se mostró más arriba, cada punto cero del seno cardinal coincide con cada enésima onda armónica, son particularmente adecuados para una implementación ciclos de trabajo d = m/n en los que n es particularmente pequeño, ya que falta cada enésima onda armónica. Esto significa que, con una n pequeña, las ondas armónicas ausentes se sitúan más juntas y, por lo tanto, solo es necesaria una variación relativamente pequeña de la frecuencia de conmutación para llegar a la onda armónica ausente más próxima y, por lo tanto, suprimir la interferencia en el canal de recepción respectivo.
Cuanto mayor sea n, es decir, cuanto mayor se deba elegir para representar el ciclo de trabajo d requerido, mayor será la variación de la frecuencia de conmutación posiblemente necesaria para llegar al armónico ausente más próximo.
En tales casos, se obtienen tres opciones para evitar estos ciclos de trabajo "desfavorables" en el sentido del procedimiento:
1. El ciclo de trabajo se mantiene, con lo cual son necesarias, en determinadas circunstancias, adaptaciones de frecuencia muy grandes.
2. Se adaptan tanto la frecuencia de conmutación como el ciclo de trabajo. La aplicabilidad de este procedimiento debe verificarse para cada aplicación específica. Si es posible una variación del ciclo de trabajo, se puede elegir, por ejemplo, el ciclo de trabajo "favorable" más próximo. Dado el caso, la tensión pico Umáx se puede adaptar también en este caso de tal modo que se obtenga el valor medio de la tensión que se ha de establecer mediante la modulación por ancho de pulso, a pesar del ciclo de trabajo modificado.
3. Se usa una señal PWM modificada en la que se utilizan varios ciclos de trabajo "favorables" para evitar uno "desfavorable".
Como ejemplo del caso descrito en el punto 3, se asume que se debe conseguir un ciclo de trabajo del 22 %. Dado que este ciclo de trabajo, que tendría que indicarse con d = m/n = 22/100, no se puede simplificar a más de 11/50, esto significa que solo falta cada quincuagésima onda armónica en el espectro y, por lo tanto, posiblemente es necesaria una gran variación en la frecuencia de control.
Pero entonces puede establecerse, por ejemplo, de manera alterna, en cada caso, durante un período T i un ciclo de trabajo del 20 % correspondiente a d = 1/5 y durante un período de tiempo T2 un ciclo de trabajo del 25 % correspondiente a d = 1/4. Ti y T2 deben elegirse de tal modo que se obtenga, en promedio, un ciclo de trabajo del 22 %. Las frecuencias de conmutación fsw1 y fsw2 se determinan conforme al algoritmo descrito.
Por lo tanto, por lo general debe aplicarse el siguiente promediado, pudiendo combinarse cualquier cantidad (teM) de señales PWM:
Figure imgf000004_0002
Usando el algoritmo anterior, se establece la siguiente relación:
f i ( fc h ¡ fsw,nom> ^ i )
Además, se cumple la condición marginal de que los tiempos Ti han de corresponder a múltiplos de la duración del período para que ningún período de conmutación finalice antes de tiempo:
Figure imgf000005_0001
Para evitar una oscilación de baja frecuencia ^ sum %T¡' en el sistema, se propone un patrón de conmutación alternante. A este respecto, las señales PWM no se modifican después del tiempo respectivo Ti, sino que se alternan dentro de un macrociclo £T; en tan solo unos pocos pulsos. Es crucial que la señal PWM correspondiente fuera eficaz dentro del macrociclo £T; en total durante el tiempo Ti. Esta alternancia reduce la oscilación de baja frecuencia.
El procedimiento de acuerdo con la invención se puede utilizar para suprimir interferencias en emisoras de radio tanto de amplitud modulada (AM) como de frecuencia modulada (FM).

Claims (7)

REIVINDICACIONES
1. Procedimiento para controlar un consumidor eléctrico por medio de modulación por ancho de pulso, especificándose una frecuencia de conmutación teórica fteór y un ciclo de trabajo teórico dteór, determinándose la frecuencia portadora fch de una emisora de radio sintonizada, y adaptándose la frecuencia de conmutación real fsw a la frecuencia portadora fch de la emisora de radio de tal modo que un múltiplo k*fsw de la frecuencia de conmutación real fsw con un factor entero k sea igual a la frecuencia portadora fch, caracterizado por que la frecuencia de conmutación real fsw se ajusta al valor más próximo a la frecuencia de conmutación teórica Fteór para el cual la amplitud de un armónico k*fsw en el espectro de ondas armónicas de la frecuencia de conmutación real fsw es menor que las amplitudes de sus armónicos adyacentes inferior (k-1)*fSw y superior (k+1)*fsw .
2. Procedimiento según la reivindicación 1, caracterizado por que el ciclo de trabajo d se ajusta a una relación n/m próxima al ciclo de trabajo teórico dteór, en donde m y n son números naturales, y por que la frecuencia de conmutación real fsw se ajusta a un valor para el cual la frecuencia k*fsw adopta el valor más próximo a la frecuencia de conmutación teórica Fteór para el cual k/m es un número natural.
3. Procedimiento según la reivindicación 2, caracterizado por que n es menor o igual que 10.
4. Procedimiento según la reivindicación 2, caracterizado por que n es menor o igual que 5.
5. Procedimiento según la reivindicación 3 o 4, caracterizado por que el ciclo de trabajo d se ajusta, de manera alterna, durante un tiempo T i , a la menor relación m/n más próxima al ciclo de trabajo teórico dteór y, durante un tiempo T2 , a la mayor relación m/n más próxima al ciclo de trabajo teórico dteór, y por que Ti y T2 se eligen de tal modo que, y por que los tiempos Ti y T2 se eligen de tal modo que el ciclo de trabajo d sea, en promedio a lo largo del tiempo, igual al ciclo de trabajo teórico dteór.
6. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 5, caracterizado por que la emisora de radio sintonizada es una emisora de radio de amplitud modulada.
7. Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 5, caracterizado por que la emisora de radio sintonizada es una emisora de radio de frecuencia modulada.
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