ES2614935T3

ES2614935T3 - Diseño de conjunto de modulación por multitono discreto (DMT) y codificación para sistemas DSL

Info

Publication number: ES2614935T3
Application number: ES10772440.3T
Authority: ES
Inventors: Julien D. Pons; Laurent Francis Alloin; Massimo Sorbara; Vinod Venkatesan
Original assignee: Ikanos Communications Inc
Current assignee: Ikanos Communications Inc
Priority date: 2009-05-04
Filing date: 2010-04-12
Publication date: 2017-06-02
Anticipated expiration: 2030-04-12
Also published as: WO2010129140A1; US20100281349A1; CN102415010B; MX2011011760A; EP2427973B1; JP2012526412A; EP2427973A1; JP5629877B2; HUE030021T2; TWI535220B; US8677226B2; TW201115932A; EP2427973A4; CN102415010A

Abstract

Sistema (100) que comprende: un transmisor (110) para transmitir un mensaje codificado a un receptor de mensaje codificado de extremo lejano (102), comprendiendo el transmisor (110): un codificador (114) configurado para codificar un mensaje de longitud k en un mensaje codificado de longitud n con un código de bloque (n, k) lineal sistemático, teniendo el código de bloque lineal sistemático una matriz generadora [I P], en la que I representa una matriz identidad de componente de código de bloque lineal y P representa una matriz P optimizada específica que especifica bits de redundancia; y un modulador (111) configurado para modular el mensaje codificado a uno o más tonos que forman un símbolo de multitono discreto, DMT, que usa un esquema de modulación codificada de enrejado, TCM, con un código de enrejado de tasa n/(n+1), en el que la matriz P optimizada específica y el esquema de modulación se determinan conjuntamente para minimizar una probabilidad de detección errónea en el receptor de mensaje codificado de extremo lejano (102), en el que el transmisor (110) está configurado para determinar la matriz P optimizada específica y el esquema de modulación realizando las siguientes etapas: - seleccionar una constelación de modulación de amplitud en cuadratura, QAM, de N dimensiones que está configurada para mapear los n+1 bits codificados de enrejado a una señal QAM de N dimensiones; - entonces seleccionar una matriz P que proporciona un código de bloque (n, k) lineal sistemático con una distancia de Hamming mínima maximizada, - entonces realizar (n-k)! permutaciones a las columnas de la matriz seleccionada P y seleccionar dicha matriz P permutada como la matriz P optimizada específica que lleva a la distancia euclidiana mínima más grande o que lleva al número total más pequeño de multiplicidades asociadas con distancias pequeñas en el espectro de distancia euclidiana, en el que, para cada permutación, los primeros elementos del espectro de distancia euclidiana se computan para k bits codificados con la matriz P permutada, entonces codificados con TCM y mapeados a la constelación QAM de N dimensiones seleccionada.

Description

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DESCRIPCION

Diseno de conjunto de modulacion por multitono discrete (DMT) y codificacion para sistemas DSL Referencia cruzada con la solicited relacionada Campo tecnico

La presente divulgacion se refiere generalmente a sistemas de lmea de abonado digital (DSL) y espedficamente, a sistemas y metodos para deteccion de errores de canal de retorno de retransmision.

Antecedentes

En sistemas de lmea de abonado digital asimetrica (ADSL) y sistemas de lmea de abonado digital de muy alta velocidad (VDSL), puede utilizarse opcionalmente la retransmision (ReTx) para garantizar la calidad de transmision para datos insensibles a la latencia, tales como video. Las tecnicas para realizar la retransmision se proporcionan en la recomendacion G.inp. El esquema de retransmision usado en sistemas xDSL soporta protocolos tanto de modo de transferencia asmcrona (ATM) como de modo de transferencia de paquetes (pTm) y se ha disenado de modo que se forman tramas elementales que pueden retransmitirse en la capa ffsica (PHY). Generalmente, para sistemas ADSL, se ha propuesto que la retransmision se implemente solo en la direccion aguas abajo, mientras que para sistemas VDSL, la retransmision puede o bien implementarse estrictamente en la direccion aguas abajo o bien en las direcciones tanto aguas abajo como aguas arriba.

Generalmente, un transmisor que soporta un esquema de retransmision incluye una cola da retransmision para almacenar tramas elementales para tener acceso a tramas elementales enviadas anteriormente en el caso de que se reciba una peticion de retransmision. Una peticion de retransmision se contiene en un mensaje de canal de retorno de retransmision (RRC), que contiene informacion sobre que tramas elementales se han recibido de manera incorrecta, y por tanto necesitan retransmitirse. Los mensajes RRC se transportan por el canal de retorno de retransmision. Un receptor que soporta la retransmision normalmente incluira un detector de errores de trama, una cola de reprogramacion, y un codificador de peticion de retransmision. El detector de errores de trama detecta la correccion de cada trama recibida. La cola de reprogramacion resecuencia tramas elementales en el caso de que las tramas elementales recibidas correctamente se reciban fuera de orden debido a la retransmision. El codificador de peticion convierte las decisiones del detector de errores de trama en un mensaje RRC, que puede entenderse por el lado de transmisor.

Para una robustez mejorada durante la transmision por el canal de retorno de retransmision, puede codificarse la informacion de peticion. La codificacion, tambien denominada cifrado, implica la adicion de redundancia al mensaje original. La codificacion del mensaje RRC en el lado de receptor puede implicar alguna capacidad de decodificacion en el lado de transmisor para poder interpretarse correctamente por el sistema. Una tecnica para codificar los bits de redundancia del mensaje RRC se ha propuesto en la recomendacion G.inp. Hasta el momento, el uso de un codigo Golay extendido (24,12) y el uso de una comprobacion de redundancia cteiica de 12 bits (CRC-12) se han propuesto para codificar los 12 bits del mensaje RRC en bruto. Sin embargo, quedan dudas sobre que codigo funciona de la manera mas eficaz para entornos de G.inp ya que existen numerosas carencias percibidas que implican enfoques actuales a utilizar un codigo Golay (24,12) y una comprobacion de redundancia dclica de 12 bits (CRC-12).

Sumario

Una realizacion, entre otras, es un sistema que comprende un transmisor para transmitir un mensaje codificado a un receptor de mensaje codificado de extremo lejano. El transmisor comprende un codificador configurado para codificar un mensaje en un mensaje codificado con un codigo de bloque lineal sistematico. El codigo de bloque lineal sistematico tiene una matriz generadora [I P], en la que I representa una matriz identidad de componente de codigo de bloque lineal y P representa una matriz P que especifica bits de redundancia. El transmisor comprende ademas un modulador configurado para modular el mensaje codificado a uno o mas tonos que forman un sfmbolo de multitono discreto (DMT), en el que la matriz P de componente de codigo de bloque lineal y el esquema de modulacion se determinan conjuntamente para minimizar una probabilidad de deteccion erronea en el receptor de mensaje codificado de extremo lejano tal como se especifica en la reivindicacion 1.

Otra realizacion es un sistema que comprende un receptor para recibir un mensaje codificado de un transmisor de mensaje codificado de extremo lejano. El receptor comprende un detector de errores configurado para determinar un nivel de correccion del mensaje recibido codificado con un codigo de bloque lineal sistematico. El codigo de bloque lineal sistematico tiene una matriz generadora [I P], en la que I representa una matriz identidad de componente de codigo de bloque lineal y P representa una matriz P que especifica bits de redundancia. El receptor comprende ademas un demodulador configurado para demodular el mensaje codificado de uno o mas tonos que forman un sfmbolo de multitono discreto (DMT). El receptor esta ademas configurado para transmitir informacion de modulacion asociada con el mensaje codificado al transmisor de mensaje de extremo lejano y conjuntamente determina la matriz P de componente de codigo de bloque lineal e informacion de modulacion para minimizar una probabilidad de deteccion erronea tal como se especifica en la reivindicacion 7.

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Un ejemplo es un sistema para transmitir un mensaje codificado de 24 bits a un receptor de mensaje codificado de extremo lejano. El sistema comprende un codificador configurado para codificar un mensaje de 12 bits a un mensaje de 24 bits codificado con un codigo de bloque lineal sistematico (24,12). El codigo de bloque lineal sistematico tiene una matriz generadora [I P], en la que I representa una matriz identidad de componente de codigo de bloque lineal y P representa una matriz P que especifica bits de redundancia. Ademas, la matriz I de identidad de componente de codigo de bloque lineal es una matriz identidad 12*12, y la matriz P de componente es

P =

rl: 0 1 i. 4 L 0 1 1 0 1 A. 0 °1

1: 0 _ 1 0 1 0 0 1 I 1 0

0: 1 _ 1 1 0 0 1 0 1
0

0: 1 ; 1 0 0 1 0 1 1 0 1

0: 1 0 0 0 i 0 1 1 1 l 1

1
1: 0 1 1 0 0 0 0
1
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1

1: 0 0 1 0 0 1 1 1 0
1
1

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1: • n fl 1 1 1 1 0 0 n

0: 1 0 l 1 1 1 4 0 0 0 l

1: 0 0 0 1 1 1 a 1 1 0 i

0: 1 * 0 1 1 1 0 a 1 1
0

-1: 0 * 0 1 1 0 l 0 0 1 l-l

Otro ejemplo es un sistema para recibir un mensaje codificado de 24 bits de un transmisor de mensaje codificado de extremo lejano. El sistema comprende un detector configurado para determinar un nivel de correccion del mensaje codificado de 24 bits recibido, en el que el mensaje codificado de 24 bits recibido se codifica con un codigo de bloque lineal sistematico (24,12). El codigo de bloque lineal sistematico tiene una matriz generadora [I P], en la que I representa una matriz identidad de componente de codigo de bloque lineal y P representa una matriz P que especifica bits de redundancia. La matriz I de identidad de componente de codigo de bloque lineal es una matriz identidad 12*12, y la matriz P de componente es

P -

rl: 0 * 1 1 0 1 1 0 1 0 Oi

1: 0 , 1 0 1 0 0 1 1 1 0

0: 1 _ 1 1 0 0 1 1 0 1
0

0: * 1 : 1 0 0 1 0 1 1 0 1

0: 1 a 0 0 1 0 1 1 1 1 1

1: i 0 1 1 0 0 0 0
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1: 0 0 1 0 0 1 1 1 0
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1: l 0 0 1 1 i 1 0 0 0

0: i 0 1 1 1 1 1 0 0 0 1

1: 0 0 0 I I 1 0 1 l 0 I

0: i _ 0 1 1 1 0 0 1 1
0

-1: 0 0 1 I 0 -1 0 0 1 1-

Otra realizacion es un metodo implementado en un sistema de lmea de abonado digital (DSL) para minimizar una probabilidad de deteccion erronea en un receptor de mensaje codificado de extremo lejano durante la transmision de un mensaje codificado. El metodo comprende determinar conjuntamente, en el receptor de mensaje codificado de extremo lejano, una matriz P y un esquema de modulacion segun la reivindicacion 7. El metodo comprende ademas codificar un mensaje en un mensaje codificado con un codigo de bloque lineal sistematico, teniendo el codigo de bloque lineal sistematico una matriz generadora [I P], en la que I representa una matriz identidad de componente de codigo de bloque lineal y P representa la matriz P determinada. El metodo tambien comprende modular el mensaje codificado a uno o mas tonos que forman un simbolo de multitono discreto (DMT) segun el esquema de modulacion determinado.

Otros sistemas, metodos, caracteristicas, y ventajas de la presente divulgation seran o se haran aparentes a un experto en la tecnica al examinar los siguientes dibujos y description detallada. Se pretende que todos los sistemas, metodos, caracteristicas, y ventajas adicionales tales se incluyan dentro de esta descripcion, esten dentro del alcance de la presente divulgacion, y esten protegidos por las reivindicaciones adjuntas.

Breve descripcion de los dibujos

Muchos aspectos de la divulgacion pueden entenderse mejor con referencia a los siguientes dibujos. Los componentes en los dibujos no estan necesariamente a escala, poniendose en su lugar enfasis en ilustrar claramente los principios de la presente divulgacion. Ademas, en los dibujos, numeros de referencia similares designan partes correspondientes en las diversas vistas.

La figura 1 representa un diagrama de bloques funcional de una realizacion para un sistema de retransmision de enlace unico.

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La figura 2, que ilustra la modulacion y demodulacion realizadas en la capa espedfica de medio ffsico (PMD) de la figura 1.

La figura 3A muestra un codificador de modulacion codificada de enrejado (TCM).

La figura 3B ilustra el diagrama de enrejado del procedimiento de codificacion mediante un codificador de 4 estados.

La figura 4 ilustra un diagrama de flujo para un procedimiento de codificacion TCM para un sfmbolo de multitono discreto (DMT).

La figura 5A representa el formato de un mensaje de canal de retorno de retransmision (RRC) y el procedimiento de codificacion.

La figura 5B representa el formato de un mensaje de canal de retorno de retransmision (RRC) y el procedimiento de deteccion.

La figura 6 ilustra una realizacion de un aparato para ejecutar los varios componentes mostrados en la figura 1.

La figura 7 representa un diagrama de flujo de nivel superior para una realizacion de un procedimiento para realizar la deteccion de errores de canal de retorno de retransmision en el sistema de la figura 1.

La figura 8 representa un diagrama de flujo para una realizacion de un procedimiento para determinar la matriz P de codigo de bloque lineal.

La figura 9 representa un diagrama de flujo para una realizacion de un procedimiento para realizar la deteccion de errores de canal de retorno de retransmision en el sistema de la figura 1.

La figura 10 representa un diagrama de flujo para otra realizacion de un procedimiento para realizar la deteccion de errores de canal de retorno de retransmision en el sistema de la figura 1.

Descripcion detallada

Habiendo resumido diversos aspectos de la presente divulgacion, se hara ahora referencia en detalle a la descripcion de la divulgacion tal como se ilustra en los dibujos. Aunque la divulgacion se describira en conexion con estos dibujos, no hay intencion de limitarla a la realizacion o las realizaciones divulgadas en el presente documento. Por el contrario, la intencion es cubrir todas las alternativas, las modificaciones y los equivalentes incluidos dentro del alcance de la divulgacion tal como se define mediante las reivindicaciones adjuntas.

Se describen diversas realizaciones que incorporan un codigo de bloque lineal sistematico de tasa 1/2 como un mecanismo de deteccion de errores en el mensaje RRC para abordar temas de rendimiento relacionados con el uso del codigo Golay y CRC-12 para la deteccion de errores en el canal RRC. Para algunas realizaciones, la matriz P de codigo de bloque lineal deseada se determina mediante el receptor de canal RRC y se comunica al transmisor RRC durante la inicializacion. En otras realizaciones, el transmisor rRc determina la matriz P que sigue al intercambio de informacion con respecto a la configuracion de receptor durante la inicializacion. Se describen valores de matriz P de codigo de bloque lineal que se comunican desde el receptor RRC al transmisor RRC durante la inicializacion, o se determinan antes de la inicializacion. Para evitar transmitir toda la matriz P, se incorpora un identificador de mensaje especial para algunas realizaciones, en la que se usa el identificador de mensaje especial para seleccionar matrices P pre-almacenadas para codigo Golay, CRC-12 y/u otros codigos de correccion de errores.

Se hace referencia a la figura 1, que representa un diagrama de bloques funcional de un sistema de retransmision de enlace unico 100 en el que pueden implementarse realizaciones de deteccion de errores de canal de retorno de retransmision. El sistema 100 comprende un transmisor 102, que comprende un generador de tramas DTU 104 configurado para construir tramas elementales, denominadas unidades de transmision de datos (DTU) que pueden solicitarse para la retransmision. Cada DTU contiene datos proporcionados por la capa de convergencia de transmision espedfica de protocolo de transporte (TPS-TC) y cabecera espedfica de retransmision (ReTx), que se describe en mas detalle a continuacion. El contenido de cada DTU se almacena en una cola de retransmision (ReTx) 106 antes de enviarse a una capa espedfica de medio ffsico (PMD) 109, y entonces se transmite por el canal directo de retransmision (RFC), que se representa mediante la trayectoria de flecha solida en la figura 1.

El almacenamiento de una DTU comprende almacenar al menos el contenido de datos de la DTU asf como algunos o todos los bytes de cabecera espedficos de ReTx. El transmisor 102 tambien recibe mensajes de peticion en un canal de retorno de retransmision (RRC) representado por la trayectoria de flecha discontinua en la figura 1. Los mensajes de peticion recibidos, tambien denominados mensajes RRC, contienen informacion sobre que DTU se han recibido correctamente y que DTU necesitan retransmitirse. Para la robustez mejorada durante la transmision por el RCC, la informacion de peticion puede codificarse en un formato espedfico con un codificador de peticion 114. Observese que la informacion de peticion puede necesitar someterse a decodificacion con un decodificador de peticion 108 para interpretarse correctamente por el sistema 100.

En el lado de receptor 110, cada DTU se comprueba para errores tras la recepcion en un detector de errores de

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DTU 112. Los DTU correctos se pasan entonces a una capa superior. Cuando se corrompe una DTU, se genera una peticion de retransmision mediante un codificador de peticion 114 y se envfa sobre el RRC. Cuando una retransmision esta en progreso, los DTU recibidos correctamente pueden almacenarse localmente en una cola de reprogramacion 116 antes de pasarse a una capa superior. Tal almacenamiento garantiza una ordenacion correcta de los datos pasados a la capa superior. La cola de reprogramacion 116 actua entonces como una memoria de transito que reprograma o resecuencia los DTU recibidos fuera de secuencia. En el lado de transmisor 102, la capa PMD 109 modula datos enviados sobre el RFC y demodula datos recibidos del RRC. En el lado de receptor 110, la capa PMD 111 demodula datos recibidos del RFC y modula datos enviados por el RRC.

Se hace ahora referencia a la figura 2, que ilustra la modulacion y demodulacion realizadas en la capa PMD 109, 111, habitualmente denominadas modulacion y demodulacion de multitono discreto (DMT). En la modulacion DMT, los bits de entrada de la capa PMD 109, 111 se codifican mediante un esquema de modulacion codificado interno en senales de informacion de amplitud y fase Xk(q) (es decir, numeros complejos tomados de una constelacion bidimensional de tamano finito) alternamente portados sobre la banda de frecuencia subportadora, tambien denominada tono, especificada por el mdice q en el conjunto de numeros enteros {1,2,...,Q}. El numero Nq de bits mapeados a Xk(q)Xk(q) depende de la calidad de transmision relativa al tono q, y se dicta mediante un algoritmo de carga de bits. Para el rendimiento mejorado, los bits de salida de modulacion codificados internos no estan necesariamente mapeados a tonos con indices contiguos q. Los indices de tono pueden intercalarse con un patron dictado por el algoritmo de intercalacion de tono. La “informacion de modulacion” formada por la combinacion de la informacion de carga de bits e intercalacion de tono, que puede comprender informacion de carga de “bit a tono”, se intercambia entre los transceptores DSL en la inicializacion. En la salida de esquema de modulacion codificada, cada bloque de Q senales complejas contiguas Xk(1),..., Xk(Q) forma un sfmbolo DMT de dominio de frecuencia de mdice k, que se transforma a traves de un bloque IFFT (transformada de Fourier rapida inversa) 204 en una secuencia de tiempo discreta. Un sumador de prefijos dclicos 206 anade entonces un prefijo dclico, denominado tambien intervalo de seguridad, a la salida del bloque IFFT 204 para mejorar la robustez a la interferencia intersfmbolo. Finalmente, un dispositivo de extremo frontal 216 transforma la secuencia de tiempo discreta en una senal de tiempo continua enviada al canal. El procesamiento realizado en el dispositivo de extremo frontal 216 normalmente combina procesamiento de dominio tanto digital como analogico.

En la demodulacion DMT, el dispositivo de extremo frontal 216 recibe muestras de dominio de tiempo del canal. Tras la eliminacion de prefijos dclicos en el eliminador de prefijos dclicos 214, la senal se reenvfa a un bloque FFT (transformada de Fourier rapida) 212. Para cada sfmbolo DMT recibido de mdice k, el bloque FFT 212 emite una informacion compleja yk(q) por tono q para todos los q en el conjunto de numeros enteros {1,2,...,Q}. La informacion yk(q) se iguala entonces mediante el bloque de igualador de dominio de frecuencia (FEQ) 210, que normalmente procesa de manera independiente cada tono usando un igualador complejo de una toma, y entonces alimenta la senal a un decodificador de modulacion codificada 208 para el esquema de modulacion codificado interno. La salida del decodificador 208 contiene una decision sobre los bits que constituyen la salida del PMD 109, 111. El esquema de modulacion codificado normalmente usado en sistemas xDSL es un esquema de modulacion codificada de enrejado (TCM) de Wei de 16 estados de cuatro dimensiones (4D). El codificador TCM 300 se representa en la figura 3A, y para algunas realizaciones, comprende un dispositivo codificador convolucional sistematico de 16 estados de tasa (Nq+Nq'-1)/(Nq+Nq') 302 y un dispositivo mapeador de constelacion de modulacion de amplitud en cuadratura (QAM) Nq*Nq' de 4D 304. El mapeador QAM de 4D 304 genera una senal 4D formada por dos senales QAM 2D Xk(q) y Xk(q') que se mapean a un par de tonos {q,q'}. Observese que los tonos q y q' no son necesariamente contiguos, ya que el mapeado de senales QAM 2D a tonos pueden intercalarse para el rendimiento mejorado. Las senales Xk(q) y Xk(q') contienen respectivamente Nq y Nq' bits, es decir, se toman de una constelacion QAM 2D con 2Nq y 2Nq puntos posibles, respectivamente. Los valores de Nq y Nq' dependen de la salida del algoritmo de la carga de bits, pueden tener cualquier valor de numero entero de 1 a 15, y pueden cambiar de una senal 4D a otra.

El procedimiento de codificacion generalmente se representa mediante un diagrama de enrejado, tal como se ve en la figura 3B para un codificador de 4 estados, en el que cada seccion de enrejado representa la transicion de un estado a otro, decidiendose la transicion mediante la combinacion particular de los Nq+Nq'-1 bits de entrada. Cada nuevo conjunto de Nq+Nq'-1 bits de entrada lleva a una transicion a la siguiente seccion en el diagrama de enrejado. Un procedimiento de codificacion TCM 400 para un sfmbolo DMT se muestra en la figura 4 e implica lo siguiente. Empezando con el bloque 410, el estado del codificador convolucional se inicializa a un estado de todo ceros. El primer conjunto {q,q',Nq,Nq'} se deriva entonces del algoritmo de carga de bits y Nq+Nq'-1 bits se traen de la entrada del codificador y se codifican. En el bloque 420, el siguiente conjunto {q,q',Nq,Nq'} se deriva del algoritmo de carga de bits y Nq+Nq'-1 nuevos bits se traen de la entrada del codificador y se codifican (bloque 430). El procedimiento se continua hasta que todos los tonos de un sfmbolo DMT (es decir, todos los valores entre 1 y Q se han tomado por o bien q o bien q') se mapean (bloque de decision 440). Observese que los ultimos bits de la entrada del codificador pueden establecerse a un valor que fuerza al estado del codificador a alcanzar un estado de todo ceros, mejorando asf el rendimiento de decodificacion TCM y automaticamente reinicializa el estado para el siguiente sfmbolo DMT.

Para alguna realizacion, el algoritmo de decodificacion para el codigo TCM puede basarse en el algoritmo de Viterbi, El algoritmo de Viterbi busca el diagrama de enrejado para la trayectoria mas probable que haya sido generada por la secuencia de entrada. Observese que cuando el codificador se inicializa a un estado conocido (por ejemplo

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estado de todo ceros), el numero de posibles transiciones a las primeras secciones del diagrama de enrejado se reduce (tal como se muestra en el lado izquierdo de la figura 3B). Por tanto, conocer el estado inicial reduce el numero de posibles ramas de enrejado para la busqueda con el algoritmo de Viterbi, reduciendo asi la probabilidad de error de decision para los bits mapeados a las secciones asociadas.

La figura 5A representa el formato de un mensaje de canal de retorno de retransmision (RRC) y el procedimiento de codificacion. Un mensaje RRC de n bits o mensaje codificado esta formado por k bits de information 502 (que contienen informacion real relativa a que DTU se ha recibido correcta o incorrectamente) y r=n-k bits de redundancia que no contienen ninguna informacion nueva y que son una combination lineal de los bits de informacion. El codigo usado para generar el mensaje se caracteriza por ser “sistematico”, ya que el mensaje codificado 508 contiene los k bits de informacion originales (no modificados) 502. La informacion original 502 puede recuperarse del mensaje codificado 508 simplemente truncando los primeros k bits del mensaje codificado. El transmisor de petition situado en el bloque de receptor 110 puede codificar un mensaje RRC de n bits realizando una multiplication de matrices 504 entre el mensaje de k bits no codificado y una matriz generadora k*n G =[Ik P], en la que Ik es la matriz identidad k*k y P es la matriz k*r que determina los bits de redundancia. En la norma xDSL actual, un mensaje RRC se envia en cada simbolo DMT, en el que los n bits que forman el mensaje son los primeros bits que van a enviarse al codificador TCM.

La figura 5B representa el formato de un mensaje de canal de retorno de retransmision (RRC) y el procedimiento de detection. El receptor RRC puede detectar mensajes RRC corruptos comprobando si hay un smdrome distinto de cero, en el que el smdrome puede comiputarse por multiplicacion de matrices del mensaje recibido con la matriz de comprobacion de paridad n*r H =[ PT Ir]T, en la que la notation T denota el operador de transposition. Los valores de n y k propuestos hasta el momento para sistemas xDSL (ADSL y VDSL) estandar actuales son k=12 y n=24. Pero los siguientes conceptos pueden extenderse a cualquier valor de n y k, para n>k. Hasta el momento, un metodo propuesto para realizar la codificacion xDSL sobre el mensaje RRC se refiere a usar un codigo Golay extendido (n=24, k=12) o un codigo sistematico (n=24, k=12) cuya parte de redundancia puede generarse con un codigo de comprobacion de redundancia dclico de 12 bits (cRC-12) aplicado a los bits de informacion. Por ejemplo, la matriz P para un CRC-12 con polinomios generadores x12+ x11+ x3+ x2+x+1 se da por lo siguiente:

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Por ejemplo, un codigo Golay extendido (24,12) puede implementarse con la siguiente matriz:

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(2)

Un enfoque comprende una comparacion teorica del rendimiento de deteccion de la comprobacion de redundancia dclica (CRC) frente a la de codigos de bloque. Los codigos de bloque binarios (n,k) son aproximadamente equivalentes a una CRC-(n-k) cuando se examinan desde el punto de vista del compromiso entre eficacia de ancho de banda y rendimiento de deteccion.

Se describen ahora resultados mas practicos sobre el rendimiento de deteccion de una CRC-12 y el codigo Golay extendido (24,12). Espedficamente, los resultados de rendimiento de deteccion obtenidos a traves de la simulacion de Monte-Carlo se describen junto con los resultados obtenidos con un esquema de retransmision emulado en Matlab/C. Se realizo un estudio de la probabilidad de deteccion erronea de una CRC de r bits (tambien denominada CRC-r) y un codigo de bloque binario (n, k), y el estudio supuso un patron de error uniformemente distribuido (es decir, cada una de las combinaciones 2n posibles de un patron de ruido de n bits tiene una probabilidad de 2-n) y concluyo que tanto CRC como codigo de bloque tienen una probabilidad de deteccion erronea de:

Pm/s ~ 2 - r (= 2,44 e - 4 para r = 12 bits) (3)

En la practica, sin embargo, los patrones de error experimentados por el RRC generalmente no estan uniformemente distribuidos. Estos patrones de error dependen principalmente del ruido en la lmea (potencia de impulso relativa a ruido estacionario), el codigo interno (si se usa o no TCM) y el mapeo de constelacion. Se describen los resultados de la simulacion de Monte-Carlo obtenidos con un sistema emulado en Matlab/C. Con las simulaciones de Monte-Carlo, las probabilidades de deteccion erronea de CRC con el polinomio generador x + x + x3+ x2+x+1 y el codigo Golay extendido (24,12) se calcularon en las diferentes disposiciones de simulacion.

La disposition de simulacion comprendio un simbolo DMT formado por 24 tonos cargados con la misma constelacion. Los simbolos DMT se cargaron con todas las QPSK (constelaciones de tamano pequeno), todas las QAM de 7 bits (constelaciones de tamano medio), o todos los QAM de 12 bits (constelaciones de tamano grande). Se uso Wei de 16 estados con TCM habilitada. Finalmente, el ruido de impulso se emulo aplicando un AWGN de fondo de potencia igual a la SNR de carga para 10-7 BER (incluyendo de nuevo codification TCM) aumentado por una Potencia de Ruido de Impulso que vana de 4 a 24 dB por etapa de 10 dB.

Los resultados se muestran a continuation en las tablas 1 y 2 que proporcionan el numero Y de RRC corruptos recibidos y el numero X de detecciones erroneas, asi como la tasa de deteccion erronea Z=X/Y. En las tablas a continuacion, se uso la siguiente notation: ‘X en Y ^ Z'. Esto representa X detecciones erroneas que sucedieron en Y mensajes RRC recibidos corruptos que llevaron a una tasa de deteccion erronea Z.

Potencia de Ruido de Impulso: 4 dB 14 dB 24 dB

QPSK: 100 en 2,1.105—>4,7.10-4 252 en 8,2.105— 3,1.10-4 178 en 7,3.105— 2,4.10-4

QAM de 7 bits: 6 en 2.105— 3.10-5 110 en 3,5.105— 3,1.10-4 62 en 2,7.105— 2,3.10-4

QAM de 12 bits: 0 en 8.106— 0 43 en 8.106— 5,4.10-6 29 en 3.105— 9,7.10-5

Tabla 1: Probabilidad de deteccion erronea simulada para CRC-12

Potencia de Ruido de Impulso: 4 dB 14 dB 24 dB

QPSK: 7 en 2,1.105— 3,3.10-5 175 en 8,2.105— 2,1.10-4 185 en 7,3.105— 2,5.10-4

QAM de 7 bits: 2 en 2.105— 1.10-5 55 en 3,5.105— 1,6.10-4 61 en 2,7.105— 2,3.10-4

QAM de 12 bits: 8 en 8.106— 1.10-6 211 en 8.106— 2,6.10-5 42 en 3.105— 1,4.10-4

Tabla 2: Probabilidad de deteccion erronea simulada para codigo Golay (24,12)

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55

Tal como se muestra en los resultados de simulacion anteriores, el rendimiento asociado con usar el codigo Golay y CRC-12 varia. En general, el codigo Golay funciona mejor cuando el RRC se mapea en constelaciones de tamano pequeno o medio. Esto no es inesperado porque debido a su distribucion de peso de Hamming y particularmente, la distancia de Hamming mmimo aumentada, se espera que el codigo Golay funcione mejor en presencia de errores de tipo aleatorio. En general, la CRC funciona mejor cuando el RRC se mapea sobre constelaciones grandes. Para grandes constelaciones, es mas probable que los errores de agrupen en rafagas, y por tanto es mas probable que se detecten con la CRC. Adicionalmente, ambas tecnicas exhiben un rendimiento similar. Ambas tecnicas convergen hacia el rendimiento teorico en la ecuacion (3) cuando la potencia de ruido aumenta, y por tanto se hacen mas similares en entornos de ruido de impulso de alta potencia. Tambien, ambas tecnicas experimentan una disminucion en la probabilidad de deteccion erronea cuando disminuye la potencia de ruido de impulso.

El motivo por el que la CRC-12 (x12+ x11+ x3+ x2+x+1) exhibe un mejor rendimiento a media que aumenta el tamano de la constelacion es que los patrones de error vistos por el mensaje RRC son menos aleatorios (es decir, son mas a rafagas) debido a la seleccion de trayectoria en el enrejado de codigo interno (TCM) combinado con el mapeo de constelacion QAM. Por tanto, en esta situacion, el uso de la CRC-12 es mas apropiado. En este sentido, el codigo Golay y CRC-12 exhiben diferente rendimiento, en funcion de la potencia de ruido y la carga de bits. Ademas, la probabilidad mas pequena de tasas de deteccion erronea se obtuvieron con una CRC-12 cargando mensaje RRC en constelaciones grandes (normalmente de 12 bits o tamano superior). Por tanto, la probabilidad de deteccion erronea del codigo Golay puede corresponderse o incluso mejorarse usando una CRC-12 y garantizando que el mensaje RRC se carga en un par de tonos que comprenden 12 o mas bits.

En vista de lo anterior, diversas realizaciones se refieren a un receptor RRC configurado para seleccionar la tecnica de redundancia (es decir, una matriz P) que reduce de manera mas eficaz la probabilidad de deteccion erronea segun la disposicion del sistema, que principalmente comprende la carga de bits asociada con el mensaje RRC modulado, y el entorno de ruido en terminos de la potencia de ruido de impulso esperado. En otras realizaciones, la seleccion de la tecnica de redundancia puede realizarse mediante el transmisor RRC tras el intercambio de informacion anterior de la configuracion del receptor - en particular, tras el intercambio de la informacion de carga de bits en el que se mapeara/desmapeara el RRC.

Observese que para algunas configuraciones de sistema (carga de bits, potencia de ruido de impulso, codificacion interna, etc.), ni el Golay definido anteriormente ni la CRC-12 tal como se definio anteriormente parece ser la tecnica de codificacion optima para minimizar la probabilidad de deteccion erronea. Se proponen diversas realizaciones que incorporan una matriz P diferente que define la probabilidad de deteccion erronea. Para extender el numero de codigos posibles para el mecanismo de deteccion de errores del mensaje RRC a codigos distintos de los dos codigos descritos anteriormente (es decir, codigo Golay o CRC-12), se describe ahora una expansion de la posible eleccion de codigos de bloque lineal sistematicos en los que puede expresarse la matriz generadora en la forma G=[Ik P].

Se describen diversas realizaciones que utilizan codigos de tasa 12(es decir, r=k) (24,12). Espedficamente, diversas realizaciones se refieren a utilizar una matriz P de codigo de bloque lineal determinada por un receptor de canal RRC 102 y comunicada al transmisor RRC 110 durante una fase de inicializacion. En otras realizaciones, un transmisor RRC 110 determina la matriz P basandose en informacion relativa a la configuracion de receptor intercambiada durante una fase de inicializacion. Una carencia percibida con los enfoques descritos anteriormente es que las matrices P determinadas anteriormente no minimizan sistematicamente la probabilidad de deteccion erronea. Con este fin, diversas realizaciones se refieren a incorporar matrices P alternativas obtenidas permutando columnas de la matriz P (2) descrita anteriormente.

Generalmente, el rendimiento de deteccion erronea de un codigo depende de su espectro de distancia euclidiana, es decir, la distribucion de los puntos de deteccion erronea en el espacio euclidiano. Un punto de deteccion erronea es una senal QAM multi-dimensional que es diferente de la transmitida y que llevara al smdrome de todo ceros cuando se decodifica en el lado de receptor. En este caso, el smdrome de todo ceros lleva a una deteccion erronea. Basandose en el espectro de distancia euclidiana, la probabilidad de deteccion erronea puede limitarse superiormente mediante el lfmite de union tal como se expresa a continuacion:

Pots < = Is As * Q (rcuad (8 / o2 / Eav)) (4)

En la que 8 representa la distancia euclidiana al cuadrado entre senales en la reticula de numeros enteros impares (reticula cuadrada con puntos solamente en coordenadas impares), A8 es el numero de pares {senal transmitida, senales de deteccion erronea} que son distantes por la distancia al cuadrado 8, Eav es la energfa promedio de la constelacion que mapea la palabra de codigo, y o2 es la varianza de ruido. La funcion Q liga la distancia euclidiana y la probabilidad de deteccion erronea real.

La tabla a continuacion muestra las multiplicidades mas pequenas del espectro de distancia euclidiana del codigo descrito anteriormente mapeado a la QAM 4D codificada con TCM de 12*13 bits.

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imagen1

Tabla 3- Espectro de distancia euclidiana del codigo Golay con matriz P (2)

La palabra de codigo se mapea en esta constelacion porque la QAM 4D de 12*13 bits es el tamano de constelacion mas pequeno formado por las constelaciones QAM 2D de componente mas pequeno que permite el mapeo de un mensaje RRC de 24 bits en el numero mas pequeno de tonos (es decir, 2). Observese que el beneficio es doble, En primer lugar, constelaciones mas pequenas son menos sensibles al ruido. En segundo lugar, el mapeo a un numero mas pequeno de tonos, y especialmente solo 2 tonos, reduce la probabilidad de errores del decodificador TCM porque el RRC se mapea a la primera seccion del codigo de enrejado TCM. Es menos probable que la primera seccion del codigo de enrejado TCM genere errores porque el estado de enrejado TCM inicial se conoce (es decir, es igual a cero). La informacion relativa al estado inicial ayuda en el proceso de decision mediante el decodificador TCM (basandose en el algoritmo de Viterbi) reduciendo el numero de posibles ramas de enrejado a buscar.

El mapeo del mensaje RRC completo a la primera seccion del codigo de enrejado interno elimina algunos patrones de error que corrompen el mensaje RRC, reduciendo asf la probabilidad de error de mensaje RRC. Reducir la probabilidad de error de RRC reduce las probabilidades de deteccion erronea, mejorando asf el rendimiento de deteccion global. La robustez a errores tambien puede mejorarse modulando el mensaje RRC a tonos con una relacion senal-ruido (SNR) superior a una SNR necesaria minima requerida para garantizar la tasa de errores objetivo del mensaje RRC. En DSL, la SNR necesaria minima debe garantizar una tasa de error de bit objetivo de 10-7 Fijando la constelacion tal como se propone anteriormente, el espacio reducido resultante de los patrones de error puede a su vez llevar a la derivacion de matrices P optimizadas espedficas que minimizan la probabilidad de deteccion erronea.

Un codigo Golay con una matriz P alternativa proporciona mejor rendimiento en una situacion de baja potencia de ruido. La funcion Q mencionada en la ecuacion (4) es una funcion que disminuye rapidamente. Como consecuencia, la probabilidad de deteccion erronea depende mas de las distancias 8 mas pequenas y multiplicidades A8 asociadas. Con una alta relacion senal-ruido (es decir, una baja potencia de ruido), la probabilidad de deteccion erronea dependen mayoritariamente de la distancia euclidiana al cuadrado minima 8min entre puntos de deteccion erronea y su multiplicidad A8min asociada. Por tanto, diversas realizaciones estan referidas a maximizar la distancia euclidiana minima como un criterio para optimizar un codigo para situaciones de baja potencia de ruido.

Con una distancia euclidiana al cuadrado minima 8min=24, observese que el codigo Golay con la matriz P (2) descrita anteriormente no proporciona rendimiento optimo. Por ejemplo, el codigo Golay con la matriz P

1: 0 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0

1
1: 0 1 1 1 1 0 0 0 1 0

1
1: 0 1 0 1 0 1 1 1 0 0

0
0
0: 1 0 1 1 1 1 0 1 1

0: 1 1 1 0 0 1 0 1 1 1
0

0: 1 0 ] 1 0 1 1 0 1 0 1

1
1
1
1: 0 0 0 1 0 0
1
1

0
0: 1 ] 1 1 0 1 0 1 1
0

1: 0 0 1 1 0 0 0
1
1
1
1

1: 0 1 1 0 1 1 0 0 1 0
1

0: 1 1 1 1 1 0 0 1 0 0 1

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1: 0
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(5)

Lleva a una distancia euclidiana al cuadrado minima 8min =40 (vease el espectro de distancia euclidiana en la tabla 2).

imagen2

Tabla 4- Espectro de distancia euclidiana del codigo Golay con matriz P (5)

Con SNR de intervalo medio o niveles de ruido medio, la probabilidad de deteccion erronea depende no solo de la distancia euclidiana al cuadrado mmima 8min y su multiplicidad Agmin asociada, sino tambien de las siguientes distancias asf como del numero de multiplicidades asociadas con distancias pequenas. Para este intervalo de SNRs, diversas realizaciones incorporan un codigo que tiene un numero total reducido de multiplicidades asociadas con 5 distancias pequenas que simplemente una distancia minima grande. Por ejemplo, el codigo Golay con la matriz P a continuacion

0: 1 1 0 1 0 0 1 1 0 1 1

0
0
0
0: 1 1 1 0 1 1 1 1

1
1
1: 0 1 1 1 0 1 0 0 0

0: ] 1 1 0 1 0 0 1 1 0 1

1: ] 0 0 0 0 1 1 1 1 0
1

1: 0 1 1 0 0 1 0 1 0
1
1

0
0: 1 1 1 0 1 1 1 1
0
0

1: 0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 0

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1: 0 1 1 0 0 0 1 1 1 0

1: 0 0 1 1 1 0 1 1 0 0
1

0: 1 0 1 0 1 1 1 1 0 1
0

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1
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1: 0
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(6)

Funciona mejor que el codigo con la matriz P (5) en el intervalo de SNRs medias. Tal como puede verse en la tabla 5, para la matriz P (6), solo hay 208 puntos de deteccion erronea situados en una distancia euclidiana al cuadrado 10 inferior a 104, en comparacion con 1120 puntos para la matriz (5).

imagen3

Tabla 5. Espectro de distancia euclidiana del codigo Golay con matriz P (6)

Para el ruido de potencia alta, puede asumirse que todos los puntos de deteccion erronea son equiprobables, llevando asf a patrones de error uniformemente distribuidos. Cada una de las combinaciones 2n posibles de patron 15 de ruido de n bits tiene una probabilidad de 2-n. Esto lleva a la probabilidad de deteccion erronea

Pmis - 2-12 = 2,44 e - 4 (7)

Para ilustrar los conceptos descritos anteriormente, se describen ahora resultados de la simulacion de Monte-Carlo. Las probabilidades de deteccion erronea del codigo Golay con diversas matrices P se calcularon mediante la simulacion de Monte-Carlo en las diferentes disposiciones de simulacion. En una disposicion, el mensaje de 24 bits 20 (convirtiendose en 25 bits tras la codificacion TCM) se mapeo en constelaciones QAM 4D de 12*13 bits. Los sfmbolos DMT se forman mediante 24 tonos cargados con las mismas constelaciones QAM 4D de 12*13 bits. Se uso TCM de Wei de 16 estados estandar. El ruido de impulso se emulo aplicando un AWGN de fondo de potencia igual a la SNR de carga para 10-7 BER (incluyendo codificar TCM de nuevo) aumentado por una Potencia de Ruido de Impulso que vana de 4 a 24 dB por etapa de 10 dB.

25 La tabla 6 proporciona el numero Y de palabras de codigo corruptas recibidas y el numero X de detecciones erroneas, asf como la tasa de deteccion erronea Z=X/Y. En las tablas, la notacion 'X en Y ^ Z' representa X detecciones erroneas que sucedieron en Y mensajes RRC recibidos corruptos que llevan a una tasa de deteccion erronea Z.

Potencia de Ruido de Impulso: 4 dB 14 dB 24 dB

Matriz P (2): 8 en 8.106— 1.10-6 211 en 8.106—>- 2,6.10-5 42 en 3.105— 1,4.10-4

30 Tabla 6 Probabilidad de deteccion erronea simulada para codigo Golay con diversas matrices P

Debe resaltarse que aunque la matriz P dada en la ecuacion (2) es optima en terminos de propiedades de distancia de Hamming, no es optima en terminos de distancia euclidiana. Las propiedades de distancia euclidiana del codigo

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Golay con la matriz generadora G basandose en la matriz P dada en la ecuacion (2) pueden alterarse permutando los bits de redundancia obtenidos mediante la multiplicacion de mensaje y la matriz G. Esta operacion no cambia las propiedades de distancia de Hamming del codigo. Puede obtenerse un resultado equivalente permutando las columnas de la matriz P de Golay. Experimentalmente, la distancia euclidiana al cuadrado minima Smin pueden calcularse para todas las 12! permutaciones de las columnas de la matriz Golay dada en la ecuacion (2). La Smin maxima se hallo aplicando la operacion de permutacion (12 4 7 2 1 11 10 6 3 8 9 5) a las columnas de la matriz Golay. La matriz Golay resultante se da mediante la ecuacion (8).

: 0 1 1 0 1 1 0 1 i 0 °1

i: 0 i 1 0 1 0 0 1 i. i 1 0

0: 1 1 1 0 0 1 1 1 0 1
0

0: « L 1 1 0 0 1 0 1 1 0 1

0: i 0 0 0 1 0 1 I 1 1 1

1: i 0 1 1 0 0 D 0
1
1
1

1: 0 0 1 0 0 1 1 1 0 1 L

*: 1 1 ft n 1 « 1 1 n 0 n

0: 1 0 1 i 1 4 L 1 0 0 0 i

1: 0 0 0 i 1 1 0 1 i 0 t

0: 1 1 0 1 1 1 0 0 1 4 l
0

5: Q 1 0 l 1 0 i 0 c 1 1-1

(8)

La matriz P (8) en la ecuacion anterior proporciona la misma propiedad de distancia de Hamming que la matriz Golay mostrada en la ecuacion (2), pero proporciona propiedades de distancia euclidiana mejoradas. La matriz P optimizada proporciona una distancia euclidiana al cuadrado minima Smin =112. En comparacion, la matriz Golay de la ecuacion (2) proporciona hasta el momento una distancia euclidiana minima de Smin=24, en la que la computacion de distancia euclidiana al cuadrado minima asume constelaciones QAM 4D de 12*13 bits y 1 bit de redundancia TCM por senal de QAM 4D.

La figura 6 ilustra una realization de un aparato para ejecutar los varios componentes mostrados en la figura 1. En terminos generales, las diversas realizaciones para realizar la detection de errores de canal de retorno de retransmision pueden implementarse en uno cualquiera de numerosos dispositivos de computacion. Independientemente de su disposition espedfica, el sistema de retransmision 100 en la figura 1 puede comprender memoria 612, un procesador 602, y almacenamiento masivo 626, en el que cada uno de estos dispositivos se conectan a traves de un bus de datos 610.

El procesador 602 puede incluir un procesador personalizado o comercialmente disponible, una unidad de procesamiento central (CPU) o un procesador auxiliar entre varios procesadores asociados con el sistema de retransmision 100, un microprocesador basado en semiconductor (en la forma de un microchip), uno o mas circuitos integrados de aplicacion espedfica (ASICs), una pluralidad de puertas logicas digitales configuradas, y otras configuraciones electricas bien conocidas que comprenden elementos discretos tanto individualmente como en diversas combinaciones para coordinar el funcionamiento global del sistema de computacion.

La memoria 612 puede incluir uno cualquiera o una combination de elementos de memoria volatil (por ejemplo, memoria de acceso aleatorio (RAM, tal como DRAM, y SRAM, etc.)) y elementos de memoria no volatil (por ejemplo, ROM, disco duro, CDROM, etc.). La memoria 612 normalmente comprende un sistema operativo nativo 614, una o mas aplicaciones nativas, sistemas de emulacion, o aplicaciones emuladas para cualquiera de una variedad de sistemas operativos y/o plataformas de hardware emuladas, sistemas operativos emulados, etc. Por ejemplo, las aplicaciones pueden incluir software espedfico de aplicacion 616 almacenado en un medio legible por ordenador ejecutado por el procesador 602 y puede incluir cualquiera de los componentes descritos con respecto a las figuras 1 y 2. Un experto habitual en la tecnica apreciara que la memoria 612 puede comprender, y normalmente comprendera, otros componentes que se han omitido con fines de brevedad. Debe observarse, sin embargo, que los varios componentes en las figuras 1 y 2 tambien pueden realizarse como hardware.

Cuando cualquiera de los componentes descritos anteriormente comprende software o codigo, estos componentes se realizan en un medio legible por ordenador para el uso por o en conexion con un sistema de ejecucion tal como, por ejemplo, un procesador en un sistema informatico u otro sistema. En el contexto de la presente divulgation, un medio legible por ordenador se refiere a cualquier medio tangible que puede contener, almacenar o mantener el software o codigo para el uso por o en conexion con un sistema de ejecucion de instrucciones. Por ejemplo, un medio legible por ordenador puede almacenar uno o mas programas para la ejecucion del dispositivo de procesamiento 602 descrito anteriormente.

Mas ejemplos espedficos del medio legible por ordenador pueden incluir un disquete de ordenador portatil, una memoria de acceso aleatorio (RAM), una memoria de solo lectura (ROM), una memoria de solo lectura programable borrable (EPROM, EEPROM, o memoria flash), y una memoria de solo lectura de disco compacto portatil (CDROM).

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Tal como se muestra en la figura 6, el sistema de retransmision 100 puede ademas comprender almacenamiento masivo 626. Para algunas realizaciones, el almacenamiento masivo 626 puede incluir una base de datos 628 para almacenar y manejar datos, tales como tablas de carga de bits.

La figura 7 representa un diagrama de flujo de nivel superior 700 para una realizacion de un procedimiento para realizar la deteccion de errores de canal de retorno de retransmision en el sistema de la figura 1. Para esta realizacion, se implementa un metodo en un sistema de lmea de abonado digital (DSL) para realizar la deteccion de errores en un mensaje de canal de retorno de retransmision (RRC). El metodo comprende determinar una matriz P de codigo de bloque lineal en un receptor RRC (bloque 710), transmitir un identificador que corresponde a la matriz P de codigo de bloque lineal a un transmisor RRC (720), y seleccionar, en el transmisor RRC, la matriz P determinada segun el identificador (bloque 730). Para algunas realizaciones, el identificador puede contener informacion diferente, incluyendo pero no limitando a las entradas de fila y columna de la matriz P, el patron de permutacion segun una matriz P de referencia conocida a priori por el receptor RRC y un mdice que va a usarse para seleccionar la matriz P entre una tabla prealmacenada de matrices P.

La figura 8 representa un diagrama de flujo 800 para una realizacion de un procedimiento para determinar la matriz P de codigo de bloque lineal. El procedimiento comienza con la entrada de la longitud de palabra de codigo de mensaje RRC n y la longitud de informacion k, y la dimension N del TCM interno (bloque 805) y se realiza en dos fases. La primera fase comprende seleccionar una estrategia de mapeo para minimizar la probabilidad de error de mensaje RRC. La estrategia de mapeo se refiere a mapear el mensaje RRC a la primera seccion de enrejado del TCM, que implica seleccionar una constelacion QAM de N dimensiones que puede mapear n+1 bits (bloque 8l0).

La segunda fase comprende minimizar la probabilidad de deteccion erronea de mensajes RRC corruptos. Esta segunda fase comprende en primer lugar hallar una matriz P que proporciona un codigo que es optima en el espacio de Hamming, es decir, con una distancia de Hamming minima maximizada (bloque 820). Entonces, para cada permutacion posible de la matriz P (bloque 830), computar los primeros elementos del espectro de distancia euclidiana para un mensaje de informacion de k bits codificado en primer lugar con el codigo de bloque basado en la matriz P permutada, entonces codificado con TCM y mapeado a la constelacion QAM de N dimensiones seleccionada (bloque 840). El procedimiento genera la matriz P permutada que mejor se ajusta a un criterio de seleccion.

El criterio de seleccion (bloque de decision 850, bloque 860) en la figura 8 implica seleccionar la permutacion que lleva a la distancia euclidiana minima mas grande. Este criterio se ajusta mejor para un entorno con una alta relacion de potencia de ruido de impulso a potencia de senal. El criterio puede cambiar para entornos con relacion de ruido de impulso a potencia de senal media y baja. Otro criterio que se ajusta mejor para un entorno con un intervalo medio de relacion de ruido de impulso a potencia de senal implica seleccionar la permutacion que lleva al numero total mas pequeno de multiplicidades asociadas con distancias pequenas en el espectro de distancia euclidiana. Las etapas descritas anteriormente, comenzando con el bloque 830, se repiten hasta que todas las (n-k)! (factorial) permutaciones de columna se procesan (bloque de decision 870). Se genera entonces el parametro Pmejor (bloque 875).

La figura 9 representa un diagrama de flujo 900 para una realizacion de un procedimiento para realizar la deteccion de errores de canal de retorno de retransmision en el sistema de la figura 1. Para esta realizacion, se implementa un metodo en un sistema de lmea de abonado digital (DSL) para realizar la deteccion de errores en un mensaje de canal de retorno de retransmision (RRC). El metodo comprende determinar una carga de bits en un receptor RRC de modo que los n+1 bits que contiene el mensaje RRC codificado con TCM se mapean a la primera seccion de enrejado del diagrama de enrejado TCM (bloque 910), transmitir la indicacion de carga de bits a un transmisor RRC (920), y seleccionar, en el transmisor RRC, la carga de bits para los tonos que portan el mensaje RRC segun la indicacion recibida desde el RRC receptor (bloque 930).

La figura 10 representa un diagrama de flujo 1000 para otra realizacion de un procedimiento para realizar la deteccion de errores de canal de retorno de retransmision en el sistema de la figura 1. Segun algunas realizaciones, se implementa un procedimiento en un sistema de lmea de abonado digital (DSL) para minimizar una probabilidad de deteccion erronea en un receptor de mensaje codificado de extremo lejano durante la transmision de un mensaje codificado. Comenzando con el bloque 1010, el metodo comprende conjuntamente determinar, en el receptor de mensaje codificado de extremo lejano, una matriz P y un esquema de modulacion. El metodo ademas comprende codificar un mensaje en un mensaje codificado con un codigo de bloque lineal sistematico, teniendo el codigo de bloque lineal sistematico una matriz generadora [I P], en la que I representa una matriz identidad de componente de codigo de bloque lineal y P representa la matriz P determinada (bloque 1020). El metodo tambien comprende modular el mensaje codificado a uno o mas tonos que forman un sfmbolo de multitono discreto (DMT) segun el esquema de modulacion determinado (bloque 1030).

Debe resaltarse que las realizaciones descritas anteriormente son simplemente ejemplos de posibles implementaciones. Pueden realizarse muchas variaciones y modificaciones a las realizaciones descritas anteriormente sin apartarse de los principios de la presente divulgacion. Todas las modificaciones y variaciones tales estan destinadas a incluirse en el presente documento dentro del alcance de esta divulgacion y protegerse mediante las siguientes reivindicaciones.

Claims

REIVINDICACIONES

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2.

30
3.

35 4.
5. 40
6. 7.

45

50

Sistema (100) que comprende:

un transmisor (110) para transmits un mensaje codificado a un receptor de mensaje codificado de extremo lejano (102), comprendiendo el transmisor (110):

un codificador (114) configurado para codificar un mensaje de longitud k en un mensaje codificado de longitud n con un codigo de bloque (n, k) lineal sistematico, teniendo el codigo de bloque lineal sistematico una matriz generadora [I P], en la que I representa una matriz identidad de componente de codigo de bloque lineal y P representa una matriz P optimizada espedfica que especifica bits de redundancia; y

un modulador (111) configurado para modular el mensaje codificado a uno o mas tonos que forman un sfmbolo de multitono discreto, DMT, que usa un esquema de modulacion codificada de enrejado, TCM, con un codigo de enrejado de tasa n/(n+1), en el que la matriz P optimizada espedfica y el esquema de modulacion se determinan conjuntamente para minimizar una probabilidad de deteccion erronea en el receptor de mensaje codificado de extremo lejano (102),

en el que el transmisor (110) esta configurado para determinar la matriz P optimizada espedfica y el esquema de modulacion realizando las siguientes etapas:

- seleccionar una constelacion de modulacion de amplitud en cuadratura, QAM, de N dimensiones que esta configurada para mapear los n+1 bits codificados de enrejado a una senal QAM de N dimensiones;

- entonces seleccionar una matriz P que proporciona un codigo de bloque (n, k) lineal sistematico con una distancia de Hamming minima maximizada,

- entonces realizar (n-k)! permutaciones a las columnas de la matriz seleccionada P y seleccionar dicha matriz P permutada como la matriz P optimizada espedfica que lleva a la distancia euclidiana minima mas grande o que lleva al numero total mas pequeno de multiplicidades asociadas con distancias pequenas en el espectro de distancia euclidiana, en el que, para cada permutacion, los primeros elementos del espectro de distancia euclidiana se computan para k bits codificados con la matriz P permutada, entonces codificados con TCM y mapeados a la constelacion QAM de N dimensiones seleccionada.

Sistema (100) segun la reivindicacion 1, en el que el transmisor (110) esta configurado para

minimizar la probabilidad de deteccion erronea seleccionando el esquema de modulacion para minimizar la probabilidad de errores de mensaje.

Sistema (100) segun la reivindicacion 2, en el que la probabilidad de errores de mensaje se minimiza modulando el mensaje codificado a tonos con una relacion senal-ruido, SNR, superior a la SNR requerida minima.

Sistema (100) segun la reivindicacion 1, en el que al seleccionar el esquema de modulacion, el transmisor (110) entonces selecciona la matriz P permutada que maximiza una distancia de Hamming minima y minimiza multiplicidades asociadas con distancias euclidianas mas pequenas de un espectro de distancia euclidiana computado para el mensaje codificado.

Sistema (100) segun la reivindicacion 1, en el que la determinacion conjunta de la matriz P optimizada espedfica y el esquema de modulacion se realiza segun un entorno de ruido.

Sistema (100) segun cualquiera de las reivindicaciones 1a 5, en el que la configuracion del modulador comprende informacion de carga de bit a tono.

Sistema (100) que comprende:

un receptor (102) para recibir un mensaje codificado de un transmisor de mensaje codificado de extremo lejano (110), comprendiendo el receptor (102):

un detector de errores (108) configurado para determinar un nivel de correccion del mensaje recibido codificado con un codigo de bloque (n, k) lineal sistematico, teniendo el codigo de bloque lineal sistematico una matriz generadora [I P], en la que I representa una matriz identidad de componente de codigo de bloque lineal y P representa una matriz P optimizada espedfica que especifica bits de redundancia;

y

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

un desmodulador (111) configurado para desmodular el mensaje codificado de uno o mas tonos que forman un s^bolo de multitono discreto, DMT, que usa un esquema de modulacion codificada de enrejado, TCM, con un codigo de enrejado de tasa n/(n+1); y

en el que el receptor (102) esta ademas configurado para transmitir informacion de modulacion asociada con el mensaje codificado al transmisor de mensaje de extremo lejano (110), y en el que el receptor (102) conjuntamente determina la matriz P optimizada espedfica y la informacion de modulacion para minimizar una probabilidad de deteccion erronea,

en el que el receptor (102) esta configurado para determinar la matriz P optimizada espedfica y la informacion de modulacion realizando las siguientes etapas:

- seleccionar una constelacion de modulacion de amplitud en cuadratura, QAM, de N dimensiones que esta configurada para mapear los n+1 bits codificados de enrejado a una senal QAM de N dimensiones;

- entonces seleccionar una matriz P que proporciona un codigo de bloque (n, k) lineal sistematico con una distancia de Hamming minima maximizada,

- entonces realizar (n-k)! permutaciones de columna a las columnas de la matriz P seleccionada y seleccionar dicha matriz P permutada como la matriz P optimizada espedfica que lleva a la distancia euclidiana minima mas grande o que lleva al numero total mas pequeno de multiplicidades asociadas con distancias pequenas en el espectro de distancia euclidiana, en el que, para cada permutacion, los primeros elementos del espectro de distancia euclidiana se computan para k bits codificados con la matriz P permutada, entonces codificados con TCM y mapeados a la constelacion QAM de N dimensiones seleccionada.
8. Sistema (100) segun la reivindicacion 7, en el que el demodulador (109) comprende el decodificador de esquema de modulacion codificada de enrejado, TCM.
9. Sistema (100) segun la reivindicacion 8, en el que el receptor (102) minimiza la probabilidad de errores de mensaje transmitiendo al transmisor de extremo lejano informacion de modulacion para modular el mensaje codificado que incluye la redundancia TCM a una primera seccion de enrejado de un diagrama de enrejado TCM.
10. Sistema (100) segun la reivindicacion 7, en el que el receptor (102) minimiza la probabilidad de errores de mensaje transmitiendo al transmisor de extremo lejano (110) informacion de modulacion para modular el mensaje codificado a tonos con una relacion senal-ruido, SNR, superior a la SNR requerida minima.
11. Sistema (100) segun la reivindicacion 7, en el que el receptor (102) minimiza la probabilidad de deteccion erronea seleccionando el esquema de modulacion que minimiza la probabilidad de errores de mensaje.
12. Metodo implementado en un sistema de lmea de abonado digital, DSL, para minimizar una probabilidad de deteccion erronea en un receptor de mensaje codificado de extremo lejano (102) durante la transmision de un mensaje codificado desde un transmisor (110), que comprende:

conjuntamente determinar, en el receptor de mensaje codificado de extremo lejano (102), una matriz P optimizada espedfica de un codigo de bloque (n, k) lineal sistematico que tiene una matriz generadora [I P], en la que I representa una matriz identidad de componente de codigo de bloque lineal y P especifica bits de redundancia, y un esquema de modulacion que incluye un esquema de modulacion codificada de enrejado, TCM, con un codigo de enrejado de tasa n/(n+1), que comprende las siguientes etapas:

- seleccionar una constelacion de modulacion de amplitud en cuadratura, QAM, de N dimensiones que esta configurada para mapear los n+1 bits codificados de enrejado a una senal QAM de N dimensiones;

- entonces seleccionar una matriz P que proporciona un codigo de bloque (n, k) lineal sistematico con una distancia de Hamming minima maximizada,

- entonces realizar (n-k)! permutaciones a las columnas de la matriz P seleccionada y seleccionar dicha matriz P permutada como la matriz P optimizada espedfica que lleva a la distancia euclidiana minima mas grande o que lleva al numero total mas pequeno de multiplicidades asociadas con distancias pequenas en el espectro de distancia euclidiana, en el que, para cada permutacion, los primeros elementos del espectro de distancia euclidiana se computan para k bits codificados con la matriz P permutada, entonces codificados con TCM y mapeados a la constelacion QAM de N dimensiones seleccionada;

codificar un mensaje de longitud k en un mensaje codificado de longitud n con el codigo de bloque lineal sistematico usando la matriz P optimizada espedfica;

y modular el mensaje codificado a uno o mas tonos que forman un sfmbolo de multitono discreto, DMT, segun el esquema de modulacion determinado.