JP3409777B2 - 伝送速度の可変な符号化変調復調方法 - Google Patents
伝送速度の可変な符号化変調復調方法Info
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- JP3409777B2 JP3409777B2 JP2000192809A JP2000192809A JP3409777B2 JP 3409777 B2 JP3409777 B2 JP 3409777B2 JP 2000192809 A JP2000192809 A JP 2000192809A JP 2000192809 A JP2000192809 A JP 2000192809A JP 3409777 B2 JP3409777 B2 JP 3409777B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ディジタル通信
におけるブロック符号化変調方式などの、通信路符号化
やディジタル変調等の技術分野において利用できる伝送
速度の可変な符号化変調復調方法に関するものである。
特に、ディジタル通信において種々の伝送速度を持つ系
列を簡易に一括して送受信する方法や、一方向通信で実
現させる方法を提供するものである。
におけるブロック符号化変調方式などの、通信路符号化
やディジタル変調等の技術分野において利用できる伝送
速度の可変な符号化変調復調方法に関するものである。
特に、ディジタル通信において種々の伝送速度を持つ系
列を簡易に一括して送受信する方法や、一方向通信で実
現させる方法を提供するものである。
【０００２】
【従来の技術】第１の従来技術を図１９に示す。図１９
は、一方向で速度可変伝送を実現する従来の方法を示し
ており、その変調方式では一種類の変調が用いられ、シ
ステムで最も速い伝送方式に合わせる、という特徴を持
っている。伝送速度を変えるには、以下に示す様にプリ
アンブルを活用する。プリアンブルには、伝送ビット
数、伝送速度などの情報が書きこまれており、受信側で
は、プリアンブルを解読して、必要ビット数だけ復号す
る。また、必要ビット以外の部分にはダミーデータを挿
入する。これにより伝送速度可変が実現される。しか
し、この方法ではダミーデータを挿入することと変調方
式が最も速い伝送方式に固定されていることにより、電
力効率が落ちる、という欠点がある。また受信側ではプ
リアンブルを解読し、受信データを取捨選択する機構が
必要である、という欠点も有している。
は、一方向で速度可変伝送を実現する従来の方法を示し
ており、その変調方式では一種類の変調が用いられ、シ
ステムで最も速い伝送方式に合わせる、という特徴を持
っている。伝送速度を変えるには、以下に示す様にプリ
アンブルを活用する。プリアンブルには、伝送ビット
数、伝送速度などの情報が書きこまれており、受信側で
は、プリアンブルを解読して、必要ビット数だけ復号す
る。また、必要ビット以外の部分にはダミーデータを挿
入する。これにより伝送速度可変が実現される。しか
し、この方法ではダミーデータを挿入することと変調方
式が最も速い伝送方式に固定されていることにより、電
力効率が落ちる、という欠点がある。また受信側ではプ
リアンブルを解読し、受信データを取捨選択する機構が
必要である、という欠点も有している。
【０００３】第２の従来の技術を図２０に示す。図２０
は、一方向で速度可変伝送を実現している上記とは他の
方法を示している。この方法では送信フレームにインデ
ックス情報を挿入し、変調方式等の情報を付加してお
き、受信側でこのインデックス信号により方式のことな
る復調器を選択し、復号するものである。この方式によ
り、上記の第１の従来技術のような電力効率の低下を起
こすことなく、一方向速度可変伝送を実現することがで
きる。しかしこの方法では、インデックス信号の挿入に
より伝送効率が低下する、という欠点がある。また受信
側にはインデックス信号の解読機構と複数の復調器が必
要となるため、構造が複雑になる、という欠点もある。
は、一方向で速度可変伝送を実現している上記とは他の
方法を示している。この方法では送信フレームにインデ
ックス情報を挿入し、変調方式等の情報を付加してお
き、受信側でこのインデックス信号により方式のことな
る復調器を選択し、復号するものである。この方式によ
り、上記の第１の従来技術のような電力効率の低下を起
こすことなく、一方向速度可変伝送を実現することがで
きる。しかしこの方法では、インデックス信号の挿入に
より伝送効率が低下する、という欠点がある。また受信
側にはインデックス信号の解読機構と複数の復調器が必
要となるため、構造が複雑になる、という欠点もある。
【０００４】第３の従来の技術を図２１に示す。図２１
は、信号点配置の工夫によって一方向速度可変伝送を実
現する方法の一例である。図２１の場合は、１６ＱＡＭ
（直交振幅変調）信号点とＱＰＳＫ（直交位相変調）信
号点とを同時に用いて、送信シンボルを１６ＱＡＭ点か
ＱＰＳＫ点かにすることによってビット数の異なる系列
の伝送を実現するものである。しかし、この方式では隣
接信号点とのユークリッド距離が１６ＱＡＭ信号点とＱ
ＰＳＫ信号点の最短距離（ｄ１）は、ＱＰＳＫ信号点間
の最短距離（ｄ２）よりも小さくなるので、１６ＱＡＭ
の信号点の伝送の場合のビット誤り率がＱＰＳＫの信号
点の伝送の場合に比べ大幅に劣化してしまい、不均一な
ビット誤り率となって実用的でなくなる、という欠点が
ある。
は、信号点配置の工夫によって一方向速度可変伝送を実
現する方法の一例である。図２１の場合は、１６ＱＡＭ
（直交振幅変調）信号点とＱＰＳＫ（直交位相変調）信
号点とを同時に用いて、送信シンボルを１６ＱＡＭ点か
ＱＰＳＫ点かにすることによってビット数の異なる系列
の伝送を実現するものである。しかし、この方式では隣
接信号点とのユークリッド距離が１６ＱＡＭ信号点とＱ
ＰＳＫ信号点の最短距離（ｄ１）は、ＱＰＳＫ信号点間
の最短距離（ｄ２）よりも小さくなるので、１６ＱＡＭ
の信号点の伝送の場合のビット誤り率がＱＰＳＫの信号
点の伝送の場合に比べ大幅に劣化してしまい、不均一な
ビット誤り率となって実用的でなくなる、という欠点が
ある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の伝送速度が可変
な伝送方法では、電力効率が落ちる、という欠点や、受
信側ではプリアンブルを解読し、受信データを取捨選択
する機構が必要である、という欠点があった。また、他
の方法では、インデックス信号の挿入により伝送効率が
低下する、という欠点があった。また受信側にはインデ
ックス信号の解読機構と複数の復調器が必要となるた
め、構造が複雑になる、という欠点もあった。さらに他
の方法では、１６ＱＡＭの信号点の伝送の場合のビット
誤り率がＱＰＳＫの信号点の伝送の場合に比べ大幅に劣
化してしまい、不均一なビット誤り率となって実用的で
なくなる、という欠点があった。
な伝送方法では、電力効率が落ちる、という欠点や、受
信側ではプリアンブルを解読し、受信データを取捨選択
する機構が必要である、という欠点があった。また、他
の方法では、インデックス信号の挿入により伝送効率が
低下する、という欠点があった。また受信側にはインデ
ックス信号の解読機構と複数の復調器が必要となるた
め、構造が複雑になる、という欠点もあった。さらに他
の方法では、１６ＱＡＭの信号点の伝送の場合のビット
誤り率がＱＰＳＫの信号点の伝送の場合に比べ大幅に劣
化してしまい、不均一なビット誤り率となって実用的で
なくなる、という欠点があった。
【０００６】この発明は上記に鑑み提案されたもので、
様々なアプリケーションなど伝送速度のことなるフレー
ムの一括伝送において、復調器切替えなどの複雑な手段
を用いることなく速度可変伝送が実現でき、またインデ
ックス信号などを用いないブロック符号化により電力効
率を落さずにビット誤り率の低減を計ることができる伝
送速度の可変な符号化変調復調方法を提供することを目
的とする。
様々なアプリケーションなど伝送速度のことなるフレー
ムの一括伝送において、復調器切替えなどの複雑な手段
を用いることなく速度可変伝送が実現でき、またインデ
ックス信号などを用いないブロック符号化により電力効
率を落さずにビット誤り率の低減を計ることができる伝
送速度の可変な符号化変調復調方法を提供することを目
的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に記載の発明は、ディジタル通信における
ブロック符号化変調あるいは復調であって、異なるビッ
ト数を割り当てられた信号空間ダイアグラムの信号点を
用いてディジタル変調あるいはディジタル復調を行なう
事を特徴とし、また、複数の種類の伝送速度情報を上述
の信号空間ダイアグラムに従って符号化し、他の符号化
した伝送情報に先だって、あるいは、それに連続して伝
送することを特徴とする伝送速度の可変な符号化変調復
調方法において、さらに、あらかじめ決められた符号長
のセット分割法によるブロック符号を用い、最初のセッ
ト分割を比較的に少ないビット数を割り当てられた信号
空間ダイアグラムの信号点を含む様に行なうことにより
得られた複数レベルの符号を用いて伝送することを特徴
としている。
に、請求項１に記載の発明は、ディジタル通信における
ブロック符号化変調あるいは復調であって、異なるビッ
ト数を割り当てられた信号空間ダイアグラムの信号点を
用いてディジタル変調あるいはディジタル復調を行なう
事を特徴とし、また、複数の種類の伝送速度情報を上述
の信号空間ダイアグラムに従って符号化し、他の符号化
した伝送情報に先だって、あるいは、それに連続して伝
送することを特徴とする伝送速度の可変な符号化変調復
調方法において、さらに、あらかじめ決められた符号長
のセット分割法によるブロック符号を用い、最初のセッ
ト分割を比較的に少ないビット数を割り当てられた信号
空間ダイアグラムの信号点を含む様に行なうことにより
得られた複数レベルの符号を用いて伝送することを特徴
としている。
【０００８】また、請求項２に記載の発明は、ディジタ
ル通信におけるブロック符号化変調あるいは復調であっ
て、異なるビット数を割り当てられた信号空間ダイアグ
ラムの信号点を用いてディジタル変調あるいはディジタ
ル復調を行なう事を特徴とし、また、複数の種類の伝送
速度情報を上述の信号空間ダイアグラムに従って符号化
し、他の符号化した伝送情報に先だって、あるいは、そ
れに連続して伝送することを特徴とする伝送速度の可変
な符号化変調復調方法において、あらかじめきめられた
トレリス線図に従ってビタビ復号を行うことを特徴とす
る、伝送速度の可変な符号化変調復調方法において、さ
らに、第１のビット数を割り当てられた２の冪乗個数の
信号点からなる第１の信号点群と、第１のビット数より
少ないビ ット数を割り当てられた信号点からなる第２の
信号点群と、からなる信号空間ダイアグラムを用いるブ
ロック符号化変調方式における復号において、セット分
割によって得られた複数の信号点群は、共通の信号点を
有する複数の信号点群を有し、その複数の信号点群のう
ちのひとつの信号点群は、あらかじめきめられたトレリ
ス線図において、その複数の信号点群の他の信号点群と
は異なった系列が割り当てられていることを特徴として
いる。
ル通信におけるブロック符号化変調あるいは復調であっ
て、異なるビット数を割り当てられた信号空間ダイアグ
ラムの信号点を用いてディジタル変調あるいはディジタ
ル復調を行なう事を特徴とし、また、複数の種類の伝送
速度情報を上述の信号空間ダイアグラムに従って符号化
し、他の符号化した伝送情報に先だって、あるいは、そ
れに連続して伝送することを特徴とする伝送速度の可変
な符号化変調復調方法において、あらかじめきめられた
トレリス線図に従ってビタビ復号を行うことを特徴とす
る、伝送速度の可変な符号化変調復調方法において、さ
らに、第１のビット数を割り当てられた２の冪乗個数の
信号点からなる第１の信号点群と、第１のビット数より
少ないビ ット数を割り当てられた信号点からなる第２の
信号点群と、からなる信号空間ダイアグラムを用いるブ
ロック符号化変調方式における復号において、セット分
割によって得られた複数の信号点群は、共通の信号点を
有する複数の信号点群を有し、その複数の信号点群のう
ちのひとつの信号点群は、あらかじめきめられたトレリ
ス線図において、その複数の信号点群の他の信号点群と
は異なった系列が割り当てられていることを特徴として
いる。
【０００９】また、請求項３に記載の発明は、上記した
請求項２に記載の発明の構成に加えて、上述のトレリス
線図を用いたビタビ復号を施し、その復号結果に従った
多種類の伝送系列を得ることを特徴としている。
請求項２に記載の発明の構成に加えて、上述のトレリス
線図を用いたビタビ復号を施し、その復号結果に従った
多種類の伝送系列を得ることを特徴としている。
【００１０】また、請求項４に記載の発明は、ブロック
符号を簡略化するために、ディジタル通信におけるブロ
ック符号化変調あるいは復調であって、異なるビット数
を割り当てられた信号空間ダイアグラムの信号点を用い
てディジタル変調あるいはディジタル復調を行なう事を
特徴とする伝送速度の可変な符号化変調復調方法におい
て、単一種類のブロック符号を用いて、一方向の伝送の
みで伝送速度を変えて伝送し、且つ、受信側では、ビタ
ビ復号操作を行うことを特徴としている。
符号を簡略化するために、ディジタル通信におけるブロ
ック符号化変調あるいは復調であって、異なるビット数
を割り当てられた信号空間ダイアグラムの信号点を用い
てディジタル変調あるいはディジタル復調を行なう事を
特徴とする伝送速度の可変な符号化変調復調方法におい
て、単一種類のブロック符号を用いて、一方向の伝送の
みで伝送速度を変えて伝送し、且つ、受信側では、ビタ
ビ復号操作を行うことを特徴としている。
【００１１】このように、本発明は、従来技術の様に送
受信側において伝送速度可変のために変復調器のモード
を変更するのではなく、同一チャネル上において、同一
の信号空間ダイアグラム面上にビット数の異なる信号点
を配置したブロック符号化変調方式を構成し、そしてこ
れらの信号点を適宜選択することによって速度可変伝送
を実現するものであり、その際信号点増加により信号点
間のユークリッド距離は減少するため、伝送特性の劣化
が起こりうるが、これをブロック符号化変調方式を用い
ることによって回避するものである。その際、伝送ビッ
ト情報も符号化し伝送符号の中に組み込む方法や、セッ
ト分割を用いる方法によって、シンボルの伝送ビット数
の誤りを防ぎ、これによって上述した第１及び第２の従
来技術従来のような伝送フレームのインデックス信号や
ダミーデータを用いずに、つまり伝送効率が落ちるとい
う欠点無しに伝送速度の可変な符号化変調復調方法を実
現するものである。
受信側において伝送速度可変のために変復調器のモード
を変更するのではなく、同一チャネル上において、同一
の信号空間ダイアグラム面上にビット数の異なる信号点
を配置したブロック符号化変調方式を構成し、そしてこ
れらの信号点を適宜選択することによって速度可変伝送
を実現するものであり、その際信号点増加により信号点
間のユークリッド距離は減少するため、伝送特性の劣化
が起こりうるが、これをブロック符号化変調方式を用い
ることによって回避するものである。その際、伝送ビッ
ト情報も符号化し伝送符号の中に組み込む方法や、セッ
ト分割を用いる方法によって、シンボルの伝送ビット数
の誤りを防ぎ、これによって上述した第１及び第２の従
来技術従来のような伝送フレームのインデックス信号や
ダミーデータを用いずに、つまり伝送効率が落ちるとい
う欠点無しに伝送速度の可変な符号化変調復調方法を実
現するものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】先ず本発明の概略を図１〜図８を
用いて説明する。図１は、等価低域系のシステム構成を
示すブロック図である。はじめに送信データはブロック
符号化される。このとき伝送シンボルのビット数情報を
符号化する場合もある。そして信号点を増加したセット
分割法マッピングにより割り当て、伝送シンボルを作成
し、送信する。受信側では、シンボルの同期を取った後
にビタビ復号を行い、受信データを得る。
用いて説明する。図１は、等価低域系のシステム構成を
示すブロック図である。はじめに送信データはブロック
符号化される。このとき伝送シンボルのビット数情報を
符号化する場合もある。そして信号点を増加したセット
分割法マッピングにより割り当て、伝送シンボルを作成
し、送信する。受信側では、シンボルの同期を取った後
にビタビ復号を行い、受信データを得る。
【００１３】以上の流れを２０ＱＡＭ、多レベルブロッ
ク符号化変調方式、ビタビ復号によって実現する方法を
以下に示す。図２は、２０ＱＡＭの信号点割り当てを示
す図である。良く知られたセット分割法により、まず図
２のようにｘ、ｙ軸上の４点を２ビット伝送として用
い、それ以外の部分を４ビット伝送とする。そして、そ
れぞれのビット割り当てもセット分割法に沿って行う。
また図中のαは２ビット伝送シンボルの１６ＱＡＭ信号
点配置に対する振幅比を表し、α＞０の実数であり、図
２においては、α＝１の場合を示している。
ク符号化変調方式、ビタビ復号によって実現する方法を
以下に示す。図２は、２０ＱＡＭの信号点割り当てを示
す図である。良く知られたセット分割法により、まず図
２のようにｘ、ｙ軸上の４点を２ビット伝送として用
い、それ以外の部分を４ビット伝送とする。そして、そ
れぞれのビット割り当てもセット分割法に沿って行う。
また図中のαは２ビット伝送シンボルの１６ＱＡＭ信号
点配置に対する振幅比を表し、α＞０の実数であり、図
２においては、α＝１の場合を示している。
【００１４】また、用いるブロック符号の構成を図３に
示す。以下では、これを符号Ｉと表す。これは符号長６
のブロック符号で、レベルｌ１〜ｌ３まで行方向に符号
化を行う、多レベル符号である。そしてｌ１にｓ１〜ｓ
６における２ビット伝送シンボルの数を符号化した系列
を並べる。ただし２ビットシンボル数（ｍ）は０〜６の
偶数とし、ｓ１〜ｓ６には２ビットシンボルを先に左側
から配置する。図３はｍ＝２の例である。情報伝送速度
は５／６〜１７／６（ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ）となる。
ｌ１におけるｃ１、ｃ２はｍ＝２の２進数であり、ｃ３
は図のようにｃ３＝ｃ１＋ｃ２（modulo 2）のパリティ
である。符号長をＬ、情報ビット数をＫ、最小ハミング
距離をｄ、とするときのブロック符号を（Ｌ、Ｋ、ｄ）
符号と表したとき、ｌ１全体では（６、２、４）重複符
号となる。すなわち伝送シンボルのビット数の識別に最
小ハミング距離４の符号化を施したことになる。また、
ｌ２は（６、５、２）のパリティ符号であり、伝送ビッ
ト数の種類に関係なく符号化される。ｌ３は無符号化系
列であり、４ビット伝送時のみ送信される。
示す。以下では、これを符号Ｉと表す。これは符号長６
のブロック符号で、レベルｌ１〜ｌ３まで行方向に符号
化を行う、多レベル符号である。そしてｌ１にｓ１〜ｓ
６における２ビット伝送シンボルの数を符号化した系列
を並べる。ただし２ビットシンボル数（ｍ）は０〜６の
偶数とし、ｓ１〜ｓ６には２ビットシンボルを先に左側
から配置する。図３はｍ＝２の例である。情報伝送速度
は５／６〜１７／６（ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ）となる。
ｌ１におけるｃ１、ｃ２はｍ＝２の２進数であり、ｃ３
は図のようにｃ３＝ｃ１＋ｃ２（modulo 2）のパリティ
である。符号長をＬ、情報ビット数をＫ、最小ハミング
距離をｄ、とするときのブロック符号を（Ｌ、Ｋ、ｄ）
符号と表したとき、ｌ１全体では（６、２、４）重複符
号となる。すなわち伝送シンボルのビット数の識別に最
小ハミング距離４の符号化を施したことになる。また、
ｌ２は（６、５、２）のパリティ符号であり、伝送ビッ
ト数の種類に関係なく符号化される。ｌ３は無符号化系
列であり、４ビット伝送時のみ送信される。
【００１５】また信号点間のユークリッド距離は、図４
において、
において、
【数１】
【００１６】となり、符号レベルｌｉ（ｉ＝１、２、
３）における最小ユークリッド距離の２乗は、
３）における最小ユークリッド距離の２乗は、
【００１７】
【数２】
【００１８】となり、最小２乗ユークリッド距離（ＭＳ
ＥＤ）は、次の様になる。
ＥＤ）は、次の様になる。
【数３】
【００１９】ここで、ＭＳＥＤについては文献（D.Divs
alar andM.K.Simon、”The designof trellis coded MP
SK for fading channels:Performance criteria、” IE
EETrans. Commun.、 vol36、 pp. 1004-1012、Sep.198
8.）に詳しく記載されている。このＭＳＥＤの値が大き
いほど白色雑音環境下における符号のビット誤り率特性
がよくなる。なお、２ビット伝送シンボルの送信電力
は、
alar andM.K.Simon、”The designof trellis coded MP
SK for fading channels:Performance criteria、” IE
EETrans. Commun.、 vol36、 pp. 1004-1012、Sep.198
8.）に詳しく記載されている。このＭＳＥＤの値が大き
いほど白色雑音環境下における符号のビット誤り率特性
がよくなる。なお、２ビット伝送シンボルの送信電力
は、
【００２０】
【数４】
【００２１】であり、４ビット伝送シンボルの平均送信
電力は１６ＱＡＭに該当する部分の生成確率が等しいと
仮定すると、
電力は１６ＱＡＭに該当する部分の生成確率が等しいと
仮定すると、
【００２２】
【数５】
【００２３】となる。よって２ビット伝送シンボルの生
成確率をｐ（０≦ｐ≦１）とし、送信電力を正規化する
と、αとｄの間に
成確率をｐ（０≦ｐ≦１）とし、送信電力を正規化する
と、αとｄの間に
【００２４】
【数６】
なる関係が成り立つ。この数１〜数６によりαを決定す
る。
る。
【００２５】次に、図５に、ビタビ復号に用いる８状態
のトレリス線図を示す。図中のｂ１〜ｂ４は図２の点で
あり、Ａ１〜Ａ４は分岐が同じ信号点の集合で、
のトレリス線図を示す。図中のｂ１〜ｂ４は図２の点で
あり、Ａ１〜Ａ４は分岐が同じ信号点の集合で、
【００２６】Ａ１＝（０、１、２、３）、Ａ２＝（４、
５、６、７）、Ａ３＝（８、９、１１、１２）、Ａ４＝
（１３、１４、１５、１６）
５、６、７）、Ａ３＝（８、９、１１、１２）、Ａ４＝
（１３、１４、１５、１６）
【００２７】であるので、並行パスはＡｉ（１≦ｉ≦
４）を出力する枝に４本存在する。復号時はこのトレリ
ス線図に沿って、受信信号のＡ１〜ｂ４におけるそれぞ
れの最近点のメトリック、つまり２乗ユークリッド距離
を求める。そしてｓ１〜ｓ６シンボルの受信信号に対し
て図の分岐規則にしたがってビタビアルゴリズムにより
メトリック和を求め、最小値を与えるパスを復号結果と
する。
４）を出力する枝に４本存在する。復号時はこのトレリ
ス線図に沿って、受信信号のＡ１〜ｂ４におけるそれぞ
れの最近点のメトリック、つまり２乗ユークリッド距離
を求める。そしてｓ１〜ｓ６シンボルの受信信号に対し
て図の分岐規則にしたがってビタビアルゴリズムにより
メトリック和を求め、最小値を与えるパスを復号結果と
する。
【００２８】以上のように信号点増加を行いセット分割
法を用いた信号点配置と、ブロック符号を用いることに
よるＭＳＥＤの伸長から、伝送速度可変とビット誤り率
の低減が実現できる。
法を用いた信号点配置と、ブロック符号を用いることに
よるＭＳＥＤの伸長から、伝送速度可変とビット誤り率
の低減が実現できる。
【００２９】以下にこの発明の実施の形態を図面に基づ
いて詳細に説明する。先ず第１の実施形態を図６〜図１
０を用いて説明する。
いて詳細に説明する。先ず第１の実施形態を図６〜図１
０を用いて説明する。
【００３０】図６にシミュレーションで用いた等価低域
モデルのブロック構成図を示す。通信路は加法的白色ガ
ウス雑音（ＡＷＧＮ）通信路とし、受信側のシンボル同
期、フレーム同期は完全であると仮定する。なお、１シ
ンボルに割り当てられたビット数を誤った場合、通常で
は同一フレーム内でビットのずれが生じ、フレーム内の
以降にバースト状のビット誤りが生じてしまう。しかし
その状態では符号の特性が比較しにくいので、今回はシ
ンボルの伝送ビット数の選択誤りを、シンボル誤り率
（ＳＥＲ）として計算し、ビット誤り率（ＢＥＲ）算出
時には同一シンボルでの過剰ビット、不足ビットは誤り
ビットとして加算されるが、フレーム内でのずれは何ら
かの方法で回避されることを仮定した。
モデルのブロック構成図を示す。通信路は加法的白色ガ
ウス雑音（ＡＷＧＮ）通信路とし、受信側のシンボル同
期、フレーム同期は完全であると仮定する。なお、１シ
ンボルに割り当てられたビット数を誤った場合、通常で
は同一フレーム内でビットのずれが生じ、フレーム内の
以降にバースト状のビット誤りが生じてしまう。しかし
その状態では符号の特性が比較しにくいので、今回はシ
ンボルの伝送ビット数の選択誤りを、シンボル誤り率
（ＳＥＲ）として計算し、ビット誤り率（ＢＥＲ）算出
時には同一シンボルでの過剰ビット、不足ビットは誤り
ビットとして加算されるが、フレーム内でのずれは何ら
かの方法で回避されることを仮定した。
【００３１】図７および図８にα＝０.４、ｐ＝０.５と
して、ＳＥＲ、ＢＥＲを計算した結果を示す。ｐ＝０.
５時の平均情報伝送速度は１１／６（ｂｉｔ／ｓｙｍｂ
ｏｌ）であり、それに近い速度を持つ２（ｂｉｔ／ｓｙ
ｍｂｏｌ）の無符号化ＱＰＳＫに対しておよそ２ｄＢの
利得が得られている。このように信号点配置を調整する
ことによって良い特性の符号が得られた。
して、ＳＥＲ、ＢＥＲを計算した結果を示す。ｐ＝０.
５時の平均情報伝送速度は１１／６（ｂｉｔ／ｓｙｍｂ
ｏｌ）であり、それに近い速度を持つ２（ｂｉｔ／ｓｙ
ｍｂｏｌ）の無符号化ＱＰＳＫに対しておよそ２ｄＢの
利得が得られている。このように信号点配置を調整する
ことによって良い特性の符号が得られた。
【００３２】また、符号長をＬ＝１５と伸ばしてｌ１の
最小ハミング距離を１０とした符号Ｉを図９に示す。こ
れにより４ビットと２ビットの点の選択誤りをさらに軽
減させることができると考えられる。信号点割り当ては
同じであり、符号構造はｌ１が（１５、２、１０）重複
符号、ｌ２が（１５、１４、２）パリティ符号、ｌ３は
無符号化系列となる。情報伝送速度は１４／１５〜４４
／１５（ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ）となる。よってＭＳＥ
Ｄは、次の様になる。
最小ハミング距離を１０とした符号Ｉを図９に示す。こ
れにより４ビットと２ビットの点の選択誤りをさらに軽
減させることができると考えられる。信号点割り当ては
同じであり、符号構造はｌ１が（１５、２、１０）重複
符号、ｌ２が（１５、１４、２）パリティ符号、ｌ３は
無符号化系列となる。情報伝送速度は１４／１５〜４４
／１５（ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ）となる。よってＭＳＥ
Ｄは、次の様になる。
【００３３】
【数７】
【００３４】図１０に、Ｌ＝１５の符号Ｉのトレリス線
図を示す。この場合の２ビットシンボル数ｍは０、５、
１０、１５とし、同様に２ビットシンボルを左側から配
置する。またｃ１、ｃ２はｍ／５の２進数である。図中
のシンボルは図５と同じである。符号の構成がＬ＝６の
ときとほぼ同じなので、トレリス線図も同様の構成であ
る。図１１に計算結果を示す。シンボル種類の符号化に
対するハミング距離が１０と大きいため、Ｌ＝６の系列
に比べＳＥＲが約２ｄＢ改善され、ＢＥＲも約１ｄＢ改
善されている。符号長が少し長いのでＬ＝６に比べ復調
遅延は大きくなり、より大きな記憶容量も必要となる
が、これらが問題にならない場合は符号長を伸ばすこと
は有効である。また、トレリス線図の状態数とトレード
オフであるが、ｌ３を符号化することやｌ２の符号を変
更することによりさらにＢＥＲの改善が見込める。
図を示す。この場合の２ビットシンボル数ｍは０、５、
１０、１５とし、同様に２ビットシンボルを左側から配
置する。またｃ１、ｃ２はｍ／５の２進数である。図中
のシンボルは図５と同じである。符号の構成がＬ＝６の
ときとほぼ同じなので、トレリス線図も同様の構成であ
る。図１１に計算結果を示す。シンボル種類の符号化に
対するハミング距離が１０と大きいため、Ｌ＝６の系列
に比べＳＥＲが約２ｄＢ改善され、ＢＥＲも約１ｄＢ改
善されている。符号長が少し長いのでＬ＝６に比べ復調
遅延は大きくなり、より大きな記憶容量も必要となる
が、これらが問題にならない場合は符号長を伸ばすこと
は有効である。また、トレリス線図の状態数とトレード
オフであるが、ｌ３を符号化することやｌ２の符号を変
更することによりさらにＢＥＲの改善が見込める。
【００３５】次に、第２の実施形態を図１２〜図１８を
用いて説明する。この実施形態は、２４ＱＡＭを用いて
４ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌと２ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌの混
在伝送を行うものである。図１２に２４ＱＡＭの信号点
割り当てを示す。図１２のように１６ＱＡＭの信号点の
外側に８点を加え２４ＱＡＭを構成する。ビットの割り
当ては図１３に示すセット分割法による。ただし２４が
２の冪乗ではないため、４ビットを割り当てた場合重複
が生じる。そこでセット分割法に沿って重複を許して４
ビットを割り当てたのち、最外殻の８点を２ビット割り
当てとして２つずつ同じ符号を割り当てる。そしてブロ
ック符号構成によって２ビットの点と４ビットの点の最
小ユークリッド距離を伸ばす。この場合の符号構成を図
１４に示す。以下これを符号ＩＩと称する。この符号は
ｌ１〜ｌ３の各行ごとに符号化を行う符号長４のブロッ
ク符号である。符号長Ｌ、情報ビット数Ｋ、最小ハミン
グ距離ｄのブロック符号を（Ｌ、Ｋ、ｄ）符号と表した
とき、ｌ１はａ１ビットの（４、１、４）重複符号、ｌ
１、ｌ３は図に示すようにそれぞれ（４、３、２）、
（８、７、２）パリティ符号である。符号化はこのブロ
ック単位で行うが、ｓ１〜ｓ３の任意のシンボルにおい
て２ビットのみを伝送したい場合は、そのシンボルに図
１２の最外殻の該当する点を割り当て、対応する４ビッ
トの符号で図１４の符号化操作を行う。ｓ４にはパリテ
ィビットが含まれているため、必ず４ビット伝送とす
る。
用いて説明する。この実施形態は、２４ＱＡＭを用いて
４ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌと２ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌの混
在伝送を行うものである。図１２に２４ＱＡＭの信号点
割り当てを示す。図１２のように１６ＱＡＭの信号点の
外側に８点を加え２４ＱＡＭを構成する。ビットの割り
当ては図１３に示すセット分割法による。ただし２４が
２の冪乗ではないため、４ビットを割り当てた場合重複
が生じる。そこでセット分割法に沿って重複を許して４
ビットを割り当てたのち、最外殻の８点を２ビット割り
当てとして２つずつ同じ符号を割り当てる。そしてブロ
ック符号構成によって２ビットの点と４ビットの点の最
小ユークリッド距離を伸ばす。この場合の符号構成を図
１４に示す。以下これを符号ＩＩと称する。この符号は
ｌ１〜ｌ３の各行ごとに符号化を行う符号長４のブロッ
ク符号である。符号長Ｌ、情報ビット数Ｋ、最小ハミン
グ距離ｄのブロック符号を（Ｌ、Ｋ、ｄ）符号と表した
とき、ｌ１はａ１ビットの（４、１、４）重複符号、ｌ
１、ｌ３は図に示すようにそれぞれ（４、３、２）、
（８、７、２）パリティ符号である。符号化はこのブロ
ック単位で行うが、ｓ１〜ｓ３の任意のシンボルにおい
て２ビットのみを伝送したい場合は、そのシンボルに図
１２の最外殻の該当する点を割り当て、対応する４ビッ
トの符号で図１４の符号化操作を行う。ｓ４にはパリテ
ィビットが含まれているため、必ず４ビット伝送とす
る。
【００３６】また、最外殻の点は８つ存在するので２通
りの割当方が可能であるが、これはｌ１のａ１ビットの
値によって選択される。符号化の１例を図１５に示す。
図１５（ａ）は、符号化前の情報ビット系列を示し、図
１５（ｂ）は、符号化後の4ビット系列を示す。なお２
ビットの系列は、図１５（ａ）のようにｌ２とｌ３の上
位ビットの位置に対応するものとし、図１５のｂ０〜ｂ
７のビット割り当ては後述する並行パスの集合に対して
セット分割法を用いたものである。以上の方法によって
４（ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ）と２（ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏ
ｌ）の混在伝送を行うことができる。ｓ１〜ｓ３におけ
る４ビットと２ビットのシンボルの位置は任意である。
また符号化を行っているため、情報伝送速度は２〜１１
/４（ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ）となる。
りの割当方が可能であるが、これはｌ１のａ１ビットの
値によって選択される。符号化の１例を図１５に示す。
図１５（ａ）は、符号化前の情報ビット系列を示し、図
１５（ｂ）は、符号化後の4ビット系列を示す。なお２
ビットの系列は、図１５（ａ）のようにｌ２とｌ３の上
位ビットの位置に対応するものとし、図１５のｂ０〜ｂ
７のビット割り当ては後述する並行パスの集合に対して
セット分割法を用いたものである。以上の方法によって
４（ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ）と２（ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏ
ｌ）の混在伝送を行うことができる。ｓ１〜ｓ３におけ
る４ビットと２ビットのシンボルの位置は任意である。
また符号化を行っているため、情報伝送速度は２〜１１
/４（ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ）となる。
【００３７】ここで、符号ＩＩのＭＳＥＤを計算する
と、図１３のΔに対し４Δ2となるので、無符号化の２
４ＱＡＭに対して３ｄＢの利得が得られる。
と、図１３のΔに対し４Δ2となるので、無符号化の２
４ＱＡＭに対して３ｄＢの利得が得られる。
【００３８】また、図１６に、ビタビ復号に用いるトレ
リス線図を示す。図中のＡ１〜Ｂ４は分岐が同じ信号点
の集合で、
リス線図を示す。図中のＡ１〜Ｂ４は分岐が同じ信号点
の集合で、
【００３９】Ａ１＝（０、３）、Ａ２＝（１、２、ｂ
３、ｂ４）、Ａ３＝（４、７）、Ａ４＝（５、６、ｂ
７、ｂ０）、Ｂ１＝（８、１１、ｂ５、ｂ６）、Ｂ２＝
（９、１０）、Ｂ３＝（１２、１５、ｂ１、ｂ２）、Ｂ
４＝（１３、１４）、
３、ｂ４）、Ａ３＝（４、７）、Ａ４＝（５、６、ｂ
７、ｂ０）、Ｂ１＝（８、１１、ｂ５、ｂ６）、Ｂ２＝
（９、１０）、Ｂ３＝（１２、１５、ｂ１、ｂ２）、Ｂ
４＝（１３、１４）、
【００４０】である。従って、並行パスは２本または４
本存在することになる。以上の計算ではｓ１〜ｓ３にお
ける２ビットシンボル、４ビットシンボルは等生成確率
とした。この場合フレーム単位では伝送速度可変である
が、平均の情報伝送速度は１９/８＝２.３７５（ｂｉｔ
／ｓｙｍｂｏｌ）となる。図１７にＳＥＲを、図１８に
ＢＥＲを示す。ただし図１６、図１７の横軸は２４ＱＡ
Ｍ伝送１ビット当たりの平均信号電力対雑音電力密度比
である。図１８には比較として、無符号化のＱＰＳＫ、
正方格子８ＱＡＭのＢＥＲを示した。このように符号Ｉ
Ｉは２４ＱＡＭ信号点配置を用いる点以外は既存のビタ
ビ復号を用いるブロック符号化変調方式と同じ構成であ
るため、復調器を簡易に構成できると考えられる。
本存在することになる。以上の計算ではｓ１〜ｓ３にお
ける２ビットシンボル、４ビットシンボルは等生成確率
とした。この場合フレーム単位では伝送速度可変である
が、平均の情報伝送速度は１９/８＝２.３７５（ｂｉｔ
／ｓｙｍｂｏｌ）となる。図１７にＳＥＲを、図１８に
ＢＥＲを示す。ただし図１６、図１７の横軸は２４ＱＡ
Ｍ伝送１ビット当たりの平均信号電力対雑音電力密度比
である。図１８には比較として、無符号化のＱＰＳＫ、
正方格子８ＱＡＭのＢＥＲを示した。このように符号Ｉ
Ｉは２４ＱＡＭ信号点配置を用いる点以外は既存のビタ
ビ復号を用いるブロック符号化変調方式と同じ構成であ
るため、復調器を簡易に構成できると考えられる。
【００４１】
【発明の効果】この発明は上記した構成からなるので、
以下に説明するような効果を奏することができる。
以下に説明するような効果を奏することができる。
【００４２】請求項１に記載の発明では、伝送測度情報
も含めて符号化することにより、伝送エラー率を低減す
ることができる。
も含めて符号化することにより、伝送エラー率を低減す
ることができる。
【００４３】また、請求項２に記載の発明では、予め与
えられたアルゴリズムにより容易に伝送速度を容易に変
えることができる。
えられたアルゴリズムにより容易に伝送速度を容易に変
えることができる。
【００４４】また、請求項３に記載の発明では、異なっ
た伝送速度の伝送情報を容易に復号できる。
た伝送速度の伝送情報を容易に復号できる。
【００４５】 また、請求項４に記載の発明では、ブロ
ック符号を簡略化できた。
ック符号を簡略化できた。
【図１】等価低域系のシステム構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図２】２０ＱＡＭ信号点割り当てを示す図である。
【図３】符号長６のブロック符号（符号Ｉ）を示す図で
ある。
ある。
【図４】２０ＱＡＭの信号点間ユークリッド距離を示す
図である。
図である。
【図５】符号Ｉのトレリス線図を示す図である。
【図６】システム構成を示す図である。
【図７】符号Ｉのシンボル誤り率特性を示す図である。
【図８】符号Ｉのビット誤り率特性を示す図である。
【図９】符号長１５の符号Ｉを示す図である。
【図１０】符号Ｉ（Ｌ＝１５）のトレリス線図を示す図
である。
である。
【図１１】符号Ｉの誤り率特性（Ｌ＝１５、６）を示す
図である。
図である。
【図１２】２４ＱＡＭ信号点割り当てを示す図である。
【図１３】セット分割法による割り当てを示す図であ
る。
る。
【図１４】符号長４のブロック符号（符号ＩＩ）を示す
図である。
図である。
【図１５】符号ＩＩの符号化の一例を示す図で、（ａ）
は、符号化前の情報ビット系列を示し、（ｂ）は、符号
化後の4ビット系列を示す図である。
は、符号化前の情報ビット系列を示し、（ｂ）は、符号
化後の4ビット系列を示す図である。
【図１６】符号ＩＩのトレリス線図を示す図である。
【図１７】符号ＩＩのシンボル誤り率特性を示す図であ
る。
る。
【図１８】符号ＩＩのビット誤り率特性を示す図であ
る。
る。
【図１９】ダミーデータを用いた、速度可変伝送を実現
する第１の従来の方法を示す図である。
する第１の従来の方法を示す図である。
【図２０】フレームにインデックス情報を用いた、速度
可変伝送を実現する第２の従来の方法を示す図である。
可変伝送を実現する第２の従来の方法を示す図である。
【図２１】信号点配置の工夫によって一方向速度可変伝
送を実現する第３の従来の方法を示す図である。
送を実現する第３の従来の方法を示す図である。
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平10−93650（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−75271（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−307541（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−83600（ＪＰ，Ａ)
特開2001−53821（ＪＰ，Ａ)
特開2001−352357（ＪＰ，Ａ)
特開2000−101665（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/34
H03M 13/25
Claims (4)
- 【請求項１】 ディジタル通信におけるブロック符号化
変調あるいは復調であって、異なるビット数を割り当て
られた信号空間ダイアグラムの信号点を用いてディジタ
ル変調あるいはディジタル復調を行なう事を特徴とし、 また、複数の種類の伝送速度情報を上述の信号空間ダイ
アグラムに従って符号化し、他の符号化した伝送情報に
先だって、あるいは、それに連続して伝送することを特
徴とする伝送速度の可変な符号化変調復調方法におい
て、 さらに、あらかじめ決められた符号長のセット分割法に
よるブロック符号を用い、最初のセット分割を比較的に
少ないビット数を割り当てられた信号空間ダイアグラム
の信号点を含む様に行なうことにより得られた複数レベ
ルの符号を用いて伝送することを特徴とする伝送速度の
可変な符号化変調復調方法。 - 【請求項２】 ディジタル通信におけるブロック符号化
変調あるいは復調であって、異なるビット数を割り当て
られた信号空間ダイアグラムの信号点を用いてディジタ
ル変調あるいはディジタル復調を行なう事を特徴とし、 また、複数の種類の伝送速度情報を上述の信号空間ダイ
アグラムに従って符号化し、他の符号化した伝送情報に
先だって、あるいは、それに連続して伝送することを特
徴とする伝送速度の可変な符号化変調復調方法におい
て、あらかじめきめられたトレリス線図に従ってビタビ
復号を行うことを特徴とする、伝送速度の可変な符号化
変調復調方法において、 さらに、第１のビット数を割り当てられた２の冪乗個数
の信号点からなる第１の信号点群と、第１のビット数よ
り少ないビット数を割り当てられた信号点からなる第２
の信号点群と、からなる信号空間ダイアグラムを用いる
ブロック符号化変調方式における復号において、セット
分割によって得られた複数の信号点群は、共通の信号点
を有する複数の信号点群を有し、その複数の信号点群の
うちのひとつの信号点群は、あらかじめきめられたトレ
リス線図において、その複数の信号点群の他の信号点群
とは異なった系列が割り当てられていることを特徴とす
る伝送速度の可変な符号化変調復調方法。 - 【請求項３】 請求項２に記載の伝送速度の可変な符号
化変調復調方法において、上述のトレリス線図を用いた
ビタビ復号を施し、その復号結果に従った多種類の伝送
系列を得ることを特徴とする伝送速度の可変な符号化変
調復調方法。 - 【請求項４】 ディジタル通信におけるブロック符号化
変調あるいは復調であって、異なるビット数を割り当て
られた信号空間ダイアグラムの信号点を用いてディジタ
ル変調あるいはディジタル復調を行なう事を特徴とする
伝送速度の可変な符号化変調復調方法において、単一種
類のブロック符号を用いて、一方向の伝送のみで伝送速
度を変えて伝送し、且つ、受信側では、ビタビ復号操作
を行うことを特徴とする伝送速度の可変な符号化変調復
調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000192809A JP3409777B2 (ja) | 2000-06-27 | 2000-06-27 | 伝送速度の可変な符号化変調復調方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000192809A JP3409777B2 (ja) | 2000-06-27 | 2000-06-27 | 伝送速度の可変な符号化変調復調方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002009861A JP2002009861A (ja) | 2002-01-11 |
| JP3409777B2 true JP3409777B2 (ja) | 2003-05-26 |
Family
ID=18691889
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000192809A Expired - Lifetime JP3409777B2 (ja) | 2000-06-27 | 2000-06-27 | 伝送速度の可変な符号化変調復調方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3409777B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7643512B2 (en) * | 2006-06-29 | 2010-01-05 | Provigent Ltd. | Cascaded links with adaptive coding and modulation |
| US8677226B2 (en) * | 2009-05-04 | 2014-03-18 | Ikanos Communications, Inc. | Systems and methods for retransmission return channel error detection |
| US9112653B2 (en) * | 2013-06-19 | 2015-08-18 | Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. | Method and system for modulating optical signals as high-dimensional lattice constellation points to increase tolerance to noise |
-
2000
- 2000-06-27 JP JP2000192809A patent/JP3409777B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002009861A (ja) | 2002-01-11 |
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