ES2336082T3 - Balasto electronico. - Google Patents

Abstract

Un balasto (810) electrónico para hacer funcionar al menos una lámpara (880) de descarga de gas desde una fuente de potencia de CA que tiene un voltaje de línea sustancialmente sinusoidal a una frecuencia de línea dada, que comprende: un circuito (820) rectificador que tiene terminales de entrada de CA y terminales de salida de CC; pudiendo conectarse dichos terminales de entrada de CA a la fuente de potencia de CA, produciendo dicho circuito rectificador un voltaje de salida rectificado en sus dichos terminales de salida de CC cuando dichos terminales de entrada de CA se activan mediante dicha fuente de potencia de CA; un circuito (830) rellenador de valles que tiene terminales de entrada y de salida; estando conectados dichos terminales de entrada de dicho circuito (830) rellenador de valles a dichos terminales de salida de CC de dicho circuito (820) rectificador; incluyendo dicho circuito rellenador de valles un dispositivo (916) de almacenamiento de energía; un circuito (860) inversor que tiene terminales de entrada conectados a dichos terminales de salida de dicho circuito (830) rellenador de valles y que produce un voltaje de excitación de alta frecuencia para conducir una corriente de lámpara a través de dicha al menos una lámpara (880) de descarga de gas cuando dichos terminales de entrada de CA se activan mediante dicha fuente de potencia de CA; y un circuito (882) de control de relleno de valles acoplado a dicho dispositivo (916) de almacenamiento de energía y que puede operarse para permitir que dicho dispositivo (916) de almacenamiento de energía tome corriente de carga desde dicho circuito (820) rectificador durante un tiempo superior a 90º de cada semiciclo de frecuencia de línea de 180º, por lo que la corriente tomada desde la fuente de potencia de CA tiene una distorsión armónica total por debajo del 33,3%. caracterizado porque el dispositivo (916) de almacenamiento de energía puede cargarse directamente desde dichos terminales de salida de CC de dicho circuito (820) rectificador a través de una impedancia (920) y un primer dispositivo (924) conductor de manera controlable, llevado dicha impedancia (920) sólo corriente de carga para dicho dispositivo (916) de almacenamiento de energía.

Description

Balasto electrónico.

Campo de la invención

La presente invención se refiere a balastos electrónicos para lámparas de descarga de gas, tales como lámparas fluorescentes.

Antecedentes de la invención

Los balastos electrónicos para lámparas fluorescentes pueden analizarse normalmente como comprendiendo una "extremo frontal" y una "extremo posterior". El extremo frontal incluye normalmente un rectificador para cambiar voltaje de línea de corriente alterna (CA) en un voltaje de bus de corriente continua (CC) y un circuito de filtro para filtrar el voltaje de bus de CC. El circuito de filtro comprende normalmente un condensador de almacenamiento de energía. Los balastos electrónicos también usan a menudo un circuito de refuerzo para reforzar la magnitud del voltaje de bus de CC. Adicionalmente, se conoce un balasto electrónico que usa medios de corrección del factor de potencia pasivos para reducir la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto. Estos medios incluyen circuitos de filtro de frecuencia de línea que tienen una alta impedancia a frecuencia de línea y aproximadamente los primeros 30 armónicos de la frecuencia de línea. La alta impedancia de los circuitos de filtro de frecuencia de línea tiene un efecto de reducción significativo en la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto. Estos filtros están en contraposición a los filtros EMI que tienen una baja impedancia a frecuencia de línea y los armónicos relacionados y por tanto no tienen un efecto significativo sobre la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto.

El extremo posterior del balasto incluye normalmente un inversor de conmutación para convertir el voltaje de bus de CC en un voltaje de CA de alta frecuencia, y un circuito de tanque resonante que tiene una impedancia relativamente alta para acoplar el voltaje de CA de alta frecuencia a los electrodos de la lámpara. El extremo posterior del balasto también incluye normalmente un circuito de realimentación que monitoriza la corriente de la lámpara y genera señales de control para controlar la conmutación del inversor para mantener una magnitud de corriente de lámpara deseada.

Para mantener una operación estable de la lámpara, los balastos electrónicos típicos de la técnica anterior filtran el voltaje de bus de CC para minimizar la cantidad de ondulación de voltaje de bus. Esto se consigue habitualmente proporcionando un condensador de bus que tiene una capacitancia relativamente grande y por tanto, una capacidad de almacenamiento de energía relativamente grande. Proporcionando un condensador de bus relativamente grande, se minimiza la cantidad de disminución a partir del voltaje pico rectificado de un semiciclo al siguiente semiciclo. Minimizar la cantidad de ondulación en el bus de CC también tiende a minimizar el factor de cresta de corriente (CCF) de la corriente de lámpara. El CCF de la corriente de lámpara se define como la razón de la magnitud de la corriente de lámpara pico a la magnitud del valor de la media cuadrática (RMS) de la corriente de lámpara.

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Un indicador importante de la calidad de la corriente de lámpara para una lámpara de descarga de gas tal como una lámpara fluorescente es el factor de cresta de corriente (CCF) de la corriente de lámpara. Se prefiere un CCF bajo porque un CCF alto puede provocar un deterioro de los filamentos de la lámpara que posteriormente reducirían la vida útil de la lámpara. La Norma Industrial Japonesa (JIS) JIS C 8117-1992 recomienda un CCF de 2,1 o menor, y la Norma 921-1988-07 de la Comisión Electrotécnica Internacional (IEC) recomienda un CCF de 1,7 o menor.

Sin embargo, el uso de un condensador de bus relativamente grande para minimizar la ondulación en el voltaje de bus de CC implica ciertas desventajas. Cuanto más grande es el condensador de bus, más caro es, y más área consume en una placa de circuito impreso, o similar, y más volumen usa dentro del balasto. Asimismo, el condensador de bus se descarga siempre que el nivel de voltaje de bus está por encima del valor absoluto instantáneo del voltaje de línea de CA, y por tanto el condensador de bus se recarga sólo durante un tiempo relativamente corto dentro de cada semiciclo de línea, alrededor del voltaje pico de valor absoluto del voltaje de línea de CA. Por tanto, los balastos típicos de la técnica anterior toman una cantidad relativamente grande de corriente durante el corto tiempo en el que el condensador de bus se está cargando, como se muestra en la figura 1. Esto da como resultado una forma de onda de corriente de entrada de balasto distorsionada que da lugar a armónicos y niveles de distorsión armónica total (THD) no deseados.

En un sistema de alimentación de CA, las conformaciones de onda de voltaje o corriente pueden expresarse como una fundamental y una serie de armónicos. Estos armónicos tienen cierta frecuencia múltiplo de la frecuencia fundamental de la corriente o voltaje de línea. Específicamente, la distorsión en la conformación de ondas de CA tiene componentes que son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental. De particular interés son los armónicos que son múltiplos del 3^{er} armónico. Estos armónicos se añaden numéricamente en el conductor neutro de un sistema de alimentación trifásico. Normalmente, la distorsión armónica total se calcula usando los primeros 30 armónicos de la frecuencia fundamental. Se prefiere que la distorsión armónica total (THD) de la corriente de entrada de balasto esté por debajo del 33,3% para evitar un sobrecalentamiento del hilo neutro en un sistema de alimentación trifásico. Además, muchos usuarios de sistemas de iluminación requieren que los balastos tengan una distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto inferior al 20%.

Un enfoque para reducir la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto y mejorar el factor de potencia de balasto ha sido emplear circuitos de corrección de factor de potencia activa (APFC) ampliamente conocidos. Este enfoque tiene ciertos inconvenientes que incluyen complejidad de balasto añadida, más componentes, mayores costes, fiabilidad potencialmente menor y, posiblemente, consumo de potencia aumentado. Además, el balasto con APFC usa normalmente un condensador de bus relativamente grande con los inconvenientes que conlleva como se ha indicado anteriormente.

Otro enfoque para reducir la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto ha sido emplear un circuito rellenador de valles entre un rectificador y un inversor. Una desventaja de los circuitos rellenadores de valles típicos de la técnica anterior es que pueden tener una mayor ondulación de bus, lo que da como resultado un factor de cresta de corriente de lámpara incluso mayor, que a su vez puede acortar la vida útil de la lámpara.

Los enfoques de la técnica anterior para proporcionar balastos electrónicos que tengan una THD y un factor de potencia mejorado se tratan en T.-F. Wu, Y.-J. Wu, C.-H. Chang y Z. R. Liu, "Ripple-Free, Single-Stage Electronic Ballasts with Dither-Booster Power Factor Corrector", IEEE Industry Applications Society Annual Meeting, págs. 2372-77, 1997; Y.-S. Youn, G. Chae, y G.-H. Cho, "A Unity Power Factor Electronic Ballast for Fluorescent Lamp having Improved Valley Fill and Valley Boost Converter", IEEE PESC97 Record, págs. 53-59,1997; y G. Chae, Y.-S. Youn, y G.-H. Cho, "High Power Factor Correction Circuit using Valley Charge-Pumping for Low Cost Electronic Ballasts", IEEE 0-7803-4489-8/98, págs. 2003-8,1998.

Las patentes de la técnica anterior representativas de intentos de proporcionar balastos electrónicos que tengan un factor de potencia y una distorsión armónica total mejorados incluyen la patente estadounidense 5,387,847, "Passive Power Factor Ballast Circuit for the Gas Discharge Lamps", emitida el 7 de febrero de 1995 a nombre de Wood; U.S. La patente 5,399,944, "Ballast Circuit for Driving Gas Discharge", emitida el 21 de marzo de 1995 a nombre de Konopka et al.; La patente estadounidense 5,517,086, "Modified Valley Fill High Power Factor Correction Ballast", emitida el 14 de mayo de 1996 a nombre de E1-Hamamsy et al.; y la patente estadounidense 5,994,847, "Electronic Ballast with Lamp Current Valley-fin Power Factor Correction", emitida el 30 de noviembre de 1999.

Otra referencia es "Fluorescent Ballast Design Using Passive P.F.C. and Crest Factor Control" a nombre de Peter M. Wood, 1998. Esta referencia muestra un balasto del tipo que emplea un filtro de frecuencia de línea que tiene una impedancia sustancial a la frecuencia de línea y alrededor de los primeros 30 armónicos de la frecuencia de línea.

En "Modified Valley Fill High Power Factor Electronic Ballast for Compact Fluorescent Lamps", Power Electronics Specialists Conference 1995, PESC'95 RECORD, 26th Annual IEEE Atlanta GA, EE.UU. 18-22 de junio de 1995, Nueva York, NY, EE.UU., IEEE, US 18 de junio de 1995 (18-06-1995), páginas 10-14, ISBN: 0-7803-2730-6, Kheraluwala y El-Hamams describen un circuito de balasto electrónico en el que se modifica un circuito rellenador de valles cambiando el condensador rellenador de valles de un bobinado auxiliar en el inductor de balasto de alta frecuencia a una fracción del voltaje de línea pico.

En "A new discharge lamp ballast based on a self-oscillating full-bridge inverter integrated with a buck-type PFC circuit" APEC 2001. 16th Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, Anaheim, CA, 4-8 de marzo de 2001, Annual Applied Power Electronics Conference, Nueva York, NY: IEEE, US, vol.2 de 2. Conf. 16, 4 de marzo de 2001 (04-03-2001), páginas 688-694, ISBN: 0-7803-6618-2. Ribas et al describen un circuito de balasto electrónico con una topología de conmutación única de cuatro etapas, que tiene un inversor resonante de puente completo integrado con un convertidor reductor de conmutación doble. La baja tensión en todos los conmutadores permite usar transistores de bajo coste para suministrar a lámparas hasta 250 W.

En "A Unity Power Factor Electronic Ballast for Fluorescent Lamp having Improved Valley Fill and Valley Boost Converter", Power Electronics Specialists Conference 1997, Yong-Sik Youn, Gyun Chae y Gyu-Hyeong Cho describen un circuito rellenador de valles mejorado, que puede ajustar el voltaje de valle para ser más alto que la mitad del voltaje de línea pico usando una operación de carga de condensadores electrolíticos. Por tanto, no hay corriente de línea pulsada alrededor del pico de voltaje de línea, y se mejoran significativamente el PF y la THD. El circuito también mejora la corriente de lámpara mediante la acción de transferencia de energía. Se usa un convertidor de refuerzo de valle para conseguir un PF unitario y aumentar el voltaje de valle. El convertidor de refuerzo de valle opera sólo durante la región de valle para disminuir la pérdida de dispositivos de conmutación y la tensión de voltaje del inversor resonante.

Sumario de la invención

Según una primera característica de la invención, un balasto electrónico novedoso para hacer funcionar una lámpara de descarga de gas incluye un circuito rectificador para convertir un voltaje de entrada de línea de CA en un voltaje rectificado, un circuito rellenador de valles que incluye un dispositivo de almacenamiento de energía que se carga a través de una impedancia, usándose la energía en este dispositivo para rellenar los valles entre picos de voltaje rectificado sucesivos para producir un voltaje de valles rellenados y un circuito inversor que tiene dispositivos conductores de manera controlable conectados en serie para convertir el voltaje de valles rellenados en un voltaje de CA de alta frecuencia. El dispositivo de almacenamiento de energía puede ser un condensador o un inductor o cualquier otro componente de almacenamiento de energía o combinación de componentes. Cargar el dispositivo de almacenamiento de energía se refiere a aumentar la energía almacenada en el dispositivo de almacenamiento de energía. Un dispositivo conductor de manera controlable es un dispositivo cuya conducción puede controlarse mediante una señal externa. Estos dispositivos conductores de manera controlable incluyen dispositivos tales como transistores de efecto de campo de semiconductor de óxido metálico (MOSFET), transistores bipolares de puerta aislada (IGBT), transistores de unión bipolar (BJT), triacs bidireccionales, SCR, relés, conmutadores, tubos de vacío y otros dispositivos de conmutación. El voltaje de CA de alta frecuencia se aplica a un circuito de tanque resonante para conducir una corriente a través de una lámpara de descarga de gas y se prevé un circuito de control para controlar la conducción de los dispositivos conductores de manera controlable de una manera novedosa para proporcionar una corriente de lámpara deseada a la lámpara de descarga de gas y una distorsión armónica total reducida de la corriente de entrada de balasto. El balasto electrónico de la invención descrito puede hacer funcionar más de una lámpara de descarga de gas.

En una realización preferida del balasto, el dispositivo de almacenamiento de energía del circuito rellenador de valles incluye un condensador, al que habitualmente se hace referencia como condensador rellenador de valles, que almacena energía durante una primera parte de carga de cada semiciclo del voltaje de línea de CA y proporciona energía al circuito inversor que a su vez conduce la corriente de lámpara a través de una lámpara de descarga de gas durante una segunda parte de descarga de cada semiciclo del voltaje de línea de CA. La impedancia conmutada del circuito rellenador de valles incluye un resistor en serie con un dispositivo conductor de manera controlable, a través del que se carga el condensador rellenador de valles.

En una realización alternativa, el dispositivo de almacenamiento de energía del circuito rellenador de valles incluye un condensador rellenador de valles y la impedancia conmutada incluye un inductor en serie con un dispositivo conductor de manera controlable, conectados entre sí en una configuración de circuito convertidor reductor. El condensador rellenador de valles almacena energía durante una primera parte de carga de cada semiciclo del voltaje de línea de CA y proporciona energía al circuito inversor durante una segunda parte de descarga de cada semiciclo del voltaje de línea de CA. El inductor de circuito reductor almacena energía en respuesta a la conducción del dispositivo conductor de manera controlable durante el periodo de carga del condensador rellenador de valles y transfiere la energía almacenada al condensador rellenador de valles en respuesta a la no conducción del dispositivo conductor de manera controlable durante el periodo de carga del condensador rellenador de valles.

En una realización alternativa, el inductor de circuito reductor se dota de una derivación conectada al voltaje de bus a través de un diodo de conmutación para proporcionar diferentes tiempos de carga y descarga para el condensador rellenador de valles.

También se describe un balasto electrónico novedoso para hacer funcionar una lámpara de descarga de gas que incluye un circuito rectificador para convertir un voltaje de entrada de línea de CA en un voltaje rectificado de onda completa, un circuito rellenador de valles para rellenar los valles entre picos de voltaje rectificados sucesivos para producir un voltaje de valles rellenados, un circuito inversor que tiene dispositivos de conmutación conectados en serie (dispositivos conductores de manera controlable) para convertir el voltaje de valles rellenados en un voltaje de CA de alta frecuencia, un tanque resonante para acoplar el voltaje de CA de alta frecuencia a una lámpara de descarga de gas , un circuito de control para controlar la conducción de los dispositivos conductores de manera controlable para proporcionar una corriente deseada a la lámpara de descarga de gas y medios para tomar corriente de entrada cerca del cruce por cero del voltaje de entrada de línea de CA de modo que se reduce la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto.

Los medios para tomar la corriente cerca del cruce por cero pueden ser un circuito de oreja de gato. Preferiblemente el circuito de oreja de gato es un suministro de potencia de oreja de gato que también puede suministrar la potencia necesaria para operar el circuito de control u otras tareas de mantenimiento y circuitos auxiliares. El circuito de oreja de gato toma corriente desde la línea de CA alrededor del cruce por cero del voltaje de línea de CA en o bien el flanco ascendente de cada semiciclo o bien el flanco descendente de cada semiciclo o ambos. El circuito de oreja de gato obtiene su nombre por la forma característica de su forma de onda de corriente de entrada. Esta corriente "rellena" o complementa la forma de onda de corriente tomada por el balasto desde la línea de CA alrededor de los cruces de voltaje por cero. El circuito de oreja de gato puede dotarse de un conjunto de circuitos que "conecte" y "desconecte" el circuito de oreja de gato en respuesta a niveles de voltaje de entrada fijos. Alternativamente, el circuito de oreja de gato puede dotarse de un conjunto de circuitos para monitorizar la corriente tomada por el extremo posterior de balasto y hacer que el circuito de oreja de gato tome corriente de entrada sólo cuando el extremo posterior no esté tomando una corriente significativa.

Breve descripción de los dibujos

La figura 1 es una representación de formas de onda de corriente y voltaje en un balasto electrónico de la técnica anterior sin APFC ni circuitos rellenadores de valles con algunas formas de onda idealizadas mostradas en líneas discontinuas. La figura 2 es un diagrama de bloques simplificado de una realización del balasto electrónico de la invención. La figura 3 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una primera realización de un circuito rellenador de valles que usa un circuito convertidor reductor que puede usarse en el balasto electrónico de la invención. La figura 4 es una representación simplificada del voltaje de valles rellenados en el circuito convertidor reductor de la figura 3 que ilustra el método de operación. La figura 5 es un circuito esquemático simplificado del circuito convertidor reductor de la figura 3 que ilustra un primer modo de operación. La figura 6 es un diagrama de circuito esquemático simplificado del circuito convertidor reductor de la figura 3 que ilustra un segundo modo de operación. La figura 7 es una representación simplificada de diversas formas de onda de corriente y voltaje en un balasto electrónico que incluye el circuito convertidor reductor de la figura 3 a una salida de luz total. La figura 8 es una representación simplificada de diversas formas de onda de corriente y voltaje en un balasto electrónico que incluye el circuito convertidor reductor de la figura 3 a una salida de luz del diez por ciento. La figura 9 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una segunda realización de un circuito rellenador de valles que tiene un circuito convertidor reductor integrado con un circuito inversor según la presente invención. La figura 10 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una tercera realización de un circuito rellenador de valles que tiene un circuito convertidor reductor integrado con un inductor en derivación en el circuito convertidor reductor según la invención. La figura 11 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de otra realización alternativa de un circuito rellenador de valles que tiene un transformador de retorno para recargar el condensador rellenador de valles. La figura 12 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una cuarta realización de un circuito rellenador de valles según la presente invención. La figura 13 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una quinta realización de un circuito rellenador de valles según la presente invención. La figura 14 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una sexta realización de un circuito rellenador de valles integrado con un circuito inversor según la presente invención. La figura 15 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una séptima realización de un circuito rellenador de valles según la presente invención. La figura 16 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de una octava realización de un circuito rellenador de valles según la presente invención. Las figuras 17 y 18 son diagramas de circuitos esquemáticos simplificados de un balasto construido según la invención. La figura 19 es un conjunto de diagramas en una base de tiempo común que muestra los tiempos de conducción de conmutación de circuito inversor de la figura 17 que cambian sobre un semiciclo del voltaje de línea, y la corriente de línea resultante tomada por el balasto. Las figuras 20 y 21 son diagramas de circuitos esquemáticos simplificados de una segunda realización de un balasto electrónico construido según la invención. La figura 22 es un diagrama de circuito esquemático parcial simplificado del balasto de las figuras 20 y 21 que incluye detalles de los circuitos de realimentación, conformación de ondas y control. La figura 23 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de un circuito de control de ganancia automático para el circuito de conformación de ondas de la figura 22. La figura 24 es un diagrama de bloques simplificado de una segunda realización del circuito de realimentación de la figura 20. La figura 25 es un diagrama de bloques simplificado de una tercera realización del circuito de realimentación de la figura 20. La figura 26 es un diagrama de flujo que ilustra la operación de los circuitos de realimentación de las figuras 24 y 25. La figura 27 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de un suministro de potencia de oreja de gato. La figura 28 muestra una forma de onda simplificada de la corriente de línea tomada por el suministro de potencia de oreja de gato de las figuras 20 y 22. La figura 29 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de un circuito de oreja de gato que tiene puntos de conexión y de desconexión. La figura 30 es un diagrama de circuito esquemático simplificado de un circuito de oreja de gato que incluye monitorización activa de corriente de extremo de salida. La figura 31 muestra una forma de onda simplificada de la corriente de línea tomada por el balasto electrónico de las figuras 20 y 21.

Descripción detallada de realizaciones de la invención

El sumario anterior, así como la siguiente descripción detallada de las realizaciones preferidas, se entenderán mejor cuando se lean en conjunción con los dibujos adjuntos. Para ilustrar la invención, se muestra en los dibujos una realización que se prefiere actualmente, en la que los números de referencia parecidos representan partes similares a través de todas las diversas vistas de los dibujos, entendiéndose, sin embargo, que la invención no está limitada a los procedimientos e instrumentos específicos dados a conocer.

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Visión general del balasto

Con referencia en primer lugar a la figura 2, se muestra un diagrama de bloques simplificado de un balasto 810 electrónico construido según la invención. El balasto 810 incluye un circuito 820 rectificador que puede conectarse a un suministro de potencia de CA con una frecuencia de línea dada. Normalmente, la frecuencia de línea dada del suministro de potencia de CA es de 50 Hz ó 60 Hz. Sin embargo, la invención no se limita a estas frecuencias particulares. Siempre que se diga que un dispositivo está conectado, acoplado, acoplado en relación de corriente o que puede conectarse a otro dispositivo, significa que el dispositivo puede conectarse directamente mediante un hilo o como alternativa, conectarse a través de otro dispositivo tal como (pero sin limitarse a) un resistor, diodo, dispositivo conductor de manera controlable, y esta conexión puede ser una disposición en serie o en paralelo. El circuito 820 rectificador convierte el voltaje de entrada de CA en un voltaje rectificado de onda completa. En una realización de la invención el circuito 820 rectificador está conectado a un circuito 830 rellenador de valles novedoso, que va a describirse, a través de un diodo 840. Un condensador 850 de filtro de derivación de alta frecuencia está conectado a través de los terminales de entrada del circuito 830 rellenador de valles. El circuito 830 rellenador de valles carga y descarga selectivamente un dispositivo de almacenamiento de energía que va a describirse, para crear un voltaje de valles rellenados. Los terminales de salida del circuito 830 rellenador de valles están conectados a su vez a los terminales de entrada de un circuito 860 inversor. El circuito 860 inversor convierte el voltaje de CC rectificado en un voltaje de CA de alta frecuencia. Los terminales de salida del circuito 860 inversor están conectados a un circuito 870 de salida que normalmente incluye un tanque resonante, y también puede incluir un transformador de acoplamiento. El circuito 870 de salida filtra la salida del circuito 860 inversor para suministrar esencialmente un voltaje de alta frecuencia sinusoidal, y proporciona una impedancia de salida aumentada y una ganancia de voltaje. El circuito 870 de salida puede conectarse para hacer funcionar una carga 880 tal como una lámpara de descarga de gas; por ejemplo, una lámpara fluorescente. Un circuito 890 de detección de corriente de salida acoplado a la carga 880 proporciona realimentación de corriente de carga a un circuito 882 de control. El circuito 882 de control genera señales de control para controlar la operación del circuito 830 rellenador de valles y el circuito 860 inversor para proporcionar una corriente de carga deseada a la carga 880. Un circuito 884 de oreja de gato está conectado a través de los terminales de salida del circuito 820 rectificador y proporciona la potencia necesaria para la operación apropiada del circuito 882 de control.

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El circuito rellenador de valles

En referencia ahora a la figura 3, se muestra un diagrama de circuito esquemático de una primera realización 910 del circuito 830 rellenador de valles de la figura 2 en forma de un circuito convertidor reductor. Conectado en serie con un primer diodo 918 a través de terminales 912 y 914 de entrada primero y segundo hay un dispositivo 916 de almacenamiento de energía, en forma de un condensador. La función del circuito 910 convertidor reductor es proporcionar una corriente de carga controlada para el condensador 916. Este condensador 916 también se denomina condensador rellenador de valles. Conectado a la unión del condensador 916 y el cátodo del primer diodo 918 hay un inductor 920 que está conectado en serie con un segundo diodo 922 (opcional) y un dispositivo conductor de manera controlable, conmutador 924, a un circuito común. El dispositivo 924 conductor de manera controlable se muestra como un transistor de efecto de campo de semiconductor de óxido metálico (MOSFET), aunque puede ser un transistor de unión bipolar (BJT), un transistor bipolar de puerta aislada (IGBT) u otro dispositivo conductor de manera controlable. El circuito 910 convertidor reductor también incluye un tercer diodo 926 de conmutación, que también puede ser un MOSFET o rectificador síncrono controlado de manera adecuada, conectado entre la unión del inductor 920 reductor y el segundo diodo 922, y un terminal del condensador 916 conectado a la entrada 912. Un primer terminal 928 de salida está conectado al terminal 912 de entrada, condensador 916 y al cátodo del diodo 926 de conmutación. Un segundo terminal 930 de salida está conectado al segundo terminal 914 de entrada, circuito común, al ánodo del diodo 918 y al conmutador 924.

La operación del circuito 910 convertidor reductor se describirá en conexión con las figuras 3, 4, 5 y 6. El circuito 910 convertidor reductor opera bajo dos condiciones diferentes. En la condición I (intervalo I en la figura 4), el voltaje 1010 de línea rectificado instantáneo aplicado a los terminales 912, 914 de entrada del circuito 910 convertidor reductor es igual o inferior al voltaje 1012 a través del condensador 916, y por tanto el condensador 916 descarga algo de su energía almacenada en el circuito inversor. En esta condición, el diodo 840 (figura 2) se polariza de manera inversa, y el diodo 918 se polariza de manera directa para la conducción. Esto establece un trayecto de descarga para el condensador 916 desde el terminal 930 de circuito común, a través del diodo 918 y el condensador 916, hasta el terminal 928 de salida del convertidor reductor. El conmutador 924 se abre y se cierra de manera alterna a una frecuencia normalmente de alrededor de 30 kHz o superior, que es sustancialmente superior a la frecuencia del voltaje de línea rectificado. Cuando el conmutador 924 conduce, la energía residual que permanece en el inductor 920 reductor desde el ciclo de carga previo se descarga a través del diodo 922 y el conmutador 924 hasta el circuito común. A continuación, los diodos 922 y 926 se polarizan de manera inversa de modo que no fluye más corriente a través del inductor 920 reductor.

En la condición II (intervalo II en la figura 4), el voltaje de línea rectificado instantáneo es superior al voltaje a través del condensador 916, y el condensador 916 aumenta su energía almacenada. Durante el intervalo II, la operación del convertidor reductor depende del estado de conducción del conmutador 924.

Cuando el conmutador 924 conduce, el circuito 910 convertidor reductor se reduce a la forma simplificada mostrada en la figura 5 y el voltaje a través del inductor 920 reductor es igual al voltaje de línea rectificado instantáneo menos el voltaje a través del condensador 916. Por tanto, el condensador 916 se carga por una corriente que fluye desde la entrada 912, a través del condensador 916, el inductor 920 reductor y el conmutador 924, hasta el circuito común. Además, la energía se almacena en el inductor 920 reductor mediante el voltaje aplicado al inductor 920 reductor cuando el conmutador 924 conduce. Cuando el conmutador 924 no conduce (como se muestra en la figura 6), entonces la corriente 1210 que fluye a través del inductor 920 reductor conmuta a través del diodo 926 y fluye hacia el condensador 916, transfiriendo así alguna o toda la energía almacenada en el inductor 920 reductor al condensador 916. Obsérvese que en la condición II, el condensador 916 se carga tanto cuando el conmutador 924 conduce como cuando el conmutador 924 no conduce.

El resultado de la operación del circuito 910 convertidor reductor es que el condensador 916 se carga por un periodo de tiempo 1310, como se muestra en la figura 7 en la que el balasto opera a salida de luz total. La carga del condensador 916 rellenador de valles tiene lugar preferiblemente sobre más de 90 grados de cada semiciclo de línea.

Cuando la carga del condensador rellenador de valles tiene lugar durante más de 90 grados de cada semiciclo de frecuencia de línea de 180 grados, se ha encontrado que la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto resultante se reduce.

Otra desventaja del circuito 910 convertidor reductor es que la corriente de entrada al condensador 916 al inicio de cada ciclo de carga se limita por el inductor 920 reductor. Esto también puede observarse en la figura 7 porque la corriente 1312 de línea pico se reduce en gran parte en comparación con la corriente 1314 de línea pico de los balastos típicos de la técnica anterior que no tienen corrección de factor de potencia activa (APFC) o un conjunto de circuitos rellenador de valles. La limitación de entrada de corriente es incluso más significativa en el encendido inicial del balasto. Por tanto, cuando se aplica potencia en primer lugar a un balasto típico con corrección de factor de potencia activa, el condensador de almacenamiento de energía se carga hasta que el voltaje del condensador alcanza el valor pico del voltaje de línea de CA. Durante este periodo de carga la corriente de entrada se limita esencialmente sólo por la resistencia de hilo y la impedancia de la fuente de alimentación de CA que suministra el balasto. El circuito 910 convertidor reductor del balasto de la invención tiene de manera inherente limitación de corriente, superando así otro inconveniente significativo de los balastos de tipo APFC.

Otra ventaja del circuito 910 convertidor reductor es que proporciona una protección contra la sobretensión para el condensador 916. Es decir, en una condición de descarga, como cuando no está conectada ninguna lámpara, el condensador 916 se cargará hasta no más que el voltaje de línea rectificado pico. Esto se contrapone a los convertidores reductores-de refuerzo y de refuerzo tradicionales en los que debe añadirse un conjunto de circuitos adicional para evitar que el condensador de almacenamiento de energía se cargue hasta voltajes potencialmente altos de manera catastrófica en una condición de descarga.

Como se muestra en la figura 8, a medida que se reduce la intensidad de la lámpara hasta aproximadamente una salida de luz del 10 por ciento, disminuye el tiempo de carga del condensador. Simultáneamente, también se reduce el voltaje de ondulación de bus, llevando a un factor de cresta de corriente inferior de la corriente de lámpara.

En referencia ahora a la figura 9, se muestra una segunda realización del circuito 1410 convertidor reductor con el circuito 860 inversor. El circuito 860 inversor, que se describe posteriormente con más detalle, tiene un conmutador 2112 de lado alto y un conmutador 924 de lado bajo. El conmutador 2112 de lado alto y el conmutador 924 de lado bajo son ambos dispositivos conductores de manera controlable, tales como MOSFET o IGBT. En esta realización, el circuito 1410 convertidor reductor y el circuito 860 inversor comparten el dispositivo 924 conductor de manera controlable. La segunda realización del circuito 1410 convertidor reductor opera de otro modo esencialmente de la misma manera que la primera realización del circuito 910 convertidor reductor.

En referencia ahora a la figura 10, se muestra una tercera realización del circuito 1510 convertidor reductor en el que el inductor 920 reductor se sustituye por un inductor 1520 en derivación. El ánodo del diodo 926 de conmutación está acoplado a una bobina interior del inductor 1520 en derivación en la derivación, en vez de la unión del inductor 1520 en derivación y el diodo 922. La colocación de la derivación del inductor proporciona la capacidad de variar el tiempo de descarga del inductor 1520. La operación en modo continuo del convertidor reductor puede reducirse o eliminarse totalmente. Sin embargo, esta flexibilidad adicional conlleva el inconveniente de una tensión de voltaje adicional en el conmutador 924. Por tanto, cuando el inductor 1520 en derivación transfiere energía al condensador 916, el inductor 1520 en derivación actúa de modo que el voltaje aplicado a través del conmutador 924 es igual que el voltaje a través del condensador 916 multiplicado por la relación de espiras del inductor 1520 en derivación. Un circuito de seguridad que incluye un diodo 1552 de seguridad, en serie con la combinación en paralelo de un resistor 1554 de seguridad y un condensador 1556 de seguridad, está acoplado entre la unión del inductor 1520 reductor en derivación y el diodo 922, y el circuito común, para disipar la energía residual no acoplada en el inductor reductor en derivación.

En una realización del circuito inductor reductor en derivación de la figura 10, el condensador 916 es una combinación en paralelo de dos condensadores de 47 microfaradios, 250 voltios, los diodos 918 y 926 son diodos MUR160, los diodos 922 y 1552 son diodos de 1000 voltios, 1 amperio, el resistor 1554 es una combinación en serie de dos resistores de 91 kiloohmios, 1 vatio, el condensador 1556 es un condensador de 0,0047 microfaradios, 630 voltios y el conmutador 924 es un MOSFET IRFI634G de 250 voltios. El inductor 1520 reductor en derivación tiene un número total de aproximadamente 180 espiras desde el cátodo del diodo 918 hasta el ánodo del diodo 922, y tiene una inductancia de aproximadamente 1,427 milihenrios, siendo el número de espiras desde el cátodo del diodo 918 hasta la derivación de aproximadamente 75, con una inductancia de aproximadamente 244 microhenrios y siendo el número de espiras desde la derivación hasta el ánodo del diodo 922 de aproximadamente 105, con una inductancia de aproximadamente 492 microhenrios.

En cada una de las realizaciones previamente descritas del circuito 830 rellenador de valles (figura 2), la corriente de carga del condensador 916 aumenta con tiempos de conducción más largos del conmutador 924 conductor de manera controlable. Cuando la lámpara está atenuándose hasta niveles de luz bajos, el conmutador 924 conduce durante un tiempo más largo, y la acumulación de carga en el condensador 916 aumenta, lo que tiene a elevar el voltaje de bus. Es ventajoso tener un voltaje de bus superior a niveles de luz bajos puesto que el voltaje de la lámpara aumenta a niveles de luz bajos y el voltaje de bus superior permite hacer funcionar la lámpara a través de una impedancia superior. Una impedancia de salida superior aumenta la estabilidad de la lámpara, como se trata en la patente estadounidense n.º 5,041,763, emitida el 20 de agosto de 1991, concedida a Sullivan et al., y transferida a Lutron Electronics Co., Inc.

La corriente de carga también aumenta a medida que aumenta el diferencial de voltaje entre el voltaje de línea rectificado y el voltaje a través del condensador 916. Esto da como resultado que la corriente de carga instantánea en el inductor reductor en derivación es más superior en el medio del semiciclo de línea e inferior hacia las colas del semiciclo de línea, lo que a su vez da como resultado una distorsión armónica total reducida de la corriente de entrada de balasto.

En referencia ahora a la figura 11, se muestra otra realización 1570 de un circuito rellenador de valles. En esta realización, el circuito 1570 rellenador de valles incluye, además del condensador 916, el diodo 922 y el conmutador 924, un diodo 1572 conectado entre el condensador 916 y el terminal 912, un diodo 1574 y un transformador 1576 "de retorno". El bobinado "primario" del transformador 1576 está conectado entre el ánodo del diodo 922 y el terminal 928 del circuito 1570 rellenador de valles. El bobinado "secundario" del transformador 1576 está conectado entre el circuito común y al ánodo del diodo 1574, cuyo cátodo está a su vez conectado a la unión del condensador 916 y el ánodo del diodo 1572.

Cuando un voltaje de línea rectificado aplicado a los terminales 912, 914 en la figura 11 supera el voltaje a través del condensador 916, entonces el voltaje desarrollado a través del bobinado "secundario" del transformador 1576 de retorno recarga el condensador 916 a través del diodo 1574. Cuando el voltaje de línea rectificado cae por debajo del voltaje a través del condensador, entonces el condensador 916 se descarga a través de los terminales 928 y 930 de salida.

En referencia ahora a la figura 12, se muestra una cuarta realización 1610 de un circuito rellenador de valles que usa sólo almacenamiento de energía capacitivo. En esta realización, el circuito 1610 rellenador de valles incluye un primer condensador 1632 de almacenamiento de energía conectado en serie con un primer diodo 1634 a través de terminales 912, 914 de entrada primero y segundo al circuito 1610. Un segundo condensador 1616 de almacenamiento de energía está conectado en serie con un segundo diodo 1636, cuyo cátodo está unido a la entrada 912. Un tercer diodo 1638 está conectado entre la unión del condensador 1632 y el diodo 1634, y la unión del condensador 1616 y el diodo 1636. El otro terminal del condensador 1616 de almacenamiento de energía está conectado al segundo terminal 914 de entrada mediante un cuarto diodo 1618 en paralelo con un resistor 1620.

Cuando un voltaje de línea rectificado aplicado a los terminales 912, 914 supera la suma de los voltajes a través de los condensadores 1632 y 1616 mediante la caída de voltaje de manera directa a través del diodo 1638, entonces los diodos 1634, 1636 y 1618 se polarizan de manera inversa, el diodo 1638 se polariza de manera directa, y los condensadores 1632, 1616 de almacenamiento de energía se cargan a través del trayecto en serie del condensador 1632, el diodo 1638, el condensador 1616, y el resistor 1620. El resistor 1620 limita la corriente de carga hacia los condensadores 1632, 1616 de almacenamiento de energía para reducir los picos de corriente en la corriente tomada de la línea por el balasto, reduciendo de ese modo la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto. Los condensadores 1632, 1616 tienen normalmente cada uno el mismo valor y carga hasta aproximadamente la mitad del voltaje de entrada pico.

Cuando un voltaje de línea rectificado aplicado a los terminales 912, 914 cae por debajo de la suma del voltaje a través de los condensadores 1632, 1616, entonces el diodo 1638 se polariza de manera inversa. Una vez que el voltaje a través de los terminales 912, 914 de entrada cae por debajo del voltaje a través del condensador 1632 más del voltaje de encendido del diodo 1634, entonces el condensador 1632 se descarga a través del diodo 1634 y los terminales 928 y 930 de salida. Una vez que el voltaje a través de los terminales 912, 914 de entrada cae por debajo del voltaje a través del condensador 1616 más del voltaje de encendido del diodo 1636, entonces el condensador 1616 se descarga a través del diodo 1636, el resistor 1620 y los terminales 928 y 930 de salida. Cuando la caída de voltaje a través del resistor 1620 supera el voltaje de encendido del diodo 1618, entonces el condensador 1616 se descarga a través de los diodos 1636, 1618 y los terminales 928 y 930 de salida.

En resumen, los condensadores 1632, 1616 se cargan en serie y se descargan en paralelo, suministrando su energía almacenada a un circuito inversor que hace funcionar la lámpara de descarga de gas. La cantidad de ondulación en el voltaje de bus se reduce de ese modo, lo que a su vez lleva a un factor de cresta de corriente mejorado de la corriente de lámpara suministrada por el balasto.

El circuito 1610 rellenador de valles de la figura 12 difiere de manera significativa del circuito rellenador de valles de Wood en la patente estadounidense 5,387,847. De manera más remarcable, Wood, en la figura 2 de su patente, muestra un resistor en serie con un diodo conectado entre dos condensadores. En cambio, el circuito rellenador de valles de la figura 12 proporciona el resistor 1620 en paralelo con el diodo 1618, estando el par conectado entre el condensador 1616 y el circuito común. Esta disposición novedosa proporciona la mejora deseada en la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto, aunque lo hace de una manera que se presta más fácilmente a mejoras adicionales.

Para mejorar adicionalmente la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto, el circuito 1610 rellenador de valles de la figura 12 puede modificarse colocando un dispositivo 924 conductor de manera controlable en serie con el resistor 1620 tal como se muestra en la figura 13. Esto crea un circuito resistor conmutado. El dispositivo 924 conductor de manera controlable normalmente se operará a alta frecuencia, es decir, muchas veces superior a la frecuencia fundamental del voltaje de línea de CA. La distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto puede mejorarse controlando la conducción del conmutador 924 de modo que el tiempo de conducción del conmutador 924 aumente cerca del centro o pico de cada semiciclo de línea. Esto da como resultado una forma de onda de corriente de entrada de balasto que coincide de manera más cercana con la forma de onda de voltaje de línea de CA.

El circuito 1710 rellenador de valles de la figura 13 puede integrarse con el circuito inversor de balasto como se muestra en la figura 14, en la que el dispositivo 924 conductor de manera controlable se comparte por el circuito 1810 rellenador de valles y el circuito 2110 inversor. De manera alternativa, el conmutador 924 del circuito 1710 rellenador de valles de la figura 13 puede ser un dispositivo conductor de manera controlable, controlado independientemente, separado de cada uno de los conmutadores en el circuito 860 inversor.

Las pérdidas resistivas en el circuito 1710 rellenador de valles de la figura 13 pueden reducirse como se muestra en la figura 15 sustituyendo el resistor 1620 por un inductor 1920 en serie con el conmutador 924. En una disposición alternativa, la combinación del inductor 1920 y el conmutador 924 puede sustituirse por un único inductor. Sin embargo, la acción de conmutación de alta frecuencia del conmutador 924 permite usar un inductor 1920 relativamente pequeño y barato.

Como alternativa al conmutador 924, un bobinado 2024 secundario desde un transformador de alta frecuencia puede sustituirse como se muestra en la figura 16. Los transformadores de alta frecuencia normalmente están presentes en los balastos. Mediante la adición del número apropiado de espiras de un bobinado secundario (preferiblemente a un transformador ya existente), puede introducirse un voltaje de polaridad alterna en serie con el inductor 1920, que se opone y ayuda de manera alternativa al flujo de corriente a través del inductor 1920. El bobinado 2024 funciona de ese modo de manera efectiva como un conmutador.

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El circuito inversor

Como puede verse en las figuras 17 y 18, conectado a la salida del condensador 916 y el convertidor 1510 reductor es un circuito 2110 inversor de alta frecuencia para proporcionar un voltaje de alta frecuencia a un circuito 2220 de tanque resonante de la figura 18, para hacer funcionar una corriente de lámpara a través de una lámpara de descarga de gas. El circuito 2110 inversor incluye dispositivos 2112, 924 conductores de manera controlable primero y segundo conectados en serie. El voltaje de bus es el mayor de o bien el voltaje de línea rectificado o bien el voltaje a través del condensador 916. Cuando el voltaje de línea rectificado es mayor que el voltaje en el condensador 916, entonces el circuito 2110 inversor toma corriente directamente desde la línea de CA. Cuando el voltaje de línea rectificado es menor que el voltaje en el condensador 916, entonces el circuito 2110 inversor toma corriente del condensador 916.

Cuando el circuito inversor toma corriente directamente desde la línea de CA durante más de 90º de cada semiciclo de frecuencia de línea de 180º aproximadamente en el momento de pico de la línea de CA, se ha descubierto que la THD resultante de la corriente de entrada de balasto es inferior al 33,3%.

La operación del circuito 2110 inversor se describirá ahora en conexión con la figura 19. El circuito 2110 inversor usa un modo de operación de conmutación de ciclo de trabajo complementario D(1-D), de frecuencia fija. Esto significa que uno, y sólo uno, de los dispositivos 2112, 924 de conmutación está conduciendo en todo momento. En este análisis, el ciclo D de trabajo se refiere al tiempo de conducción del primer conductor 2112, y el ciclo (1-D) de trabajo complementario se refiere al tiempo de conducción del segundo conmutador 924. Considerando que uno de los dispositivos 2112, 924 está conduciendo en todo momento, la suma de los tiempos de conducción denominados D y (1-D) de cada dispositivo respectivo es el periodo de la frecuencia de conmutación. En circuitos electrónicos prácticos normalmente hay un momento en que ningún dispositivo 2112, 924 está conduciendo, denominado normalmente tiempo muerto. Este tiempo muerto normalmente es muy corto con respecto a los tiempos de conducción del dispositivo 2112, 924. El propósito de este tiempo muerto es garantizar que ambos dispositivos 2112, 924 no conduzcan de manera simultánea. Sin embargo, este tiempo muerto puede aumentarse y usarse como un parámetro de control adicional del circuito inversor. Cuando el conmutador 2112 (denominado SW 1 en la figura 19) está conduciendo, entonces la salida del circuito 2110 inversor se conecta al terminal 928 de salida del circuito convertidor reductor que es el voltaje de valles rellenados. Cuando el dispositivo 924 de conmutación (denominado SW2 en la figura 19) está conduciendo, entonces la salida del circuito 2110 inversor se conecta al terminal 930 de salida del circuito de convertidor reductor, que es común al circuito. Para un voltaje de valles rellenados instantáneo dado, la corriente de lámpara máxima que podría suministrarse a la lámpara de descarga de gas para ese voltaje de valles rellenados instantáneo se consigue cuando los tiempos de conducción de los dos dispositivos 2112, 924 de conmutación son iguales. En este balasto electrónico, la corriente de lámpara depende tanto del voltaje de valles rellenados instantáneo como de los tiempos de conducción de los dispositivos 2112, 924 de conmutación. Los tiempos de conducción de los dispositivos 2112, 924 de conmutación se controlan mediante un circuito 882 de control mostrado en la figura 17 en respuesta a la corriente que fluye a través de las lámparas 2210, 2212 de descarga mostradas en la figura 18. La operación del circuito de control se describe más detalladamente a continuación.

Los algoritmos de control convencionales usados para controlar inversores de balasto electrónico normalmente ajustan el tiempo de conducción de los dispositivos conductores de manera controlable para mantener la rms de la corriente de lámpara en un valor constante. Los lazos de control convencionales son lentos en respuesta para mantener los tiempos de conducción de los dispositivos conductores de manera controlable casi constantes a lo largo del transcurso de un semiciclo de frecuencia de línea. Este algoritmo, cuando se aplica a un balasto de tipo rellenador de valles, daría como resultado un alto factor de cresta de corriente de la corriente de lámpara debido a la modulación del voltaje de valles rellenados.

El circuito de control de la realización actualmente preferida ajusta los tiempos de conducción de los dispositivos conductores de manera controlable. El tiempo de conducción del conmutador 2112 se reduce para producir impulsos relativamente estrechos y el tiempo de conducción del conmutador 924 se aumenta para producir impulsos relativamente amplios. Esto reduce el pico de la envolvente de la corriente de lámpara de alta frecuencia cerca del pico del semiciclo de frecuencia de línea. Esto se denomina en lo sucesivo "encorvamiento hacia abajo" de la corriente de lámpara (figura 19).

Reducir la corriente de lámpara cerca del pico del semiciclo de frecuencia de línea reduce la corriente tomada por el circuito inversor. Este efecto, por sí solo, disminuiría de ese modo la corriente de entrada de balasto y aumentaría la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto. Sin embargo, en el balasto de esta invención, el descenso en la corriente de lámpara se asocia con el aumento en el tiempo de conducción del conmutador 924. Este aumento en el tiempo de conducción provoca un aumento en la corriente de carga del condensador rellenador de valles. Este aumento en la corriente rellenadora de valles aumenta la corriente total tomada por el balasto cerca del pico del semiciclo de frecuencia de línea. El aumento en la corriente de balasto cerca del pico del semiciclo de frecuencia de línea tiene el efecto ventajoso de reducir la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto. Esta mejora contrarresta el efecto de la THD aumentada provocado por el descenso de la corriente de lámpara pico. El aumento en la corriente de entrada de balasto cerca del pico del semiciclo de frecuencia de línea debido al aumento en la corriente tomada por el circuito rellenador de valles se denomina en lo sucesivo como "encorvamiento hacia arriba" de la corriente de entrada de balasto. Véase la figura 19.

Aunque se ha descrito que el tiempo de conducción del conmutador 2112 se reduce para producir impulsos relativamente estrechos y que el tiempo de conducción del conmutador 924 se aumenta para producir impulsos relativamente anchos, un experto en la técnica podría invertir los tiempos de conducción del conmutador 2112 y el conmutador 924 con una redisposición de circuito apropiada del circuito rellenador de valles para conseguir el mismo encorvamiento hacia arriba de la corriente de entrada de balasto y encorvamiento hacia abajo de la corriente de lámpara.

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El circuito de tanque resonante

En referencia de nuevo a las figuras 17, 18, la salida del circuito 2110 inversor se conecta a un circuito 2220 de tanque resonante que comprende un inductor 2222 y un condensador 2224 (figura 18). El circuito 2220 de tanque resonante filtra el voltaje de salida del circuito 2110 inversor para suministrar corriente esencialmente sinusoidal a las lámparas 2210, 2212 de descarga de gas. Además, el circuito 2220 de tanque resonante proporciona ganancia de voltaje e impedancia de salida aumentada. La salida del circuito 2220 de tanque resonante se acopla a los electrodos de las lámparas 2210, 2212 de descarga de gas por medio de un transformador 2230. Un condensador 2232 de bloqueo de CC impide que fluya corriente de CC a través de bobinados primarios del transformador 2230.

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El circuito de detección de corriente

En referencia a la figura 18, el balasto también incluye un circuito 2240 de detección de corriente que comprende diodos 2242 y 2244 primero y segundo, y el resistor 2246, acoplados en serie con las lámparas 2210, 2212. El circuito 2240 de detección de corriente genera un voltaje rectificado de media onda a través del resistor 2246 que es proporcional a la corriente de lámpara y representa una medida de la salida de luz real de la lámpara de descarga de gas. El voltaje rectificado de media onda se suministra como entrada al circuito 882 de control de la figura 17. En una realización alternativa, la detección de corriente puede realizarse de manera ampliamente conocida usando un transformador de corriente, o de manera alternativa, diodos conectados de onda completa. Para balastos sin atenuación y balastos con atenuación en los que sólo se requiere un rendimiento modesto, el circuito de detección de corriente puede omitirse.

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El circuito de control

El circuito de control de 882 de la figura 17 se describirá con más detalle en referencia a las figuras 20, 21 y 22. Una primera realización del circuito 882 de control genera señales para controlar la conducción de los dispositivos 2112 y 924 de conmutación (figuras 20 y 22). El circuito 882 de control recibe como entrada la tensión rectificada de media onda desde el circuito 2240 de detección de corriente y genera un voltaje de CC que representa la salida de luz real desde las lámparas. Este voltaje de CC, representativo de la salida de luz, se compara con un voltaje de referencia, indicativo de un nivel de luz deseado, para ajustar los ciclos de trabajo de los dispositivos 2112, 924 de conmutación para minimizar la diferencia entre el voltaje que representa el voltaje de salida de luz y el voltaje de referencia. En un balasto electrónico con atenuación, el voltaje de referencia puede proporcionarse mediante una entrada externa tal como una señal de control de 0 a 10 voltios. Como alternativa, el voltaje de referencia puede generarse detectando una señal de control de ángulo de fase aplicada al balasto por medio del voltaje de línea de CA cuando el balasto se suministra a través de un control de atenuación de 2 hilos. En la realización preferida del balasto, el voltaje de referencia se genera a partir de una señal de control de ángulo de fase aplicada al balasto a través de una entrada adicional al balasto, tal como se representa en las figuras 17, 20, 22 mediante la entrada "Dimmed Hot".

El circuito de control incluye un circuito 2440 de realimentación (figura 20) conectado para recibir entradas desde el circuito 2240 de detección de corriente y un circuito 2460 de entrada de control, y suministra señales de conducción a los terminales de control de los dispositivos 2112, 924 conductores de manera controlable. El circuito de control puede incluir opcionalmente un circuito 2480 de conformación de ondas para proporcionar una entrada adicional al circuito 2440 de realimentación, como se describirá en detalle a continuación.

Como puede verse en la figura 22, el circuito 2240 de realimentación incluye un amplificador 2442 diferencial conectado para recibir en su terminal 2444 de inversión la señal de entrada representativa de la salida de luz de lámpara desde el circuito 2240 de detección de corriente, y para recibir en su terminal 2446 de no inversión la señal de referencia de nivel de luz deseado. El amplificador 2442 diferencial produce una señal de error representativa de la diferencia entre la salida de luz real y la salida de luz deseada. La señal de error se proporciona a su vez a un circuito 2448 de modulación de ancho de impulso (PWM) que genera las señales de excitación que se aplican a las puertas de los conmutadores 2112, 924 de circuito inversor. El circuito 2448 de PWM se conoce ampliamente en la técnica y por tanto no se describirá en detalle en el presente documento.

El circuito 2480 de conformación de ondas proporciona una señal de voltaje de referencia de CA que se suma con la señal de voltaje de referencia esencialmente de CC desde el circuito 2460 de entrada de control. Aunque puede hacerse que la forma de la señal de voltaje de referencia de CA adopte diversas formas de onda, puede diseñarse un circuito particularmente eficaz, aunque sencillo, que aprovecha las formas de onda ya presentes en el balasto. El circuito 2480 de conformación de ondas, mostrado en detalle en la figura 22, incluye un divisor de voltaje que incluye un resistor 2482 conectado en serie con un circuito 2690 de control de ganancia automático (AGC) que proporciona una versión a escala del voltaje de valles rellenados a partir del circuito 1510 convertidor reductor. En la figura 23 se muestran detalles del AGC 2690 y se comentan a continuación. Si no es necesario ajustar la ganancia del circuito 2480 de conformación de ondas, tal como en balastos sin atenuación, entonces el AGC 2690 puede sustituirse opcionalmente por una impedancia pasiva tal como un resistor.

La señal de voltaje ajustada a escala desde el divisor se limita por medio de un diodo 2486 que tiene su ánodo conectado a la salida del divisor y su cátodo conectado a un voltaje VREF de referencia de CC. La señal limitada se pasa entonces a través de un condensador 2488 de bloqueo de CC para sumarse con el voltaje de referencia de CC desde el circuito 2460 de entrada de control.

El circuito de control también incluye una fijación 2680 de extremo inferior conectada entre el punto de unión común para la entrada de control, conformación de ondas y conjunto de circuitos de realimentación y el circuito común. La fijación 2680 de extremo inferior impide que el voltaje de referencia se vuelva tan bajo que la corriente a través de la lámpara no pueda sostenerse.

La adición de la señal de referencia de CA tiene el efecto de reducir el voltaje de referencia combinado cuando el voltaje de valles rellenados es inferior, tal como cerca de los cruces por cero del voltaje de línea de entrada, y aumentar el voltaje de referencia combinado a medida que aumenta el voltaje de valles rellenados, tal como cuando el voltaje de línea de entrada está aproximándose a un valor pico instantáneo. La corriente de lámpara suministrada a la lámpara por el circuito 2110 inversor será asimismo menor cuando el voltaje de valles rellenados sea inferior, y aumentará cuando el voltaje de valles rellenados aumente. Así, la adición de la señal de referencia de CA, que rastrea o sigue el voltaje de valles rellenados, tiene el efecto de conformar la corriente tomada por la lámpara para que tenga una forma similar a la del voltaje de valles rellenados. Por consiguiente, la corriente de entrada de balasto tiene una forma que es inferior cerca de los valles y superior cerca de los picos del voltaje de línea de CA, mejorando de ese modo la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto. Sin embargo, esta mejora en la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto se produce a costa de un factor de cresta mayor de la corriente de lámpara.

Una característica adicional del circuito 2480 de conformación de ondas es el diodo 2486 para limitar los picos de la señal de referencia de CA. Durante el tiempo en el que se limita la señal de voltaje de referencia de CA, el voltaje de referencia combinado permanece constante mientras que el voltaje de valles rellenados está en el pico. La respuesta global del circuito de control se diseña para ser "rápida", de modo que el circuito de control responde rápidamente durante los picos en el voltaje de bus para reducir el tiempo de conducción del conmutador 2112 y aumentar el tiempo de conducción del conmutador 924, de modo que se suministra un voltaje de alta frecuencia más constante al tanque resonante, y así, una corriente de lámpara constante, a la lámpara. El efecto neto es reducir los picos de la envolvente de la corriente de lámpara, y así reducir el factor de cresta de corriente de la corriente de lámpara. Esto se muestra en la figura 19, como un encorvamiento hacia abajo de la corriente de lámpara. Al mismo tiempo, el aumento en el tiempo de conducción del conmutador 924 aumenta la corriente de carga tomada por el condensador 916, como se muestra en la figura 19. Esto hace que la corriente de entrada de balasto aumente por encima de la que se habría producido sin el aumento en la corriente de carga del condensador 916, y por tanto un encorvamiento hacia arriba de la corriente de entrada de balasto. Este efecto reduce la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto. Los balastos con atenuación electrónica construidos con el circuito de conformación de ondas como se ha descrito han conseguido una operación estable con distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto por debajo del 20% y factor de cresta de corriente de la corriente de lámpara por debajo de 1,7.

El circuito 2690 de AGC, mostrado en la figura 22, cambia la salida del circuito 2480 de conformación de ondas cuando se requiere que el balasto reduzca la corriente de lámpara y de ese modo atenúe la lámpara. El circuito 2690 de AGC en la figura 23 incluye transistores 2691 y 2692 primero y segundo, resistores 2693, 2694 y 2695, y el diodo 2696. La conducción del primer transistor 2691 se controla mediante la salida de la entrada 2460 de control (figura 22). Cuando el voltaje de entrada baja, indicando una condición de atenuación, la conducción del primer transistor 2691 aumenta, disminuyendo el voltaje en la base del segundo transistor 2692, provocando de ese modo que el segundo transistor 2692 se vuelva menos conductor, aumentando de manera efectiva la impedancia del circuito 2690 de AGC presentado al circuito 2480 de conformación de ondas. El aumento de la impedancia del circuito 2690 de AGC aumenta el voltaje en la unión del circuito 2690 de AGC y el resistor 2482, dando como resultado más de la señal limitada por el diodo 2486. A medida que este voltaje aumenta y se limita cada vez más, la parte de CA de este voltaje se reduce, reduciéndose de ese modo el efecto del circuito de conformación de ondas.

Una segunda realización del circuito 2440 de realimentación de la figura 20 se muestra en la figura 24 e incluye un microprocesador 26102 acoplado para recibir entradas representativas del nivel de luz y la corriente de lámpara deseados, y produce señales de salida para excitar los terminales de control de los dispositivos conductores de manera controlable del circuito inversor. Un microprocesador de este tipo adecuado para este uso lo fabrica Motorola Corporation con el número de modelo MC68HC08. Para mayor simplicidad, se considera que los circuitos analógico a digital y digital a analógico necesarios para interconectar el microprocesador 26102 con el conjunto de circuitos analógicos del balasto están dentro de los conocimientos generales de la técnica y no se muestran en el presente documento.

Una tercera realización del circuito 2440 de realimentación de la figura 20 se muestra en la figura 25 e incluye, además del microprocesador 26102, un circuito 26104 de excitación de puerta que recibe una única señal de excitación de puerta desde el microprocesador 26102 y produce señales que pueden controlar la operación de los conmutadores de circuito inversor. Un circuito de excitación de puerta de este tipo adecuado para este uso lo fabrica International Rectifier con el número de pieza IR2111. Naturalmente, otros microprocesadores adecuados (tal como un PIC 16C54A de Microchip Technology Inc. de Chandler, AZ) y excitadores de puerta pueden sustituir a las realizaciones específicas mencionadas en el presente documento. Además, un circuito integrado de aplicación específica (ASIC) (no mostrado) o un procesador de señal digital (DSP) (no mostrado) puede sustituirse para proporcionar la misma funcionalidad que el microprocesador dado a conocer en el presente documento.

Un diagrama de flujo de alto nivel que ilustra la operación de la realización del circuito de control de realimentación de las figuras 24 y 25, mostrado en la figura 26, incluye las etapas de medir la corriente IL de lámpara (etapa 26110) y medir la señal VDIM de atenuación representativa del nivel de luz deseado (etapa 26120). La corriente IL de lámpara medida se compara con la señal VDIM de atenuación medida (etapa 26130) y, si IL es menor que VDIM, entonces se hace que los tiempos de conducción de los dispositivos conductores de manera controlable del circuito inversor sean más iguales (etapa 26140). Si IL es mayor que VDIM según se determina en la etapa 26150, entonces se hace que los tiempos de conducción de los dispositivos conductores de manera controlable del circuito inversor sean más desiguales (etapa 26160). Si IL es igual a VDIM, entonces los tiempos de conducción de los dispositivos conductores de manera controlable del circuito inversor permanecen sin cambios y el proceso se repite.

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El circuito de oreja de gato

Los circuitos de oreja de gato se usan desde hace años para proporcionar potencia para circuitos de control en atenuadores basados en triac, de dos hilos, para lámparas incandescentes y motores de ventilador. Un circuito de oreja de gato de la técnica anterior típico se muestra en la figura 27. Los atenuadores electrónicos convencionales para cargas de iluminación se conocen ampliamente y los circuitos que usan el circuito de suministro de potencia de oreja de gato también se conocen ampliamente. En tales aplicaciones, el atenuador se ubica entre la línea de CA y la carga, recibiendo como entrada voltaje sinusoidal desde la línea de CA y proporcionando como salida una forma "truncada" del voltaje de entrada sinusoidal en la que el flanco ascendente de la forma de onda de voltaje de entrada se bloquea mediante el triac no conductor, y sólo la parte descendente de la forma de onda de voltaje de entrada se pasa a la carga mediante el triac, cuando el triac está conduciendo. El triac se enciende en un momento predeterminado y conduce hasta el siguiente cruce por cero de la forma de onda de voltaje de entrada. Variando el tiempo hasta la conducción del triac, con respecto al cruce por cero del voltaje de línea de CA, la cantidad de potencia suministrada a la carga puede controlarse.

El circuito de oreja de gato de la técnica anterior de un atenuador de 2 hilos toma potencia desde la línea de CA durante una parte de la forma de onda de voltaje de entrada cuando el triac no está conduciendo. En otras palabras, el circuito de oreja de gato de la técnica anterior toma corriente desde la línea, a través de la carga, durante el tiempo en que normalmente no fluiría ninguna corriente de carga significativa. Sin embargo, hasta ahora, los circuitos de oreja de gato sólo se han usado para obtener un suministro de potencia auxiliar para operar circuitos de control dentro de un dispositivo electrónico. No se han usado con el propósito de conformar de manera deliberada la corriente de entrada tomada desde la línea por un dispositivo electrónico. De manera específica, los circuitos de oreja de gato, hasta ahora, no se han usado en balastos electrónicos para ayudar en la conformación de corriente de entrada ni se han usado como suministro de potencia auxiliar en un balasto electrónico. En el balasto de las realizaciones de la invención, los beneficios de la conformación de la corriente de entrada del circuito de oreja de gato contribuyen a la reducción de la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto.

El balasto de las realizaciones de la invención puede incluir un circuito 884 de oreja de gato (figura 20) conectado a través de las salidas del circuito 820 de rectificación. El circuito de oreja de gato puede definirse en general como un circuito que está diseñado para tomar corriente desde la línea durante partes seleccionadas del ciclo de línea. El circuito de oreja de gato puede usarse por tanto de manera novedosa y única para conformar la forma de onda de corriente de entrada de balasto para mejorar la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto. De hecho, el circuito de oreja de gato puede usarse para conformar la forma de onda de corriente de entrada de diversos dispositivos electrónicos, tal como suministros de potencia en modo de conmutación y convertidores de línea de CA a CC y para reducir la distorsión armónica total de la corriente de entrada.

El circuito 884 de oreja de gato (figura 20) toma corriente desde el rectificador 820 sólo en las "colas" del ciclo de línea de entrada, es decir, las zonas del ciclo de línea de entrada cerca de los cruces por cero del voltaje de línea, como se muestra en la figura 28. El circuito 884 de oreja de gato toma corriente cerca del cruce por cero del voltaje de línea y de ese modo "rellena" las colas de la corriente de línea de entrada tomada desde la línea de CA cuando el extremo posterior del balasto no está tomando corriente desde la línea de CA (figura 19). Rellenando las colas, la corriente de línea tomada por el balasto se hace más continua, reduciendo de ese modo la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto, tal como se describirá en conexión con la figura 31.

El circuito de oreja de gato toma corriente de entrada de balasto durante un tiempo relativamente corto en las colas de cada semiciclo de frecuencia de línea de 180 grados como se muestra en la figura 31. En una realización, el circuito de oreja de gato toma corriente de entrada de balasto durante aproximadamente 45 grados de cada semiciclo de frecuencia de línea de 180 grados después de un cruce por cero (intervalo I en la figura 31). A continuación, el circuito inversos toma corriente de entrada de balasto durante aproximadamente 90 grados de cada semiciclo de frecuencia de línea de 180 grados (intervalo II en la figura 31). Por último, el circuito de oreja de gato toma corriente de entrada de balasto durante aproximadamente 45 grados de cada semiciclo de frecuencia de línea de 180 grados antes de un siguiente cruce por cero (intervalo III en la figura 31).

Esta realización muestra el circuito de oreja de gato tomando corriente de entrada de balasto durante aproximadamente 45 grados después del cruce por cero y aproximadamente 45 grados antes del siguiente cruce por cero. Sin embargo, un experto en la técnica puede ver que puede variarse el tiempo en que el circuito de oreja de gato toma corriente de entrada de balasto. Por ejemplo: el circuito de oreja de gato toma corriente de entrada de balasto durante aproximadamente 35 grados de cada semiciclo de frecuencia de línea de 180 grados tras el cruce por cero, a continuación el circuito inversor toma corriente de entrada de balasto durante aproximadamente 90 grados de cada semiciclo de frecuencia de línea de 180 grados y, por último, el circuito de oreja de gato toma corriente de entrada de balasto durante aproximadamente 55 grados de cada semiciclo de frecuencia de línea de 180 grados antes del siguiente cruce por cero, sin superar la THD máxima deseada. Asimismo, un experto en la técnica puede ver que algún tiempo muerto en el que no se toma ninguna corriente de balasto ni por el circuito de oreja de gato ni por el circuito inversor puede producirse sin superar la THD máxima deseada.

En una primera realización 2810 del circuito 884 de oreja de gato, mostrada en la figura 29, el circuito 2810 de oreja de gato está diseñado con puntos de conexión y de desconexión fijos. Es decir, la primera realización 2810 del circuito de oreja de gato sólo tomará corriente desde la línea de CA cuando el voltaje de línea rectificado esté por debajo de un valor fijo. Esta condición se producirá durante un periodo de tiempo cerca del cruce por cero del voltaje de línea. Los puntos de conexión y de desconexión pueden ajustarse de modo que el circuito 2810 de oreja de gato tome corriente durante un primer intervalo desde un momento justo después del cruce por cero del voltaje de línea hasta un momento en el que el circuito 2110 inversor de la figura 22 está tomando corriente desde la línea de CA, y durante un segundo intervalo desde un momento en el que el circuito 2110 inversor deja de tomar corriente desde la línea de CA hasta el siguiente cruce por cero del voltaje de línea.

Cuando el voltaje de línea rectificado es inferior a un voltaje seleccionado, un transistor 2812 de carga (figura 29) conduce para permitir la carga de un condensador 2814 de almacenamiento de energía, que se carga hacia un voltaje VCC. La tasa de carga del condensador 2814 se determina mediante un resistor 2816 en serie con la pérdida del transistor 2812 MOSFET. Esta corriente tomada por el circuito de oreja de gato cuando se combina con la corriente tomada por el circuito de extremo posterior del balasto se combina para formar sustancialmente corriente de entrada de balasto continua por tramos. Aunque el transistor 2812 se muestra como un MOSFET, puede ser cualquier dispositivo conductor de manera controlable adecuado, tal como, sin limitación, un BJT o un IGBT.

Cuando el voltaje de línea rectificado es igual a o mayor que el voltaje predeterminado, entonces el transistor 2818 de desconexión empieza a conducir. El colector del transistor 2818 de desconexión tira del cátodo de un diodo 2820 Zener hacia VCC, que apaga de manera efectiva el transistor 2812 de carga. Los voltajes de conexión y desconexión predeterminados se determinan mediante la red divisora de voltaje resistivo que incluye los resistores 2822 y 2824, a los que se conecta la base del transistor 2818 de desconexión.

Debe observarse que el circuito de oreja de gato de la invención también proporciona un suministro de potencia para el circuito de control del balasto. Esto permite al balasto tomar corriente durante una parte predeterminada de cada semiciclo de la línea de CA. Esta parte puede incluir periodos antes y después de los cruces por cero del voltaje de línea, o sólo un periodo de este tipo, o cualquier otro periodo útil durante el ciclo de línea.

En una segunda realización 2910 del circuito 884 de oreja de gato, mostrada en la figura 30, el circuito 2910 de oreja de gato incluye un circuito que monitoriza de manera activa la corriente tomada desde el extremo posterior del balasto y hace que el circuito de oreja de gato tome corriente desde la línea sólo cuando el extremo posterior no esté tomando corriente por encima de un valor predeterminado. El circuito de monitorización de corriente incluye el transistor 2930, el condensador 2932, los resistores 2934, 2936, y los diodos 2938, 2940. La corriente de extremo posterior de balasto fluye a través de los diodos 2938, 2940 y el resistor 2936 mientras regresa al circuito 820 de rectificación de entrada. Cuando el extremo posterior de balasto está tomando corriente por encima del valor predeterminado, el voltaje en el emisor del transistor 2930 se vuelve negativo en un voltaje equivalente a las caídas de voltaje de manera directa combinadas de los diodos 2938, 2940. A través del resistor 2934, la unión base-emisor del transistor 2930 se polariza de manera directa, encendiendo de ese modo el transistor 2930. Al encender el transistor 2930 se tira de la puerta del transistor 2812 hacia abajo, apagando de ese modo el transistor 2812. Cuando la corriente de extremo posterior cae por debajo del valor predeterminado ajustado por el divisor de voltaje de los resistores 2936, 2934, el transistor 2930 se apaga permitiendo que el transistor 2812 se encienda y proporcione un trayecto de carga para el condensador 2814. Esta segunda realización proporciona una ligera mejora en la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto respecto a la primera realización.

Las realizaciones particulares del circuito de oreja de gato que se han descrito muestran el circuito de oreja de gato conectado a la fuente de potencia de CA a través del circuito rectificador. Naturalmente, sería posible construir un circuito de oreja de gato que se conecte directamente a la fuente de potencia de CA en lugar de a través del circuito rectificador. Por ejemplo, las realizaciones particulares del circuito de oreja de gato que se han descrito podrían incluir como alternativa un rectificador separado para la conexión a la fuente de potencia de CA.

Además de proporcionar medios para conformar la corriente de entrada tomada por el balasto para mejorar la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto, el circuito de oreja de gato proporciona la siguiente característica adicional. El circuito de oreja de gato también proporciona de manera ventajosa un arranque más rápido del balasto y no se ve afectado por el modo de operación del balasto de la misma forma en que se ven afectados los sistemas de carga lenta y autocarga de la técnica anterior. De manera eficaz, el circuito de oreja de gato y el circuito inversor se desacoplan el uno del otro permitiendo el ajuste fino de cada uno sin afectar al otro.

El resultado de combinar el circuito rellenador de valles mejorado, los circuitos de control y el circuito de oreja de gato de la presente invención puede verse en la figura 31. El circuito de oreja de gato comprende medios para tomar corriente de entrada cerca del cruce por cero de la forma de onda de voltaje de línea de CA de entrada de modo que la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto se reduce sustancialmente. En otras palabras, el circuito de oreja de gato rellena la forma de onda de la corriente cerca de los cruces por cero.

El circuito de llenado de valles mejorado de la invención comprende medios para cargar un dispositivo de almacenamiento de energía por una parte sustancial de cada semiciclo del voltaje de entrada de CA de modo que la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto se reduce. Esto se representa en la forma de onda idealizada en la figura 31, en la que puede verse que, en la parte central de cada semiciclo de línea, la forma de onda ideal se adapta sustancialmente a una forma de onda de corriente sinusoidal.

La combinación del circuito de oreja de gato y el circuito rellenador de valles mejorado comprende medios para tomar corriente de manera selectiva desde la fuente de potencia de CA.

La operación del balasto se mejora adicionalmente mediante el circuito de control dado a conocer en el presente documento que comprende medios para variar selectivamente los tiempos de conducción de los conmutadores de circuito inversor en respuesta al voltaje de bus para hacer que un dispositivo de almacenamiento de energía tome más corriente de la fuente de potencia de CA aproximadamente en el momento del pico de cada semiciclo de línea del voltaje de línea de CA, y tome menos corriente cerca de los valles de cada semiciclo de línea del voltaje de línea de CA como se describe en la figura 19.

La provisión de un suministro de potencia independiente, es decir, uno que obtiene su potencia directamente a partir de la línea en el extremo frontal del balasto, o bien a través de la propia fase de rectificador del balasto, o bien a través de su propio rectificador dedicado, en lugar de desde el secundario de un transformador asociado con el extremo posterior del balasto o APFC, simplifica en gran medida el tratamiento de condiciones transitorias tras el arranque, el apagado y durante condiciones anómalas o de fallo. En el presente caso, la forma preferida de un suministro de potencia independiente de este tipo es el circuito de oreja de gato descrito anteriormente configurado como suministro de potencia. Así, el suministro de potencia independiente de la realización preferida permite el desacoplamiento del suministro de potencia del extremo posterior, simplificando de ese modo el control del balasto, al tiempo que se proporcionan simultáneamente medios para controlar de manera más precisa la forma en que la se toma corriente desde la línea para reducir la distorsión armónica total de la corriente de entrada de balasto.

Aunque la presente invención se ha descrito en relación con realizaciones particulares de la misma, serán evidentes para los expertos en la técnica muchas otras variaciones y modificaciones y otros usos. Por tanto, se prefiere que la presente invención se limite no por la descripción específica del presente documento, sino únicamente por las reivindicaciones adjuntas.

Claims (6)

1. Un balasto (810) electrónico para hacer funcionar al menos una lámpara (880) de descarga de gas desde una fuente de potencia de CA que tiene un voltaje de línea sustancialmente sinusoidal a una frecuencia de línea dada, que comprende:

un circuito (820) rectificador que tiene terminales de entrada de CA y terminales de salida de CC; pudiendo conectarse dichos terminales de entrada de CA a la fuente de potencia de CA, produciendo dicho circuito rectificador un voltaje de salida rectificado en sus dichos terminales de salida de CC cuando dichos terminales de entrada de CA se activan mediante dicha fuente de potencia de CA;

un circuito (830) rellenador de valles que tiene terminales de entrada y de salida; estando conectados dichos terminales de entrada de dicho circuito (830) rellenador de valles a dichos terminales de salida de CC de dicho circuito (820) rectificador; incluyendo dicho circuito rellenador de valles un dispositivo (916) de almacenamiento de energía;

un circuito (860) inversor que tiene terminales de entrada conectados a dichos terminales de salida de dicho circuito (830) rellenador de valles y que produce un voltaje de excitación de alta frecuencia para conducir una corriente de lámpara a través de dicha al menos una lámpara (880) de descarga de gas cuando dichos terminales de entrada de CA se activan mediante dicha fuente de potencia de CA;

y un circuito (882) de control de relleno de valles acoplado a dicho dispositivo (916) de almacenamiento de energía y que puede operarse para permitir que dicho dispositivo (916) de almacenamiento de energía tome corriente de carga desde dicho circuito (820) rectificador durante un tiempo superior a 90º de cada semiciclo de frecuencia de línea de 180º, por lo que la corriente tomada desde la fuente de potencia de CA tiene una distorsión armónica total por debajo del 33,3%.

caracterizado porque el dispositivo (916) de almacenamiento de energía puede cargarse directamente desde dichos terminales de salida de CC de dicho circuito (820) rectificador a través de una impedancia (920) y un primer dispositivo (924) conductor de manera controlable, llevado dicha impedancia (920) sólo corriente de carga para dicho dispositivo (916) de almacenamiento de energía.

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2. El balasto electrónico según la reivindicación 1, en el que dicho circuito (882) de control de relleno de valles incluye un inductor.

3. El balasto electrónico según la reivindicación 1, en el que dicho circuito (882) de control de relleno de valles incluye un inductor en derivación.

4. El balasto electrónico según la reivindicación 1, en el que dicho primer dispositivo (924) conductor de manera controlable es un MOSFET.

5. El balasto electrónico según la reivindicación 1, en el que dicho circuito (860) inversor incluye dicho primer dispositivo (924) conductor de manera controlable; por lo que dicho primer dispositivo (924) conductor de manera controlable tiene el doble propósito de funcionar como parte del circuito (830) rellenador de valles y como parte de dicho circuito (860) inversor.

6. El balasto electrónico según la reivindicación 1, en el que dicho circuito (860) inversor incluye dispositivos conductores de manera controlable segundo y tercero conectados en serie conectados a través de dichos terminales de entrada de dicho circuito (860) inversor, por lo que cada uno de los tres dispositivos conductores de manera controlable son dispositivos independientes.