ES2331355T3 - Controlador de motor paso a paso. - Google Patents
Controlador de motor paso a paso. Download PDFInfo
- Publication number
- ES2331355T3 ES2331355T3 ES02800436T ES02800436T ES2331355T3 ES 2331355 T3 ES2331355 T3 ES 2331355T3 ES 02800436 T ES02800436 T ES 02800436T ES 02800436 T ES02800436 T ES 02800436T ES 2331355 T3 ES2331355 T3 ES 2331355T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- current
- motor
- phase
- decrease
- slow
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors of the kind having motors rotating step by step
- H02P8/12—Control or stabilisation of current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors of the kind having motors rotating step by step
- H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
- H02P8/18—Shaping of pulses, e.g. to reduce torque ripple
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors of the kind having motors rotating step by step
- H02P8/22—Control of step size; Intermediate stepping, e.g. microstepping
Abstract
Un sistema de control de un motor paso a paso (100) que comprende: un circuito comparador (110, 112) para comparar una corriente de fase del motor con una corriente de referencia (REF A, REF B) y proporcionar una salida; un controlador de corriente de motor (120) acoplado a un circuito comparador (110, 112) y una fase del motor (A, B) para ajustar la corriente de fase del motor en respuesta a la salida, en el que el controlador de corriente del motor (120) usa selectivamente una disminución lenta y una rápida de la corriente en la fase del motor (A, B) para reducir la corriente de la fase del motor, caracterizado porque el controlador de corriente del motor (120) mide un primer periodo de tiempo requerido para disminuir la corriente de fase del motor hasta igualar la corriente de referencia (REF A, REF B), usando una disminución de corriente rápida; aplica el proceso de disminución de corriente rápida durante un segundo periodo de tiempo igual al primer periodo de tiempo medido y reduce adicionalmente la corriente de la primera fase del motor usando un proceso de disminución lenta de la corriente a continuación del segundo periodo de tiempo; y disminuye la corriente de la fase del motor a la corriente de referencia (REF A, REF B) usando la disminución de corriente rápida y conmuta a la disminución de corriente lenta a continuación de un periodo de tiempo definido que es igual al doble del tiempo transcurrido requerido para reducir la corriente de la fase del motor a la corriente de referencia (REF A, REF B).
Description
Controlador de motor paso a paso.
La presente invención se refiere generalmente a
motores paso a paso y en particular la presente invención se
refiere a controlar las corrientes de un motor paso a paso
Los motores paso a paso pueden verse como
motores eléctricos sin conmutadores. Típicamente, todos los
devanados en un motor paso a paso, son parte del estator, y el
rotor es bien un imán permanente o, en el caso de motores de
reluctancia variable, un bloque dentado de algún material
magnéticamente blando o un híbrido de ambos. Toda la conmutación se
maneja externamente por el controlador del motor, y típicamente, los
motores y controladores están diseñados de modo que el motor puede
mantenerse en cualquier posición fija así como rotarse en un sentido
o en el otro. La mayor parte de los motores paso a paso pueden
avanzar a frecuencias de audio, permitiéndoles girar rápidamente y
con un controlador apropiado, pueden arrancarse y pararse en
orientaciones controladas.
Los controladores de motores paso a paso
proporcionan un reloj de paso para activar los circuitos en la
electrónica de control para muestrear y aplicar corriente a los
devanados o "fases" del motor paso a paso asociado. La
cantidad de corriente a aplicar es una función directa de la
posición deseada del eje del motor. Para el movimiento rotacional,
la corriente se aplica en devanados puestos en un motor paso a paso
en un modo en cuadratura. En un controlador de micro paso a paso,
las corrientes de fase se aplican como una onda Seno en una fase y
una onda Coseno en la fase opuesta con la posición del motor
definida en puntos discretos a lo largo de las formas de onda del
Seno y del Coseno. Cada uno de los pulsos de un reloj de paso
asociado, avanza el motor a la posición próxima, siguiendo los
pasos de excitación del Seno y del Coseno. Para la rotación del
motor, el reloj de paso se aplica continuamente, haciendo que el
motor se mueva repetidamente a través de la secuencia de micro paso
a paso. Para mantener el motor en una posición fija, el controlador
del motor debe aplicar una corriente constante a cada uno de los
devanados que tienen una magnitud representada por el valor de la
forma de onda del Seno y del Coseno en la posición deseada. Véase
la Patente de los Estados Unidos Nº 5.264.770, publicada el 23 de
noviembre de 1993 para una descripción de un ejemplo de un circuito
controlador de un motor paso a paso.
Como los devanados del motor comprenden una
espiral continua de hilo, exhiben ambas características inductivas
y resistivas y su constante de tiempo asociada relacionada con el
aumento y disminución de la corriente aplicada. Para regular la
corriente, los excitadores de los motores paso a paso aplican y
retiran periódicamente el voltaje a los devanados del motor ya que
de lo contrario la aplicación constante del voltaje daría como
resultado un consumo excesivo de energía. Como la corriente
aplicada disminuye con el tiempo después de quitar el voltaje, la
corriente de fase posicional se recarga periódicamente en cada uno
de los devanados para mantener el motor en una posición
predeterminada. Esto usualmente se realiza conmutando un alto
voltaje a través de cada uno de los devanados y permitiendo que la
corriente aumente hasta que el motor alcanza el valor predeterminado
conmutando a continuación rápidamente el voltaje.
Un circuito de excitación de un motor paso a
paso de micro pasos típicamente genera valores de referencia a
partir de un convertidor de digital a analógico (D/A) que produce
una representación digital de las ondas del Seno y del Coseno de la
corriente aplicada. Las corrientes de fase reales en cada uno de los
devanados se comparan a continuación con los valores de referencia.
Cuando la corriente de funcionamiento se aplica al devanado del
motor sobre una pendiente de subida de la forma de onda, se aplica
un alto voltaje a través del devanado hasta que la corriente de
fase en el devanado alcanza el valor de referencia. En la pendiente
de descenso de la forma de onda de la corriente, la corriente se
retira del devanado para replicar la forma de onda del Seno o el
Coseno en la dirección hacia abajo. Esto usualmente se realiza
usando bien un método de disminución llamada "rápida" o un
método de disminución llamada "lenta". Si se usa un circuito
que sólo proporciona una fijación de disminución rápida, se produce
demasiado rizado en la corriente de excitación para el motor que da
como resultado una eficacia disminuida. Si se usa un circuito que
sólo proporciona una fijación de disminución lenta, la eficacia
aumenta pero no se elimina suficiente corriente dando como resultado
un movimiento distorsionado y una posibilidad en aumento de crear
una resonancia. Otros métodos usan ambos métodos de disminución
lenta y rápida sobre diferentes devanados. Por ejemplo en la Patente
de los Estados Unidos Nº 5.264.770, se usa el tiempo de carga
"activo" para la forma de onda de subida en un devanado para
fijar el tiempo para la forma de onda de descenso en el otro
devanado durante la disminución rápida. Este método causa un
elevado rizado de la corriente en el funcionamiento a baja
velocidad.
Por las razones establecidas anteriormente, y
por otras razones establecidas más adelante que se harán evidentes
para los especialistas en la técnica con la lectura y entendimiento
de la presente memoria descriptiva, hay una necesidad en la técnica
de un nuevo controlador de motor y un nuevo método.
La patente de los Estados Unidos Nº 6.119.046 se
refiere generalmente a un controlador de motor conmutador donde, en
la fase de desmagnetización, se efectúa la conmutación bien dentro
del modo de disminución de corriente lenta o el modo de disminución
de corriente rápida, la patente Europea 0242344 generalmente se
refiere al control de motores paso a paso de dos fases con rotores
magnetizados permanentemente, donde el estator se alimenta con
energía de una fuente de corriente continua a través de un circuito
de puente que incluye transistores. La patente de los Estados
Unidos Nº 5.708.578 generalmente se refiere a un puente para
controlar una de las fases de un motor paso a paso que incluye
un
circuito de control del excitador PWM que conduce repetidamente al menos uno de los transistores de excitación.
circuito de control del excitador PWM que conduce repetidamente al menos uno de los transistores de excitación.
Los problemas mencionados anteriormente con los
controladores de los motores paso a paso y otros problemas se
resuelven por la presente invención y se entenderá por la lectura y
estudio de la siguiente memoria descriptiva.
En una realización, el sistema de control del
motor paso a paso comprende un circuito comparador para comparar
una corriente de fase del motor con una corriente de referencia y
proporciona una salida, y un controlador de la corriente del motor
acoplado con el circuito comparador y la fase del motor para ajustar
la corriente de fase del motor en respuesta a la salida. El
controlador de la corriente del motor usa selectivamente una
disminución de la corriente lenta y rápida sobre la fase del motor
para reducir la corriente de fase del motor.
En otra realización, el sistema de control del
motor paso a paso comprende un generador de referencia de una onda
seno, un generador de referencia de la onda coseno, y un circuito
comparador para comparar la corriente de la primera fase del motor
con la corriente de referencia de la onda seno y comparar la
corriente de la segunda fase del motor con la corriente de
referencia de la onda coseno. Un controlador de corriente del motor
está acoplado al circuito comparador y la primera y segunda fases
del motor para ajustar las corrientes de la primera y la segunda
fases del motor. El controlador de corriente del motor aumenta las
corrientes de las fases del motor, primera y segunda para seguir
una corriente de referencia de onda seno o de onda de coseno
crecientes, y usa selectivamente disminuciones de corriente lenta y
rápida sobre la fase del motor para reducir la corriente de fase
del motor para seguir una corriente de referencia de una onda seno o
una onda coseno decrecientes.
Un método de funcionamiento de un motor paso a
paso comprende comparar una corriente de fase del motor con una
corriente de referencia, y cuando la corriente de fase del motor es
mayor que la corriente de referencia, reducir la corriente de fase
del motor a la corriente de referencia usando un proceso de
disminución de la corriente rápida hasta que la corriente de la
fase del motor está por debajo de la corriente de referencia. La
corriente de fase del motor se reduce adicionalmente usando un
proceso de disminución lenta de la corriente.
Un método de funcionamiento de un motor paso a
paso comprende comparar la corriente de la primera fase del motor
con una primera corriente de referencia que sigue a la pendiente de
disminución de la forma de onda sinusoidal, y cuando la corriente
de la primera fase del motor es mayor que la primera corriente de
referencia, reducir la corriente de la primera fase del motor a la
primera corriente de referencia usando un proceso de disminución
rápida de la corriente hasta que la corriente de primera fase del
motor se iguala con la primera corriente de referencia. El método
comprende además medir el primer periodo de tiempo requerido para
disminuir la corriente de la primera fase del motor para igualarse
con la primera corriente de referencia, aplicando además el proceso
de disminución rápida de la corriente durante un segundo periodo de
tiempo igual al primer periodo de tiempo medido, y reducir
adicionalmente la corriente de la primera fase del motor usando un
proceso de disminución de corriente lento a continuación del
segundo periodo de tiempo.
El objetivo y objetos de esta invención se
consiguen por el sistema y el método de acuerdo con las
reivindicaciones independientes 1 y 8. Pueden encontrarse detalles
adicionales en las restantes reivindicaciones dependientes.
La Figura 1 es un diagrama esquemático de un
controlador de motor de una realización de la presente
invención;
la Figura 2 ilustra los relojes de
apertura-cierre y las corrientes de fase del
excitador del motor de la Figura 1;
la Figura 3 es un diagrama de flujo de una
realización de la presente invención;
la Figura 4A es un diagrama esquemático de un
puente en H;
la Figura 4B, es un diagrama esquemático de
controlador de motor de otra realización de la presente
invención;
la Figura 5A es un diagrama esquemático de otro
puente en H; y
la Figura 5B es un diagrama esquemático de un
controlador de motor de otra realización de la presente
invención.
En la siguiente descripción detallada de las
realizaciones preferidas, se hace referencia a los dibujos adjuntos,
que forman parte de la misma, y en los cuales se muestran a modo de
ilustración, realizaciones preferidas específicas en las cuales
pueden llevarse a la práctica las invenciones. Estas realizaciones
se describen con suficiente detalle para permitir a los
especialistas en la técnica llevar a la práctica la invención, y
debe entenderse que pueden utilizarse otras realizaciones y que
pueden realizarse cambios lógicos, mecánicos y eléctricos sin
apartarse del espíritu y alcance de la presente invención. Por lo
tanto, la siguiente descripción detallada, no debe tomarse en un
sentido limitativo, y el alcance de la presente invención se define
sólo por las reivindicaciones.
Los controladores de los motores paso a paso
normalmente proporcionan un reloj de paso para activar los circuitos
en la electrónica del controlador. Para un movimiento rotacional en
un controlador de micro paso a paso, las corrientes de las fases
del motor se aplican como una onda Seno a una fase y una onda Coseno
a la fase opuesta con la posición del motor definida como puntos
discretos a lo largo de las formas de onda Seno y Coseno. Cada uno
de los pulsos desde un reloj de pasos asociado avanza el motor a la
siguiente posición, siguiendo el camino de la forma de onda Seno y
Coseno. Para una rotación suave del motor, se aplica continuamente
el reloj de pasos. Para mantener el motor en una posición fija, el
controlador del motor aplica corriente constante a cada uno de los
devanados que tiene una magnitud representada por el valor de la
forma de onda del Seno y del Coseno en la posición deseada. Para
mantener una eficacia elevada en el controlador, se usa un
controlador de corriente de conmutación controlada. En esta
técnica, se detecta la corriente a través de los devanados del
motor y se controla por un circuito de control de conmutación de
modo que la corriente se mantiene dentro del nivel considerado.
Como se ha establecido anteriormente, los
controladores de motores paso a paso pueden usar tanto disminuciones
lentas como rápidas para controlar el motor paso a paso. En general
se usa una disminución lenta cuando aumenta la corriente en una
fase del motor, y se usa una disminución rápida para reducir la
corriente en un devanado. La presente invención proporciona
realizaciones de los controladores de motores que reducen la
corriente de rizado a lo largo de las formas de onda seno y coseno,
especialmente sobre la fase de disminución de las formas de
onda.
La presente invención, en una realización,
proporciona un circuito de control de conmutación que reduce la
corriente de rizado del motor a lo largo de las formas de onda Seno
y Coseno, especialmente en la fase de disminución de las formas de
onda, sobre un amplio intervalo de velocidades del motor. El
funcionamiento del circuito no es sensible a los parámetros del
motor, tales como la inductancia, la resistencia, etc.
Refiriéndonos a la Figura 1, un diagrama
esquemático simplificado del circuito de conmutación 100 incorpora
los generadores de ondas sincronizados del seno 102 y del coseno
104, los excitadores de la fase A 106 y la fase B 108, los
comparadores 110 y 112, el circuito lógico de control de conmutación
de la corriente 120 y el oscilador 122. En funcionamiento, se
proporciona un pulso de reloj de paso sobre la entrada 124 al
Generador del Código del Seno y el Generador del Código del Coseno.
Los datos digitalizados, que representan un valor de las salidas de
las ondas del Seno y del Coseno, se producen sobre el bus 1 y el bus
2. Los convertidotes de digital a analógico (D/A) 130 y 132 generan
voltajes de salida proporcionales a los datos de entrada desde el
bus 1 y el bus 2 respectivamente. Las salidas de los convertidores
D/A se usan como señales de referencia que corresponden a las
corrientes deseadas de la fase A y la fase B. Mientras que se
continúan produciendo los relojes de paso, la salida del D/A sigue
completamente el valor de una sinusoide. Los controles internos del
circuito de control determinan el número de niveles en el que se
segmenta una sinusoide.
Las corrientes de referencia se comparan con las
corrientes medidas desde los devanados de la fase A y la fase B
usando los comparadores 110 y 112. Los circuitos de detección de
corriente de la fase A y la fase B (no mostrados en la Figura 1)
proporcionan las corrientes de referencia medidas. Las salidas de
los comparadores se acoplan al circuito de control de conmutación
de la corriente 120 para controlar las corrientes del excitador,
como se explica más adelante.
El generador de Código del Seno 104 y el
Generador del Código del Coseno 106 también generan señales de
pendiente que indican la magnitud de subida o descenso de las
correspondientes formas de onda Seno y Coseno. Como las corrientes
de fase del motor se fuerzan a seguir las formas de onda de
referencia, las señales de pendiente también indican cuando están
subiendo o cayendo las corrientes asociadas de la fase A y la fase
B. Estas señales de pendiente pueden acoplarse al circuito de
control de conmutación de la corriente si se requiere por la
implementación seleccionada. El circuito de control de conmutación
de corriente controla la disminución rápida o lenta de la corriente
en las fases del motor. En una realización, se usan amplificadores
diferenciales de detección de corriente, y la lógica de control de
corriente se ilustra en el diagrama de flujo de la Figura 3, como
se ha descrito anteriormente. El diagrama de flujo se aplica a cada
una de las fases de forma separada. Esto es, el diagrama de flujo
incluye un camino para la fase A y otro camino para la fase B.
Refiriéndonos a la Figura 2, las corrientes de
fase representativas y los relojes de
apertura-cierre se ilustran en una realización de
la presente invención. Los dos relojes de
apertura-cierre (alrededor de 22 KHz) se usan para
muestrear las salidas de los comparadores 110 y 112 con el circuito
de conmutación 120. En los diagramas de tiempos ilustrados, la fase
A está siguiendo una forma de onda de subida (corriente aumentando)
y la fase B está siguiendo una forma de onda de bajada (corriente
decreciendo). Los relojes de apertura-cierre de la
fase A y la fase B están desfasados 180 grados. Sólo una corriente
de fase tiene una pendiente de subida de la forma de onda en
cualquier instante.
Es importante observar que la corriente en una
fase de un motor (una bobina de hilo enrollado alrededor de un
núcleo metálico) tenderá a continuar fluyendo después de que se
elimina el voltaje de excitación. Esto es debido a que la bobina y
el núcleo tienen las propiedades de una inductancia eléctrica, que
está basada en los campos magnéticos creados en el núcleo debido al
flujo de corriente. La inductancia se opone a cualquier cambio en
el flujo de corriente. Además, el movimiento del rotor del motor
induce una "fuerza electromotriz inversa" (voltaje) en la
bobina que se opone al voltaje aplicado. El movimiento del motor y
la disipación de energía como calor reducirán finalmente de forma
natural la corriente, pero de un modo no controlado. También se
opone a un aumento en la corriente cuando se aplica un voltaje de
excitación. Por naturaleza del motor, cuando se mueve más rápido,
es incluso más difícil forzar una corriente adicional dentro de una
bobina de fase, o reducirla.
En funcionamiento, asumiendo que la Fase A está
en una pendiente de subida de la forma de onda (aumentado en
magnitud), entonces la Fase B está en una pendiente de descenso de
la forma de onda (disminuyendo en magnitud). La Fase A requiere
aumentar la corriente, y la Fase B requiere una reducción de la
corriente. Básicamente, hay tres opciones a elegir en el control de
corriente: aplicar corriente (Excitación Activada), Excitación
Desactivada con una Disminución Rápida y Excitación Desactivada con
una Disminución Lenta.
Entre las etapas de aumento y disminución de la
corriente, se mantiene la corriente de fase. Esto es, se usa una
corriente de referencia para mantener una corriente
"constante". Por ejemplo, los tres primeros pulsos del reloj
de apertura-cierre de fase de la Figura 2 se usan
para mantener las corrientes de fase cerca de las corrientes de
referencia R1 y R3. A continuación de la tercera señal de reloj, la
corriente de la fase A se aumenta a una nueva corriente de
referencia R2, y la fase B se disminuye a una nueva corriente de
referencia R4. En contraste con los sistemas anteriores de gestión
de corriente, el sistema presente conmuta entre la disminución
rápida y lenta de modo que reduce el rizado de corriente a valores
próximos a cero.
Refiriéndonos a las Figura 2 y 3, cuando se
produce un Reloj de Fase 302 se comprueba la corriente (Fase A)
para determinar si es mayor que la corriente de Referencia requerida
por la referencia de la Onda Seno 304. Si no lo es, entonces se
aplica un alto voltaje (Excitación Activa) a través del devanado del
motor 306. El nivel de corriente de la Fase A se ignora
momentáneamente (llamado un "Espacio en blanco" de la entrada
del comparador) para evitar el ruido de la conmutación electrónica.
Cuando se ha terminado el espacio en blanco, se habilita el
comparador 308 para monitorizar la corriente de la Fase A comparada
con la forma de onda de Referencia, R1. Cuando la prueba 310
"I>Ref" es cierta, esto es, la corriente es mayor que la
corriente de Referencia, entonces la Fase A conmuta a una
disminución lenta 312. De nuevo se observa un intervalo momentáneo
de "Blanqueo" 314. Se mantiene la Disminución Lenta hasta que
se produce otro Reloj de Fase 302. Obsérvese que el periodo de
Blanqueo generado bien por la Fase A o por la Fase B limpia AMBAS
fases. Cuando se aumenta la corriente de referencia (cuarta señal
del reloj de apertura-cierre en este ejemplo) a R2,
la corriente de fase aumenta a la nueva corriente de referencia
antes de comenzar una disminución lenta.
En el mismo sentido, el Diagrama de Flujo en la
Figura 3 se aplica a la Fase B como sigue. La Fase B tiene una
magnitud de corriente decreciente. El circuito de control lógico de
la conmutación determina cuando se aplican la Excitación Activada,
Excitación Desactivada con Disminución Lenta y Excitación
Desactivada con Disminución Rápida en la Fase B. En la Fase B, se
aplican tanto la disminución lenta como la disminución rápida. Para
evitar la inter-
ferencia de cruce entre la Fase A y la Fase B, se impide cualquier conmutación en la Fase B durante los periodos de "Blanqueo" de la Fase A. La regulación de corriente durante el descenso de la forma de onda se describe como sigue.
ferencia de cruce entre la Fase A y la Fase B, se impide cualquier conmutación en la Fase B durante los periodos de "Blanqueo" de la Fase A. La regulación de corriente durante el descenso de la forma de onda se describe como sigue.
En la pendiente de subida del reloj de la Fase B
(o "Apertura-Cierre"), si la corriente de la
Fase B es mayor que el nivel de Referencia R3 304, se toma el
camino hacia abajo del lado izquierdo del Diagrama de Flujo. Se
inicia una disminución rápida de la Excitación Desactivada 320 y se
mide el tiempo requerido para descargar la corriente de fase a la
corriente de referencia (intervalos T1, T6, T9 en la Figura 2). Para
hacer esto, se habilita un contador para "Contar Hacia Arriba"
320. Cuando la Corriente se hace menor que la referencia R3 324, el
contador se habilita para "Contar Hacia Abajo". Durante el
tiempo de cuenta hacia abajo, se mantiene la disminución rápida
durante un periodo de tiempo que es igual al tiempo medido 326
(intervalos de tiempo T2, T7, T10). Al final de este tiempo, se
aplica una disminución lenta hasta la siguiente señal de reloj del
apertura-cierre (intervalos T3, T8, T11). Después de
un intervalo de Blanqueo 314, el control espera a la siguiente
señal del reloj de apertura-cierre.
En la pendiente de subida del Reloj de Fase de
la Fase B, si la corriente de la Fase B es menor que la Referencia
requerida, como se ilustra por el intervalo T4, se sigue el lado
derecho del Diagrama de flujo. Se inicia una Excitación Activada
para aplicar corriente durante el Blanqueo del circuito Comparador.
Cuando termina el periodo de Blanqueo, se habilita el circuito
Comparador y la corriente se compara con la referencia. A
continuación se aplica una disminución lenta después de que la
corriente alcanza el nivel de referencia. Los Comparadores se
Blanquean durante un corto periodo de tiempo y a continuación
vuelven a la parte superior del Diagrama de Flujo, esperando de
nuevo un Reloj de Fase. En una realización, el controlador de la
corriente del motor disminuye la corriente de la fase del motor
usando sólo la disminución rápida de corriente si la corriente de
referencia es cero. Como tal, no se realiza la decisión con respecto
a la aplicación de si la disminución es lenta o rápida, si no que
se asume una disminución rápida. Esto reduce adicionalmente el
rizado de corriente en los valores de corriente de la fase del
motor próximos a cero.
Hay diferentes diseños de circuitos que se
pueden usar para implementar el funcionamiento descrito
anteriormente. Más adelante se describen dos posibles diseños de
circuitos que siguen a una descripción más detallada del descenso
rápido y el descenso lento. Como se ha establecido anteriormente,
hay dos métodos (descenso "rápido" y "lento") que pueden
usarse para eliminar la corriente del devanado del motor.
Refiriéndonos a la Figura 4A, se ilustra un puente en H 150 que
incluye cuatro diodos 152-155 que acoplan el
devanado del motor a las conexiones de la fuente de alimentación.
Los dos conmutadores de fuente 160 y 162 y los dos de sumidero 164
y 166 se acoplan para cortocircuitar selectivamente los diodos.
Durante el descenso "rápido" todos los conmutadores están
abiertos, en esta configuración, el devanado 170 está conectado
entre tierra y el voltaje de la fuente de alimentación a través de
los diodos. En el momento en el que los conmutadores se abren, como
se ha descrito anteriormente, la corriente en el devanado tiende a
continuar fluyendo en la misma dirección debido a las propiedades
de inductancia del devanado. La inductancia genera un voltaje
interno a través del devanado, que es suficientemente mayor que el
voltaje aplicado, para forzar que la corriente fluya desde tierra a
la fuente de alimentación dando como resultado una disipación de
energía aumentada. Durante el descenso "lento", bien la fuente
1 y la fuente 2, o el sumidero 1 y el sumidero 2 están cerrados de
modo que el voltaje a través del devanado es muy pequeño. La
disipación de energía se reduce enormemente en el descenso lento. La
resistencia de detección 180 está acoplada en serie con el devanado
del motor.
Refiriéndonos a la Figura 4B, se describe una
realización de un circuito de conmutación 200 de la presente
realización, que funciona de acuerdo con el diagrama de flujo de la
Figura 3. El circuito de conmutación es similar al circuito de la
Figura 1 con el puente en H 106 y 108 y las resistencias de
detección 180 ilustradas. La resistencia de detección 180 está
acoplada en serie con el devanado del motor. Un amplificador
diferencial está acoplado a la resistencia de detección para
proporcionar una entrada al circuito comparador para cada una de las
fases.
En funcionamiento, el pulso de reloj de paso se
introduce en el Generador del Código del Seno 104 y el Generador
del Código del Coseno 106. Los datos digitalizados resultantes, que
representan una salida de onda Seno y una onda Coseno, se producen
sobre el bus 1 y el bus 2. Los convertidores D/A 130 y 132 generan
voltajes de salida proporcionales a los datos de entrada desde el
bus 1 y el bus 2 respectivamente. Las salidas de los convertidores
D/A proporcionan las señales de corriente de referencia que
corresponden a las corrientes deseadas de las fases A y B. El
voltaje de referencia se compara a continuación con las corrientes
en los devanados de la fase correspondiente A y B usando los
comparadores 110 y 112. Las corrientes de fase se determinan usando
amplificadores diferenciales 182 y 186 acoplados a través de la
resistencia de detección de cada una de las fases. Las salidas de
los comparadores se usan por el circuito lógico de control de
conmutación de corriente 120 para indicar cuando las corrientes
aplicadas han alcanzado sus niveles de referencia predeterminados.
El circuito lógico de control de conmutación de corriente implementa
a continuación la lógica para la selección de disminución rápida y
lenta tratada anteriormente.
El generador de código del seno y el generador
del código del coseno, el generador del reloj de
apertura-cierre y el circuito lógico de control de
conmutación de corriente pueden implementarse con una disposición de
puertas programables de campo (FPGA) única o un circuito integrado
de aplicación específica (ASIC).
El control de la corriente en el devanado con la
secuencia descrita en la tabla 1 puede reducir el ruido de modo
común innecesario del amplificador diferencial limitando el cambio
de voltaje sobre la resistencia de detección. La tabla 1 cambiaría
si la resistencia de detección en la Figura 4A se moviera a lado
opuesto de la bobina del motor.
Además, el circuito lógico de control de
conmutación de corriente puede incluir una máscara, o un espacio en
blanco, con una duración suficiente de tiempo para enmascarar el
ruido. El ruido resulta de la conmutación repentina del voltaje
sobre el devanado. La capacidad entre devanados permite que se
produzca un pico en la forma de onda de la corriente. La ventaja de
este circuito es que detecta continuamente la corriente.
Refiriéndonos a las Figuras 5A y 5B, se describe
una realización alternativa del circuito de conmutación 300. El
circuito es básicamente el mismo que el mostrado en la Figura 4,
pero elimina el circuito amplificador diferencial. La resistencia
de detección 180 está conectada eléctricamente entre el devanado 170
y la tierra cerrando el conmutador 164 ó 166 durante el
funcionamiento, véase la Figura 5A. Los circuitos de detección de
corriente en la fase A y en la fase B son idénticos e incluyen dos
comparadores (216 y 218) y un amplificador inversor (212). El
comparador 216 compara el voltaje de detección y el voltaje de
referencia del D/A. El amplificador 212 invierte la salida del
convertidor D/A. Esta salida invertida se compara a continuación con
un voltaje de detección proporcionado usando el comparador 216. El
circuito lógico de control de conmutación de corriente 120 acepta
sólo la señal de salida del comparador 216 cuando la fase está en el
modo "aplicar corriente" o el voltaje de la resistencia de
detección es positivo. El circuito lógico de control de conmutación
de corriente acepta sólo la señal de salida desde el comparador 218
cuando la fase está en el modo "Excitación Desactivada con
disminución rápida", que es cuando el voltaje de la resistencia
de detección es negativo. El voltaje de detección es positivo (por
encima de tierra) si se aplica corriente al devanado. El voltaje de
detección es negativo (por debajo de tierra) en el descenso rápido
de la Excitación Desactivada. No hay ningún voltaje de detección en
el modo de descenso lento. Por lo tanto, el excitador se activa para
medir la corriente. Como resultado, el método de control es algo
diferente del diagrama de flujo descrito anteriormente. Deben
utilizarse las señales "Pendiente" y "Cero" de salida de
los generadores de Seno (o Coseno).
En la pendiente de subida de la forma de onda,
hay sólo el modo de Excitador activado "aplicando corriente" y
el modo "Excitador Desactivado/Descenso Lento". El circuito
lógico de control de conmutación de corriente 120 aplica corriente
al devanado independientemente del nivel de corriente desde el ciclo
de disminución lenta anterior, ya que no puede haber medición de la
corriente en el Descenso Lento. Por lo tanto, esta es una diferencia
entre el funcionamiento de los circuitos de las Figuras 4 y 5B en
la pendiente de subida de la forma de onda.
En la pendiente de descenso de la forma de onda,
sin embargo, el circuito lógico de control de conmutación de la
corriente de la Figura 5B necesita saber si la corriente del
devanado durante el descenso lento está por encima o por debajo de
la referencia antes de tomar la decisión de conmutar a una
disminución rápida. En funcionamiento se implementa el modo
Excitación Activada "aplicar corriente" durante un tiempo muy
corto para detectar la corriente en el devanado. En base a este
nivel (más alto, más bajo o igual al nivel de referencia), se
implementa el criterio de regulación de corriente descrito
anteriormente.
Típicamente hay un pico de voltaje desarrollado
a través de la resistencia de detección cuando se activa la salida
del puente en H. Este pico se produce por el ruido en el sistema más
una corriente de recuperación inversa del diodo de recirculación
que fluye a través de la resistencia de detección. Si la magnitud de
este pico es suficientemente alta para exceder el voltaje de
referencia, el comparador puede engañarse y dar una señal errónea
al circuito lógico de control de conmutación de la corriente. Una
solución para este problema es usar un tiempo muerto o tiempo de
"Blanqueo", (que comienza desde la pendiente de subida del
reloj de apertura-cierre) en el circuito lógico de
control de conmutación de la corriente 120 para enmascarar el pico.
El tiempo de Blanqueo se fija para que sea más largo que la suma
del retardo de propagación más la duración del pico (usualmente en
el intervalo de 50 a 200 nseg.). Además, el voltaje a través de la
resistencia de detección cambia de positivo a negativo en un corto
periodo de tiempo cuando el circuito conmuta desde la corriente
aplicada al descenso rápido. El circuito lógico de control de
conmutación de corriente puede fijar un tiempo de Blanqueo para
ignorar la señal de entrada desde el comparador correspondiente
durante un tiempo corto (no más de 3 microsegundos) y a
continuación permitir que la salida del comparador controle de nuevo
la corriente.
Obsérvese que en la porción de Subida de la
corriente de la forma de onda, el algoritmo de control podría
implementarse igual que en la porción de Descenso. Sin embargo, en
la práctica, la corriente en la fase de aumento es usualmente
siempre más baja que la referencia cuando se produce el siguiente
reloj de Fase. El tema más significativo es el de la pendiente o
corriente Decreciente, o la porción de corriente donde la
corriente debe eliminarse continuamente, pero debido a la resonancia
mecánica que puede producirse a diferentes velocidades del motor,
el nivel de corriente es impredecible.
La ventaja de esta realización es el ahorro de
costes porque no se requiere ningún amplificador diferencial. El
inconveniente es que la corriente del devanado puede interrumpirse
durante el periodo de detección de corriente.
Se ha descrito un circuito de control de un
motor paso a paso que reduce la corriente de rizado. El circuito de
control aplica tanto la disminución rápida como la lenta a la fase
del motor cuando la corriente se está reduciendo en la fase del
motor mientras que sigue una forma de onda de la corriente de
descenso. El circuito de control usa una disminución rápida inicial
para reducir la corriente del devanado y a continuación conmuta a
una disminución lenta hasta que la corriente del devanado se
muestrea de nuevo. El circuito de control muestrea la corriente del
devanado y compara la corriente muestreada con una corriente de
referencia para determinar si la corriente se aplicará o se
reducirá usando los métodos de descenso rápido y/o lento. Se han
descrito diferentes circuitos de muestreo de la corriente del
devanado. Una realización proporciona una detección constante de la
corriente y una realización alternativa permite la detección de
corriente selectiva.
Aunque se han ilustrado y se han descrito en
este documento realizaciones específicas, se apreciará por los
especialistas en la técnica que cualquier disposición, que se
calcule para conseguir el mismo propósito, puede sustituirse para
la realización específica mostrada. Esta solicitud se pretende que
cubra la presente invención. Por lo tanto, se intenta de forma
manifiesta que esta invención sólo esté limitada por las
reivindicaciones adjuntas.
Claims (11)
1. Un sistema de control de un motor paso a paso
(100) que comprende:
un circuito comparador (110, 112) para comparar
una corriente de fase del motor con una corriente de referencia (REF
A, REF B) y proporcionar una salida;
un controlador de corriente de motor (120)
acoplado a un circuito comparador (110, 112) y una fase del motor
(A, B) para ajustar la corriente de fase del motor en respuesta a la
salida, en el que el controlador de corriente del motor (120) usa
selectivamente una disminución lenta y una rápida de la corriente en
la fase del motor (A, B) para reducir la corriente de la fase del
motor, caracterizado porque
el controlador de corriente del motor (120) mide
un primer periodo de tiempo requerido para disminuir la corriente
de fase del motor hasta igualar la corriente de referencia (REF A,
REF B), usando una disminución de corriente
rápida;
rápida;
aplica el proceso de disminución de corriente
rápida durante un segundo periodo de tiempo igual al primer periodo
de tiempo medido y reduce adicionalmente la corriente de la primera
fase del motor usando un proceso de disminución lenta de la
corriente a continuación del segundo periodo de tiempo; y
disminuye la corriente de la fase del motor a la
corriente de referencia (REF A, REF B) usando la disminución de
corriente rápida y conmuta a la disminución de corriente lenta a
continuación de un periodo de tiempo definido que es igual al doble
del tiempo transcurrido requerido para reducir la corriente de la
fase del motor a la corriente de referencia (REF A, REF B).
2. El control del motor paso a paso de la
reivindicación 1 que comprende además:
un generador de onda seno de referencia
(102);
un generador de onda coseno de referencia
(104);
en el que dicho circuito comparador (110, 112)
compara la corriente de la primera fase del motor con una corriente
de referencia de una onda seno (REF A), y compara la corriente de la
segunda fase del motor con una corriente de referencia de onda
coseno (REF B), y dicho controlador de corriente del motor (120)
está acoplado además a las fases primera y segunda del motor (A, B)
para ajustar las corrientes de la primera y la segunda fases del
motor, en el que el controlador de corriente del motor (120) aumenta
las corrientes de la primera y la segunda fases del motor para
seguir una corriente de referencia en aumento de una onda seno o una
onda coseno, y usa selectivamente dicha disminución de corriente
lenta y rápida sobre la fase del motor para reducir la corriente de
la fase del motor para siga una corriente de referencia decreciente
de una onda seno o una onda coseno.
3. El sistema de control del motor paso a paso
de la reivindicación 1 en el que el controlador de corriente del
motor (120) disminuye la corriente de fase del motor usando sólo la
disminución de corriente rápida si la corriente de referencia es
cero.
4. El sistema de control paso a paso de la
reivindicación 1 en el que la corriente de la primera fase del
motor se mide usando una resistencia (180) acoplada en serie con el
devanado (170) de la primera fase del motor y un amplificador
diferencial (182).
5. El sistema de control paso a paso de la
reivindicación 1 en el que la corriente de la segunda fase del
motor se mide usando una resistencia (180) acoplada en serie con un
devanado (170) de la segunda fase del motor y un amplificador
diferencial (182).
6. El sistema de control del motor paso a paso
de la reivindicación 1 en el que la corriente de la primera fase
del motor se mide usando una resistencia acoplada al devanado de la
primera fase del motor.
7. El sistema de control del motor paso a paso
de la reivindicación 1 en el que la corriente de la segunda fase
del motor se mide usando una resistencia acoplada al devanado de la
segunda fase del motor y un amplificador diferencial.
8. Un método de funcionamiento de un motor paso
a paso que comprende:
comparar una corriente de fase del motor con una
corriente de referencia;
cuando la corriente de fase del motor es mayor
que la corriente de referencia, reducir la corriente de fase del
motor a la corriente de referencia usando un proceso de disminución
rápida de la corriente hasta que la corriente de la fase del motor
está por debajo de la corriente de referencia reduciendo
adicionalmente la corriente de fase del motor usando un proceso de
disminución lenta de la corriente, caracterizado porque
dicha corriente de la fase motor es la corriente
de la primera fase del motor y dicha corriente de referencia es la
primera corriente de referencia, en el que la primera corriente de
referencia está a continuación de la pendiente decreciente de una
forma de onda sinusoidal;
dicha etapa de reducir la corriente de la fase
del motor usa un proceso de disminución rápida de corriente que
comprende
reducir la corriente de la primera fase del
motor a la primera corriente de referencia hasta que la corriente
de la primera fase del motor iguala a la primera corriente de
referencia;
medir un primer periodo de tiempo requerido para
disminuir la corriente de la primera fase del motor para igualar a
la primera corriente de referencia;
aplicar además dicho proceso de disminución
rápida de la corriente durante un segundo periodo de tiempo igual
al primer periodo de tiempo medido; y
dicha etapa de reducir la corriente de fase del
motor que usa un proceso de disminución lenta sigue el segundo
periodo de tiempo.
9. El método de la reivindicación 8 que
comprende;
cuando la corriente de fase del motor es menor
que la corriente de referencia, aumentar la corriente de fase del
motor a la corriente de referencia; y
reducir la corriente de fase del motor usando el
proceso de disminución lenta de la corriente después de que la
corriente de la fase del motor alcanza la corriente de
referencia.
10. El método de la reivindicación 8 que
comprende además:
cuando la corriente de referencia es igual a
cero, reducir la corriente de fase de motor usando el proceso de
disminución rápida de la corriente.
11. El método de la reivindicación 8 que
comprende además:
comparar la corriente de la segunda fase del
motor con una segunda corriente de referencia que está a
continuación de la pendiente de aumento de la forma de onda
sinusoidal:
cuando la corriente de la segunda fase del motor
es menor que la segunda corriente de referencia, aumentar la
corriente de la segunda fase del motor hasta que es igual a la
segunda corriente de referencia; y
reducir la corriente de la segunda fase del
motor usando un proceso de disminución lenta de la corriente después
de que la corriente de la segunda fase del motor es igual a la
segunda corriente de referencia.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/970,592 US6806675B2 (en) | 2001-10-04 | 2001-10-04 | Stepper motor controller |
| US970592 | 2001-10-04 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2331355T3 true ES2331355T3 (es) | 2009-12-30 |
Family
ID=25517174
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES02800436T Expired - Lifetime ES2331355T3 (es) | 2001-10-04 | 2002-10-02 | Controlador de motor paso a paso. |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6806675B2 (es) |
| EP (1) | EP1433248B1 (es) |
| JP (1) | JP4295620B2 (es) |
| AT (1) | ATE442700T1 (es) |
| CA (1) | CA2461820A1 (es) |
| DE (1) | DE60233669D1 (es) |
| ES (1) | ES2331355T3 (es) |
| WO (1) | WO2003030349A1 (es) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6717281B1 (en) * | 2000-10-26 | 2004-04-06 | Dennis Brandon | Electric generator and motor drive system |
| JP3899071B2 (ja) | 2003-12-19 | 2007-03-28 | 松下電器産業株式会社 | ステッピングモータ駆動装置、及びステッピングモータ駆動方法 |
| JP3899070B2 (ja) * | 2003-12-19 | 2007-03-28 | 松下電器産業株式会社 | ステッピングモータ駆動装置、及びステッピングモータ駆動方法 |
| WO2006021075A1 (en) * | 2004-08-23 | 2006-03-02 | Agile Systems Inc. | System and method for sensor less magnetic field control of a motor |
| DE102005050618A1 (de) * | 2004-10-26 | 2006-04-27 | Japan Servo Co. Ltd. | Ansteuersystem für einen Schrittmotor und Ansteuerverfahren für einen Schrittmotor |
| EP2068436B1 (de) * | 2007-12-03 | 2013-07-17 | Roche Diagnostics GmbH | Verfahren und Vorrichtung zum Erkennen von Schrittverlusten eines Schrittmotors |
| US8069772B1 (en) | 2008-06-18 | 2011-12-06 | Arnold Peterson | Systems and methods for controlling hydraulic actuators |
| US8109197B1 (en) | 2008-06-18 | 2012-02-07 | Arnold Peterson | Hydraulic control system and method |
| TWI399030B (zh) * | 2009-08-19 | 2013-06-11 | Delta Electronics Inc | 馬達控制裝置 |
| TWI399031B (zh) * | 2009-08-19 | 2013-06-11 | Delta Electronics Inc | 馬達控制裝置及其方法 |
| US8659259B2 (en) * | 2009-09-04 | 2014-02-25 | Canon Kabushiki Kaisha | Stepping motor driving apparatus |
| DE102009040139B4 (de) * | 2009-09-05 | 2012-10-04 | Trinamic Motion Control Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Schaltungsanordnung zur sensorlosen Motorlasterfassung und zur lastwertabhängigen Motorstromregelung bei Schrittmotoren |
| DE102009053564B4 (de) * | 2009-11-18 | 2020-03-19 | Trinamic Motion Control Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Stromregelung bei Motoren |
| US9397597B2 (en) * | 2013-07-29 | 2016-07-19 | Texas Instruments Incorporated | Sensed motor winding current adapting blanking period between max/min values |
| US9742329B2 (en) * | 2014-04-17 | 2017-08-22 | Texas Instruments Incorporated | Current regulation in motors |
| US9647595B2 (en) * | 2014-04-30 | 2017-05-09 | Caterpillar Inc. | Current profile strategy for minimizing torque ripple and current |
| JP6580859B2 (ja) * | 2015-04-24 | 2019-09-25 | ローム株式会社 | モータ駆動装置及びモータ駆動装置の駆動方法 |
| KR101772201B1 (ko) | 2015-05-08 | 2017-08-28 | (주)인텔리안테크놀로지스 | 스텝 모터 탈조 감지 시스템 및 방법 |
| CN105897088B (zh) * | 2016-06-13 | 2018-07-13 | 王良坤 | 一种pwm斩波恒流控制的自动衰减控制电路 |
| JP6648063B2 (ja) * | 2017-04-11 | 2020-02-14 | ミネベアミツミ株式会社 | ステッピングモータの制御装置及びステッピングモータの制御方法 |
| JP6633024B2 (ja) * | 2017-05-24 | 2020-01-22 | ミネベアミツミ株式会社 | モータ駆動制御装置及びモータの駆動制御方法 |
| EP3764536A1 (en) * | 2019-07-11 | 2021-01-13 | DENTSPLY SIRONA Inc. | Method of operating a stepper motor in a dental tool machine |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4164697A (en) * | 1976-04-08 | 1979-08-14 | Texas Instruments Incorporated | Method and system for squelching decaying current in motor phases |
| US4297625A (en) * | 1979-04-09 | 1981-10-27 | Mesur-Matic Electronics Corporation | Apparatus for dividing the step angle of a stepping motor |
| US4336484A (en) * | 1980-07-03 | 1982-06-22 | Textron, Inc. | Motor control |
| SE457306B (sv) | 1986-04-18 | 1988-12-12 | Ericsson Telefon Ab L M | Foerfarande och anordning foer reglering av stroem genom statorlindning hos en motor |
| GB2264405B (en) * | 1992-02-12 | 1996-06-12 | Mars Inc | Stepper motor drive circuit |
| US5264770A (en) * | 1992-03-12 | 1993-11-23 | Coutu David J | Stepper motor driver circuit |
| US5225756A (en) * | 1992-03-26 | 1993-07-06 | David J. Coutu | Stepper motor driver circuit |
| US5428522A (en) | 1992-08-17 | 1995-06-27 | Kaman Electromagnetics Corporation | Four quadrant unipolar pulse width modulated inverter |
| US5708578A (en) | 1995-07-19 | 1998-01-13 | Stoddard; Robert J. | PWM inductive load bridge driver for dynamically mixing four and two quadrant chopping during PWM period off time |
| US5742139A (en) * | 1996-07-26 | 1998-04-21 | Dana Corporation | Method and apparatus for reducing noise in a variable reluctance motor |
| JP3764784B2 (ja) | 1996-09-03 | 2006-04-12 | 新電元工業株式会社 | 誘導性負荷の同期駆動方法、及びｈブリッジ回路の同期制御装置 |
| DE19704089C2 (de) | 1997-02-04 | 1999-02-11 | Deutsch Zentr Luft & Raumfahrt | Verfahren zur Steuerung eines Zerhacker(Chopper)-Treibers und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens |
| SE513501C2 (sv) | 1998-08-19 | 2000-09-25 | New Japan Radio Co Ltd | Förfarande och anordning för strömreglering av lindning inkopplad i H-brygga |
| US6046567A (en) * | 1998-12-21 | 2000-04-04 | Datron/Transco, Inc. | Stepper motor drive system |
| US6140793A (en) * | 1999-08-19 | 2000-10-31 | Bristol-Myers Squibb Company | Stepper motor controller for microstepping a stepper motor and a method for microstepping a stepper motor |
-
2001
- 2001-10-04 US US09/970,592 patent/US6806675B2/en not_active Expired - Lifetime
-
2002
- 2002-10-02 ES ES02800436T patent/ES2331355T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2002-10-02 DE DE60233669T patent/DE60233669D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2002-10-02 JP JP2003533427A patent/JP4295620B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2002-10-02 AT AT02800436T patent/ATE442700T1/de not_active IP Right Cessation
- 2002-10-02 CA CA002461820A patent/CA2461820A1/en not_active Abandoned
- 2002-10-02 WO PCT/US2002/031396 patent/WO2003030349A1/en active Application Filing
- 2002-10-02 EP EP02800436A patent/EP1433248B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6806675B2 (en) | 2004-10-19 |
| DE60233669D1 (de) | 2009-10-22 |
| US20030067280A1 (en) | 2003-04-10 |
| WO2003030349A1 (en) | 2003-04-10 |
| ATE442700T1 (de) | 2009-09-15 |
| EP1433248A1 (en) | 2004-06-30 |
| JP4295620B2 (ja) | 2009-07-15 |
| JP2005506026A (ja) | 2005-02-24 |
| EP1433248B1 (en) | 2009-09-09 |
| CA2461820A1 (en) | 2003-04-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| ES2331355T3 (es) | Controlador de motor paso a paso. | |
| US9729089B2 (en) | Position corrected pulse width modulation for brushless direct current motors | |
| EP0505159B1 (en) | An electrical angle control system for a brushless DC motor | |
| US8531145B2 (en) | Sensorless technology, estimation of sampled back EMF voltage values and/or the sampled inductance values based on the pulse width modulation periods | |
| CN100375384C (zh) | 磁阻电机的控制 | |
| KR101061665B1 (ko) | 드라이버 회로 | |
| US20080197794A1 (en) | Method and apparatus for driving a dc motor | |
| KR101473757B1 (ko) | 모터 제어 회로 | |
| JP2002300795A (ja) | リニア振動モータの駆動制御方法及び駆動制御装置 | |
| JP2004104846A (ja) | モータ駆動制御回路及びモータ駆動装置 | |
| KR19990066887A (ko) | 자기 저항 머신의 잡음 감소 장치 | |
| KR100645304B1 (ko) | 무 브러시 다상 ｄｃ 모터의 회전 각도 검출 장치 및 구동 시스템과 위치 판정 방법 | |
| JP2010268553A (ja) | ドライバ回路 | |
| JP3826499B2 (ja) | 電気モータの通電制御装置 | |
| ES2225537T3 (es) | Procedimiento para la determinacion de la posicion del rotor de un motor electromagnetico sin colector y dispositivo para su puesta en practica. | |
| JP3653850B2 (ja) | ステップモータの駆動装置、その制御方法および計時装置 | |
| JP2010178477A (ja) | ドライバ回路 | |
| KR20000006036A (ko) | 전기모터의전력공급용회로장치 | |
| JP2000295890A (ja) | ブラシレスモータ駆動制御装置 | |
| US20030210009A1 (en) | Pulse width modulated drive system for electronically commutated motors | |
| US20240039438A1 (en) | Using a Deadtime Interval for Back EMF Acquisition and Measurement | |
| WO2024025982A1 (en) | Using a deadtime interval for back emf acquisition and measurement | |
| JP2003134873A (ja) | モータ駆動装置 | |
| JP2010178476A (ja) | ドライバ回路 | |
| JPH0787774A (ja) | ブラシレス直流電動機及びその駆動方法 |