ES2329415T3 - Dispositivo para controlar una utilidad electrica en un vehiculo. - Google Patents
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Abstract
Dispositivo electrónico (60) para el control de por lo menos una utilidad eléctrica (10) en un vehículo, que comprende una primera entrada (2) que recibe una señal de control (Sp), una segunda entrada (4) ajustada a un primer potencial de referencia (VBAT), una tercera entrada (6) ajustada a un segundo potencial de referencia (VGND), una salida de control (8) sobre la que se proporciona un potencial de control (Vs) para la mencionada utilidad eléctrica (10), comprendiendo además el dispositivo electrónico (60): - medios de conmutación (12) localizados entre la segunda entrada (4) y la mencionada salida de control (8) y provistos con un terminal de control capaz de recibir una primera corriente predeterminada (I1, I2) y una corriente de bombeo (I PUMP), - medios (16) de amplificador de corriente, que comprenden un primer terminal (34) de entrada que recibe la mencionada señal de control (Sp), un terminal de salida (36) que proporciona la mencionada corriente de bombeo (IPUMP), el primer terminal de alimentación (40) ajustado a un tercer potencial (VAL), un segundo terminal de alimentación (42) ajustado al segundo potencial de referencia (V GND), un terminal de control (41) ajustado a un cuarto potencial (V CAP), medios de conmutación (48) que reciben la mencionada señal de control (Sp) y generan sobre su propia salida un quinto potencial de referencia (VCOM) que puede ser conmutado en base a la mencionada señal de control (Sp), entre el mencionado tercer potencial (VAL) presente en el mencionado primer terminal (40) de alimentación y el segundo potencial de referencia (VGND) presente en el mencionado segundo terminal de alimentación (42), y teniendo el condensador (50) un primer terminal ajustado al mencionado quinto potencial de referencia (VCOM) y un segundo terminal conectado a un nodo intermedio (45) localizado entre el mencionado terminal de salida (36) y el mencionado terminal del control (41), el mencionado dispositivo electrónico (60) estando caracterizado porque el mencionado primer terminal (40) de alimentación del mencionado terminal (41) de control para el medio (16) amplificador de corriente, está conectado a la segunda entrada de alimentación (4) y a la mencionada salida de control (8), de manera que el tercer potencial (VAL) y el cuarto potencial (VCAP) toman el mencionado primer potencial (VBAT) de alimentación y el mencionado potencial de control (Vs) respectivamente en una primera configuración de circuito, o el mencionado potencial de control (Vs) y el mencionado primer potencial de alimentación (V BAT) respectivamente en una segunda configuración de circuito, donde un comparador (56) en el amplificador de corriente (16) desactiva o activa el mencionado amplificador (16) de corriente.
Description
Dispositivo para controlar una utilidad
eléctrica en un vehículo.
Esta invención se refiere a un dispositivo para
controlar una utilidad eléctrica en un vehículo.
En concreto, esta invención se refiere a un
dispositivo que puede controlar utilidades eléctricas que incluyen,
por ejemplo, las bombillas utilizadas en los faros de vehículos de
carretera, a las que la siguiente descripción hará referencia
explícita sin perder por ello su carácter general. En el dispositivo
US 6 441 557 se revela un dispositivo semejante.
Como es sabido, las bombillas utilizadas en la
última generación de faros de vehículos de carretera están
controladas por dispositivos electrónicos que pueden utilizar una
técnica PWM (acrónimo para pulso con modulación (Pulse Width
Modulation)). El uso de la mencionada modulación PWM para el control
de las bombillas es especialmente ventajoso, debido a que permite
utilizar cada bombilla para varias funciones del faro,
independientemente de sus características eléctricas.
De hecho, mediante modular adecuadamente la
anchura temporal de los pulsos de las señales de control dirigidos
a la lámpara, se consigue un control de la intensidad de la luz
emitida por estas, independiente de su potencia nominal. Así, por
ejemplo, una bombilla que tiene una potencia nominal dimensionada
para llevar a cabo la función de la luz de freno, puede utilizarse
para llevar a cabo la función de la luz de marcha atrás a través
del apropiado control PWM, mientras que una bombilla de inmersión
puede también llevar a cabo la función de una bombilla diurna o la
función de una bombilla no de inmersión.
La figura 1 muestra un esbozo de un diagrama de
circuito de un dispositivo electrónico conocido, que implementa
modulación PWM para controlar una bombilla instalada en un vehículo
(no mostrado).
En concreto, según la ilustración de la figura 1
el dispositivo electrónico, que se indica como un todo mediante el
número 1, comprende una primera entrada 2 que recibe una señal de
control Sp de tipo PWM, una segunda entrada 4 conectada a una línea
5 de suministro de energía ajustada a un potencial de alimentación
predeterminado V_{BAT} (típicamente igual a 12 V), una tercera
entrada 6 ajustada a un potencial tierra V_{GND} (típicamente
igual a 0 V), y una salida de control 8 conectada a una utilidad
eléctrica correspondiente a una bombilla 10, para proporcionar a
esta última una tensión de control Vs.
El dispositivo electrónico 1 comprende además un
conmutador de control que comprende un transistor NMOS 11, una
etapa 14 de generación de corriente, un dispositivo 16 de
amplificación de corriente, un bloque 18 delimitador de corriente,
un bloque 22 de detección de temperatura, un bloque 22 de protección
y lógica de control 24.
El transistor NMOS 12 tiene un potencial del
pozo conectado a un segundo terminal 4 de entrada, un terminal
fuente conectado al terminal 8 de salida y un terminal puerta
ajustado a un potencial puerta Vg. El terminal puerta del
transistor NMOS 12 está además conectado a un nodo intermedio 26
para recibir una corriente de entrada Ig.
En relación con la etapa 14 del generador de
corriente, este comprende un par de generadores de corriente que
están conectados en cascada entre la segunda entrada 4 y la tercera
entrada 6, y se activan selectivamente mediante lógica 24 de
control, en oposición de fase entre ambos a través de una señal
S_{Pil} de lógica de control.
En concreto el primer generador de corriente,
indicado a continuación con el número 28, está conectado por un
lado a la segunda entrada 4 y por el otro lado al nodo intermedio 26
a través de un diodo 29 y una resistencia 30 conectados en serie de
entre ellos. En mayor detalle, la resistencia 30 tiene una
resistencia de valor R_{1}, mientras que el primer generador de
corriente 28 puede suministrar una corriente I_{1} al nodo
intermedio 26.
El segundo generador de corriente, indicado a
continuación con el número 32, está en cambio conectado por un lado
a la segunda entrada 6 ajustada al potencial tierra V_{GND}, y por
el otro lado al nodo intermedio 26 a través de una resistencia 33,
y cuando está activo tiene la función de drenar una segunda
corriente predeterminada I_{2} desde el nodo intermedio 26 a
tierra.
Por otra parte, la lógica de control 24 está
conectada a una primera entrada 2 para recibir la señal de control
Sp, y puede suministrar la señal lógica de control S_{Pil} y la
señal lógica de control complementaria \overline{S}_{Pil},
respectivamente a un primer generador 28 y a un segundo generador
32, a través de un inversor 31, con el objeto de activar
selectivamente los generadores de corriente 28 y 32 en mutua
oposición de fase.
En lo que atañe al bloque 18 limitador de
corriente, este tiene la función de conectar el nodo intermedio 26
a una tercera entrada 6 ajustada al potencial tierra V_{GND},
cuando se detecta un exceso de corriente en la salida de control 8
(por ejemplo, en el caso de un cortocircuito), con el objeto de
activar una "auto-desconexión" del dispositivo
electrónico 1, mientras el bloque de protección 22 y el bloque 20
detector de temperatura actúan conjuntamente para proteger el
dispositivo electrónico respecto de condiciones de temperatura
excesiva. Para este propósito, cuando este detecta que la
temperatura detectada ha excedido un umbral predeterminado, el
bloque 20 detector de temperatura controlada a través del bloque de
protección 22 la conexión entre la salida del control 8 y la
tercera entrada 6 ajustada al potencial tierra V_{GND}.
En mayor detalle, el bloque de 18 limitador de
corriente puede actuar sobre el terminal de puerta del transistor
NMOS 12 para limitar la corriente máxima suministrada a este, de
forma que no se dañe las conexiones y la unión del transistor, con
lo que el incremento en la temperatura generado por un cortocircuito
es lo suficientemente bajo para ser interceptado por el bloque 22
de protección térmica.
Con referencia a las figuras 1 y 2, el
dispositivo 16 de amplificación de corriente tiene un primer
terminal 34 de entrada que recibe la señal de control S_{Pil}
generada por la lógica de control 24, un terminal 36 de salida
conectado al nodo intermedio 26 para proporcionar a este último una
corriente I_{PUMP} de bombeo, un primer terminal 40 de
alimentación conectado a una segunda entrada 4 y ajustado a un
potencial V_{AL} = V_{BAT}, un segundo terminal de alimentación
42 conectado al tercer terminal de entrada 6 y ajustado a un
potencial tierra, y un terminal de control 41 también conectado al
segundo terminal de entrada 4 y por lo tanto ajustado a un
potencial V_{CAP} = V_{BAT}.
En concreto, con referencia a la figura 2, el
dispositivo 16 de amplificación de corriente comprende un par de
dispositivos de conmutación 43 y 47 conectados en serie entre el
terminal de control 41 y el terminal de salida 36 a través de un
nodo 45 de conexión intermedio, y un oscilador 46, un controlador 48
de conmutación y un condensador 50 que están conectados
conjuntamente en serie entre el primer terminal de entrada 34 y el
nodo intermedio 45 que conecta los dos dispositivos de conmutación
43 y 47.
Merece la pena señalar que los dos dispositivos
de conmutación 43 y 47 pueden construirse utilizando transistores
MOS o, como se muestra en el ejemplo ilustrado en la figura 1,
mediante dos diodos, indicados además en lo que sigue mediante los
números 43 y 47, o mediante cualquier otro conmutador electrónico
similar.
En mayor detalle, el oscilador 46 está provisto
con una entrada que recibe la señal de control S_{Pil} y una
salida que proporciona una señal de reloj S_{K} que tiene una
frecuencia predeterminada v_{CP}, mientras que el controlador 48
de conmutación tiene una primera entrada conectada a la salida del
oscilador 46, una segunda entrada conectada al primer terminal 40
de alimentación, una tercera entrada conectada al segundo terminal
42 de alimentación y una salida sobre la que se proporciona una
señal lógica que adopta un potencial V_{COM} que dependiendo de
la señal de reloj S_{K} conmuta entre el potencial V_{AL} =
V_{BAT} presente en su segunda entrada o, alternativamente, el
potencial V_{GND} presente en su tercera entrada.
En lo que atañe al condensador 50, este está
conectado entre la salida del controlador 48 de conmutación y un
nodo de conexión intermedio 45 y una capacidad C_{CP}.
El funcionamiento del dispositivo electrónico 1
se conoce, y por lo tanto luego se describirá brevemente y solo en
la medida necesaria para una comprensión del problema subyacente a
esta invención. En el caso que nos ocupa, el funcionamiento del
dispositivo electrónico 1 se describirá durante la generación de un
frente ascendente del potencial de control Vs para la bombilla
10.
En concreto, en el curso de la mencionada etapa
el funcionamiento del dispositivo electrónico 1 comprende: la
activación de un primer generador 28 de corriente a través de la
lógica de control 24 generando la corriente I_{1} al nodo
intermedio 26, la inhabilitación del segundo generador 32 de
corriente, la activación del dispositivo 16 de amplificación de
corriente que genera la corriente de bombeo I_{PUMP} al nodo
intermedio 26, y la activación del transistor NMOS 12 que, al
recibir la corriente Ig = I_{1} + I_{PUMP} en su propio
terminal puerta, genera un frente ascendente del potencial de
control Vs en la salida de control 8, que a continuación se
incrementa progresivamente desde un primer valor bajo predeterminado
hasta un segundo valor alto predeterminado, siguiendo el curso
ilustrado en la figura
3.
3.
Durante esta etapa, el controlador 48 de
conmutación del dispositivo 16 de amplificación de corriente conmuta
en función de una señal de reloj S_{K} con una frecuencia de
conmutación v_{CP} de forma que en cada ciclo se produce el
potencial tierra V_{GND} y alternativamente el potencial V_{BAT}
presente en el primer terminal 40 de alimentación, en su propia
entrada y por lo tanto en el potencial V_{COM} en el primer
terminal del condensador 50.
Durante la conmutación del controlador 48 de
conmutación, cuando el potencial V_{COM} suministrado como salida
desde este último tiene el valor V_{GND}, el condensador 50 se
carga progresivamente hasta que el nodo intermedio 45 alcanza un
potencial igual a V_{CAP} - Vd, que corresponde a V_{BAT} - Vd,
donde Vd es la caída de potencial en los terminales del diodo en
conducción 43 durante esta etapa (debido a que V_{CAP} =
V_{BAT}).
En cambio, un cuando el controlador 48 de
conmutación conmuta su salida cambiando el potencial relativo
V_{COM}, al valor V_{COM} = V_{AL} = V_{BAT}, el
condensador 50 contribuye a la "sobre-tensión"
del potencial presente en el nodo intermedio 45, en un valor igual
al potencial V_{AL} = V_{BAT}, presente a la salida del
controlador 48 de conmutación, para obtener así un valor final en el
nodo predeterminado 45, que es igual a 2V_{BAT} - Vd.
\newpage
Durante esta etapa el diodo 47 está en
conducción, el dispositivo 16 de amplificación de corriente genera
la corriente de bombeo I_{PUMP}, y la corriente Ig suministrada
como una entrada al terminal puerta del transistor NMOS 12 adopta
valores que pueden determinarse a partir de las siguientes
relaciones:
\vskip1.000000\baselineskip
donde Vg < V_{BAT} - Vd,
y
donde Vg > V_{BAT} -
Vd.
\vskip1.000000\baselineskip
De hecho, si Vg < V_{BAT} - Vd, el diodo 29
está en conducción y hace posible suministrar la corriente I_{1}
al nodo intermedio 26; sin embargo cuando Vg > V_{BAT} - Vd el
diodo 29 no está en conducción y la corriente Ig suministrada al
terminal puerta del transistor NMOS 12 se corresponde
sustancialmente con la corriente de bombeo I_{PUMP} suministrada
como salida por el dispositivo 16 de amplificación de corriente.
En función de las ecuaciones 1) y 2) descritas
arriba en relación con la corriente Ig, y según la siguiente
ecuación diferencial 3) dVg/dt = Ig/Cg, asociada con la tensión
puerta del transistor NMOS 12 (donde Cg es la capacidad de puerta
global del transistor NMOS 12), puede verificarse que el frente
ascendente para el potencial de control Vs (Vs = Vg - Vgsth, donde
Vgsth es la tensión umbral para el transistor NMOS 12) sigue un
perfil discontinuo definido por dos líneas que tienen diferentes
pendientes A y B.
En concreto, con referencia a la figura 3,
durante la etapa de crecimiento inicial hay una discontinuidad d1
provocada por la elevada pendiente del potencial Vs en la primera
sección A. El cambio en el potencial Vs en la primera sección A es
sustancialmente de tipo exponencial, mientras que en la segunda
sección B sigue una trayectoria curva con una pendiente que decrece
progresivamente.
De hecho, sustituyendo Ig como se indica en las
ecuaciones 1) y 2) en la ecuación 3), se obtiene una ecuación
diferencial de primer orden a partir de la cual se puede determinar
el cambio exponencial en el potencial V_{G} y tiene como
resultado un potencial de control Vs en la primera sección de la
línea A.
Como se ilustra en la figura 4, también tiene
lugar un comportamiento similar si bien de forma sustancialmente
atenuada, en los frentes descendentes del potencial de control Vs,
que durante el periodo descendente inicial (sección de línea A)
tiene una discontinuidad d2 y una elevada pendiente negativa que
después termina en una pendiente de menor inclinación (sección
B).
En los dispositivos electrónicos del tipo
descrito arriba, la generación de un potencial de control Vs con
perfiles ascendentes y descendentes que tienen discontinuidades y
pendientes de inclinaciones variables, da lugar a las no deseadas
emisiones de señales de radio frecuencia que corresponden a
perturbaciones electromagnéticas particularmente
inconvenientes.
De hecho, las perturbaciones electromagnéticas
generadas durante la conmutación, a menudo superan los umbrales de
perturbación electromagnética especificados en las regulaciones de
corriente, por lo tanto en algunos casos dando lugar a grandes
dificultades para el visto bueno de los vehículos.
Además de esto, las perturbaciones
electromagnéticas generadas por el dispositivo electrónico 1
interfieren con los sistemas electrónicos montados a bordo del
vehículo, impidiendo que estos últimos funcionen a pleno
rendimiento y en algunos casos extremos perjudicando las
comunicaciones por radio desde dispositivos de comunicación que
monitorizan funciones de seguridad para el usuario montadas a bordo
del vehículo.
Para superar las mencionadas desventajas se ha
propuesto que el dispositivo electrónico 1 debería brindarse por
completo al objeto de atenuar las perturbaciones de radiofrecuencia
generadas por este, pero esta solución se ha mostrado como
extremadamente inconveniente desde el punto de vista de los costes
de construcción.
Por lo tanto, el objetivo de esta invención es
proporcionar un dispositivo de control electrónico para utilidades
eléctricas, que sea de fabricación económica y a la vez supere las
mencionadas desventajas.
Este objetivo se consigue a través de esta
invención, que se refiere un dispositivo de control electrónico
para por lo menos una utilidad eléctrica, como se indica en la
reivindicación 1 y preferentemente en cualquiera de las
subsiguientes reivindicaciones que dependen de la reivindicación 1
de modo directo o indirecto.
Ahora se describirá la invención con referencia
a los dibujos anexos, que ilustran una realización no limitativa en
la cual:
- la figura 1 muestra de forma diagramática un
dispositivo electrónico para el control de una utilidad eléctrica,
fabricado según la técnica anterior,
- la figura 2 muestra de forma diagramática un
dispositivo de amplificación de corriente incorporado en el
dispositivo de control electrónico ilustrado en la figura 1,
- las figuras 3 y 4 representan respectivamente
los frentes ascendente y descendente de un pulso incluido en una
señal de control Vs generada como salida por el dispositivo
electrónico ilustrado en la figura 1,
- la figura 5 muestra de forma diagramática un
dispositivo electrónico para el control de utilidades eléctricas,
fabricado de acuerdo con esta invención,
- la figura 6 muestra de forma diagramática un
dispositivo de amplificación de corriente incorporado en el
dispositivo de control electrónico ilustrado en la figura 5,
- la figura 7 muestra el progreso del frente
ascendente de un pulso de señal de control generado como salida por
el dispositivo electrónico ilustrado en la figura 5,
- las figuras 8 y 9 ilustran respectivamente los
frentes ascendente y descendente de un pulso incorporado en una
señal de control Vs generada como salida por el dispositivo
electrónico ilustrado en la figura 5,
- La figura 10 ilustra un ejemplo del
desplazamiento del espectro de las perturbaciones electromagnéticas
generadas por el dispositivo electrónico ilustrado en la figura 5,
a medida que se varía una capacidad de control incorporada en
este.
En relación con la figura 5, el número de
referencia 60 se refiere como un todo a un dispositivo electrónico
para controlar por lo menos una utilidad eléctrica 10 en un vehículo
(no ilustrado), tal como por ejemplo una bombilla.
El dispositivo electrónico 60 es similar al
dispositivo electrónico 1 ilustrado en la figura 1, y cuando sea
posible las correspondientes piezas componentes se distinguen, en lo
que sigue, utilizando los mismos números de referencia que se usan
para identificar las correspondientes piezas en el dispositivo
electrónico 1 descrito antes.
En el dispositivo electrónico 60 de la figura 5,
el terminal de control 41 del dispositivo 16 de amplificación de
corriente ya no está directamente conectado al segundo terminal de
entrada 4 ajustado al potencial V_{BAT}, sino que está conectado
a la salida de control 8 ajustada al potencial de control Vs.
Además de esto, el dispositivo de amplificación
de corriente (figuras 6) comprende un comparador 56 que tiene una
primera entrada (no inversora) conectada al terminal de control 41
ajustado a un potencial V_{CAP} correspondiente al potencial de
control V_{CAP} = V_{s}, una segunda entrada ajustada a un
potencial de referencia V_{RIF}, y una salida en la que se genera
la señal lógica S_{L} que tiene un nivel lógico alto cuando
V_{CAP} > V_{RIF} y un nivel lógico bajo cuando V_{CAP}
\leq V_{RIF}.
El dispositivo 16 amplificador de corriente
comprende además una puerta lógica 58 que es preferentemente del
tipo AND, localizada corriente abajo respecto del oscilador 46, y
tiene una primera entrada que recibe la señal de control S_{Pil},
una segunda entrada que recibe la señal lógica S_{L} generada por
un comparador 56, y una salida conectada a la entrada del oscilador
46.
La mencionada variación en la topología de
circuito del dispositivo electrónico 60, en comparación con el
dispositivo electrónico 1, provoca ventajosamente una generación de
frentes de conmutación ascendentes y descendentes para el potencial
de control Vs, caracterizados por gradientes reducidos que son
sustancialmente lineales a través de todo el proceso de
conmutación.
Para simplificar la descripción, a continuación
se describirá solo el comportamiento del dispositivo electrónico 60
cuando genera el frente de conmutación ascendente del potencial de
control Vs presente en la salida 8, el frente descendente del
potencial de control Vs generándose por el dispositivo electrónico
60 en función del mismo principio de acuerdo con la invención.
\newpage
En concreto, en función de la mencionada
configuración de circuito, las ecuaciones que describen la corriente
Ig suministrada al terminal puerta del transistor NMOS 12, son las
siguientes:
De acuerdo con la configuración mencionada, y en
concreto gracias a la conexión entre el terminal de control 41 y la
salida de control 8, los potenciales V_{AL} y V_{CAP} adoptan
respectivamente los valores V_{AL} = V_{BAT} y V_{CAP} = Vs =
Vg - v_{gsth}.
Sustituyendo las nuevas expresiones para
V_{AL} y V_{CAP} en la ecuación 4, se obtiene la siguiente
ecuación:
en la que la dependencia de la
corriente Ig con el potencial Vg presente en el segundo miembro se
anula, es
decir
Después, sustituyendo la ecuación 5) para la
corriente Ig en la ecuación diferencial siguiente, y resolviendo 6)
con respecto al potencial de salida Vs, se encuentra que este último
cambia de forma sustancialmente lineal con un gradiente constante
en los casos de ambos frentes ascendentes (figura 8), y de ambos
frentes descendentes (figura 9).
En concreto, el frente ascendente/descendente
del potencial Vs puede adoptar un perfil correspondiente a una
línea quebrada de forma simétrica, cuando el dispositivo electrónico
satisface unas condiciones primera y segunda: en concreto, la
primera condición específica que el dispositivo 16 amplificador de
corriente deberá dimensionarse de modo que genere una corriente de
bombeo I_{PUMP} igual a la corriente I_{1} generada por el
primer generador de corriente 28 (I_{PUMP} = I_{1}), mientras
que la segunda condición indica que el potencial de referencia
V_{RIF} deberá ajustarse al potencial v_{gsth} + V_{d} igual a
la suma del potencial umbral para el transistor NMOS 12 y la caída
de tensión en los terminales de un dispositivo de conmutación 43 o
47.
En el caso que nos ocupa, con referencia al
frente ascendente del potencial de control Vs ilustrado en la
figura 7, durante una primera sección M1 la señal lógica S_{L}
generada con una salida procedente del comparador 56 está a un
nivel lógico bajo, y como consecuencia la puerta lógica 58 genera
como salida una señal lógica que tiene un valor lógico bajo que
mantiene desactivado el oscilador 46, provocando así una condición
que deshabilita el dispositivo 16 amplificador de corriente, que
por lo tanto genera una corriente I_{PUMP} = 0.
Por lo tanto, durante esta etapa la corriente Ig
suministrada al terminal puerta del transistor NMOS 12 permanece
constante correspondiendo a la corriente I_{1} proporcionada por
el primer generador de corriente 28, y el potencial Vs se
incrementa linealmente con un gradiente I_{1} hasta que
(correspondiendo el punto K_{1} en la sección M1 de la figura 7)
el potencial Vs alcanza el potencial de comparación V_{RIF} =
v_{gsth} + V_{d}.
En este punto (cuando Vs = v_{gsth} +
V_{d}), el comparador 56 conmuta su propia señal lógica S_{L}
provocando la activación tanto del oscilador 46 como del dispositivo
16 amplificador de corriente a través de la puerta lógica 58,
generando la corriente de bombeo I_{PUMP} = I_{1}. De esta
forma, la corriente Ig suministrada al terminal puerta del
transistor NMOS 12 adopta valores iguales a Ig = I_{PUMP} +
I_{1} = 2I_{1}, y el potencial Vs (que puede determinarse
utilizando la ecuación diferencial 4) se incrementa linealmente
adoptando un gradiente 2I_{1} que es constante en una segunda
sección recta M2 de la línea quebrada hasta que (correspondiendo al
punto K_{2}) el potencial Vs alcanza el valor Vs = V_{BAT} -
v_{gsth} - V_{d}.
Cuando Vs > V_{BAT} - v_{gsth} - V_{d},
el diodo 29 cambia a una condición de desactivación interrumpiendo
la corriente de alimentación I_{1} de circuito, proporcionada por
el primer generador 28 de corriente al nodo intermedio 26.
Durante esta etapa, la corriente Ig suministrada
al terminal de entrada del transistor NMOS 12, corresponde por
tanto a la corriente de bombeo I_{PUMP} = I_{1} generada por el
dispositivo 16 amplificador de corriente, y la tensión Vs se
incrementa de nuevo linealmente (longitud de la línea quebrada
simétrica indicada por M3) con un gradiente de I_{1}.
Cuando la corriente I_{1} generada por el
primer generador 28 de corriente es despreciable en comparación con
la corriente de control I_{PUMP} generada por el dispositivo 16
amplificador de corriente, se obtiene un frente ascendente que es
incluso más recto que la línea quebrada ilustrada en la figura
7.
Por supuesto en este caso, cuando la corriente
I_{1} resulta despreciable el gradiente de la primera sección M1
se anula, mientras que los gradientes de las secciones M2 y M3
adoptan sustancialmente el mismo valor; de hecho, como la
contribución procedente de la corriente I_{1} proporcionada por el
primer generador 28 de corriente es despreciable, la corriente Ig
suministrada al terminal puerta del transistor NMOS 12 corresponde
a la corriente de bombeo I_{PUMP} en las secciones M2 y M3. En
este caso, el dispositivo 16 amplificador de corriente puede tener
la misma configuración de circuito que se ilustra en la figura 2, y
por lo tanto no tener el comparador 56 ni la puerta lógica 58.
En lo que atañe a la generación de frentes
descendentes (figura 9), el principio de funcionamiento del
dispositivo electrónico 60 durante la conmutación es
sustancialmente similar al descrito antes. En este caso, de hecho
la lógica de control 24 provoca la desactivación del primer
generador 28 de corriente, la desactivación del dispositivo 16
amplificador de corriente y la activación del segundo generador 32
de corriente, que drena una corriente constante I_{2} desde el
terminal puerta del transistor NMOS 12 a tierra.
Con referencia a la figura 5, el dispositivo
electrónico 60 comprende finalmente un condensador 70, que tiene
una capacitancia C1 y está conectado entre la segunda entrada 4 y
una cuarta entrada 64, a su vez conectada al terminal puerta del
transistor NMOS 12.
El condensador 70 puede conectarse externamente
al dispositivo electrónico 1 de tal forma que permita el ajuste
manual de su capacidad C1 de modo que permita tanto el cambio en el
gradiente de los frentes ascendentes y descendentes del potencial
Vs, como también variar la posición del espectro de perturbación
electromagnética generado por los frentes de conmutación, en
relación con una frecuencia de referencia.
De hecho, el ajuste de la capacidad C1 del
condensador 70 hace posible configurar el gradiente de los frentes
ascendente y descendente de los potenciales de control Vs, según la
relación:
En concreto, resolviendo la ecuación diferencial
7) con respecto al potencial Vs puede verse que el gradiente del
frente ascendente o descendente del potencial Vs corresponde a
Ig/(Cg + C_{1}); por lo tanto, es obvio que la variación de la
capacidad global de la puerta del transistor NMOS 12 se consigue
mediante ajustar la capacidad de C1, provocando una variación
correspondiente en los gradientes de los frentes de conmutación
para la tensión Vs.
Ventajosamente, el ajuste de la capacidad C1
también hace posible desplazar adecuadamente el espectro SP de
perturbación electromagnética generado por el dispositivo
electromagnético 1, a lo largo del eje de frecuencias (figura 10).
Por ejemplo, mediante incrementar la capacidad C1 del condensador 70
se puede incrementar el retardo de conmutación del transistor NMOS
12, provocando un desplazamiento en el espectro SP' (mostrado por
una línea de trazos en la figura 10) hacia frecuencias
inferiores.
Por lo tanto, mediante ajustar la capacidad C1
del condensador externo 70 es posible posicionar el pico mínimo P1
para el espectro SP de perturbación electromagnética generado por el
dispositivo electrónico 60 en relación con una banda de frecuencia
utilizada por los sistemas electrónicos presentes a bordo del
vehículo (mostrado en la relación P1' en la figura 10), de ese modo
reduciendo al mínimo las condiciones de interferencia provocadas
por estas perturbaciones electromagnéticas.
En una realización diferente, no ilustrada, el
condensador 70 está conectado entre una entrada ajustada a un
potencial de referencia, por ejemplo un potencial tierra o un
potencial predeterminado, y una cuarta entrada 64.
Las ventajas del dispositivo electrónico 60 son
obvias. Gracias a la nueva configuración de las conexiones del
dispositivo 16 amplificador de corriente, este genera frentes
ascendentes/descendentes para el potencial de control Vs, que
tienen un perfil sustancialmente lineal carente de discontinuidades,
provocando por lo tanto una gran reducción en las perturbaciones
electromagnéticas. En el caso que nos ocupa, una disminución en el
gradiente y el redondeo de los frentes, provocan una reducción en
las emisiones electromagnéticas radiadas.
Además de esto, la presencia del condensador
externo 70 hace posible calibrar la posición del espectro de
perturbación emitido, en relación con la "banda" útil utilizada
por los sistemas electrónicos a bordo del vehículo, añadiéndose al
gradiente de los frentes de conmutación para el potencial de control
Vs.
Así, a través del análisis del espectro de
emisión de las señales es posible prever el impacto de una
característica de conmutación concreta del dispositivo electrónico,
sobre un sistema electrónico en el vehículo, y definir desde el
principio la mejor calibración específica a implementar para
respetar los límites de interferencia para los otros componentes
electrónicos en el vehículo, definidos por los estándares.
Finalmente, es evidente que puede hacerse
modificaciones y variaciones al dispositivo 60 descrito e ilustrado
aquí, sin por ello salirse del alcance de esta invención, que se
define mediante las reivindicaciones anexas.
De acuerdo con la primera variación que no se
ilustra, las conexiones del terminal de control 41 y el primer
terminal 40 de alimentación se intercambian para invertir así sus
potenciales correspondientes.
En concreto, el terminal de control 41 del
dispositivo 16 amplificador de corriente, es conectado directamente
al segundo terminal de entrada 4 ajustado al potencial V_{BAT} de
manera que el potencial V_{CAP} toma el valor V_{CAP} =
V_{BAT}, mientras que el primer terminal de alimentación 40 es
conectado a la salida del control 8 de manera que su potencial
V_{AL} toma un valor igual al del potencial de control Vs.
De manera completamente análoga a la
configuración de circuito del dispositivo electrónico 60 descrito
arriba, esta configuración de circuito hace posible obtener un
perfil lineal para los frentes ascendentes/descendente del
potencial de control Vs.
De hecho, en este caso las ecuaciones que
describen la corriente Ig suministrada al terminal puerta del
transistor NMOS 12 son las siguientes:
De acuerdo con la variación mencionada, los
potenciales V_{AL} y V_{CAP} se invierten adoptando
respectivamente los valores V_{AL} = Vs = Vg - V_{gsth} y
V_{CAP} = V_{BAT}
Mediante sustituir las nuevas expresiones para
V_{AL} y V_{CAP} en la ecuación 8, se obtiene la siguiente
ecuación:
en la que, de forma similar a la
ecuación 5) descrita arriba, se anula la dependencia entre la
corriente Ig y el potencial Vg presente en el segundo
miembro,
A continuación, sustituyendo la expresión 10)
por la corriente Ig en la siguiente ecuación diferencial
y resolviendo 11) para la variable
Vg asociada con el potencial Vg se encuentra, de forma completamente
similar a la solución descrita arriba, que el potencial de salida
Vs adopta ventajosamente un perfil sustancialmente lineal que tiene
un gradiente constante tanto para los frentes ascendentes como para
los frentes
descendentes.
\vskip1.000000\baselineskip
\bullet US 6 441 557 B [0002]
Claims (9)
1. Dispositivo electrónico (60) para el control
de por lo menos una utilidad eléctrica (10) en un vehículo, que
comprende una primera entrada (2) que recibe una señal de control
(S_{p}), una segunda entrada (4) ajustada a un primer potencial
de referencia (V_{BAT}), una tercera entrada (6) ajustada a un
segundo potencial de referencia (V_{GND}), una salida de control
(8) sobre la que se proporciona un potencial de control (Vs) para
la mencionada utilidad eléctrica (10), comprendiendo además el
dispositivo electrónico (60):
- -
- medios de conmutación (12) localizados entre la segunda entrada (4) y la mencionada salida de control (8) y provistos con un terminal de control capaz de recibir una primera corriente predeterminada (I_{1}, I_{2}) y una corriente de bombeo (I_{PUMP}),
- -
- medios (16) de amplificador de corriente, que comprenden un primer terminal (34) de entrada que recibe la mencionada señal de control (S_{p}), un terminal de salida (36) que proporciona la mencionada corriente de bombeo (I_{PUMP}), el primer terminal de alimentación (40) ajustado a un tercer potencial (V_{AL}), un segundo terminal de alimentación (42) ajustado al segundo potencial de referencia (V_{GND}), un terminal de control (41) ajustado a un cuarto potencial (V_{CAP}), medios de conmutación (48) que reciben la mencionada señal de control (S_{p}) y generan sobre su propia salida un quinto potencial de referencia (V_{COM}) que puede ser conmutado en base a la mencionada señal de control (S_{p}), entre el mencionado tercer potencial (V_{AL}) presente en el mencionado primer terminal (40) de alimentación y el segundo potencial de referencia (V_{GND}) presente en el mencionado segundo terminal de alimentación (42), y teniendo el condensador (50) un primer terminal ajustado al mencionado quinto potencial de referencia (V_{COM}) y un segundo terminal conectado a un nodo intermedio (45) localizado entre el mencionado terminal de salida (36) y el mencionado terminal del control (41),
el mencionado dispositivo
electrónico (60) estando caracterizado porque el mencionado
primer terminal (40) de alimentación del mencionado terminal (41)
de control para el medio (16) amplificador de corriente, está
conectado a la segunda entrada de alimentación (4) y a la mencionada
salida de control (8), de manera que el tercer potencial (V_{AL})
y el cuarto potencial (V_{CAP}) toman el mencionado primer
potencial (V_{BAT}) de alimentación y el mencionado potencial de
control (Vs) respectivamente en una primera configuración de
circuito, o el mencionado potencial de control (Vs) y el mencionado
primer potencial de alimentación (V_{BAT}) respectivamente en una
segunda configuración de circuito, donde un comparador (56) en el
amplificador de corriente (16) desactiva o activa el mencionado
amplificador (16) de
corriente.
2. Dispositivo electrónico según la
reivindicación 1, caracterizado porque comprende una cuarta
entrada (64) conectada al mencionado terminal de control del
mencionado medio (12) de conmutación y medios capacitivos (70)
conectados entre la mencionada cuarta entrada (64) y la mencionada
segunda entrada (4).
3. Dispositivo electrónico según la
reivindicación 2, caracterizado porque el mencionado medio
capacitivo (70) comprende por lo menos un condensador que tiene
capacidad ajustable.
4. Dispositivo electrónico según cualquiera de
las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque el
mencionado medio (16) amplificador de corriente comprende medios
(56) de comparador que tienen una primera entrada conectada al
mencionado terminal de control (41), la segunda entrada ajustada a
un potencial de referencia (V_{RIF}), y una salida que puede
proporcionar una señal lógica (S_{L}) que puede conmutarse entre
el primer nivel lógico cuando el mencionado potencial de referencia
(V_{RIF}) es menor que el mencionado cuarto potencial
(V_{CAP}), y un segundo nivel lógico cuando el mencionado
potencial de referencia (V_{RIF}) es mayor que el mencionado
cuarto potencial (V_{CAP}), y medios (58) de control lógico
capaces de ordenar la inhibición del mencionado medio (16)
amplificador de corriente cuando la mencionada señal lógica
(S_{L}) está al primer nivel lógico, y la activación del
mencionado medio (16) amplificador de corriente cuando la mencionada
señal de comparación está al segundo nivel lógico.
5. Dispositivo electrónico según cualquiera de
las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la
mencionada primera corriente predeterminada (I_{1}) tiene un
valor despreciable en comparación con la mencionada corriente de
bombeo (I_{PUMP}) generada por el mencionado medio (16)
amplificador de corriente.
6. Dispositivo electrónico según cualquiera de
las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque el
mencionado medio (16) amplificador de corriente genera una
corriente de bombeo (I_{PUMP}) igual a la mencionada primera
corriente predeterminada (I_{1}).
7. Dispositivo electrónico según cualquiera de
las reivindicaciones 4 y 6, caracterizado porque el
mencionado medio de conmutación (12) comprende por lo menos un
transistor NMOS.
8. Dispositivo electrónico según la
reivindicación 7, caracterizado porque el mencionado medio
(16) amplificador de corriente comprende medios de conmutación (43,
47) localizados entre el mencionado terminal de control (41) y el
mencionado terminal de salida (36), siendo la mencionada tensión de
referencia (V_{RIF}) sustancialmente igual a la suma de la
tensión umbral (V_{gsth}) del mencionado transistor NMOS y la
caída de tensión (V_{d}) en el mencionado medio de conmutación
(43, 47).
9. Dispositivo electrónico según cualquiera de
las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la
mencionada señal de control (S_{p}) es una señal PWM.
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