ES2321247T3 - Aparato de mando. - Google Patents
Aparato de mando. Download PDFInfo
- Publication number
- ES2321247T3 ES2321247T3 ES98101336T ES98101336T ES2321247T3 ES 2321247 T3 ES2321247 T3 ES 2321247T3 ES 98101336 T ES98101336 T ES 98101336T ES 98101336 T ES98101336 T ES 98101336T ES 2321247 T3 ES2321247 T3 ES 2321247T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- connection
- voltage
- circuit
- interval
- control apparatus
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
- H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
- H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
- H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
Abstract
PARA CONSEGUIR EN UN APARATO DE CONTROL PARA EL CONTROL DE UNA CARGA INDUCTIVA CONECTADA EN LA SALIDA Y QUE COMPRENDE UN CIRCUITO DE CONTROL, QUE GENERA UNA SEÑAL DE ANCHO DE PULSO MODULADO, UNA ETAPA DE CONMUTACION FINAL FET PARA CONECTAR UNA CORRIENTE DE ALIMENTACION PARA LA CARGA, UNA ETAPA DE CONEXION Y UNA ETAPA DE DESCONEXION PARA CONECTAR Y DESCONECTAR UNA TENSION DE PUERTA DE LA ETAPA DE CONMUTACION FINAL Y UNA ALIMENTACION DE TENSION DE PUERTA PARA LA ETAPA DE CONEXION, EN EL CUAL PUEDA CONSEGUIRSE UNA CONMUTACION FIABLE DE LA ETAPA FINAL DE CONMUTACION FET CON LOS MEDIOS MAS SENCILLOS POSIBLES SE PROPONE QUE LA ALIMENTACION DE TENSION PARA LA PUERTA PRESENTE UN CIRCUITO DE BOMBEO DE CARGA QUE COMPRENDE UN DIODO SITUADO ENTRE LA CONEXION POSITIVA Y UNA TOMA INTERMEDIA, Y UN CONDENSADOR SITUADO ENTRE LA TOMA INTERMEDIA Y LA CONEXION NEGATIVA, QUE LA TOMA INTERMEDIA SE CONECTE CON LA ETAPA DE CONEXION Y QUE EL POTENCIAL EN LA CONEXION NEGATIVA DEL CIRCUITO DE BOMBEO DE CARGA VARIE ENCORRESPONDENCIA CON UN POTENCIAL EN LA SALIDA Y DE ESTA FORMA LA CAPACIDAD DE LA TOMA INTERMEDIA SUMINISTRE UNA TENSION DE ALIMENTACION PARA LA PUERTA, LA CUAL CORRESPONDE AL MENOS CON LA TENSION SOBRE EL LADO DE LA CONEXION DE ALIMENTACION DE LA ETAPA DE CONMUTACION FINAL.
Description
Aparato de mando.
La invención se refiere a un aparato de mando
para controlar una carga inductiva conectada a una salida, en
particular un motor de ventilador de un automóvil, comprendiendo un
circuito de mando que genera una señal modulada en amplitud de
impulsos (PWM), que presenta unos intervalos consecutivos de
conexión y desconexión de acuerdo con un valor de consigna, un
conmutador de salida FET para conmutar una tensión de alimentación
de la carga que fluye desde una conexión de alimentación de
corriente hacia la salida, una etapa de conexión y una etapa de
desconexión para conectar y desconectar una tensión de puerta del
conmutador de salida, que son controladas por el circuito de mando
de acuerdo con los intervalos de conexión y desconexión de la señal
PWM, y una tensión de alimentación de puerta para el conmutador de
salida FET, que presenta un circuito de bomba de carga que
comprende un diodo situado entre una conexión del positivo y una
toma central en el sentido de paso, y un condensador situado entre
la toma central y una conexión negativa, estando conectada la toma
central a través de la etapa de conexión con el conmutador de salida
FET, variando un potencial en la conexión negativa del circuito de
bomba de carga de acuerdo con un potencial en la salida (A) y por lo
tanto una corriente que pasa a través del diodo durante el
intervalo de desconexión carga el condensador, bloqueando el diodo
durante todo el intervalo de conexión, suministrando la capacidad
una tensión de alimentación de puerta en la toma central, que por
su parte corresponde como mínimo a una tensión en la conexión del
lado de alimentación del conmutador de salida, y que durante el
intervalo de conexión da lugar a dar continuidad al conmutador de
salida.
Un aparato de mando de esta clase se conoce por
ejemplo por el documento WO 95/28767.
En este circuito se genera con medios complejos
una tensión de alimentación de puerta del conmutador de salida.
En una solución conforme al documento DE 34 05
936 A se da a conocer también un circuito para generar una tensión
de alimentación de puerta.
También se conoce por el documento US 5.583.420
un circuito de control para un conmutador de salida FET con
circuito de marcha libre.
La invención tiene como objetivo crear un
aparato de mando de la clase genérica en el que se pueda conseguir
una conmutación segura del conmutador de salida FET, con los medios
más sencillos posibles.
Este objetivo se resuelve conforme a la
invención en un aparato de mando de la clase descrita inicialmente,
por el hecho de que la alimentación de tensión de puerta tiene
asignado un condensador que estabiliza la tensión presente en la
conexión positiva del circuito de bomba de carga, y porque el
condensador del circuito de bomba de carga y el condensador para la
estabilización de la tensión presente en el circuito de bomba de
carga están dimensionados de tal modo que la duración de
desconexión mínima de la señal PWM es inferior al 10% de la duración
de conexión.
La ventaja de la solución conforme a la
invención consiste por lo tanto en primer lugar en la sencillez de
su concepción que permite obviar una estructura compleja.
De acuerdo con la invención, la tensión en la
conexión positiva se puede estabilizar evitando caídas por el hecho
de que para ello se emplea un condensador que en particular se
emplea también para asegurar una carga rápida de la capacidad del
circuito de bomba de carga, inmediatamente después de la transición
del intervalo de conexión al intervalo de desconexión.
Además de esto, la ventaja de la solución
conforme a la invención consiste en que mediante ésta se puede
generar de forma sencilla una tensión de alimentación de puerta
suficientemente alta que asegure la continuidad segura y completa
del conmutador de salida.
En un ejemplo de realización especialmente
preferido de la solución conforme a la invención está por lo tanto
previsto conducir a la conexión de puerta la tensión de alimentación
de puerta que está presente sin regular en la toma central del
circuito de bomba de carga. La ventaja de esta solución consiste en
la estructura especialmente sencilla y económica del aparato de
mando conforme a la invención.
En un ejemplo de realización ventajoso de la
solución conforme a la invención está previsto convenientemente que
la capacidad situada en el circuito de la bomba de carga esté
dimensionada de tal modo que suministre una tensión de alimentación
de puerta durante todo el intervalo de conexión, para el intervalo
de desconexión máximo y para el intervalo de conexión máximo
previstos para la señal PWM, que es superior a la tensión en la
conexión del lado de alimentación del conmutador de salida. Mediante
este dimensionado de la capacidad se facilita una tensión de
alimentación de puerta suficientemente alta durante todo el
intervalo de conexión sin que se necesiten para ello medidas
adicionales.
Además es especialmente conveniente si las
corrientes de fuga durante la generación de la tensión de puerta
solamente descarguen la capacidad durante todo el intervalo de
conexión, de tal modo que al final del intervalo de conexión máximo
su tensión sea mayor que la tensión en la conexión del lado de
alimentación del conmutador de salida.
En particular es ventajoso si la capacidad está
dimensionada de tal modo que durante el intervalo de conexión
máxima no se descargue más que hasta la mitad. En este caso, se
puede mantener la caída de la tensión de alimentación de puerta tan
reducida que no repercuta negativamente a la consiguiente variación
en el control del conmutador de salida.
Resulta aún mejor si la capacidad está
dimensionada de tal modo que durante el intervalo de conexión máximo
se descargue en menos del 20%, y aún mejor en menos del 10%.
En una solución especialmente ventajosa en
cuanto a la continuidad del conmutador de salida, está previsto que
la tensión de alimentación de puerta esté situada en la conexión del
lado de alimentación del conmutador de salida durante todo el
intervalo de conexión por lo menos tres voltios por encima de la
tensión. De este modo se asegura que durante todo el intervalo de
conexión el conmutador de salida tiene siempre plena continuidad,
de modo que las oscilaciones de la tensión de alimentación de puerta
no lleguen a repercutir en la continuidad del conmutador de
salida.
En una solución especialmente conveniente de un
aparato de mando conforme a la invención, está previsto que la
conexión negativa del circuito de la bomba de carga esté situada en
un potencial entre el de la conexión del lado de salida del
conmutador de salida y el de la salida. Esta solución asegura que el
potencial de la conexión central varíe de acuerdo con el potencial
de la salida, pero deja abierto en qué medida el potencial de la
conexión negativa se corresponde directamente con el de la
salida.
En una realización especialmente ventajosa del
aparato de mando conforme a la invención, está previsto que la
conexión positiva del circuito de la bomba de carga esté en un
potencial que corresponda como mínimo al de la conexión del lado de
alimentación del conmutador de salida.
En una realización especialmente sencilla y
ventajosa de la solución conforme a la invención, está previsto que
la conexión positiva del circuito de la bomba de carga esté
conectada a un conductor de alimentación del aparato de mando.
Para ello, el conductor de alimentación está
situado en una tensión estabilizada de modo que queda excluido un
daño del conmutador de salida, debido a una tensión de alimentación
de puerta excesivamente alta.
En un ejemplo de realización especialmente
ventajosa del aparato de mando conforme a la invención, está
previsto que la alimentación de tensión de puerta comprenda
exclusivamente diodos y condensadores, y por lo tanto en particular
no se necesiten componentes tales como por ejemplo transistores para
regular la tensión de alimentación de puerta.
Con relación a las explicaciones anteriores de
los diversos ejemplos de realización, no se ha entrado en el
detalle de la realización de la etapa de conexión.
Con el fin de evitar puntas de tensión en la
carga inductiva, se ha previsto preferentemente que la etapa final
tenga asignado un circuito temporizador realizado como filtro de
paso bajo, mediante el cual se pueda fijar el aumento de tensión de
puerta al conectar.
Para ello está previsto preferentemente que un
condensador del filtro de paso bajo esté situado entre la conexión
de puerta y masa.
La etapa de conexión propiamente dicha puede
estar realizada de la forma más diversa. En una realización
ventajosa de la etapa de conexión está previsto que ésta presente un
transistor de conmutación controlable por el circuito de
control.
Igualmente le corresponde a la etapa de salida
un circuito temporizador realizado como filtro de paso bajo,
especialmente para evitar puntas de tensión negativas al efectuar la
desconexión.
El circuito temporizador correspondiente a la
etapa de desconexión trabaja preferentemente con el mismo
condensador entre la conexión de puerta y masa.
La etapa de desconexión está además realizada
preferentemente de modo que presenta un transistor de conmutación
controlado por el circuito de control.
Preferentemente está previsto que una constante
de tiempo del filtro de paso bajo para la conexión y/o para la
desconexión sea por lo menos en un factor cinco mayor que una
constante de tiempo de un diodo de marcha libre conectado en
paralelo a la carga, de modo que se pueda evitar en gran medida la
aparición de puntas de tensión.
Otro concepto conforme a la invención que debe
considerarse como alternativa o complemento al concepto conforme a
la invención antes citado, comprende un aparato de mando para
controlar una carga, en particular un motor de ventilador de un
automóvil, comprendiendo un circuito de mando, que de acuerdo con un
valor de consigna genera una señal PWM que presenta intervalos
consecutivos de conexión y de desconexión, una etapa de conexión y
una etapa de desconexión que a través de un conmutador de salida
conectan la corriente de alimentación para la carga con modulación
de amplitud de impulsos, de acuerdo con la señal PWM, estando
prevista de acuerdo con la invención una toma de medida entre el
interruptor de salida y la carga, la cual está unida a un circuito
de medida, mientras que un circuito de vigilancia genera un
intervalo de desconexión de medida por medio de la supresión de por
lo menos un intervalo de conexión PWM, vigilando dentro del
intervalo de desconexión de medida mediante el circuito de medida
la tensión en la toma de medida, comparándola con un valor de
referencia.
La ventaja de la solución conforme a la
invención debe considerarse en el hecho de que ésta crea la
posibilidad de vigilar el comportamiento de marcha libre de la
carga y comprobar de este modo los fallos de función de la
carga.
Si la carga es por ejemplo un motor de corriente
continua, entonces durante el intervalo de desconexión de medida se
puede vigilar por ejemplo si el motor sigue girando en marcha libre
o si está bloqueado.
En principio cabría imaginar el hecho de vigilar
la tensión en la toma de medida durante todo el intervalo de
desconexión de medida. Pero esto es complejo y exige una capacidad
de memoria considerable.
Por este motivo, una solución especialmente
sencilla y ventajosa prevé que dentro del intervalo de medida, el
circuito de medida determine la tensión en la toma de medida, a un
determinado tiempo de supervisión.
Si se establece el tiempo de supervisión en
función del comportamiento de la carga, por ejemplo la marcha por
inercia del motor de corriente continua, se puede determinar con
ello con suficiente exactitud si el motor de corriente continua
está bloqueado o si sigue girando.
Se trata especialmente de la cuestión de saber
si el motor está bloqueado o si sigue girando, lo que se puede
determinar por un procedimiento especialmente sencillo,
concretamente porque el circuito monitor comprueba si la tensión en
la toma de medida rebasa o no un valor mínimo durante el tiempo de
supervisión determinado. Si se rebasa el valor mínimo, hay que
suponer que el motor de corriente continua presenta un
comportamiento de marcha por inercia suficiente.
Dado que la comprobación de la carga solamente
es necesario y razonable efectuarla a intervalos de tiempo
relativamente grandes, está previsto preferentemente que el circuito
monitor inicie periódicamente un intervalo de desconexión de medida,
por ejemplo después de un determinado período de tiempo.
Un perfeccionamiento del aparato de mando
conforme a la invención prevé que esté previsto otro circuito de
medición adicional que determina una tensión de alimentación del
aparato de mando.
Con la determinación de la tensión de
alimentación se pueden efectuar también cometidos de supervisión
relativos a la carga.
De este modo, en un ejemplo de realización
ventajoso se prevé que el circuito monitor genere un intervalo de
conexión de medida de una duración definida, y que determine al
comienzo y al final de este intervalo de conexión de medida la
tensión de alimentación en carga, y que el circuito monitor
determine la diferencia entre la tensión de alimentación al
comienzo y al final del intervalo de conexión de medida, y la
compara con un valor de referencia.
La diferencia de la tensión de alimentación al
comienzo y al final del intervalo de conexión de medida, da la
medida que indica en qué medida la carga presenta una magnitud
razonable y carga demasiado o demasiado poco al aparato de mando
conforme a la invención.
Así por ejemplo está previsto que el circuito
monitor comunique una ausencia de carga al producirse una diferencia
que sea menor que un valor de referencia mínimo.
Pero como alternativamente cabe imaginar que al
rebasar un valor de referencia máximo, el circuito monitor
comunique un cortocircuito, ya que en este caso la carga supone una
carga excesiva para el aparato de mando.
Pero en ambos casos cabe también imaginar
concebir el circuito monitor de tal modo que en caso de ausencia de
carga o en caso de cortocircuito, éste desconecte el aparato de
mando.
El intervalo de conexión de medida que es
iniciado por el circuito monitor podría ser por ejemplo un intervalo
de conexión dependiente de la PWM. Pero como un intervalo de
conexión de esta clase en muchos casos puede ser demasiado corto y
por lo tanto pueden surgir errores de medida, se prevé
preferentemente que el circuito monitor genere un intervalo de
conexión de medida independiente de la PWM.
En principio sería imaginable que un intervalo
de conexión de medida de esta clase siguiera después de cada
intervalo de desconexión de medida cualquiera.
Pero como especialmente los intervalos de
conexión dependientes de la PWM podrían ser muy cortos y por lo
tanto en estos intervalos de desconexión cortos la tensión de
alimentación apenas se podría recuperar de la carga debida a la
carga, se prevé en un ejemplo de realización ventajoso que el
circuito monitor genere el intervalo de conexión de medida
inmediatamente después del intervalo de desconexión de medida.
Otras características y ventajas de la solución
conforme a la invención constituyen el objeto de la descripción y de
la representación gráfica de un ejemplo de realización.
En el dibujo muestran:
Figura 1 un circuito esquemático de un aparato
de mando conforme a la invención, y
Figura 2 una representación de señales PWM,
intervalos de desconexión de medida e intervalos de conexión de
medida en el aparato de mando conforme a la invención.
Un ejemplo de realización de un aparato de mando
conforme a la invención representado en la Figura 1 comprende un
transistor MOSFET T1 de canal N como conmutador de salida, cuya
conexión de drenaje D está unida a una conexión de alimentación de
tensión V para una tensión de alimentación U_{V}. Esta tensión de
alimentación U_{V} es por ejemplo la red de a bordo de + 12 V de
un automóvil.
Una conexión fuente S del conmutador de salida
T1 está unida a una salida A.
Entre la salida A y la masa M está situada una
carga L, especialmente de carácter inductivo, que está representada
por ejemplo por un motor de un ventilador de un automóvil. Entre la
salida A y la masa M están dispuestos además un condensador C4 y un
diodo de marcha libre D1. Este diodo de marcha libre D1 sirve para
permitir durante la desconexión del conmutador de salida T1 un
flujo de corriente entre la masa M y la salida A, mediante el cual
se reduce una punta de tensión que aparece debido a la carga
inductiva.
El control del conmutador de salida T1 tiene
lugar a través de una conexión de compuerta G de éste, mediante la
etapa de conexión E y una etapa de desconexión AS, que permiten el
control de una tensión de compuerta UG en la conexión de
compuerta.
La etapa de conexión ES y la etapa de salida AS
están controladas ambas por un circuito de mando SS al cual se le
puede especificar por medio de una conducción de entrada del valor
de consigna SE un valor de consigna para una señal PWM. El circuito
de mando SS se puede activar además a través de una conducción de
activación del sistema SA.
La alimentación de corriente del circuito de
mando SS tiene lugar a través de un filtro FI dispuesto a
continuación de la conexión de alimentación de tensión V, y un
circuito de autoenclavamiento SH dispuesto a continuación de aquél,
que está unido a una línea de alimentación VL del circuito de mando
SS y genera en éste una tensión U_{VL}.
Entre la línea de alimentación VL y la masa M
está situado un condensador C2. También está unido a la línea de
alimentación SL un diodo D2 que está conectado en serie con el
condensador C1, el cual a su vez está unido con la salida A. Para
ello el diodo D2 está conectado de modo que pueda pasar una
corriente desde la línea de alimentación VL al condensador C1, para
la carga de éste, cuando está desconectado el conmutador de salida
T1 y por lo tanto el condensador C1 está unido a masa.
El diodo D2 y el condensador C1 forman una
alimentación de tensión de compuerta GSV realizada como circuito de
bomba de carga, con una conexión positiva PLA unida a la línea de
alimentación VL y una conexión negativa MIK unida a la salida A,
estando disponible una tensión de alimentación de compuerta U_{GV}
en una toma central Ma.
Con la toma central Ma situada entre el diodo D2
y el condensador C1 está unida a través de una resistencia R1 la
etapa de conexión ES, que lleva un transistor de conmutación ST, que
a su vez es controlable a través de una línea de control de
conexión ESL unida al circuito de mando SS. Cuando tiene continuidad
la etapa de conexión ES pasa una corriente desde la toma central Ma
a través de la resistencia R1 a la conexión de compuerta G del
conmutador de salida T1, formándose la tensión de alimentación de
compuerta U_{G}.
Con el fin de retardar el aumento de la tensión
de alimentación de compuerta U_{G} inmediatamente después de
conectar la etapa de conexión ES, la conexión de compuerta G del
conmutador de salida T1 está unida a masa a través de un
condensador C3, formando la resistencia R1 y el condensador C3 un
circuito RC que permite que aumente la tensión de alimentación de
compuerta U_{G} inmediatamente después de conectar la etapa de
conexión ES con un tiempo de retardo definido, y de este modo
limitan también la pendiente de flanco de un aumento de la
correspondiente tensión de fuente US.
Para proteger la tensión de alimentación de
compuerta U_{G} hay una serie de diodos Zener Z1 situados entre
la conexión de compuerta G del conmutador de salida T1 y la conexión
de fuente S del mismo o la salida A, y en paralelo una resistencia
R3, sirviendo la resistencia R3 para mantener este estado cuando
esté desconectado el conmutador de salida T1.
La etapa de desconexión AS comprende también un
transistor de conmutación ST y sirve para unir la conexión de
compuerta G del conmutador de salida T1 con la masa M, estando
situado entre la etapa de desconexión AS y la conexión de compuerta
G del conmutador de salida T1 una resistencia R2 que junto con el
condensador C3 forma también un circuito RC, mediante el cual se
puede establecer la disminución de la tensión de alimentación de
compuerta UG con un tiempo de retardo definido, y por lo tanto se
puede establecer la correspondiente disminución de la tensión de de
fuente U_{S}.
Los circuitos RC, R1-C3 y
R2-C3 tienen unas constantes de tiempo comparables,
convenientemente una idéntica.
El diodo D2 forma con el condensador C1 una
bomba de carga para generar una tensión de alimentación de compuerta
UG que es superior a la tensión U_{V} existente en la conexión de
tensión de alimentación V del aparato de mando.
Para ello el aparato de mando conforme a la
invención trabaja en la forma siguiente.
Al activar el aparato de mando a través de la
línea de activación del sistema SA se activa por una parte la
auto-retención SH y por otra el circuito de mando
SS. De este modo está presente en la línea de alimentación VL la
tensión U_{VL}, que se corresponde aproximadamente con la tensión
U_{V} en la conexión de alimentación de tensión V.
En este estado está además desconectado el
conmutador de salida T1, de modo que el condensador C1 se carga por
una parte a través de una corriente que fluye desde la línea de
alimentación VL a través del diodo D2 y de la toma central Ma, y
por otra parte a través de una corriente que pasa a través de la
carga L hacia la salida A, y desde ésta al condensador C1. La
tensión con la que se carga el condensador C1 se corresponde
esencialmente con la tensión U_{VL}, la cual entonces también está
presente en la toma central Ma.
Si se activa ahora mediante el circuito de mando
SS la etapa de conexión ES y se da continuidad a su transistor de
conmutación ST, entonces la tensión U_{VL} presente en la toma
central Ma da lugar a que pase una corriente a través de la
resistencia R1 a la conexión de compuerta G del conmutador de salida
T1 y se vaya formando la tensión de compuerta UG, retardada en el
tiempo por el circuito RC, R1-C3.
Al ir formándose la tensión de compuerta UG el
conmutador de salida T1 da continuidad, y aumenta la tensión de
fuente US, que al estar desconectado el conmutador de salida T1
corresponde en estado inicial aproximadamente al potencial de masa
M, ya que la corriente que pasa a masa M a través del conmutador de
salida T1, de la salida A y de la carga L, hace aumentar el
potencial en la conexión de fuente S del conmutador de salida T1, y
esto concretamente hasta alcanzar como máximo aproximadamente la
tensión de alimentación U_{V} en la conexión de tensión de
alimentación V cuando el conmutador de salida T1 está totalmente
activado. A esta tensión de fuente US se suma la tensión presente
en el condensador C1, de modo que se puede alcanzar una tensión de
alimentación de compuerta UG que corresponde como máximo
aproximadamente al doble de la tensión de alimentación U_{V}
cuando U_{V} es aproximadamente igual a U_{VL}.
El condensador C1 está dimensionado de tal modo
que su carga es suficiente para suministrar la tensión de
alimentación de compuerta UG durante el intervalo de conexión EIV
más largo posible de la señal PWM generada por el circuito de mando
SS, la cual es claramente superior a U_{V}, estando UG
preferentemente por lo menos a 3, y aún mejor a 5 voltios por
encima de la tensión de fuente US.
Para efectuar la desconexión, el circuito de
mando conecta a través de la línea de desconexión ASL el transistor
de conmutación ST de la etapa de desconexión AS, y al mismo tiempo
desconecta a través de la línea de control de conexión ESL el
transistor de conmutación de la etapa de conexión ES, de modo que
ahora la conexión de compuerta G del conmutador de salida T1 está
conectada a masa M a través de la etapa de desconexión AS y de la
resistencia R2. La caída de la tensión de compuerta UG se limita al
mismo tiempo por el elemento RC, C3-R2.
Estando desconectado el conmutador de salida T1,
el condensador C1 vuelve a cargarse, ya que en este caso la tensión
de fuente US se vuelve a acercar esencialmente al valor cero.
El condensador C2 sirve además para que pueda
pasar una corriente suficientemente grande a través del diodo D2
para cargar lo más rápidamente posible el condensador C1 después de
la desconexión del conmutador de salida T1.
Según cómo se haya elegido el circuito RC R2,
C3, en la conexión de fuente S del conmutador de salida T1 aparecen,
debido al diodo de marcha libre D1, unas puntas de desconexión
negativas más o menos grandes, condicionadas por la carga
inductiva, las cuales se pueden aprovechar para la carga adicional
del condensador C1 hasta una tensión que finalmente es mayor que la
tensión de alimentación UV en la conexión de alimentación de tensión
V.
La capacidad del condensador C1 está elegida
preferentemente con una magnitud tal que durante toda la duración
de conexión del conmutador de salida T1 la tensión de alimentación
de compuerta U_{VG}, y en este caso por lo tanto también
aproximadamente la tensión de fuente UG, esté situada siempre como
mínimo 5 voltios por encima de la tensión en la conexión D del
conmutador de salida T1.
Los condensadores C1 y C2 están además
dimensionados de tal modo que el condensador C1 se cargue después de
desconectar el conmutador de salida T1 a una velocidad tal que la
duración de desconexión mínima de la señal PWM pueda estar por
debajo del 10% de la duración de conexión, preferentemente en
aproximadamente el 1% de ésta.
\newpage
La constante de tiempo de los circuitos RC,
R1-C3 y R2-C3 se elige
preferentemente de modo que se encuentre en 120 nanosegundos,
mientras que el retardo de conexión del diodo de marcha libre D1 se
elige de tal modo que esté situada aproximadamente en una décima
parte de la constante de tiempo de los circuitos RC,
R1-C3 y R2-C3, o inferior, es decir
en aproximadamente 12 nanosegundos o menos.
La señal PWM que puede generarse con el aparato
de mando conforme a la invención está representada en la Figura 2,
en la parte inferior, siendo la duración de conexión tE del
intervalo de conexión EIV y la duración de desconexión tA del
intervalo de desconexión AIV aproximadamente iguales en la señal PWM
dibujada a título de ejemplo. La duración del período de la señal
PWM es tP.
En la Figura 2 se reconoce además la punta de
tensión negativa que aparece durante la duración de desconexión tA,
y que surge debido a la carga inductiva y al diodo de marcha libre
D1.
El aparato de mando conforme a la invención
comprende además del circuito de mando SS un circuito de medida MS
que está en comunicación con el circuito de mando SS, funcionando el
circuito de mando SS al mismo tiempo como circuito monitor.
Con el circuito de medida MS se vigila por medio
de un convertidor analógico-digital AD1 la tensión
U_{A} en una toma de medida MA que está comunicada con la salida
A durante un tiempo de medición tM de un intervalo de desconexión
de medida MAI, durante el cual está desconectado el conmutador de
salida T1.
Tal como está representado en la Figura 2,
durante este tiempo de medición tM y después de la última
desconexión del conmutador de salida T1 aparece como UA la punta de
tensión negativa condicionada por la carga inductiva L, la cual sin
embargo se va reduciendo debido al diodo de marcha libre D1 pasando
a valores positivos, que aparecen debido a que el motor del
ventilador que constituye la carga L sigue girando como generador.
De este modo el motor del ventilador genera una tensión de
generador UGE que con un grado de rendimiento de aproximadamente un
50% máximo supone aproximadamente la mitad de la tensión de
alimentación U_{V} en la conexión de alimentación de tensión
V.
Para determinar la tensión de generador UGE
debida al motor del ventilador, se efectúa la medición de la tensión
UA que se puede medir en la toma de medida MA en un momento de
supervisión definido tU después de la última desconexión del
intervalo de conexión PWM EIV.
Después de haber medido la tensión de generador
UGE, el circuito de medida MS evalúa el valor de aquélla, pudiendo
reconocerse en la aparición de la tensión de generador UGE y en la
magnitud de ésta y respectivamente en el tiempo de supervisión tU
establecido, si el motor del ventilador que actúa como carga L sigue
girando en marcha libre o por ejemplo ya no gira y está
bloqueado.
Esto quiere decir que el circuito de medida MS
simplemente ha de comprobar si la tensión de generador UGE está por
encima de un valor de consigna UGES para tener la seguridad de que
el motor del ventilador no está bloqueado, sino que sigue girando
sin impedimentos.
La desconexión de la señal PWM sin embargo tiene
además el efecto de que los condensadores previstos en el filtro FI
se cargan y la tensión de alimentación U_{V} se puede recuperar
alcanzando un valor máximo U_{VM}.
Si después del intervalo de desconexión de
medida MAI se sigue dando continuidad al conmutador de salida T1
durante un intervalo de conexión de medida MEI con una duración de
tiempo de carga tB, entonces la tensión de alimentación U_{V}
desciende desde el valor máximo U_{VM} a un valor de carga
U_{VB} que está condicionado porque tiene lugar una descarga de
los condensadores en el filtro FI, ya que la red de a bordo que
suministra la tensión de alimentación U_{V} presenta ella misma
una resistencia.
En una toma de tensión de alimentación VA unida
a la conexión de tensión de alimentación V se puede medir la
tensión de alimentación UV mediante un convertidor
analógico-digital AD2, pudiendo consultarse por el
circuito de medida MS, donde la diferencia entre la tensión máxima
U_{VM} y la tensión U_{VB} después de un tiempo de carga tB
permite reconocer en qué medida la carga L conectada a la conexión A
deja pasar una corriente prevista y por lo tanto está presente, o
por ejemplo debido a un cortocircuito, deja pasar una corriente
demasiado grande.
Si la diferencia entre el valor U_{VM} y
U_{VB} es aproximadamente igual a cero, entonces el circuito de
medida MS puede reconocer que no está conectada ninguna carga L.
Si la diferencia entre la tensión UVM y U_{VB}
es por ejemplo del orden de magnitud de menos de 1 voltio pero
mayor que 0,5 voltios, entonces está conectada por ejemplo una carga
correspondiente al dimensionado.
Si la diferencia entre UVM y UVB está en
tensiones superiores a 2 ó 3 V, esto indica que hay una carga
excesiva de la salida A debida a la carga L, que presenta por
ejemplo un cortocircuito, y el circuito de mando SS puede utilizar
esto como motivo para desactivar el aparato de mando mediante la
desconexión de la autorretención SH.
Claims (27)
1. Aparato de mando para controlar una carga
inductiva (L) conectada a una salida, en particular un motor de
ventilador de un automóvil, comprendiendo
un circuito de mando que de acuerdo con un valor
de consigna genera una señal PWM que presenta intervalos
consecutivos de conexión y de desconexión (EIV, AIV),
un conmutador de salida FET (T1) para conectar
una tensión de alimentación para la carga que fluye desde una
conexión de alimentación de tensión hacia la salida (A), de acuerdo
con los intervalos de conexión y de desconexión (EIV, AIV),
una etapa de conexión y una etapa de desconexión
para conectar y desconectar una tensión de compuerta (U_{G}) del
conmutador de salida (T1), que están controladas por el circuito de
mando de acuerdo con el intervalo de conexión y de desconexión (EIV,
AIV) de la señal PWM,
y una tensión de alimentación de compuerta (GSV)
para el conmutador de salida FET (T1), que presenta un circuito de
bomba de carga que comprende un diodo (D2) situado entre una
conexión positiva (PLA) y una toma central (Ma) en el sentido de
paso, y un condensador (C1) situado entre la toma central (Ma) y una
conexión negativa (MIA),
estando la toma central (Ma) unida al conmutador
de salida FET (T1) a través de la etapa de conexión (ES), variando
un potencial en la conexión negativa (MIA) del circuito de bomba de
carga de acuerdo con un potencial en la salida (A), y por lo tanto
una corriente que durante el intervalo de desconexión (AIV) fluye a
través del diodo (D2) carga el condensador (C1), y bloquea el diodo
(D2) durante todo el intervalo de conexión (EIV), suministrando la
capacidad (C1) en la toma central (Ma) una tensión de alimentación
de compuerta (U_{GV}) que a su vez se corresponde como mínimo con
una tensión en la conexión del lado de alimentación (D) del
conmutador de salida (T1), y que da lugar a la continuidad del
conmutador de salida (T1) durante el intervalo de conexión (EIV),
caracterizado porque la alimentación de tensión de compuerta
(GSV) tiene asignado un condensador (C2) que estabiliza la tensión
(U_{VL}) presente en la conexión positiva (PLA) del circuito de la
bomba de carga, y porque el condensador (C1) del circuito de la
bomba de carga y el condensador (C2) para la estabilización de la
dimensión que está presente en el circuito de la bomba de carga
están dimensionados de tal modo que la duración de desconexión
mínima de la señal PWM está por debajo del 10% de la duración de
conexión.
2. Aparato de mando según la reivindicación 1,
caracterizado porque la tensión de alimentación de compuerta
((U_{GV}) se puede conducir sin regular a la conexión de compuerta
del conmutador de salida (T1).
3. Aparato de mando según la reivindicación 1 ó
2, caracterizado porque la capacidad (C1) del circuito de
bomba de carga está dimensionada de tal modo que durante el
intervalo de desconexión mínimo (AIV) previsto para la señal PWM y
para el intervalo de conexión máximo (EIV) suministra durante todo
el intervalo de conexión (EIV) una tensión de alimentación de
compuerta (U_{GV}) que es mayor que la tensión en la conexión (D)
del lado de alimentación del conmutador de salida (T1).
4. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque las
corrientes de fuga durante la generación de la tensión de compuerta
(U_{G}) durante todo el intervalo de conexión (EIV) solamente
descargan la capacidad (C1) hasta tal punto que al final del
intervalo de conexión máximo (EIV) su tensión es mayor que la
tensión en la conexión (D) del lado de alimentación del circuito de
salida (T1).
5. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la
capacidad (C1) está dimensionada de tal modo que durante el
intervalo de conexión máximo (EIV) no se descarga más que hasta la
mitad.
6. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la tensión
de alimentación de compuerta (U_{GV}) está durante todo el
intervalo de conexión por lo menos 3 voltios por encima de la
tensión en la conexión (D) del lado de alimentación del conmutador
de salida (T1).
7. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la conexión
negativa (MIA) del circuito de la bomba de carga se encuentra en un
potencial entre la conexión (S) del lado de salida del conmutador
de salida (T1) y la de la salida (A).
8. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la conexión
positiva (PLA) del circuito de la bomba de carga se encuentra en un
potencial que corresponde como mínimo al de la conexión (D) del
lado de alimentación del conmutador de salida (T1).
9. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la conexión
positiva (PLA) del circuito de la bomba de carga está unido con una
línea de alimentación (VL) del aparato de mando.
10. Aparato de mando según la reivindicación 9,
caracterizado porque la línea de alimentación (VL) se
encuentra en una tensión estabilizada (U_{VL}).
11. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la
alimentación de tensión de compuerta (GSV) comprende exclusivamente
diodos (D1) y condensadores (C1).
12. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque a la etapa
de conexión (ES) le está asignado un circuito temporizador (R1, C3)
realizado como filtro de paso bajo.
13. Aparato de mando según la reivindicación 12,
caracterizado porque un condensador (C3) del filtro de paso
bajo (R1, C3) está situado entre la conexión de compuerta (G) y masa
(M).
14. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la etapa de
conexión (ES) comprende un transistor de conmutación (ST)
controlable por el circuito de mando (SS).
15. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la etapa de
desconexión (AS) tiene asignado un circuito temporizador (R2, C3)
realizado como filtro de paso bajo.
16. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la etapa de
desconexión (AS) presenta un transistor de conmutación (ST)
controlado por el circuito de mando (SS).
17. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque una
constante de tiempo del filtro de paso bajo para la conexión (R1,
C3) y/o la desconexión (R2, C3) es mayor que una constante de
tiempo de un diodo de marcha libre (D1) conectado en paralelo con la
carga (L) como mínimo en un factor cinco.
18. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque entre el
conmutador de salida (T1) y la carga (L) está prevista una toma de
medida (MA), que está unida a un circuito de medida (MS), y porque
un circuito monitor (SS) genera un intervalo de desconexión de
medida (MAI) mediante la supresión de por lo menos un intervalo de
conexión PWM (EIV), y porque dentro del intervalo de desconexión de
medida (MAI) se supervisa con el circuito de medida (MS) la tensión
(U_{A}) en la toma de medida (MA), y se compara con un valor de
referencia (U_{GES}).
19. Aparato de mando según la reivindicación 18,
caracterizado porque el circuito de medida (MS) determina la
tensión en la toma de medida (MA) dentro del intervalo de
desconexión de medida (MAI) y en un tiempo de supervisión
determinado (tU).
20. Aparato de mando según la reivindicación 18
ó 19, caracterizado porque el circuito monitor (SS) comprueba
si la tensión (U_{A}) en la toma de medida (MA) rebasa un valor
mínimo (U_{GES}).
21. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones 18 a 20, caracterizado porque el circuito
monitor (SS) inicia periódicamente un intervalo de desconexión de
medida (MAI).
22. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones 18 a 21, caracterizado por estar previsto
otro circuito de medida (MS) que determina una tensión de
alimentación (U_{V}) del aparato de mando.
23. Aparato de mando según la reivindicación 22,
caracterizado porque el circuito monitor (SS) genera un
intervalo de conexión de medida (MEI) de duración definida, y
determina al comienzo y al final de este intervalo de conexión de
medida (MEI) la tensión de alimentación (U_{V}) en carga (L), y
porque el circuito monitor (SS) determina la diferencia entre la
tensión de alimentación al comienzo (U_{VM}) y al final (U_{VB})
del intervalo de conexión de medida (MEI), y la compara con un
valor de referencia.
24. Aparato de mando según la reivindicación 23,
caracterizado porque el circuito monitor (SS) comunica
ausencia de carga en el caso de que la diferencia sea inferior a un
valor de referencia mínimo.
25. Aparato de mando según la reivindicación 23
ó 24, caracterizado porque el circuito monitor (SS) comunica
la presencia de un cortocircuito si se rebasa un valor de referencia
máximo.
26. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones 23 a 25, caracterizado porque el circuito
monitor (SS) genera un intervalo de conexión de medida (MEI)
independiente de la PWM.
27. Aparato de mando según una de las
reivindicaciones 23 a 26, caracterizado porque el circuito
monitor (SS) genera el intervalo de conexión de medida (MEI)
inmediatamente después del intervalo de desconexión de medida
(MAI).
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19702949 | 1997-01-28 | ||
| DE19702949A DE19702949A1 (de) | 1997-01-28 | 1997-01-28 | Steuergerät |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2321247T3 true ES2321247T3 (es) | 2009-06-03 |
Family
ID=7818523
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES98101336T Expired - Lifetime ES2321247T3 (es) | 1997-01-28 | 1998-01-27 | Aparato de mando. |
| ES07004639T Expired - Lifetime ES2319336T3 (es) | 1997-01-28 | 1998-01-27 | Aparato de control. |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES07004639T Expired - Lifetime ES2319336T3 (es) | 1997-01-28 | 1998-01-27 | Aparato de control. |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5977743A (es) |
| EP (2) | EP0855799B1 (es) |
| JP (1) | JP4142142B2 (es) |
| AT (2) | ATE421800T1 (es) |
| DE (3) | DE19702949A1 (es) |
| ES (2) | ES2321247T3 (es) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19928907A1 (de) * | 1999-06-17 | 2000-12-28 | Stribel Gmbh | Steuerschaltung |
| JP4048698B2 (ja) * | 2000-07-28 | 2008-02-20 | 株式会社デンソー | 車両用冷却ファンの制御装置および制御方法 |
| DE10044066A1 (de) | 2000-09-07 | 2002-04-04 | Stribel Gmbh | Elektrischer Lüfter |
| DE10065194A1 (de) * | 2000-12-20 | 2002-07-18 | Stribel Gmbh | Ansteuerschaltung |
| US6507177B2 (en) | 2001-06-05 | 2003-01-14 | Alcoa Fujikura Gesellschaft Mit Beschraenkter Haftung | Control circuit for the power controlled operation of a load |
| DE10149390C1 (de) * | 2001-09-28 | 2002-10-10 | Stribel Gmbh | Steuergerät |
| DE10158846A1 (de) | 2001-11-27 | 2003-07-03 | Alcoa Fujikura Gmbh | Steuergerät |
| US6531895B1 (en) | 2002-02-08 | 2003-03-11 | Delphi Technologies, Inc. | Isolated gate drive circuit having a switched input capacitor |
| US6838847B2 (en) * | 2002-05-09 | 2005-01-04 | Siemens Vdo Automotive Inc. | Stall protection based on back EMF detection |
| DE10302673A1 (de) * | 2003-01-24 | 2004-07-29 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Steuerschaltung zum Reduzieren von leitungsgebundenen Störungen bei einer Pulsweiten-modulierten Ansteuerung eines Elektromotors |
| US7119606B2 (en) * | 2003-07-10 | 2006-10-10 | Qualcomm, Incorporated | Low-power, low-area power headswitch |
| DE10336377A1 (de) * | 2003-08-06 | 2005-03-03 | Robert Bosch Gmbh | Integriertes Modul zur Ansteuerung eines Gebläsemotors |
| EP1757174B1 (en) * | 2004-05-17 | 2011-03-16 | International Rectifier Corporation | High current charge pump for intelligent power switch driver |
| DE102006016779B4 (de) * | 2006-04-10 | 2008-01-31 | Ford Global Technologies, LLC, Dearborn | Verfahren zur Erkennung einer Lüfterstörung und Vorrichtung zur Durchführung eines derartigen Verfahrens |
| DE102007024634A1 (de) * | 2007-05-24 | 2008-11-27 | Behr Gmbh & Co. Kg | Steuerung, Modul und Lüfteranordnung |
| KR101743294B1 (ko) * | 2010-11-01 | 2017-06-15 | 두산인프라코어 주식회사 | 건설장비의 모니터링 데이터 샘플링 방법 |
| ITTO20110951A1 (it) * | 2011-10-20 | 2013-04-21 | Gate Srl | Circuito per il comando di un elettroventilatore per autoveicoli |
| DE102014202460B3 (de) * | 2013-10-14 | 2015-02-05 | Continental Automotive Gmbh | Verfahren zum Erkennen eines Leitungskurzschlusses oder einer Leitungsunterbrechung bei einer geschalteten induktiven Last |
| CN111052577B (zh) * | 2017-08-30 | 2023-07-25 | 株式会社日立制作所 | 电力转换装置以及电力转换方法 |
Family Cites Families (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4383245A (en) * | 1980-10-31 | 1983-05-10 | Sperry Corporation | Digital servomotor drive apparatus |
| US4473784A (en) * | 1983-03-14 | 1984-09-25 | Morez Gene S | Power control circuit |
| US4454454A (en) * | 1983-05-13 | 1984-06-12 | Motorola, Inc. | MOSFET "H" Switch circuit for a DC motor |
| DE3405936A1 (de) * | 1984-02-18 | 1985-08-22 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Einrichtung zur ansteuerung eines leistungs-feldeffekt-schalttransistors |
| NZ207431A (en) * | 1984-03-08 | 1989-03-29 | Fisher & Paykel | Pulse with modulation controls current in dc motor |
| US4603269A (en) * | 1984-06-25 | 1986-07-29 | Hochstein Peter A | Gated solid state FET relay |
| US4628235A (en) * | 1985-09-19 | 1986-12-09 | Gulf & Western Manufacturing Company | Control circuit for motor driver |
| US4734628A (en) * | 1986-12-01 | 1988-03-29 | Carrier Corporation | Electrically commutated, variable speed compressor control system |
| US4841165A (en) * | 1988-02-12 | 1989-06-20 | Wesley H. Heinmiller | D. C. power controller |
| US4856078A (en) * | 1988-03-23 | 1989-08-08 | Zenith Electronics Corporation | DC fan speed control |
| JPH0691759B2 (ja) * | 1988-08-12 | 1994-11-14 | 株式会社日立製作所 | 内燃機関の発電制御装置 |
| DE3878242D1 (de) * | 1988-10-27 | 1993-03-18 | Siemens Ag | Leistungsendstufe mit einer last. |
| US5070292A (en) * | 1989-11-13 | 1991-12-03 | Performance Controls, Inc. | Pulse-width modulated circuit for driving a load |
| JP3298902B2 (ja) * | 1991-06-07 | 2002-07-08 | 日本電産株式会社 | Ｄｃモータの運転方法と運転回路 |
| GB2280762A (en) * | 1993-07-31 | 1995-02-08 | Lucas Ind Plc | Testing and speed control of ABS pump motors |
| US5583420A (en) * | 1993-10-01 | 1996-12-10 | Lucas Aerospace Power Equipment Corporation | Microprocessor controller for starter/generator |
| DE4413546A1 (de) * | 1994-04-19 | 1995-10-26 | Walter Marks | Gleichstrom-Steuerschaltung |
| TW308754B (es) * | 1994-12-28 | 1997-06-21 | Yamaha Motor Co Ltd | |
| EP0751621B1 (en) * | 1995-06-30 | 1998-04-15 | STMicroelectronics S.r.l. | Bootstrap line power supply regulator with no filter capacitor |
-
1997
- 1997-01-28 DE DE19702949A patent/DE19702949A1/de not_active Withdrawn
-
1998
- 1998-01-26 US US09/013,622 patent/US5977743A/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-01-27 DE DE59814340T patent/DE59814340D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-01-27 EP EP98101336A patent/EP0855799B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-01-27 EP EP07004639A patent/EP1801973B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-01-27 ES ES98101336T patent/ES2321247T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1998-01-27 AT AT07004639T patent/ATE421800T1/de active
- 1998-01-27 AT AT98101336T patent/ATE425583T1/de active
- 1998-01-27 ES ES07004639T patent/ES2319336T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1998-01-27 DE DE59814349T patent/DE59814349D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-01-28 JP JP01572598A patent/JP4142142B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE19702949A1 (de) | 1998-07-30 |
| ATE425583T1 (de) | 2009-03-15 |
| DE59814349D1 (de) | 2009-04-23 |
| ES2319336T3 (es) | 2009-05-06 |
| DE59814340D1 (de) | 2009-03-12 |
| EP0855799A2 (de) | 1998-07-29 |
| ATE421800T1 (de) | 2009-02-15 |
| EP1801973A3 (de) | 2007-09-05 |
| EP0855799B1 (de) | 2009-03-11 |
| EP1801973A2 (de) | 2007-06-27 |
| US5977743A (en) | 1999-11-02 |
| EP0855799A3 (de) | 2000-12-20 |
| EP1801973B1 (de) | 2009-01-21 |
| JP4142142B2 (ja) | 2008-08-27 |
| JPH10327596A (ja) | 1998-12-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| ES2321247T3 (es) | Aparato de mando. | |
| ES2231647T3 (es) | Sistema de control de carga provisto de un circuito de proteccion contra sobrecarga. | |
| US9520789B2 (en) | Power supply device | |
| US6680837B1 (en) | Hiccup-mode short circuit protection circuit and method for linear voltage regulators | |
| US4739226A (en) | Dimming circuit having switching transistor protection means | |
| US6490182B2 (en) | Power conversion apparatus | |
| JPWO2018158807A1 (ja) | 半導体装置、および、電力変換システム | |
| ES2688162T3 (es) | Interruptor de protección electrónico | |
| ES2219204T3 (es) | Circuito de arranque para motores, en concreto para compresores de refrigerador. | |
| ES2947534T3 (es) | Procedimiento para hacer funcionar un disyuntor electrónico y disyuntor electrónico | |
| EP0746899A1 (en) | Switching regulator having high current prevention features | |
| JP2005005112A (ja) | Ｌｅｄ駆動回路 | |
| US5164636A (en) | Actuator for flashing light | |
| ES2335081T3 (es) | Conexion de proteccion para una conexion en serie constituida por una etapa final de semiconductor de potencia y por un consumidor inductivo. | |
| ES2219627T5 (es) | Disparador electronico que comprende un condensador de alimentacion de una bobina de disparo. | |
| US6420832B2 (en) | Switching circuit with overload protection | |
| ES2382450T3 (es) | Conmutador semiconductor con desconexión en cortocircuito | |
| ES2204462T3 (es) | Sistema de regulacion de tension para cargar a bordo de un vehiculo automovil. | |
| US5488533A (en) | Methods and apparatus for isolating a power network from a load during an overcurrent condition | |
| ES2618016T3 (es) | Procedimiento y configuración de circuitos para conmutar un interruptor semiconductor | |
| EP0596474B1 (en) | Circuit arrangement for controlled switch-off of a metal-oxide semiconductor field effect transistor | |
| JP4423765B2 (ja) | 負荷駆動装置 | |
| US6377131B1 (en) | Pulse width modulated driver | |
| ES2351434T3 (es) | Generador de impulsos de alta tensión para un filtro eléctrico. | |
| US20070050687A1 (en) | Watchdog monitoring circuit and method for controlling energization of the load using the watchdog monitoring circuit |