JP2005005112A

JP2005005112A - Ｌｅｄ駆動回路

Info

Publication number: JP2005005112A
Application number: JP2003166796A
Authority: JP
Inventors: Hiroo Yabe; 弘男矢部
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 2003-06-11
Filing date: 2003-06-11
Publication date: 2005-01-06

Abstract

【課題】車両の照明や信号灯に用いられるＬＥＤを駆動する小型で高効率なＬＥＤ駆動回路を得る。
【解決手段】スイッチ手段１０１のオン抵抗、第１の抵抗Ｒ１１、および第２の抵抗Ｒ１２並びにコンデンサＣ１１によりオフセットを持った三角波状の負荷電流を生成し、負荷電流検出手段１０３およびスイッチ制御手段１０２により人間の目の応答性より速い発振周波数でスイッチ手段１０１をオンオフすることにより、コイルおよびフリーホイールダイオードを用いることなく、ＬＥＤを略定電流駆動する。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車両の照明や信号灯に用いられるＬＥＤ（ｌｉｇｈｔ−ｅｍｉｔｔｉｎｇｄｉｏｄｅ）を駆動するためのＬＥＤ駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、車両の照明や信号灯にＬＥＤを用いる手法が提案されている。特許文献１「光学車両表示装置」は、その図１に示されているように、制御回路、コイル、ダイオード、スイッチ、およびコンデンサを使用して、スイッチングレギュレータ方式で複数のＬＥＤを駆動する回路を開示している。
【０００３】
【特許文献１】
特開２０００−１６８４３２号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記特許文献１等に開示された従来例では電流を制御する手段としてコイルおよびフリーホイールダイオードを用いている。しかしながら、これらは寸法が大きく重量もあるため装置が大型化する。
【０００５】
また、スイッチングレギュレータ方式は、数十［ｋＨｚ］から数［ＭＨｚ］の周波数で動作するのが一般的なため、回路から高調波が発生しＡＭやＦＭの車載ラジオに雑音が混入したりする問題点がある。この問題点を解決するためには、大がかりなフィルタ回路や電波遮断材が必要になる。また、スイッチ手段を制御するためのオシレータ、エラーアンプ、電圧源、電流源、コンパレータ、フリップフロップ等の回路を必要とし、回路規模が大きくなる。
【０００６】
本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであり、車両の照明や信号灯に用いられるＬＥＤを駆動する小型で高効率なＬＥＤ駆動回路を提供することを目的とする。
【０００７】
また本発明は、上記目的に加えてラジオノイズの発生を抑えることができるＬＥＤ駆動回路を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するために、請求項１記載の発明は、図１に示すように、電源からＬＥＤ負荷１０４に供給する電流をオンオフするスイッチ手段１０１と、前記ＬＥＤ負荷１０４と並列に接続され、該ＬＥＤ負荷１０４に供給される電荷を蓄積するコンデンサＣ１１と、前記スイッチ手段１０１と前記コンデンサＣ１１との間に接続され、前記電源から供給される前記コンデンサＣ１１への充電電流を制限する第１の抵抗Ｒ１１と、前記ＬＥＤ負荷１０４と直列に接続され、該ＬＥＤ負荷１０４への負荷電流を制限する第２の抵抗Ｒ１２と、前記第２の抵抗Ｒ１２の両端に接続され、前記負荷電流を検出する負荷電流検出手段１０３と、前記負荷電流検出手段１０３により検出された負荷電流が所定の参照値を上回ると前記スイッチ手段１０１をオフし、下回るとオンするスイッチ制御手段１０２と、を有し、前記スイッチ制御手段１０２は、前記ＬＥＤ負荷１０４の点灯信号が入力されると、前記スイッチ手段１０１のオンオフ制御を開始することを特徴としている。
【０００９】
したがって、請求項１記載の発明によれば、スイッチ手段１０１のオン抵抗、第１の抵抗Ｒ１１、および第２の抵抗Ｒ１２並びにコンデンサＣ１１によりオフセットを持った三角波状の負荷電流を生成し、負荷電流検出手段１０３およびスイッチ制御手段１０２により人間の目の応答性より速い発振周波数でスイッチ手段１０１をオンオフすることにより、コイルおよびフリーホイールダイオードを用いることなく、ＬＥＤを略定電流駆動することができ、回路の効率化、小型化、低コスト化することができる。また、従来より低い発振周波数およびオフセットを持たせた振幅によりＬＥＤを駆動することにより低ノイズ化を図ることができる。
【００１０】
請求項２記載の発明は、図７に示すように、電源からＬＥＤ負荷２０４に供給する電流をオンオフする第１のスイッチ手段２０１と、前記ＬＥＤ負荷２０４と並列に接続され、該ＬＥＤ負荷２０４に供給される電荷を蓄積するコンデンサＣ２１と、前記第１のスイッチ手段２０１と前記コンデンサＣ２１との間に接続され、前記電源から供給される前記コンデンサＣ２１への充電電流を制限する第１の抵抗Ｒ２１と、前記ＬＥＤ負荷２０４と直列に接続され、該ＬＥＤ負荷２０４への負荷電流を制限する第２の抵抗Ｒ２２と、前記コンデンサＣ２１の電圧を検出する電圧検出手段２０３と、前記電圧検出手段２０３により検出された電圧が所定の参照値を上回ると前記第１のスイッチ手段２０１をオフし、下回るとオンする第１のスイッチ制御手段２０２と、を有し、前記第１のスイッチ制御手段２０２は、前記ＬＥＤ負荷２０４の点灯信号が入力されると、前記第１のスイッチ手段２０１のオンオフ制御を開始することを特徴としている。
【００１１】
したがって、請求項２記載の発明によれば、第１のスイッチ手段２０１のオン抵抗、第１の抵抗Ｒ２１、および第２の抵抗Ｒ２２並びにコンデンサＣ２１によりオフセットを持った三角波状の負荷電圧を生成し、電圧検出手段２０３および第１のスイッチ制御手段２０２により人間の目の応答性より速い発振周波数で第１のスイッチ手段２０１をオンオフすることにより、コイルおよびフリーホイールダイオードを用いることなく、ＬＥＤを略定電圧駆動することができ、回路の効率化、小型化、低コスト化することができる。また、従来より低い発振周波数およびオフセットを持たせた振幅によりＬＥＤを駆動することにより低ノイズ化を図ることができる。
【００１２】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記ＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂは複数列から構成され、該複数列ごとに前記第２の抵抗Ｒ５２ａ、Ｒ５２ｂが接続され、前記コンデンサＣ５１と前記第２の抵抗Ｒ５２ａ、Ｒ５２ｂとの間に前記複数列ごとに接続され、前記ＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂへの前記負荷電流をオンオフする第２のスイッチ手段５０１ｂ、５０１ｃと、前記複数列のＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂのいずれかの点灯を指示する前記点灯信号が入力されると、対応する前記第２のスイッチ手段５０１ｂ、５０１ｃをオンする前記第２のスイッチ制御手段５０２ｂ、５０２ｃと、をさらに有することを特徴としている。
【００１３】
したがって、請求項３記載の発明によれば、複数チャネルのＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂの各チャネルごとに第２のスイッチ手段５０１ｂ、５０１ｃを接続し、点灯信号により第２のスイッチ手段５０１ｂ、５０１ｃを制御する第２のスイッチ制御手段５０２ｂ、５０２ｃを接続することにより、コイルおよびフリーホイールダイオードを用いることなく、低ノイズで複数チャネルのＬＥＤを略定電圧駆動することができ、回路の効率化、小型化、低コスト化することができる。
【００１４】
請求項４記載の発明は、図１４に示すように、電源からＬＥＤ負荷３０４に供給する電流をオンオフする第１のスイッチ手段（ＭＯＳＦＥＴ３１）と、前記ＬＥＤ負荷３０４と並列に接続され、該ＬＥＤ負荷３０４に供給される電荷を蓄積するコンデンサＣ３１と、前記第１のスイッチ手段（ＭＯＳＦＥＴ３１）と前記コンデンサＣ３１との間に接続されており、ゲートが第３の抵抗Ｒ３２を介してアースに接続され、通常時にオンし直流電源逆接時にオフするＭＯＳＦＥＴ３２と、前記ＭＯＳＦＥＴ３２と前記コンデンサＣ３１との間に接続されるコイルＬ３１と、前記ＬＥＤ負荷３０４と直列に接続され、該ＬＥＤ負荷３０４への負荷電流を制限する第２の抵抗Ｒ３１と、前記コイルＬ３１を挟んで前記コンデンサＣ３１と並列に接続されるダイオードＤ３１と、前記コンデンサＣ３１の電圧を検出する電圧検出手段３０３と、前記電圧検出手段３０３により検出された電圧が所定の参照値を上回ると前記第１のスイッチ手段（ＭＯＳＦＥＴ３１）をオフし、下回るとオンする第１のスイッチ（ゲート）制御手段３０２と、を有し、前記第１のスイッチ（ゲート）制御手段３０２は、前記ＬＥＤ負荷３０４の点灯信号が入力されると、前記第１のスイッチ手段（ＭＯＳＦＥＴ３１）をオンすることを特徴としている。
【００１５】
したがって、請求項４記載の発明によれば、第１のスイッチ手段３０１のオン抵抗、ＭＯＳＦＥＴ３２のオン抵抗、コイルＬ３１、コンデンサＣ３１および第２の抵抗Ｒ３１によりオフセットを持った三角波状または正弦波状の負荷電流を生成し、電圧検出手段３０３および第１のスイッチ制御手段３０２により人間の目の応答性より速い発振周波数で第１のスイッチ手段３０１をオンオフすることにより、小規模の回路で効率よくＬＥＤを駆動するとともにラジオノイズの発生を抑えることができ、小型化、低コスト化することができる。また、バッテリ逆接時にＭＯＳＦＥＴをオフするように設計することにより、バッテリ逆接時による回路破壊を防止することができる。
【００１６】
請求項５記載の発明は、図２４に示すように、電源からＬＥＤ負荷４０４に供給する電流をオンオフするスイッチ手段（ＭＯＳＦＥＴ４１）と、前記ＬＥＤ負荷４０４と並列に接続され、該ＬＥＤ負荷４０４に供給される電荷を蓄積するコンデンサＣ４１と、前記スイッチ手段（ＭＯＳＦＥＴ４１）と前記コンデンサＣ４１との間に接続されており、ゲートが第３の抵抗Ｒ４２を介してアースに接続され、通常時にオンし直流電源逆接時にオフするＦＥＴ４２と、前記ＦＥＴ４２と前記コンデンサＣ４１との間に接続されるコイルＬ４１と、前記ＬＥＤ負荷４０４と直列に接続され、該ＬＥＤ負荷４０４への負荷電流を制限する第２の抵抗Ｒ４１と、前記コイルＬ４１を挟んで前記コンデンサＣ４１と並列に接続されるダイオードＤ４１と、前記第２の抵抗Ｒ４１の両端に接続され、前記負荷電流を検出する負荷電流検出手段４０３と、前記負荷電流検出手段４０３により検出された電圧が所定の参照値を上回ると前記スイッチ手段（ＭＯＳＦＥＴ４１）をオフし、下回るとオンするスイッチ（ゲート）制御手段４０２と、を有し、前記スイッチ（ゲート）制御手段４０２は、前記ＬＥＤ負荷４０４の点灯信号が入力されると、前記スイッチ手段（ＭＯＳＦＥＴ４１）のオンオフ制御を開始することを特徴としている。
【００１７】
したがって、請求項５記載の発明によれば、スイッチ手段４０１のオン抵抗、ＦＥＴ４２のオン抵抗、コイルＬ４１、コンデンサＣ４１および第２の抵抗Ｒ４１によりオフセットを持った三角波状または正弦波状の負荷電圧を生成し、負荷電流検出手段４０３およびスイッチ制御手段４０２により人間の目の応答性より速い発振周波数でスイッチ手段４０１をオンオフすることにより、小規模の回路で効率よくＬＥＤを駆動するとともにラジオノイズの発生を抑えることができ、小型化、低コスト化することができる。また、バッテリ逆接時にＦＥＴをオフするように設計することにより、バッテリ逆接時による回路破壊を防止することができる。
【００１８】
請求項６記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記ＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂは複数列から構成され、該複数列ごとに前記第２の抵抗Ｒ６２ａ、Ｒ６２ｂが接続され、前記コンデンサＣ６１と前記第２の抵抗Ｒ６２ａ、Ｒ６２ｂとの間に前記複数列ごとに接続され、前記ＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂへの前記負荷電流をオンオフする第２のスイッチ手段６０１ｂ、６０１ｃと、前記複数列のＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂのいずれかの点灯を指示する前記点灯信号が入力されると、対応する前記第２のスイッチ手段６０１ｂ、６０１ｃをオンする前記第２のスイッチ制御手段６０２ｂ、６０２ｃと、をさらに有することを特徴としている。
【００１９】
したがって、請求項６記載の発明によれば、複数チャネルのＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂの各チャネルごとに第２のスイッチ手段６０１ｂ、６０１ｃを接続し、点灯信号により第２のスイッチ手段６０１ｂ、６０１ｃを制御する第２のスイッチ制御手段６０２ｂ、６０２ｃを接続することにより、低ノイズで複数チャネルのＬＥＤを略定電圧駆動することができ、回路の効率化、小型化、低コスト化することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を添付図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２１】
（第１の実施形態）
まず、第１の実施形態について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の基本構成図である。図１に示すＬＥＤ負荷１０４を駆動する回路は、直流電源、スイッチ手段１０１、抵抗Ｒ１１、抵抗Ｒ１２、コンデンサＣ１１、スイッチ制御手段１０２、および負荷電流検出手段１０３を備える。
【００２２】
スイッチ手段１０１は、スイッチ制御手段１０２の制御信号により電流をオンオフする。一端は直流電源の＋端子に、もう一端はＬＥＤ負荷１０４のアノード側に抵抗Ｒ１１および抵抗Ｒ１２を介して接続される。コンデンサＣ１１は、ＬＥＤ負荷１０４に供給する電荷を蓄える。抵抗Ｒ１２を介してＬＥＤ負荷１０４と並列に接続される。抵抗Ｒ１１は、コンデンサＣ１１への充電電流を制限する。抵抗Ｒ１２は、負荷電流の制限と負荷電流の検出とを兼ねた抵抗であり、ＬＥＤ負荷１０４と直列に接続される。
【００２３】
負荷電流検出手段１０３は、負荷電流をスイッチ制御手段１０２が読み取り可能な信号に変換する。スイッチ制御手段１０２は、点灯信号を入力されるとスイッチ手段１０１にオン信号を送り、負荷電流検出手段１０３からの信号により通知される負荷電流が設定されたレベルを超えたらオフ信号をスイッチ手段１０１に送る。ＬＥＤ負荷１０４は、順方向電圧の合計が電源電圧よりも小さくなるような直列数が定められる。一直列でもよいし、並列接続でもよい。並列接続するとき、個々の列に負荷電流を平準化するためのバラスト抵抗を接続してもよい。以上の構成により負荷電流をオフセット付きの三角波状として駆動する。
【００２４】
図２は、第１の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の具体的構成図である。図１に示したスイッチ手段１０１は、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１１で構成されている。ソースを基準としたときのゲート−ソース間の電圧がある電圧よりも低くなるとソース−ドレイン間が導通する。
【００２５】
スイッチ制御手段１０２は、トランジスタＱ１１、抵抗Ｒ１３、抵抗Ｒ１４、抵抗Ｒ１５、ツェナーダイオードＺＤ１１、コンパレータＣＭＰ１１、および参照電圧Ｖｒｅｆで構成される。点灯スイッチＳＷ１１が閉じられると、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート電圧がしきい値以下に下げられ、ＭＯＳＦＥＴ１１は導通する。コンパレータＣＭＰ１１のマイナス入力電圧が参照電圧Ｖｒｅｆの値を超えると、コンパレータＣＭＰ１１の出力はＬｏとなる。コンパレータＣＭＰ１１の出力がＬｏになるとトランジスタＱ１１がオンするので、ゲート−ソース間電圧はしきい値電圧よりも上がり、ＭＯＳＦＥＴ１１は非導通となる。
【００２６】
負荷電流検出手段１０３は、トランジスタＱ１２、抵抗Ｒ１７、抵抗１８、抵抗１９、抵抗Ｒ１１０、およびオペアンプＯＰ１１で構成される。フィードバック制御により抵抗Ｒ１２を流れる電流は、抵抗Ｒ１１０の電圧に変換される。抵抗Ｒ１１０に発生する電圧Ｖｍｏは、以下の式１で表される。電流ＩＬは、ＬＥＤ負荷１０４に流れる電流である。
【００２７】
Ｖｍｏ＝（Ｒ１７／Ｒ１１０）＊Ｒ１２＊ＩＬ …式１
【００２８】
図３は、図２に示した回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。まず、点灯スイッチＳＷ１１が開の時、抵抗Ｒ１３によりＭＯＳＦＥＴ１１のゲート−ソース間電圧は略０Ｖとされる。よって、ＭＯＳＦＥＴ１１は非導通であり、ＬＥＤ負荷１０４は通電されず消灯している。
【００２９】
次に、点灯スイッチＳＷ１１が閉じられると、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート電位は、抵抗Ｒ１４、Ｒ１５を通じてグランドレベルに下げられる。よって、ＭＯＳＦＥＴ１１は導通し、抵抗Ｒ１１を通じてコンデンサＣ１１に電流ＩＦＥＴが流れる。ＭＯＳＦＥＴ１１のオン抵抗と抵抗Ｒ１１の合成値、およびコンデンサＣ１１の容量で決まる時定数でＶＯＵＴのレベルは上昇する。ＶＯＵＴがＬＥＤ負荷１０４の順方向電圧に達すると、ＬＥＤ負荷１０４に電流ＩＬが流れ始める。
【００３０】
電流ＩＬが上昇を続けＶｍｏが設定された参照電圧Ｖｒｅｆを超えると、コンパレータＣＯＭ１１の出力ＶＣＭＰはＬｏに転じ、トランジスタＱ１１がオンする。すると、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート電圧は、電源電圧付近まで持ち上げられ、ＭＯＳＦＥＴ１１は非導通となる。
【００３１】
上昇を続けていたＶＯＵＴおよび電流ＩＬは、ＭＯＳＦＥＴ１１の非導通化により、オーバーシュートを伴って低下に転じる。ＭＯＳＦＥＴ１１が非導通となっても、コンデンサＣ１１に蓄えられた電荷がＬＥＤ負荷１０４に供給されるので、電流ＩＬは下がりながら流れ続ける。
【００３２】
電流ＩＬが低下し、Ｖｍｏが参照電圧Ｖｒｅｆを下回ると、コンパレータＣＭＰ１１の出力はＨｉとなる。すると、ＭＯＳＦＥＴ１１は再び導通し、ＩＦＥＴが流れコンデンサＣ１１を充電するとともにＬＥＤ負荷１０４に電流ＩＬが流れる。電流ＩＬが上昇し、Ｖｍｏが参照電圧Ｖｒｅｆを超えるとＭＯＳＦＥＴ１１はオフする。
【００３３】
以上を繰り返す自励発振により、ＬＥＤ負荷１０４にはオフセットを持った三角波状の電流ＩＬが流れる。ＬＥＤ負荷１０４の光量は電流変化に応じて増減するが、周波数を人間の目の応答性よりも速くすることで、一定の明るさで点灯しているようにみえる。
【００３４】
平均してみると電流ＩＬは、定電流となっており、電源電圧が変動したりＬＥＤ負荷１０４の順方向電圧が変動したりしても、略一定に保たれる。三角波にオフセットを持たせることにより、電流の振幅が小さくなり不要なノイズの放射が減る効果が得られる。
【００３５】
電源電圧が異常に低下したとき等、電流ＩＬが設定値を超えない場合、ＭＯＳＦＥＴ１１は導通状態を保ち続ける。そのため、バッテリが劣化してしまったようなときでも設定値には満たないながらも電流ＩＬを供給し続けるので、最低限の安全性が確保される。
【００３６】
なお、コンパレータＣＭＰ１１にはヒステリシスを設けてもよい。また、抵抗Ｒ１１は、スイッチ手段１０１のパルス電流定格が十分高ければ省略してもよい。また、ノイズ低減やサージ保護のため、ＬＥＤ負荷１０４と並列にコンデンサを接続してもよい。
【００３７】
次に、第１の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路のバリエーションについて説明する。まず、スイッチ手段１０１についてバリエーションを図４に示す。図４に示すように、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１１の代わりにＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１´を用いることができる。動作ロジックは、図２に示した回路と逆になる。ここで、ゲート駆動用に別の電源を設けているが、図２と同様に負荷用電源と共用してもよい。また、スイッチ手段１０１は、制御信号でオンオフができるものであれば、バイポーラトランジスタ、静電誘導トランジスタ、ジャンクションＦＥＴ、ＩＧＢＴ等、他のものでもよい。
【００３８】
次に、抵抗Ｒ１２の位置についてのバリエーションを図５に示す。図５に示すように、抵抗Ｒ１２をＬＥＤ負荷１０４のカソード側に接続する構成とすることもできる。図５では個々の列に抵抗Ｒ１２ａ、抵抗１２ｂを入れ、バラスト抵抗と兼用させている。また、図２に示した回路でも同様に個々の列に抵抗Ｒ１２を入れることもできる。
【００３９】
次に、スイッチ手段１０１の位置についてのバリエーションを図６に示す。図６に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１１をＬＥＤ負荷１０４のカソード側に接続した構成とすることもできる。
【００４０】
次に、第１の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路を集積回路化するバリエーションとして、負荷電流検出手段１０３とスイッチ制御手段１０２、または、負荷電流検出手段１０３とスイッチ制御手段１０２とスイッチ手段１０１、または、複数の負荷電流検出手段１０３とスイッチ制御手段１０２とスイッチ手段１０１を一つの基板に集積化することができる。基板にはシリコン、ＧａＡｓ、ＳｉＣ等を用いることができる。
【００４１】
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態について説明する。図７は、本発明の第２の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の基本構成図である。図７に示すＬＥＤ負荷２０４を駆動する回路は、直流電源、スイッチ手段２０１、抵抗Ｒ２１、抵抗Ｒ２２、コンデンサＣ２１、スイッチ制御手段２０２、および電圧検出手段２０３を備える。
【００４２】
スイッチ手段２０１は、スイッチ制御手段２０２の制御信号により電流をオンオフする。ＬＥＤ負荷２０４と直列に接続される。コンデンサＣ２１は、ＬＥＤ負荷２０４に供給する電荷を蓄える。抵抗Ｒ２２を介してＬＥＤ負荷２０４と並列に接続される。抵抗Ｒ２１は、コンデンサＣ２１への充電電流を制限する。スイッチ手段２０１と直列に接続される。抵抗Ｒ２２は、負荷電流を制限する。ＬＥＤ負荷２０４と直列に接続される。
【００４３】
電圧検出手段２０３は、コンデンサＣ２１の電圧を検出し、ある値を超えたら信号をスイッチ制御手段２０２に送る。スイッチ制御手段２０２は、点灯信号を入力されるとスイッチ手段２０１にオン信号を送り、電圧検出手段２０３信号を入力されると、オフ信号をスイッチ手段２０１に送る。ＬＥＤ負荷２０４は、順方向電圧の合計が電源電圧よりも小さくなるような直列数が定められる。一直列でもよいし、並列接続でもよい。並列接続するとき、個々の列に負荷電流を平準化するためのバラスト抵抗を接続してもよい。以上の構成により負荷にかかる電圧をオフセット付きの三角波状として駆動する。
【００４４】
図８は、第２の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の具体的構成図である。図７に示したスイッチ手段２０１は、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴ２１で構成されている。ソースを基準としたときのゲート−ソース間の電圧がある電圧よりも低くなるとソース−ドレイン間が導通する。
【００４５】
スイッチ制御手段２０２は、トランジスタＱ２１、抵抗Ｒ２３、抵抗Ｒ２４、抵抗Ｒ２５、抵抗Ｒ２６、ツェナーダイオードＺＤ２１で構成される。点灯スイッチＳＷ２１が閉じられると、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲート電圧がしきい値以下に下げられ、ＭＯＳＦＥＴ２１は導通する。抵抗Ｒ２６にＬｏ信号が加えられるとトランジスタＱ２１がオンするので、ゲート−ソース間電圧がしきい値電圧よりも上がり、ＭＯＳＦＥＴ２１は非導通となる。
【００４６】
電圧検出手段２０３は、抵抗Ｒ２７、コンパレータＣＭＰ２１、参照電圧Ｖｒｅｆで構成される。コンパレータＣＭＰ２１は、コンデンサＣ２１の電圧ＶＣ２１が参照電圧Ｖｒｅｆを上回るとＬｏ信号を出力する。参照電圧Ｖｒｅｆの値は、電源電圧よりも低く、ＬＥＤ負荷２０４の順方向電圧Ｖｆよりも高くなるように定められる。
【００４７】
図９は、図８に示した回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。まず、点灯スイッチＳＷ２１が開の時、抵抗Ｒ２３によりＭＯＳＦＥＴ２１のゲート−ソース間電圧は略０Ｖとされる。よって、ＭＯＳＦＥＴ２１は非導通であり、ＬＥＤ負荷２０４は通電されず消灯している。
【００４８】
点灯スイッチＳＷ２１が閉じられると、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲート電位が、抵抗Ｒ２４、抵抗Ｒ２５を通じてグランドレベルに下げられるので、ＭＯＳＦＥＴ２１は導通し、抵抗Ｒ２１を通じてコンデンサＣ２１に電流ＩＦＥＴが流れる。ＭＯＳＦＥＴ２１のオン抵抗および抵抗Ｒ２１の合成値、並びにコンデンサＣ２１の容量で決まる時定数で電圧ＶＣ２１のレベルは上昇する。電圧ＶＣ２１がＬＥＤ負荷２０４の順方向電圧に達するとＬＥＤ負荷２０４に電流ＩＬが流れ始める。
【００４９】
電圧ＶＣ２１が上昇を続け、参照電圧Ｖｒｅｆを超えると、コンパレータＣＭＰ２１の出力ＶＣＭＰはＬｏに転じ、トランジスタＱ２１がオンする。すると、ＭＯＳＦＥＴ２１のゲート電圧が電源電圧付近まで持ち上げられ、ＭＯＳＦＥＴ２１は非導通となる。
【００５０】
上昇を続けていた電圧ＶＣ２１は、ＭＯＳＦＥＴ２１の非導通化によりオーバーシュートを伴って低下に転じる。ＭＯＳＦＥＴ２１が非導通となってもコンデンサＣ２１に蓄えられた電荷がＬＥＤ負荷２０４に供給されるので、電流ＩＬは下がりながら流れ続ける。
【００５１】
電圧ＶＣ２１が低下し、参照電圧Ｖｒｅｆを下回るとコンパレータＣＭＰ２１の出力はＨｉとなる。ＭＯＳＦＥＴ２１は再び導通し、電流ＩＦＥＴが流れコンデンサＣ２１を充電するとともにＬＥＤ負荷２０４に電流ＩＬが流れる。電圧ＶＣ２１が再度上昇し、参照電圧Ｖｒｅｆを超えるとＭＯＳＦＥＴ２１はオフする。
【００５２】
以上を繰り返す自励発振により、ＬＥＤ負荷２０４にはオフセットを持った三角波状の電流ＩＬが流れる。ＬＥＤ負荷２０４の光量は電流変化に応じて増減するが、周波数を人間の目の応答性よりも速くすることで、一定の明るさで点灯しているようにみえる。平均してみると出力電圧は略ＶＣ２１に保たれる。ＬＥＤ負荷２０４に流れる電流ＩＬは以下の式２で表される。電圧Ｖｆは、ＬＥＤ負荷２０４の順方向電圧である。
【００５３】
ＩＬ＝（ＶＣ２１−Ｖｆ）／Ｒ２２ …式２
【００５４】
電圧ＶＣ２１は、電源電圧が変動しても略一定なので、電流ＩＬも略一定に保たれる。電源電圧が異常に低下したとき等、電圧ＶＣ２１が設定値を超えない場合、ＭＯＳＦＥＴ２１は導通状態を保ち続ける。そのため、バッテリが劣化してしまったようなときでも設定値には満たないながらも電流ＩＬを供給し続けるので、最低限の安全性が確保される。
【００５５】
なお、コンパレータＣＭＰ２１にはヒステリシスを設けてもよい。抵抗Ｒ２１は、スイッチ手段２０１のパルス電流定格が十分高ければ省略してもよい。また、抵抗Ｒ２２をＬＥＤ負荷２０４のカソード側に接続した構成としてもよい。また、ノイズ低減やサージ保護のため、ＬＥＤ負荷２０４と並列にコンデンサを接続してもよい。
【００５６】
次に、第２の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路のバリエーションについて説明する。まず、スイッチ手段２０１についてバリエーションを図１０に示す。図１０に示すように、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２１の代わりにＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２１´を用いることができる。動作ロジックは、図８に示した回路と逆になる。ここで、ゲート駆動用に別の電源を設けているが、図８と同様に負荷用電源と共用してもよい。また、スイッチ手段２０１は、制御信号でオンオフができるものであればバイポーラトランジスタ、静電誘導トランジスタ、ジャンクションＦＥＴ、ＩＧＢＴ等、他のものでもよい。
【００５７】
次に、スイッチ手段２０１（図ではＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２１´）の位置を変えたバリエーションについて図１１に示す。スイッチ手段２０１はＬＥＤ負荷２０４と直列に接続されていればよいので、図１１に示すようにＬＥＤ負荷２０４のカソード側に配置することができる。この場合、参照電圧Ｖｒｅｆは電源電圧を基準に設定されているので、コンデンサＣ２１のマイナス側電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを下回ったらＭＯＳＦＥＴ２１´をオフするように制御される。
【００５８】
次に、調光作用を持たせるバリエーションについて図１２に示す。参照電圧Ｖｒｅｆを可変とするか、または図１２に示すようにパルス信号発生手段２０５により生成されるパルス波形信号をスイッチ制御手段２０１に入力することにより、ＬＥＤ負荷２０４に流れる電流の実効値を可変として調光する。図１２の場合、入力パルス波形信号の周期はスイッチ手段２０１の自励発振周期よりも長く設定される。
【００５９】
次に、電流異常状態を検知する機能を追加するバリエーションについて図１３に示す。図１３に示すように、負荷電流検出手段２０６は、抵抗Ｒ２２の両端に発生する電圧から電流ＩＬを検出し、あらかじめ設定した正常範囲を電流ＩＬが上回った場合および下回った場合に異常発生信号を出力する。
【００６０】
次に、第２の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路を集積回路化するバリエーションとして、電圧検出手段２０３とスイッチ制御手段２０２、または、電圧検出手段２０３とスイッチ制御手段２０２とスイッチ手段２０１、または、複数の電圧検出手段２０３とスイッチ制御手段２０２とスイッチ手段２０１を一つの基板に集積化することができる。基板にはシリコン、ＧａＡｓ、ＳｉＣ等を用いることができる。
【００６１】
（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態について説明する。図１４は、本発明の第３の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の基本構成図である。図１４に示すＬＥＤ負荷３０４を駆動する回路は、直流電源、ＭＯＳＦＥＴ３１、コンデンサＣ３１、コイルＬ３１、ダイオードＤ３１、抵抗Ｒ３１、ＭＯＳＦＥＴ３２、抵抗Ｒ３２、ゲート制御手段３０２、および電圧検出手段３０３を備える。
【００６２】
ＭＯＳＦＥＴ３１は、ゲート制御手段３０２の制御信号により電流をオンオフするスイッチとして機能する。ＬＥＤ負荷３０４と直列に接続される。コンデンサＣ３１は、ＬＥＤ負荷３０４に供給する電荷を蓄える。抵抗Ｒ３１を介してＬＥＤ負荷３０４と並列に接続される。コイルＬ３１は、ＭＯＳＦＥＴ３１およびＭＯＳＦＥＴ３２と直列に接続される。ダイオードＤ３１は、コイルＬ３１を挟んでコンデンサＣ３１と並列に接続される。ＰＮ接合型またはショットキーバリア型が用いられる。抵抗Ｒ３１は、負荷電流を制限する。ＬＥＤ負荷３０４と直列に接続される。
【００６３】
ＭＯＳＦＥＴ３２は、直流電源の極性が逆になる事故の時、破壊的な電流が流れないようにする。ＭＯＳＦＥＴ３１と直列に接続される。ＭＯＳＦＥＴ３２のゲートは、通常動作時にオンし、バッテリが逆に接続されたときはオフするようにされる。ＭＯＳＦＥＴ３１とＭＯＳＦＥＴ３２は、それぞれのドレインどうしが接続される。
【００６４】
電圧検出手段３０３は、コンデンサＣ３１の電圧を検出し、ある値を超えたら信号をゲート制御手段３０２に送る。ゲート制御手段３０２は、点灯信号によりＭＯＳＦＥＴ３１にオン信号を送り、電圧検出手段３０３からの信号を受けてオフ信号をＭＯＳＦＥＴ３１に送る。
【００６５】
ＬＥＤ負荷３０４は、順方向電圧の合計が電源電圧よりも小さくなるような直列数が定められる。一直列でもよいし、並列接続でもよい。並列接続するとき、個々の列に負荷電流を平準化するためのバラスト抵抗を接続してもよい。以上の構成によりＬＥＤ負荷３０４にかかる電圧をオフセット付きの三角波または正弦波状として駆動する。
【００６６】
図１５は、第３の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の具体的構成図である。図１４に示したＭＯＳＦＥＴ３１およびＭＯＳＦＥＴ３２は、Ｐチャネル型で構成される。ソースを基準としたときのゲート−ソース間の電圧がある電圧よりも低くなるとソース−ドレイン間が導通する。
【００６７】
ゲート制御手段３０２は、トランジスタＱ３１、抵抗Ｒ３３、抵抗Ｒ３４、抵抗Ｒ３５、ツェナーダイオードＺＤ３１で構成される。点灯スイッチＳＷ３１が閉じられると、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート電圧がしきい値以下に下げられ、ＭＯＳＦＥＴ３１はオンする。抵抗Ｒ３６にＬｏ信号が加えられるとトランジスタＱ３１がオンするので、ゲート−ソース間電圧はしきい値電圧よりも上がりＭＯＳＦＥＴ３１は非導通となる。
【００６８】
電圧検出手段３０３は、抵抗Ｒ３７、コンパレータＣＭＰ３１、参照電圧Ｖｒｅｆで構成される。コンパレータＣＭＰ３１は、コンデンサＣ３１の電圧ＶＣ３１が参照電圧Ｖｒｅｆを上回るとＬｏ信号を出力する。参照電圧Ｖｒｅｆの値は電源電圧よりも低く、ＬＥＤ負荷３０４の順方向電圧Ｖｆよりも高くなるように定められる。
【００６９】
ＭＯＳＦＥＴ３２のゲートは、抵抗Ｒ３２を介してグランドに接続されている。これにより、バッテリの極性が逆にされたときゲートにはバッテリ電圧がかかるとともにソースには（バッテリ電圧−ダイオードＤ３１の順方向電圧）がかかる。よって、ＭＯＳＦＥＴ３２はオフし、ＭＯＳＦＥＴ３１やダイオードＤ３１に破壊的な電流が流れるのを防ぐことができる。
【００７０】
図１６は、図１５に示した回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。まず、点灯スイッチＳＷ３１が開の時、抵抗Ｒ３３によりＭＯＳＦＥＴ３１のゲート−ソース間電圧は略０Ｖとされる。よって、ＭＯＳＦＥＴ３１は非導通であり、ＬＥＤ負荷３０４は通電されず消灯している。
【００７１】
点灯スイッチＳＷ１が閉じられると、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート電位は、抵抗Ｒ３４、Ｒ３５を通じてグランドレベルに下げられるのでＭＯＳＦＥＴ３１は導通する。ＭＯＳＦＥＴ３１の導通によりＭＯＳＦＥＴ３２のドレインおよびソース電圧は上昇する。ＭＯＳＦＥＴ３２のゲートはグランドレベルにプルダウンされているので、こちらも導通する。
【００７２】
ＭＯＳＦＥＴ３１およびＭＯＳＦＥＴ３２が導通すると、コイルＬ３１を通じてコンデンサＣ３１に電流ＩＦＥＴが流れる。ＭＯＳＦＥＴ３１、３２のオン抵抗およびコイルＬ３１の直流抵抗成分の合成値、並びにコイルＬ３１のインダクタンスおよびコンデンサＣ３１の容量で決まる傾きでコンデンサＣ３１の電圧ＶＣ３１は上昇する。電圧ＶＣ３１がＬＥＤ負荷３０４の順方向電圧に達するとＬＥＤ負荷３０４に電流ＩＬが流れ始める。
【００７３】
電圧ＶＣ３１が上昇を続け参照電圧Ｖｒｅｆを超えると、コンパレータＣＭＰ３１の出力ＶＣＭＰはＬｏに転じ、トランジスタＱ３１がオンするので、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート電圧は電源電圧付近まで持ち上げられ、ＭＯＳＦＥＴ３１は非導通となり、ＩＦＥＴは０［Ａ］に下がる。
【００７４】
上昇を続けていた電圧ＶＣ３１は、ＭＯＳＦＥＴ３１の非導通化によりオーバーシュートを伴って低下に転じる。ＭＯＳＦＥＴ３１が非導通となってもコイルＬ３１に蓄えられた電気エネルギ分がダイオードＤ３１を通じてコンデンサＣ３１およびＬＥＤ負荷３０４に流れる（図１６中、電流ＩＤ３１の波形）。コイルＬ３１に蓄えられたエネルギがなくなり、電流ＩＤ３１が０［Ａ］になってもコンデンサＣ３１に蓄えられた電荷が供給されるので、電流ＩＬは下がりながら流れ続ける。
【００７５】
電圧ＶＣ３１が低下し、参照電圧Ｖｒｅｆを下回るとコンパレータＣＭＰ３１の出力はＨｉとなる。ＭＯＳＦＥＴ３１は再び導通し、電流ＩＦＥＴが流れコンデンサＣ３１を充電するとともにＬＥＤ負荷３０４を流れる。電圧ＶＣ３１が再度上昇し参照電圧Ｖｒｅｆを超えるとＭＯＳＦＥＴ３１はオフする。
【００７６】
以上を繰り返す自励発振により、ＬＥＤ負荷３０４にはオフセットを持った三角波状の電流ＩＬが流れる。ＬＥＤ負荷３０４の光量は電流変化に応じて増減するが、周波数を人間の目の応答性よりも速くなるようにすることで、一定の明るさで点灯しているようにみえる。平均してみると出力電圧は一定に保たれる。ＬＥＤ負荷３０４に流れる電流ＩＬは以下の式３で表される。電圧Ｖｆは、ＬＥＤ負荷３０４の順方向電圧である。
【００７７】
ＩＬ＝（ＶＣ３１−Ｖｆ）／Ｒ３１ …式３
【００７８】
電圧ＶＣ３１の平均値は、電源電圧が変動しても略一定なので、電流ＩＬも略一定に保たれる。電源電圧が異常に低下したとき等、電圧ＶＣ３１が設定値を超えない場合、ＭＯＳＦＥＴ３１、３２は導通状態を保ち続ける。そのため、バッテリが劣化してしまったようなときでも、設定値には満たないながらも電流ＩＬをＬＥＤ負荷３０４に供給し続けるので、最低限の安全性が確保される。
【００７９】
コンデンサＣ３１、コイルＬ３１および抵抗Ｒ３１の組み合わせによって電流波形を三角波状から正弦波状まで変えることができ、発振周波数も数十［Ｈｚ］から数［ｋＨｚ］と低く抑えることができる。よって、ラジオノイズが無視できる程度しか発生しない。
【００８０】
なお、コンパレータＣＭＰ３１にはヒステリシスを設けてもよい。また、抵抗Ｒ３１をＬＥＤ負荷３０４のカソード側に接続した構成としてもよい。また、ノイズ低減やサージ保護のため、ＬＥＤ負荷３０４と並列にコンデンサを接続してもよい。
【００８１】
次に、第３の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路のバリエーションについて説明する。まず、ＭＯＳＦＥＴ３１についてバリエーションを図１７に示す。図１７に示すように、ＭＯＳＦＥＴ３１にＮチャネル型を用いることができる。なお、Ｎチャネル型の場合、昇圧回路３０５でＭＯＳＦＥＴ３１´のゲート電圧を昇圧する。動作ロジックは図１５に示した回路と逆になる。
【００８２】
次に、ＭＯＳＦＥＴ３２をダイオードに置き換えたバリエーションを図１８に示す。図１８に示すように、ＭＯＳＦＥＴ３２を代わりにダイオードＤ３２をＭＯＳＦＥＴ３１と直列に接続することができる。また、ダイオードＤ３２は一般の整流用ダイオードに限らずツェナーダイオードを用いてもよい。
【００８３】
次に、ＭＯＳＦＥＴ３１、３２の位置を変えたバリエーションを図１９に示す。ＭＯＳＦＥＴ３１、３２はＬＥＤ負荷３０４と直列に接続されていればよいので、図１９に示すようにＬＥＤ負荷３０４のカソード側に配置することができる。この場合、参照電圧Ｖｒｅｆが電源電圧を基準に設定されているので、コンデンサＣ３１のカソード側電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを下回ったら、ＭＯＳＦＥＴ３１をオフするように制御される。
【００８４】
次に、調光機能を持たせたバリエーションを図２０に示す。参照電圧Ｖｒｅｆを可変とするか、または図２０に示すように、パルス信号発生手段３０６により生成されるパルス波形信号を、ゲート制御手段３０２に入力することにより、ＬＥＤ負荷３０４に流れる電流の実効値を可変として調光する。図２０の場合、入力パルス波形信号の周期は、ＭＯＳＦＥＴ３１のオンオフ周期よりも長く設定される。
【００８５】
次に、電流異常状態を検知する機能を追加するバリエーションを図２１に示す。図２１に示すように、負荷電流検出手段３０７は、抵抗Ｒ３１の両端に発生する電圧から電流ＩＬを検出し、あらかじめ設定した正常範囲を電流ＩＬが上回った場合および下回った場合に異常発生信号を出力する。
【００８６】
次に、負荷電圧異常状態を検知する機能を追加するバリエーションを図２２に示す。図２２に示すように、電圧検出手段３０３´は、ＬＥＤ負荷３０４のアノード端子に発生する電圧を検出し、あらかじめ設定した値を下回った場合に異常発生信号を出力する。
【００８７】
ダイオードＤ３１の代わりにＭＯＳＦＥＴを用いるバリエーションを図２３に示す。図２３に示すように、ダイオードＤ３１の代わりにＭＯＳＦＥＴ３３をコンデンサＣ３１と並列に接続することができる。ＭＯＳＦＥＴ３１がオンしているときはＭＯＳＦＥＴ３３がオフし、ＭＯＳＦＥＴ３１がオフしているときはＭＯＳＦＥＴ３３がオンするように、ゲート制御手段３０２から信号が出力される。
【００８８】
次に、第３の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路を集積回路化するバリエーションとして、電圧検出手段３０３とゲート制御手段３０２、または、電圧検出手段３０３とゲート制御手段３０２とＭＯＳＦＥＴ３１、３２、または、複数の電圧検出手段３０３とゲート制御手段３０２とＭＯＳＦＥＴ３１、３２１を一つの基板に集積化することができる。基板にはシリコン、ＧａＡｓ、ＳｉＣ等を用いることができる。
【００８９】
（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態について説明する。図２４は、本発明の第４の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の基本構成図である。図２４に示すＬＥＤ負荷４０４を駆動する回路は、直流電源、ＭＯＳＦＥＴ４１、コンデンサＣ４１、コイルＬ４１、ダイオードＤ４１、抵抗Ｒ４１、ＭＯＳＦＥＴ４２、抵抗Ｒ４２、ゲート制御手段４０２、および負荷電流検出手段４０３を備える。
【００９０】
ＭＯＳＦＥＴ４１は、ゲート制御手段４０２の制御信号により電流をオンオフするスイッチとして機能する。ＬＥＤ負荷４０４と直列に接続される。コンデンサＣ４１は、ＬＥＤ負荷４０４に供給する電荷を蓄える。抵抗Ｒ４１を介してＬＥＤ負荷４０４と並列に接続される。コイルＬ４１は、ＭＯＳＦＥＴ４１およびＭＯＳＦＥＴ４２と直列に接続される。ダイオードＤ４１は、コイルＬ４１を挟んでコンデンサＣ４１と並列に接続される。ＰＮ接合型またはショットキーバリア型が用いられる。抵抗Ｒ４１は、負荷電流を制限する。ＬＥＤ負荷４０４と直列に接続される。
【００９１】
ＭＯＳＦＥＴ４２は、直流電源の極性が逆になる事故の時、破壊的な電流が流れないようにする。ＭＯＳＦＥＴ４１と直列に接続される。ＭＯＳＦＥＴ４２のゲートは、通常動作時にオンし、バッテリが逆に接続されたときはオフするようにされる。ＭＯＳＦＥＴ４１とＭＯＳＦＥＴ４２は、それぞれのドレインどうしが接続される。
【００９２】
負荷電流検出手段４０３は、抵抗Ｒ４１の両端電圧からＬＥＤ負荷４０４に流れる電流を検出し、信号をゲート制御手段４０２に送る。ゲート制御手段４０２は、点灯信号によりＭＯＳＦＥＴ４１にオン信号を送り、負荷電流検出手段４０３からの信号を受けてオフ信号をＭＯＳＦＥＴ４１に送る。
【００９３】
ＬＥＤ負荷４０４は、順方向電圧の合計が電源電圧よりも小さくなるような直列数が定められる。一直列でもよいし、並列接続でもよい。並列接続するとき、個々の列に負荷電流を平準化するためのバラスト抵抗を接続してもよい。以上の構成によりＬＥＤ負荷４０４にかかる電圧をオフセット付きの三角波または正弦波状として駆動する。
【００９４】
図２５は、第４の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の具体的構成図である。図２４に示したＭＯＳＦＥＴ４１およびＭＯＳＦＥＴ４２は、Ｐチャネル型で構成される。ソースを基準としたときのゲート−ソース間の電圧がある電圧よりも低くなるとソース−ドレイン間が導通する。
【００９５】
負荷電流検出手段４０３は、抵抗Ｒ４７、抵抗Ｒ４８、抵抗Ｒ４９、抵抗Ｒ４１０、トランジスタＱ４２、オペアンプＯＰ４１で構成される。フィードバック制御により抵抗Ｒ４１を流れる電流が抵抗Ｒ４１０の電圧に変換される。抵抗Ｒ４１０に発生する電圧Ｖｍｏは以下の式４で表される。
【００９６】
Ｖｍｏ＝（Ｒ４７／Ｒ４１０）＊Ｒ４１＊ＩＬ …式４
【００９７】
ゲート制御手段４０２は、トランジスタＱ４１、抵抗Ｒ４３、抵抗Ｒ４４、抵抗Ｒ４５、抵抗Ｒ４６、ツェナーダイオードＺＤ４１、コンパレータＣＭＰ４１、参照電圧Ｖｒｅｆで構成される。点灯スイッチＳＷ４１が閉じられると、ＭＯＳＦＥＴ４１のゲート電圧がしきい値以下に下げられ、ＭＯＳＦＥＴ４１は導通する。負荷電流検出手段４０３の出力Ｖｍｏが参照電圧Ｖｒｅｆを上回ると、コンパレータＣＭＰ４１がＬｏ信号を出力し、トランジスタＱ４１がオンする。よって、ＭＯＳＦＥＴ４１のゲート−ソース間電圧がしきい値電圧よりも上がり、ＭＯＳＦＥＴ４１は非導通となる。
【００９８】
ＭＯＳＦＥＴ４２のゲートは、抵抗Ｒ４２を介してグランドに接続される。これにより、バッテリの極性が逆にされたときゲートにはバッテリ電圧がかかるとともにソースには（バッテリ電圧−ダイオードＤ４１の順方向電圧）がかかる。ＭＯＳＦＥＴ４２はオフし、ＭＯＳＦＥＴ４１やダイオードＤ４１に破壊的な電流が流れるのを防ぐ。
【００９９】
図２６は、図２５に示した回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。まず、点灯スイッチＳＷ４１が開の時、抵抗Ｒ４３によりＭＯＳＦＥＴ４１のゲート−ソース間電圧は略０Ｖとされる。よって、ＭＯＳＦＥＴ４１は非導通であり、ＬＥＤ負荷４０４は通電されず消灯している。
【０１００】
点灯スイッチＳＷ４１が閉じられると、ＭＯＳＦＥＴ４１のゲート電位が抵抗Ｒ４４、抵抗Ｒ４５を通じてグランドレベルに下げられるので、ＭＯＳＦＥＴ４１は導通する。ＭＯＳＦＥＴ４１の導通により、ＭＯＳＦＥＴ４２のドレインおよびソース電圧は上昇する。ＭＯＳＦＥＴ４２のゲートがグランドレベルにプルダウンされているので、こちらも導通する。
【０１０１】
コイルＬ４１を通じてコンデンサＣ４１に電流ＩＦＥＴが流れる。ＭＯＳＦＥＴ４１、４２のオン抵抗およびコイルＬ４１の直流抵抗成分の合成値、並びにコイルＬ４１のインダクタンスおよびコンデンサＣ４１の容量で決まる傾きでコンデンサＣ４１の電圧ＶＣ４１は上昇する。電圧ＶＣ４１がＬＥＤ負荷４０４の順方向電圧に達すると、ＬＥＤ負荷４０４に電流ＩＬが流れ始める。
【０１０２】
電流ＩＬが上昇し、負荷電流値を電圧に変化した信号Ｖｍｏが参照電圧Ｖｒｅｆを超えると、コンパレータＣＭＰ４１の出力ＶＣＭＰはＬｏに転じ、トランジスタＱ４１はオンする。よって、ＭＯＳＦＥＴ４１のゲート電圧が電源電圧付近まで持ち上げられ、ＭＯＳＦＥＴ４１は非導通となり、電流ＩＦＥＴは０［Ａ］に下がる。
【０１０３】
上昇を続けていた電流ＩＬは、ＭＯＳＦＥＴ４１の非導通化によりオーバーシュートを伴って低下に転じる。ＭＯＳＦＥＴ４１が非導通となっても、コイルＬ４１に蓄えられた電気エネルギ分が電流ＩＤ４１としてダイオードＤ４１を通じてコンデンサＣ４１およびＬＥＤ負荷４０４に流れる。コイルＬ４１に蓄えられたエネルギがなくなり、電流ＩＤ４１が０［Ａ］になっても、コンデンサＣ４１に蓄えられた電荷がＬＥＤ負荷４０４に供給されるので、電流ＩＬは下がりながら流れ続ける。
【０１０４】
電流ＩＬが低下し電圧Ｖｍｏが参照電圧Ｖｒｅｆを下回ると、コンパレータＣＭＰ４１の出力はＨｉとなる。ＭＯＳＦＥＴ４１は再び導通し、電流ＩＦＥＴが流れコンデンサＣ４１を充電するとともに、電流ＩＬがＬＥＤ負荷４０４を流れる。電流ＩＬが再度上昇し、参照電圧Ｖｒｅｆを超えるとＭＯＳＦＥＴ４１は非導通になる。
【０１０５】
以上を繰り返す自励発振により、ＬＥＤ負荷４０４にはオフセットを持った三角波状の電流ＩＬが流れる。ＬＥＤ負荷４０４の光量は電流変化に応じて増減するが、周波数を人間の目の応答性よりも速くなるようにすることで、一定の明るさで点灯しているようにみえる。電流ＩＬの平均値は、電源電圧やＬＥＤ負荷４０４の順方向電圧が変動しても略一定なので、電流ＩＬも略一定に保たれる。
【０１０６】
電源電圧が異常に低下したとき等、電圧Ｖｍｏが設定値を超えない場合、ＭＯＳＦＥＴ４１、４２は導通状態を保ち続ける。そのため、バッテリが劣化してしまったようなときでも、設定値には満たないながらも電流ＩＬをＬＥＤ負荷４０４に供給し続けるので、最低限の安全性が確保される。また、コンデンサＣ４１、コイルＬ４１および抵抗Ｒ４１の組み合わせによって電流波形を三角波状から正弦波状まで変えることができ、発振周波数も数十［Ｈｚ］から数［ｋＨｚ］と低く抑えることができる。よって、ラジオノイズが無視できる程度しか発生しない。
【０１０７】
なお、コンパレータＣＭＰ４１にはヒステリシスを設けてもよい。また、抵抗Ｒ４１をＬＥＤ負荷４０４のカソード側に接続した構成としてもよい。また、ノイズ低減やサージ保護のため、ＬＥＤ負荷４０４と並列にコンデンサを接続してもよい。
【０１０８】
次に、第４の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路のバリエーションについて説明する。まず、ＭＯＳＦＥＴ４１についてバリエーションを図２７に示す。図２７に示すように、ＭＯＳＦＥＴ４１にＮチャネル型を用いることができる。動作ロジックは図２５に示した回路と逆になる。また、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ４１´が十分な導通状態となるようにするため、昇圧回路４０５が追加される。昇圧回路４０５の回路構成例を図３１に示す。
【０１０９】
次に、ＭＯＳＦＥＴ４２をダイオードに置き換えたバリエーションを図２８に示す。図２８に示すように、ＭＯＳＦＥＴ４２の代わりにダイオードＤ４２をＭＯＳＦＥＴ４１と直列に接続することができる。図２８ではＭＯＳＦＥＴ４１のドレイン側にダイオードＤ４２が配置されているが、ダイオードＤ４２の位置はＭＯＳＦＥＴ４１のソース側でもよい。また、ダイオードＤ４２は一般の整流用ダイオードに限らずツェナーダイオードを用いてもよい。
【０１１０】
次に、ＭＯＳＦＥＴ４１、４２の位置を変えたバリエーションを図２９に示す。ＭＯＳＦＥＴ４１、４２はＬＥＤ負荷４０４と直列に接続されていればよいので、図２９に示すように、ＬＥＤ負荷４０４のカソード側に配置することができる。図２９では抵抗Ｒ４１をＬＥＤ負荷４０４のアノード側に配置したが、カソード側に配置してもよい。
【０１１１】
次に、ダイオードＤ４１の代わりにＭＯＳＦＥＴを用いたバリエーションを図３０に示す。図３０に示すように、ダイオードＤ４１の代わりにＭＯＳＦＥＴ４３をコンデンサＣ４１と並列に接続することができる。ＭＯＳＦＥＴ４１がオンしているときはＭＯＳＦＥＴ４３がオフし、ＭＯＳＦＥＴ４１がオフしているときはＭＯＳＦＥＴ４３がオンするように、ゲート制御手段４０２からＭＯＳＦＥＴ４３に信号が出力される。
【０１１２】
次に、調光機能を持たせたバリエーションとして、参照電圧Ｖｒｅｆを可変とするか、または負荷電流検出手段４０３のゲインを可変とすることにより、ＬＥＤ負荷４０４に流れる電流の実効値を可変として調光することができる。
【０１１３】
次に、第４の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路を集積回路化するバリエーションとして、負荷電流検出手段４０３とゲート制御手段４０２、または、負荷電流検出手段４０３とゲート制御手段４０２とＭＯＳＦＥＴ４１、４２、または、複数の負荷電流検出手段４０３とゲート制御手段４０２とＭＯＳＦＥＴ４１、４２１を一つの基板に集積化することができる。基板にはシリコン、ＧａＡｓ、ＳｉＣ等を用いることができる。
【０１１４】
（第５の実施形態）
次に、第５の実施形態について説明する。図３２は、本発明の第５の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の基本構成図である。図３２に示すＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂを駆動する回路は、直流電源、スイッチ手段５０１ａ、抵抗Ｒ５１、コンデンサＣ５１、スイッチ手段５０１ｂ、スイッチ手段５０１ｃ、抵抗Ｒ５２ａ、抵抗Ｒ５２ｂ、スイッチ制御手段５０２ａ、スイッチ制御手段５０２ｂ、スイッチ制御手段５０２ｃ、および電圧検出手段５０３を備える。
【０１１５】
スイッチ手段５０１ａは、スイッチ制御手段５０２ａの制御信号により電流をオンオフする。ＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂと直列に接続される。コンデンサＣ５１は、ＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂに供給する電荷を蓄える。スイッチ手段５０１ａおよび抵抗Ｒ５１を介して直流電源と並列に接続される。抵抗Ｒ５１は、コンデンサＣ５１への充電電流を制御する。スイッチ手段５０１ａと直列に接続される。
【０１１６】
スイッチ手段５０１ｂおよびスイッチ手段５０１ｃは、スイッチ手段５０１ａおよびＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂと直列に接続される。抵抗Ｒ５２は、負荷電流を制限する。ＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂと直列に接続される。電圧検出手段５０３は、コンデンサＣ５１の電圧を検出し、ある値を超えたら信号をスイッチ制御手段５０２ａに送る。
【０１１７】
スイッチ制御手段５０２ａは、点灯信号によりスイッチ手段５０１ａにオン信号を送り、電圧検出手段５０３からの信号を受けてオフ信号をスイッチ手段５０１ａに送る。また、点灯信号以外の信号（例えばイグニッション信号）により動作するようにしてもよい。スイッチ制御手段５０２ｂ、５０２ｃは、点灯信号によりスイッチ手段５０１ｂ、５０１ｃにオン信号を送る。
【０１１８】
ＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂは、順方向電圧の合計が電源電圧よりも小さくなるような直列数が定められる。個々の列に負荷電流を平準化するためのバラスト抵抗を接続してもよい。以上の構成により複数チャネルのＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂにかかる電圧をオフセット付きの三角波状電圧波形として駆動する。
【０１１９】
図３３は、第５の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の具体的構成図である。図３２示すスイッチ手段５０１ａ〜ｃは、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴ５１、５２ａ、５２ｂで構成される。ソースを基準としたときのゲート−ソース間の電圧がある電圧よりも低くなるとソース−ドレイン間が導通する。
【０１２０】
スイッチ制御手段５０２ａは、トランジスタＱ５１、抵抗Ｒ５３、抵抗Ｒ５４、抵抗Ｒ５５、抵抗Ｒ５６、ダイオードＤ５１ａ、ダイオードＤ５１ｂ、ツェナーダイオードＺＤ５１で構成されている。点灯スイッチＳＷ５１ａまたは／および点灯スイッチＳＷ５１ｂが閉じられると、ＭＯＳＦＥＴ５１のゲート電圧がしきい値以下に下げられ、ＭＯＳＦＥＴ５１は導通する。抵抗Ｒ５６にＬｏ信号が加えられると、トランジスタＱ５１がオンするので、ＭＯＳＦＥＴ５１のゲート−ソース間電圧はしきい値電圧よりも上がり、ＭＯＳＦＥＴ５１は非導通となる。
【０１２１】
スイッチ制御手段５０２ｂ、５０２ｃは、抵抗Ｒ５８、抵抗Ｒ５９で構成される。電圧検出手段５０３は、抵抗Ｒ５７、コンパレータＣＭＰ５１、参照電圧Ｖｒｅｆで構成される。コンパレータＣＭＰ５１は、コンデンサＣ５１の電圧ＶＣ５１が参照電圧Ｖｒｅｆを上回ると、Ｌｏ信号を出力する。参照電圧Ｖｒｅｆの値は電源電圧よりも低く、ＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂの順方向電圧Ｖｆよりも高くなるように定められる。
【０１２２】
図３４は、図３３に示した回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。まず、点灯スイッチＳＷ５１ａ、ＳＷ５１ｂともに開の時、抵抗Ｒ５３によりＭＯＳＦＥＴ５１のゲート−ソース間電圧は略０Ｖとされるので、ＭＯＳＦＥＴ５１は非導通であり、ＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂも通電されず消灯している。
【０１２３】
点灯スイッチＳＷ５１ａが閉じられると、ＭＯＳＦＥＴ５１のゲート電位が抵抗Ｒ５４、抵抗Ｒ５５を通じてグランドレベルに下げられるので、ＭＯＳＦＥＴ５１は導通し、抵抗Ｒ５１を通じてコンデンサＣ５１に電流ＩＦＥＴが流れる。ＭＯＳＦＥＴ５１のオン抵抗および抵抗Ｒ５１の合成値、並びにコンデンサＣ５１の容量で決まる時定数で、電圧ＶＣ５１のレベルは上昇する。ＭＯＳＦＥＴ５２ａも、点灯スイッチＳＷ５１ａによりゲート電位が抵抗Ｒ５９を通じてグランドレベルに下げられるとともに、ソース電位が電圧ＶＣ５１と同じく上昇するので導通する。電圧ＶＣ５１がＬＥＤ負荷５０４ａの順方向電圧に達するとＬＥＤ負荷５０４ａに電流ＩＬａが流れ始める。
【０１２４】
電圧ＶＣ５１が上昇を続け電圧Ｖｒｅｆを超えると、コンパレータＣＭＰ５１の出力ＶＣＭＰがＬｏ信号に転じ、トランジスタＱ５１がオンするので、ＭＯＳＦＥＴ５１のゲート電圧が電源電圧付近まで持ち上げられ、ＭＯＳＦＥＴ５１は、非導通となる。
【０１２５】
上昇を続けていた電圧ＶＣ５１は、ＭＯＳＦＥＴ５１の非導通化によりオーバーシュートを伴って低下に転じる。ＭＯＳＦＥＴ５１が非導通となっても、コンデンサＣ５１に蓄えられた電荷がＬＥＤ負荷５０４ａに供給されるので、電流ＩＬａは下がりながら流れ続ける。
【０１２６】
電圧ＶＣ５１が低下し参照電圧Ｖｒｅｆを下回ると、コンパレータＣＭＰ５１の出力がＨｉとなる。ＭＯＳＦＥＴ５１が再び導通して電流ＩＦＥＴが流れ、コンデンサＣ５１を充電するとともに、ＬＥＤ負荷５０４ａに電流ＩＬａが流れる。電圧ＶＣ５１が再度上昇し、参照電圧Ｖｒｅｆを超えるとＭＯＳＦＥＴ５１はオフする。以上を繰り返す自励発振により、ＬＥＤ負荷５０４ａにはオフセットを持った三角波状の電流ＩＬａが流れる。
【０１２７】
次に、点灯スイッチＳＷ５１ｂが閉じられると、ＭＯＳＦＥＴ５２ｂのゲートがグランドレベルに引き下げられ、ＭＯＳＦＥＴ５２ｂはオンする。電流ＩＬｂはＬＥＤ負荷５０４ｂに供給される。コンデンサＣ５１の放電電流は増加するので、発振の周期が変化するが、電圧ＶＣ５１は参照電圧Ｖｒｅｆで設定した値を保つ。
【０１２８】
ＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂの光量は電流変化に応じて増減するが、周波数を人間の目の応答性よりも速くなるようにすることで、一定の明るさで点灯しているようにみえる。平均してみると出力電圧は一定に保たれる。ＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂに流れる電流ＩＬａ、ｂは以下の式５で表される。電圧Ｖｆは、ＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂの順方向電圧である。
【０１２９】
ＩＬａ、ｂ＝（ＶＣ５１−Ｖｆ）／Ｒ５２ａ、ｂ …式５
【０１３０】
電圧ＶＣ５１の平均値は電源電圧が変動しても略一定なので、電流ＩＬも略一定に保たれる。周波数は数十［Ｈｚ］から数［ｋＨｚ］と低く、ＡＭ帯やＦＭ帯のラジオノイズは無視できる程度にしか発生しない。電源電圧が異常に低下したとき等、電圧ＶＣ５１が設定値を超えない場合、ＭＯＳＦＥＴ５１は導通状態を保ち続ける。そのため、バッテリが劣化してしまったようなときでも設定値には満たないながらも、電流ＩＬａ、ｂをＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂに供給し続けるので、最低限の安全性が確保される。
【０１３１】
なお、コンパレータＣＭＰ５１にはヒステリシスを設けてもよい。また、抵抗Ｒ５１はスイッチ手段５０１ａのパルス電流定格が十分高ければ省略してもよい。また、スイッチ手段５０２ｂ、５０２ｃおよび抵抗Ｒ５２ａ、ｂをＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂのカソード側に接続した構成としてもよい。さらに、ノイズ低減やサージ保護のため、バッテリやＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂと並列にコンデンサを接続してもよい。
【０１３２】
次に、第５の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路のバリエーションについて説明する。まず、スイッチ手段５０１、５０２ａ、５０２ｂのバリエーションについて、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴの代わりに、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、電磁式リレー等を用いることができる。
【０１３３】
次に、電流異常状態を検知する機能を追加したバリエーションを図３５に示す。図３５に示すように、電流検出手段５０５が抵抗Ｒ５１０の両端に発生する電圧から負荷電流を検出し、あらかじめ設定した正常範囲を負荷電流が上回った場合および下回った場合に異常発生信号を出力する。なお、抵抗Ｒ５１０は、電源とスイッチ手段５０１ａの間に接続してもよい。また、抵抗Ｒ５１０を用いずに、抵抗Ｒ５１の両端に発生する電圧から電流を求めてもよい。
【０１３４】
次に、調光作用を持たせたバリエーションを図３６に示す。図３６に示すように、パルス信号発生手段５０６ａ、５０６ｂにより生成されるパルス波形信号を、スイッチ制御手段５０２ｂ、５０２ｃに入力することにより、ＬＥＤ負荷５０４ａ、５０４ｂに流れる電流の実効値を可変として調光することができる。入力パルス波形信号の周期は、スイッチ手段５０１ａの発振周期よりも長く設定される。
【０１３５】
次に、複数段階に輝度を変える機能を持たせたバリエーションを図３７に示す。図３７に示すように、各チャネルに複数のスイッチ手段５０１ｂ、５０１ｂ´および異なる値の抵抗Ｒ５２ａ、抵抗Ｒ５２ａ´を設け、ＬＥＤ負荷５０４ａに流れる電流を切り替えて輝度を可変とする。ＬＥＤ負荷５０４ｂについても同様である。
【０１３６】
次に、第５の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路を集積回路化するバリエーションとして、電圧検出手段５０３とスイッチ制御手段５０２ａ、または、電圧検出手段５０３と複数のスイッチ制御手段５０２ａ〜ｃと複数のスイッチ手段５０１ａ〜５０１ｃを一つの基板に集積化することができる。基板にはシリコン、ＧａＡｓ、ＳｉＣ等がある。
【０１３７】
（第６の実施形態）
次に、第６の実施形態について説明する。図３８は、本発明の第６の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の基本構成図である。図３８に示すＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂを駆動する回路は、直流電源、ＭＯＳＦＥＴ６１、ＭＯＳＦＥＴ６２、コイルＬ６１、ダイオードＤ６１、抵抗Ｒ６１、コンデンサＣ６１、スイッチ手段６０１ｂ、スイッチ手段６０１ｃ、抵抗Ｒ６２ａ、抵抗Ｒ６２ｂ、ゲート制御手段６０２ａ、スイッチ制御手段６０２ｂ、スイッチ制御手段６０２ｃ、および電圧検出手段６０３を備える。
【０１３８】
ＭＯＳＦＥＴ６１は、ゲート制御手段６０２ａからの信号により電流をオンオフする。ＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂと直列に接続される。コンデンサＣ６１は、ＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂに供給する電荷を蓄える。ＭＯＳＦＥＴ６１およびＭＯＳＦＥＴ６２を介して直流電源と並列に接続される。コイルＬ６１は、一端がダイオードＤ６１のカソードに、他端がコンデンサＣ６１に接続される。ダイオードＤ６１は、コイルＬ６１を挟んでコンデンサＣ６１と並列に接続される。ＰＮ接合型またはショットキーバリア型のダイオードが用いられる。
【０１３９】
ＭＯＳＦＥＴ６２は、直流電源の極性が逆になる事故の時、破壊的な電流が流れないようにする。ＭＯＳＦＥＴ６１と直列に接続される。ＭＯＳＦＥＴ６２のゲートは通常動作時にオンし、バッテリが逆に接続されたときにオフするようにされる。ＭＯＳＦＥＴ６１とＭＯＳＦＥＴ６２はそれぞれのドレインどうしが接続される。
【０１４０】
抵抗Ｒ６２ａおよび抵抗Ｒ６２ｂは、負荷電流を制限する。ＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂと直列に接続される。電圧検出手段６０３は、コンデンサＣ６１の電圧を検出し、ある値を超えたら信号をゲート制御手段６０２ａに送る。
【０１４１】
ゲート制御手段６０２ａは、点灯信号を入力されるとＭＯＳＦＥＴ６１にオン信号を送り、電圧検出手段６０３から信号を入力されるとオフ信号をＭＯＳＦＥＴ６１に送る。また、点灯信号以外の信号（例えばイグニッション信号）により動作するようにしてもよい。
【０１４２】
ＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂは、順方向電圧の合計が電源電圧よりも小さくなるような直列数が定められる。個々の列に負荷電流を平準化するためのバラスト抵抗を接続してもよい。以上の構成により、複数チャネルのＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂにかかる電圧をオフセット付きの三角波状または正弦波状の電圧波形として駆動する。
【０１４３】
図３９は、第６の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の具体的構成図である。図３７に示すＭＯＳＦＥＴ６１、ＭＯＳＦＥＴ６２は、Ｐチャネル型である。スイッチ手段６０１ｂ、６０１ｃも、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。ソースを基準としたときのゲート−ソース間の電圧がある電圧よりも低くなるとソース−ドレイン間が導通する。
【０１４４】
ゲート制御手段６０２ａは、トランジスタＱ６１、抵抗Ｒ６３、抵抗Ｒ６４、抵抗Ｒ６５、抵抗Ｒ６６、ダイオードＤ６２ａ、ダイオードＤ６２ｂ、ツェナーダイオードＺＤ６１で構成される。点灯スイッチＳＷ６１ａおよび／または点灯スイッチＳＷ６１ｂが閉じられると、ＭＯＳＦＥＴ６１のゲート電圧がしきい値以下に下げられ、ＭＯＳＦＥＴ６１は導通する。抵抗Ｒ６６にＬｏ信号が加えられると、トランジスタＱ６１がオンするので、ＭＯＳＦＥＴ６１のゲート−ソース間電圧がしきい値電圧よりも上がり、ＭＯＳＦＥＴ６１は非導通となる。
【０１４５】
電圧検出手段６０３は、抵抗Ｒ６７、コンパレータＣＭＰ６１、参照電圧Ｖｒｅｆで構成される。コンパレータＣＭＰ６１は、コンデンサＣ６１の電圧ＶＣ６１が参照電圧Ｖｒｅｆを上回るとＬｏ信号を出力する。参照電圧Ｖｒｅｆの値は電源電圧よりも低く、ＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂの順方向電圧Ｖｆよりも高くなるように定められる。
【０１４６】
ＭＯＳＦＥＴ６２のゲートは抵抗Ｒ６１を介してグランドに接続される。これにより、バッテリの極性が逆にされたときゲートにはバッテリ電圧がかかるとともに、ソースには（バッテリ電圧−ダイオードＤ６１の順方向電圧）がかかる。よって、ＭＯＳＦＥＴ６２はオフし、ＭＯＳＦＥＴ６１やダイオードＤ６１に破壊的な電流が流れるのを防ぐ。
【０１４７】
図４０は、図３９に示した回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。まず、点灯スイッチＳＷ６１ａ、ＳＷ６１ｂともに開の時、抵抗Ｒ６３によりＭＯＳＦＥＴ６１のゲート−ソース間電圧は略０Ｖとされるので、ＭＯＳＦＥＴ６１は非導通であり、ＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂも通電されず消灯している。
【０１４８】
点灯スイッチＳＷ６１ａが閉じられると、ＭＯＳＦＥＴ６１のゲート電位は、抵抗Ｒ６４、抵抗Ｒ６５を通じてグランドレベルに下げられるので、ＭＯＳＦＥＴ６１は導通する。ＭＯＳＦＥＴ６１の導通により、ＭＯＳＦＥＴ６２のドレインおよびソース電圧は上昇する。
【０１４９】
コイルＬ６１を通じてコンデンサＣ６１に電流ＩＦＥＴが流れる。ＭＯＳＦＥＴ６１、ＭＯＳＦＥＴ６２のオン抵抗およびコイルＬ６１の直流抵抗性分の合成値、並びにコイルＬ６１のインダクタンスおよびコンデンサＣ６１の容量で決まる傾きでコンデンサＣ６１の電圧ＶＣ６１は上昇する。点灯スイッチＳＷ６１ａによりＭＯＳＦＥＴ６３ａのゲート電位が抵抗Ｒ６９ａを通じてグランドレベル近くに下げられる。それとともに、そのソース電位が電圧ＶＣ６１と同じく上昇するので、ＭＯＳＦＥＴ６３ａは導通する。電圧ＶＣ６１がＬＥＤ負荷６０４ａの順方向電圧に達するとＬＥＤ負荷６０４ａに電流ＩＬａが流れ始める。
【０１５０】
電圧ＶＣ６１が上昇を続け参照電圧Ｖｒｅｆを超えると、コンパレータＣＭＰ６１の出力ＶＣＭＰはＬｏに転じ、トランジスタＱ６１がオンするので、ＭＯＳＦＥＴ６１のゲート電圧が電源電圧付近まで持ち上げられる。すると、ＭＯＳＦＥＴ６１は非導通となり、電流ＩＦＥＴは下がり、０［Ａ］になる。
【０１５１】
上昇を続けていた電圧ＶＣ６１は、ＭＯＳＦＥＴ６１の非導通化によりオーバーシュートを伴って低下に転じる。ＭＯＳＦＥＴ６１が非導通となっても、コイルＬ６１に蓄えられたエネルギ分がダイオードＤ６１を通じ、電流ＩＤ６１としてコンデンサＣ６１およびＬＥＤ負荷６０４ａに流れる。コイルＬ６１に蓄えられたエネルギがなくなり電流ＩＤ６１が０［Ａ］になっても、コンデンサＣ６１に蓄えられた電荷が供給されるので、電流ＩＬａは下がりながらＬＥＤ負荷６０４ａに流れ続ける。
【０１５２】
電圧ＶＣ６１が低下し参照電圧Ｖｒｅｆを下回ると、コンパレータＣＭＰ６１の出力はＨｉとなる。ＭＯＳＦＥＴ６１は再び導通し、電流ＩＦＥＴが流れコンデンサＣ６１を充電するとともに、電流ＩＬａがＬＥＤ負荷６０４ａに流れる。電圧ＶＣ６１が再度上昇し参照電圧Ｖｒｅｆを超えると、ＭＯＳＦＥＴ６１は非導通となる。以上を繰り返す自励発振により、ＬＥＤ負荷６０４ａにはオフセットを持った三角波状の電流ＩＬａが流れる。
【０１５３】
次に、点灯スイッチＳＷ６１ｂが閉じられると、ＭＯＳＦＥＴ６３ｂのゲートがグランドレベル近くに引き下げられ、ＭＯＳＦＥＴ６３ｂはオンする。電流ＩＬｂがＬＥＤ負荷６０４ｂに供給される。コンデンサＣ６１の放電電流は増加するので発振の周期は変化するが、電圧ＶＣ６１は参照電圧Ｖｒｅｆで設定した値を保つ。
【０１５４】
ＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂの光量は電流変化に応じて増減するが、周波数を人間の目の応答性よりも速くなるようにすることで、一定の明るさで点灯しているようにみえる。ＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂに流れる電流ＩＬａ、ｂは以下の式６で表される。電圧Ｖｆは、ＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂの順方向電圧である。
【０１５５】
ＩＬａ、ｂ＝（ＶＣ６１−Ｖｆ）／Ｒ６２ａ、ｂ …式６
【０１５６】
電圧ＶＣ６１の平均値は電源電圧が変動しても略一定なので、電流ＩＬも略一定に保たれる。コンデンサＣ６１、コイルＬ６１および抵抗Ｒ６１の組み合わせによって電流波形を三角波状から正弦波状まで変えることができ、周波数は数十［Ｈｚ］から数［ｋＨｚ］と低いので、ＡＭ帯やＦＭ帯のラジオノイズは無視できる程度にしか発生しない。
【０１５７】
電源電圧が異常に低下したとき等、電圧ＶＣ６１が設定値を超えない場合、ＭＯＳＦＥＴ６１は導通状態を保ち続ける。そのため、バッテリが劣化してしまったようなときでも設定値には満たないながらも電流ＩＬをＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂに供給し続けるので、最低限の安全性が確保される。
【０１５８】
なお、コンパレータＣＭＰ６１にはヒステリシスを設けてもよい。また、スイッチ手段６０１ｂ、６０１ｃおよび抵抗Ｒ６２ａ、抵抗Ｒ６２ｂをＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂのカソード側に接続した構成としてもよい。また、ノイズ低減やサージ保護のため、バッテリやＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂと並列にコンデンサを接続してもよい。
【０１５９】
次に、第６の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路のバリエーションについて説明する。まず、ＭＯＳＦＥＴ６１、ＭＯＳＦＥＴ６２、スイッチ手段６０１ｂ、６０１ｃのバリエーションについて、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴの代わりに、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、電磁式リレー等を用いることができる
【０１６０】
次に、電流異常状態を検知する機能を追加したバリエーションを図４１に示す。図４１に示すように、電流検出手段６０５が電流検出抵抗Ｒ６１０の両端に発生する電圧から負荷電流を検出し、あらかじめ設定した正常範囲を負荷電流が上回った場合および下回った場合に異常発生信号を出力する。抵抗Ｒ６１０を電源とＭＯＳＦＥＴ６１との間に接続してもよい。
【０１６１】
次に、調光作用を持たせたバリエーションを図４２に示す。図４２に示すように、パルス信号発生手段６０６ａ、６０６ｂにより生成されるパルス波形信号を、スイッチ制御手段６０２ｂ、６０２ｃに入力することにより、ＬＥＤ負荷６０４ａ、６０４ｂに流れる電流の実効値を可変として調光する。入力パルス信号の周期はＭＯＳＦＥＴ６１の発振周期よりも長く設定される。
【０１６２】
次に、複数段階に輝度を可変とする機能を持たせたバリエーションを図４３に示す。図４３に示すように、各チャネルに複数のスイッチ手段６０１ｂ、６０１ｂ´と異なる値の抵抗Ｒ６２ａ、６２ａ´を設け、ＬＥＤ負荷６０４ａに流れる電流を切り替えて輝度を可変とする。ＬＥＤ負荷６０４ｂも同様である。
【０１６３】
次に、ダイオードＤ６１の代わりにＭＯＳＦＥＴ６４を用いたバリエーションを図４４に示す。図４４に示すように、ダイオードＤ６１の代わりにＭＯＳＦＥＴ６４をコンデンサＣ６１と並列に接続する。ＭＯＳＦＥＴ６１がオンしているときはＭＯＳＦＥＴ６４がオフし、ＭＯＳＦＥＴ６１がオフしているときはＭＯＳＦＥＴ６４がオンするように、ゲート制御手段６０２ａから信号が出力される。
【０１６４】
次に、ＭＯＳＦＥＴ６２をダイオードに置き換えたバリエーションを図４５に示す。図４５に示すように、ＭＯＳＦＥＴ６２の代わりにダイオードＤ６３をＭＯＳＦＥＴ６１と直列に接続することができる。図４５においてはＭＯＳＦＥＴ６１のドレイン側にダイオードＤ６３があるが、ダイオードＤ６３の位置はＭＯＳＦＥＴ６１のソース側でもよい。また、ダイオードＤ６３は一般の整流用ダイオードに限らず、ツェナーダイオードを用いてもよい。
【０１６５】
次に、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ６１およびＭＯＳＦＥＴ６２を用いたバリエーションを図４６に示す。図４６に示すように、ＭＯＳＦＥＴ６１およびＭＯＳＦＥＴ６２をＰチャネル型に代えてＮチャネル型とすることができる。
【０１６６】
次に、第６の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路を集積回路化するバリエーションとして、電圧検出手段６０３、ゲート制御手段６０２ａ、複数のスイッチ制御手段６０２ｂ、６０２ｃ、ＭＯＳＦＥＴ６１、ＭＯＳＦＥＴ６２、ダイオードＤ６１、および複数のスイッチ手段６０１ｂ、６０１ｃの一部またはすべてを一つの基板に集積化することができる。基板にはシリコン、ＧａＡｓ、ＳｉＣ等がある。
【０１６７】
なお、上述した実施形態は、本発明の好適な実施形態の一例を示したものであり、本発明はそれに限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施が可能である。
【０１６８】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、請求項１記載の発明によれば、スイッチ手段のオン抵抗、第１の抵抗、および第２の抵抗並びにコンデンサによりオフセットを持った三角波状の負荷電流を生成し、負荷電流検出手段およびスイッチ制御手段により人間の目の応答性より速い発振周波数でスイッチ手段をオンオフすることにより、コイルおよびフリーホイールダイオードを用いることなく、ＬＥＤを略定電流駆動することができ、回路の効率化、小型化、低コスト化することができる。また、従来より低い発振周波数およびオフセットを持たせた振幅によりＬＥＤを駆動することにより低ノイズ化を図ることができる。
【０１６９】
請求項２記載の発明によれば、第１のスイッチ手段のオン抵抗、第１の抵抗、および第２の抵抗並びにコンデンサによりオフセットを持った三角波状の負荷電圧を生成し、電圧検出手段および第１のスイッチ制御手段により人間の目の応答性より速い発振周波数で第１のスイッチ手段をオンオフすることにより、コイルおよびフリーホイールダイオードを用いることなく、ＬＥＤを略定電圧駆動することができ、回路の効率化、小型化、低コスト化することができる。また、従来より低い発振周波数およびオフセットを持たせた振幅によりＬＥＤを駆動することにより低ノイズ化を図ることができる。
【０１７０】
請求項３記載の発明によれば、請求項２記載の発明の効果に加えて、複数チャネルのＬＥＤ負荷の各チャネルごとに第２のスイッチ手段を接続し、点灯信号により第２のスイッチ手段を制御する第２のスイッチ制御手段を接続することにより、コイルおよびフリーホイールダイオードを用いることなく、低ノイズで複数チャネルのＬＥＤを略定電圧駆動することができ、回路の効率化、小型化、低コスト化することができる。
【０１７１】
請求項４記載の発明によれば、第１のスイッチ手段のオン抵抗、ＦＥＴのオン抵抗、コイル、コンデンサおよび第２の抵抗によりオフセットを持った三角波状または正弦波状の負荷電流を生成し、電圧検出手段および第１のスイッチ制御手段により人間の目の応答性より速い発振周波数で第１のスイッチ手段をオンオフすることにより、小規模の回路で効率よくＬＥＤを駆動するとともにラジオノイズの発生を抑えることができ、小型化、低コスト化することができる。また、バッテリ逆接時にＦＥＴをオフするように設計することにより、バッテリ逆接時による回路破壊を防止することができる。
【０１７２】
請求項５記載の発明によれば、スイッチ手段のオン抵抗、ＦＥＴのオン抵抗、コイル、コンデンサおよび第２の抵抗によりオフセットを持った三角波状または正弦波状の負荷電圧を生成し、負荷電流検出手段およびスイッチ制御手段により人間の目の応答性より速い発振周波数でスイッチ手段をオンオフすることにより、小規模の回路で効率よくＬＥＤを駆動するとともにラジオノイズの発生を抑えることができ、小型化、低コスト化することができる。また、バッテリ逆接時にＭＯＳをオフするように設計することにより、バッテリ逆接時による回路破壊を防止することができる。
【０１７３】
請求項６記載の発明によれば、請求項４記載の発明の効果に加えて、複数チャネルのＬＥＤ負荷の各チャネルごとに第２のスイッチ手段を接続し、点灯信号により第２のスイッチ手段を制御する第２のスイッチ制御手段を接続することにより、低ノイズで複数チャネルのＬＥＤを略定電圧駆動することができ、回路の効率化、小型化、低コスト化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の基本構成図である。
【図２】本発明の第１の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の具体的構成図である。
【図３】図２に示した回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図４】第１の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いたバリエーションを示す回路図である。
【図５】第１の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてＬＥＤのカソード側に抵抗Ｒ１２を配置したバリエーションを示す回路図である。
【図６】第１の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてＬＥＤのカソード側にスイッチ手段を配置したバリエーションを示す回路図である。
【図７】本発明の第２の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の基本構成図である。
【図８】本発明の第２の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の具体的構成図である。
【図９】図８に示した回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図１０】第２の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路において別のスイッチ手段を用いたバリエーションを示す回路図である。
【図１１】第２の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてスイッチ手段の位置を変えたバリエーションを示す回路図である。
【図１２】第２の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路において調光機能を追加したバリエーションを示す回路図である。
【図１３】第２の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路において電流異常検出機能を追加したバリエーションを示す回路図である。
【図１４】本発明の第３の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の基本構成図である。
【図１５】本発明の第３の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の具体的構成図である。
【図１６】図１５に示した回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図１７】第３の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いたバリエーションを示す回路図である。
【図１８】第３の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてＭＯＳＦＥＴ３２の代わりにダイオードを用いたバリエーションを示す回路図である。
【図１９】第３の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてＭＯＳＦＥＴの位置を変えたバリエーションを示す回路図である。
【図２０】第３の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路において調光機能を追加したバリエーションを示す回路図である。
【図２１】第３の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路において電流異常検出機能を追加したバリエーションを示す回路図である。
【図２２】第３の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路において負荷電圧異常検出機能を追加したバリエーションを示す回路図である。
【図２３】第３の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてダイオードＤ３１の代わりにＭＯＳＦＥＴを用いたバリエーションを示す回路図である。
【図２４】本発明の第４の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の基本構成図である。
【図２５】本発明の第４の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の具体的構成図である。
【図２６】図２５に示した回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図２７】第４の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いたバリエーションを示す回路図である。
【図２８】第４の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてＭＯＳＦＥＴ４２の代わりにダイオードを用いたバリエーションを示す回路図である。
【図２９】第４の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてＭＯＳＦＥＴの位置を変えたバリエーションを示す回路図である。
【図３０】第４の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてダイオードＤ４１の代わりにＭＯＳＦＥＴを用いたバリエーションを示す回路図である。
【図３１】第４の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の一バリエーションで用いられる昇圧回路を示す回路図である。
【図３２】本発明の第５の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の基本構成図である。
【図３３】本発明の第５の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の具体的構成図である。
【図３４】図３３に示した回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図３５】第５の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路において電流検出手段を追加したバリエーションを示す回路図である。
【図３６】第５の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてパルス信号を用いて調光可能としたバリエーションを示す回路図である。
【図３７】第５の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路において複数段階に輝度を変更できるようにしたバリエーションを示す回路図である。
【図３８】本発明の第６の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の基本構成図である。
【図３９】本発明の第６の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路の具体的構成図である。
【図４０】図３９に示した回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図４１】第６の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路において電流検出手段を追加したバリエーションを示す回路図である。
【図４２】第６の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてパルス信号を用いて調光可能としたバリエーションを示す回路図である。
【図４３】第６の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路において複数段階に輝度を変更できるようにしたバリエーションを示す回路図である。
【図４４】第６の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてダイオードＤ６１の代わりにＭＯＳＦＥＴを用いたバリエーションを示す回路図である。
【図４５】第６の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてＭＯＳＦＥＴ６２の代わりにダイオードＤ６３に置き換えたバリエーションを示す回路図である。
【図４６】第６の実施形態におけるＬＥＤ駆動回路においてＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ６１、６２を用いたバリエーションを示す回路図である。
【符号の説明】
１０１スイッチ手段
Ｒ１１、Ｒ１２抵抗
Ｃ１１コンデンサ
１０３負荷電流検出手段
１０４ＬＥＤ負荷

Claims

電源からＬＥＤ負荷に供給する電流をオンオフするスイッチ手段と、
前記ＬＥＤ負荷と並列に接続され、該ＬＥＤ負荷に供給される電荷を蓄積するコンデンサと、
前記スイッチ手段と前記コンデンサとの間に接続され、前記電源から供給される前記コンデンサへの充電電流を制限する第１の抵抗と、
前記ＬＥＤ負荷と直列に接続され、該ＬＥＤ負荷への負荷電流を制限する第２の抵抗と、
前記第２の抵抗の両端に接続され、前記負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、
前記負荷電流検出手段により検出された負荷電流が所定の参照値を上回ると前記スイッチ手段をオフし、下回るとオンするスイッチ制御手段と、を有し、
前記スイッチ制御手段は、前記ＬＥＤ負荷の点灯信号が入力されると、前記スイッチ手段のオンオフ制御を開始することを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
電源からＬＥＤ負荷に供給する電流をオンオフする第１のスイッチ手段と、
前記ＬＥＤ負荷と並列に接続され、該ＬＥＤ負荷に供給される電荷を蓄積するコンデンサと、
前記第１のスイッチ手段と前記コンデンサとの間に接続され、前記電源から供給される前記コンデンサへの充電電流を制限する第１の抵抗と、
前記ＬＥＤ負荷と直列に接続され、該ＬＥＤ負荷への負荷電流を制限する第２の抵抗と、
前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段により検出された電圧が所定の参照値を上回ると前記第１のスイッチ手段をオフし、下回るとオンする第１のスイッチ制御手段と、を有し、
前記第１のスイッチ制御手段は、前記ＬＥＤ負荷の点灯信号が入力されると、前記第１のスイッチ手段のオンオフ制御を開始することを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
前記ＬＥＤ負荷は複数列から構成され、該複数列ごとに前記第２の抵抗が接続され、
前記コンデンサと前記第２の抵抗との間に前記複数列ごとに接続され、前記ＬＥＤ負荷への前記負荷電流をオンオフする第２のスイッチ手段と、
前記複数列のＬＥＤ負荷のいずれかの点灯を指示する前記点灯信号が入力されると、対応する前記第２のスイッチ手段をオンする前記第２のスイッチ制御手段と、をさらに有することを特徴とする請求項２記載のＬＥＤ駆動回路。
電源からＬＥＤ負荷に供給する電流をオンオフする第１のスイッチ手段と、
前記ＬＥＤ負荷と並列に接続され、該ＬＥＤ負荷に供給される電荷を蓄積するコンデンサと、
前記第１のスイッチ手段と前記コンデンサとの間に接続されており、ゲートが第３の抵抗を介してアースに接続され、通常時にオンし直流電源逆接時にオフするＦＥＴと、
前記ＦＥＴと前記コンデンサとの間に接続されるコイルと、
前記ＬＥＤ負荷と直列に接続され、該ＬＥＤ負荷への負荷電流を制限する第２の抵抗と、
前記コイルを挟んで前記コンデンサと並列に接続されるダイオードと、
前記コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段により検出された電圧が所定の参照値を上回ると前記第１のスイッチ手段をオフし、下回るとオンする第１のスイッチ制御手段と、を有し、
前記第１のスイッチ制御手段は、前記ＬＥＤ負荷の点灯信号が入力されると、前記第１のスイッチ手段のオンオフ制御を開始することを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
電源からＬＥＤ負荷に供給する電流をオンオフするスイッチ手段と、
前記ＬＥＤ負荷と並列に接続され、該ＬＥＤ負荷に供給される電荷を蓄積するコンデンサと、
前記スイッチ手段と前記コンデンサとの間に接続されており、ゲートが第３の抵抗を介してアースに接続され、通常時にオンし直流電源逆接時にオフするＦＥＴと、
前記ＦＥＴと前記コンデンサとの間に接続されるコイルと、
前記ＬＥＤ負荷と直列に接続され、該ＬＥＤ負荷への負荷電流を制限する第２の抵抗と、
前記コイルを挟んで前記コンデンサと並列に接続されるダイオードと、
前記第２の抵抗の両端に接続され、前記負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、
前記負荷電流検出手段により検出された電圧が所定の参照値を上回ると前記スイッチ手段をオフし、下回るとオンするスイッチ制御手段と、を有し、
前記スイッチ制御手段は、前記ＬＥＤ負荷の点灯信号が入力されると、前記スイッチ手段のオンオフ制御することを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
前記ＬＥＤ負荷は複数列から構成され、該複数列ごとに前記第２の抵抗が接続され、
前記コンデンサと前記第２の抵抗との間に前記複数列ごとに接続され、前記ＬＥＤ負荷への前記負荷電流をオンオフする第２のスイッチ手段と、
前記複数列のＬＥＤ負荷のいずれかの点灯を指示する前記点灯信号が入力されると、対応する前記第２のスイッチ手段をオンする前記第２のスイッチ制御手段と、をさらに有することを特徴とする請求項４記載のＬＥＤ駆動回路。