ES2321314T3 - Metodo y dispositivo para el accionamiento de un circuito convertidor con un filtro lcl. - Google Patents
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Abstract
Método para el accionamiento de un circuito convertidor, en el que el circuito convertidor presenta una unidad de convertidor (1) con una pluralidad de conmutadores de semiconductores de potencia controlables y un filtro LCL (3) conectado a cada conexión de fases (2) de la unidad de convertidor (1), en el que los conmutadores de semiconductores de potencia controlables se controlan mediante una señal de mando (S) formada por un valor de potencia activa de histéresis (dP), un valor de potencia reactiva de histéresis (dQ) y un sector de flujo seleccionado (zetan), caracterizado por que el valor de potencia activa de histéresis (d P) se forma por un valor de potencia activa de diferencia (P dif) mediante un primer regulador de histéresis (16), por que el valor de potencia activa de diferencia (P dif) se forma por la resta de un valor de potencia activa estimado (P) y un valor de potencia activa de amortiguación (P d) de un valor de potencia activa de referencia (P ref), donde el valor de potencia activa de amortiguación (Pd) se forma por una suma ponderada con un factor de amortiguación ajustable (kd) de una multiplicación de una componente alfa de la transformación de vector espacial de corrientes de capacitancia de filtro (iCfalfa) de los filtros LCL (3) con una componente alfa de la transformación de vector espacial de corrientes de conexión de fases (ifialfa) y una multiplicación de una componente beta de la transformación de vector espacial de corrientes de capacitancia de filtro (iCfbeta ) de los filtros LCL (3) con una componente beta de la transformación de vector espacial de corrientes de conexión de fases (ifibeta ), por que el valor de potencia reactiva de histéresis (dQ) se forma por un valor de potencia reactiva de diferencia (Q dif) mediante un segundo regulador de histéresis (17), por que el valor de potencia reactiva de diferencia (Qdif) se forma por la resta de un valor de potencia reactiva estimado (Q) y un valor de potencia reactiva de amortiguación (Qd) de un valor de potencia reactiva de referencia (Q ref), donde el valor de potencia reactiva de amortiguación (Q d) se forma por una diferencia ponderada con el factor de amortiguación ajustable (kd) de una multiplicación de la componente beta de la transformación de vector espacial de corrientes de capacitancia de filtro (iCfbeta ) de los filtros LCL (3) con la componente alfa de la transformación de vector espacial de corrientes de conexión de fases (ifalfa) y una multiplicación de la componente alfa de la transformación de vector espacial de corrientes de capacitancia de filtro (iCfalfa) de los filtros LCL (3) con la componente beta de la transformación de vector espacial de corrientes de conexión de fases (i fibeta ).
Description
Método y dispositivo para el accionamiento de un
circuito convertidor con un filtro LCL.
La invención se refiere al ámbito de la
electrónica de potencia. Parte de un método para el accionamiento
de un circuito convertidor así como de un dispositivo para la
realización del método de acuerdo con el preámbulo de las
reivindicaciones independientes.
Los circuitos convertidores convencionales
comprenden una unidad de convertidor con una pluralidad de
conmutadores de semiconductores de potencia controlables, que están
conmutados de forma conocida para la conmutación de al menos dos
niveles de tensión de conmutación. En cada conexión de fases de la
unidad de convertidor se conecta un filtro LCL (véase "Clean
Reactive Power Compensator" de W. Koczara y J. Matraszek IEEE
Annual Conf. of Industrial Electronics Society,
IECON-2002, Nov. 2002, págs.
2591-2956). Con la unidad de convertidor se une
además un acumulador de energía capacitivo, que está formado
habitualmente por uno o varios condensadores. Para el accionamiento
del circuito convertidor se proporciona un dispositivo que presenta
un equipo de regulación para la generación de un valor de potencia
activa de histéresis, un valor de potencia reactiva de histéresis y
un sector de flujo seleccionado, que se une por un circuito de mando
para la formación de una señal de mando a partir del valor de
potencia activa de histéresis, el valor de potencia reactiva de
histéresis y el sector de flujo seleccionado con los conmutadores
de semiconductores de potencia controlables. Mediante la señal de
mando se controlan de este modo los conmutadores de semiconductores
de potencia.
En un circuito convertidor que se ha mencionado
anteriormente es problemático que los filtros LCL pueden provocar
una distorsión permanente, es decir, oscilaciones indeseadas, en las
corrientes de salida de filtro y las tensiones de salida de filtro
debido a oscilaciones resonantes de los filtros LCL, como se muestra
en un desarrollo en el tiempo habitual de corrientes de salida de
filtro de acuerdo con la Figura 3. En una red de tensión alterna
eléctrica conectada típicamente a las salidas de filtro o en una
carga eléctrica conectada a las salidas de filtro, tales
distorsiones pueden conducir a daños o incluso destrucciones y, por
tanto, son altamente indeseadas.
Por lo tanto, es objetivo de la invención
indicar un método para el accionamiento de un circuito convertidor,
mediante el cual las distorsiones provocadas por el filtro LCL
conectado al circuito convertidor, se puedan amortiguar de manera
activa en las corrientes de salida de filtro y tensiones de salida
de filtro. Además es objetivo de la invención indicar un
dispositivo con el que se pueda realizar de forma particularmente
sencilla el método. Estos objetivos se resuelven mediante las
características de la reivindicación 1 o la reivindicación 9. En las
reivindicaciones dependientes se indican perfeccionamientos
ventajosos de la invención.
El circuito convertidor presenta una unidad de
convertidor con una pluralidad de conmutadores de semiconductores
de potencia controlables y un filtro LCL conectado a cada conexión
de fases de la unidad de convertidor. En el método de acuerdo con
la invención para el accionamiento del circuito convertidor, a
continuación, los conmutadores de semiconductores de potencia
controlables se controlan mediante una señal de mando formada a
partir de un valor de potencia activa de histéresis, de un valor de
potencia reactiva de histéresis y de un sector de flujo
seleccionado. De acuerdo con la invención, el valor de potencia
activa de histéresis se forma a partir de un valor de potencia
activa de diferencia mediante un primer regulador de histéresis y el
valor de potencia activa de diferencia se forma por la resta de un
valor de potencia activa estimado y un valor de potencia activa de
amortiguación de un valor de potencia activa de referencia, donde el
valor de potencia activa de amortiguación se forma por una suma
ponderada con un factor de amortiguación ajustable de una
multiplicación de la componente \alpha de la transformación de
vector espacial de corrientes de capacitancia de filtro del filtro
LCL con una componente \alpha de la transformación de vector
espacial de corrientes de conexión de fases y una multiplicación de
una componente \beta de la transformación de vector espacial de
corrientes de capacitancia de filtro de los filtros LCL con la
componente \beta de la transformación de vector espacial de
corrientes de conexión de fases. Además, el valor de potencia
reactiva de histéresis se forma por un valor de potencia reactiva
de diferencia mediante un segundo regulador de histéresis y el
valor de potencia reactiva de diferencia se forma por la resta de un
valor de potencia reactiva estimado y un valor de potencia reactiva
de amortiguación de un valor de potencia reactiva de referencia,
donde el valor de potencia reactiva de amortiguación está formado
por una diferencia ponderada con el factor de amortiguación
ajustable de una multiplicación de la componente \beta de la
transformación de vector espacial de corrientes de capacitancia de
filtro de los filtros LCL con la componente \alpha de la
transformación de vector espacial de corrientes de conexión de
fases y una multiplicación de la componente \alpha de la
transformación de vector espacial de corrientes de capacitancia de
filtro de los filtros LCL con la componente \beta de la
transformación de vector espacial de corrientes de conexión de
fases.
Por el valor de potencia activa de amortiguación
y el valor de potencia reactiva de amortiguación se pueden
amortiguar ventajosamente de manera activa distorsiones, es decir,
oscilaciones indeseadas, en las corrientes de salida de filtro y
las tensiones de salida de filtro, de tal forma que se reducen en
gran medida estas distorsiones y, en el mejor de los casos, se
reprimen considerablemente. Una ventaja adicional del método de
acuerdo con la invención consiste en que no se tiene que conectar
ninguna resistencia amortiguadora separada, que requiera mucho
espacio, realizada de forma compleja y, por tanto, cara, a la
respectiva conexión de fases, para poder amortiguar de forma eficaz
las distorsiones indeseadas.
El dispositivo de acuerdo con la invención para
la realización del método para el accionamiento del circuito
convertidor presenta un equipo de regulación que sirve para la
generación de un valor de potencia activa de histéresis, un valor
de potencia reactiva de histéresis y un sector de flujo
seleccionado, que se une por un circuito de mando para la formación
de una señal de mando con los conmutadores de semiconductores de
potencia controlables. De acuerdo con la invención, el equipo de
regulación comprende una primera unidad de cálculo para la
formación del valor de potencia activa de histéresis, del valor de
potencia reactiva de histéresis y del sector de flujo seleccionado,
donde la primera unidad de calculo presenta un primer regulador de
histéresis para la formación del valor de potencia activa de
histéresis a partir de un valor de potencia activa de diferencia,
un segundo regulador de histéresis para la formación del valor de
potencia reactiva de histéresis a partir de un valor de potencia
reactiva de diferencia y un asignador de vector para la formación
del sector de flujo seleccionado. Además, el equipo de regulación
comprende un primer sumador para la formación del valor de potencia
activa de diferencia a partir de la resta de un valor de potencia
activa estimado y un valor de potencia activa de amortiguación de
un valor de potencia activa de referencia y un segundo sumador para
la formación del valor de potencia reactiva de diferencia a partir
de la resta de un valor de potencia reactiva estimado y un valor de
potencia reactiva de amortiguación de un valor de potencia reactiva
de referencia. Además, el equipo de regulación comprende una
segunda unidad de cálculo para la formación del valor de potencia
activa de amortiguación y del valor de potencia reactiva de
amortiguación, donde el valor de potencia activa de amortiguación se
forma a partir de una suma ponderada con un factor de amortiguación
ajustable de una multiplicación de una componente \alpha de la
transformación de vector espacial de corrientes de capacitancia de
filtro de los filtros LCL con una componente \alpha de la
transformación de vector espacial de corrientes de conexión de fases
y una multiplicación de una componente \beta de la transformación
de vector espacial de corrientes de capacitancia de filtro de los
filtros LCL con una componente \beta de la transformación de
vector espacial de corrientes de conexión de fases. El valor de
potencia reactiva de amortiguación está formado además por una
diferencia ponderada con el factor de amortiguación ajustable de
una multiplicación de la componente \beta de la transformación de
vector espacial de corrientes de capacitancia de filtro de los
filtros LCL con la componente \alpha de la transformación de
vector espacial de corrientes de conexión de fases y una
multiplicación de la componente \alpha de la transformación de
vector espacial de corrientes de capacitancia de filtro de los
filtros LCL con la componente \beta de la transformación de
vector espacial de corrientes de conexión de fases.
El dispositivo de acuerdo con la invención para
la realización del método para el accionamiento del circuito
convertidor se puede realizar, por tanto, de forma muy sencilla y
económica, ya que la complejidad de circuito se puede mantener
extremadamente reducida y, además, solamente se necesita un número
reducido de elementos para la construcción. Por lo tanto, mediante
este dispositivo se puede realizar de manera particularmente
sencilla el método de acuerdo con la invención.
Estos y otros objetivos, ventajas y
características de la presente invención serán evidentes a partir de
la siguiente descripción más detallada de realizaciones preferidas
de la invención junto con el dibujo.
Se muestra:
En la Figura 1, una realización de un
dispositivo de acuerdo con la invención para la realización del
método de acuerdo con la invención para el accionamiento de un
circuito convertidor,
En la Figura 2, una realización de una séptima
unidad de cálculo,
En la Figura 3, un desarrollo en el tiempo
habitual de las corrientes de salida de filtro y
En la Figura 4, un desarrollo en el tiempo de
las corrientes de salida de filtro con amortiguación activa según
el método de acuerdo con la invención.
Las referencias usadas en el dibujo y su
significado se indican de forma resumida en la lista de referencias.
Básicamente, en las figuras, las piezas iguales están provistas de
referencias iguales. Las realizaciones descritas se presentan a
modo de ejemplo para el objeto de la invención y no tienen ningún
efecto limitante.
En la Figura 1 se muestra una realización de un
dispositivo de acuerdo con la invención para la realización del
método de acuerdo con la invención para el accionamiento de un
circuito convertidor. El circuito convertidor presenta de acuerdo
con la Figura 1 una unidad de convertidor 1 con una pluralidad de
conmutadores de semiconductores de potencia controlables y un
filtro LCL 3 conectado a cada conexión de fases 2 de la unidad de
convertidor 1. Según esto, cada filtro LCL 3 presenta una primera
inductividad de filtro L_{fi}, una segunda inductividad de filtro
L_{fg} así como una capacitancia de filtro C_{f}, donde la
primera inductividad de filtro L_{fi} se une con la conexión de
fases correspondiente 2 de la unidad de convertidor 1, con la
segunda inductividad de filtro L_{fg} y con la capacitancia de
filtro C_{f}. Además, las capacitancias de filtro C_{f} de los
filtros LCL 3 individuales están unidas entre sí. En la Figura 1, la
unidad de convertidor 1 está realizada de forma ilustrativa de
manera trifásica. Se señala que unidad de convertidor 1 puede estar
configurada de manera general como cada unidad de convertidor 1
para la conmutación de \geq 2 niveles de tensión de conmutación
(circuito convertidor multi-nivel) con respecto a la
tensión de un acumulador de energía 19 capacitivo unido con una
unidad de convertidor 1, donde entonces el acumulador de energía
capacitivo 19 está formado por un número aleatorio de
capacitancias, capacitancias que están conmutadas entonces adaptadas
al circuito convertidor parcial realizado correspondientemente.
En el método de acuerdo con la invención para el
accionamiento del circuito convertidor, a continuación, los
conmutadores de semiconductores de potencia controlables de la
unidad de convertidor 1 se controlan mediante una señal de mando S
formada por un valor de potencia activa de histéresis d_{P}, un
valor de potencia reactiva de histéresis d_{Q} y un sector de
flujo seleccionado \theta_{n}. Para la formación de la señal de
mando sirve habitualmente una tabla de correspondencias
(look-up table), en la que valores de potencia
activa de histéresis d_{P}, valores de potencia reactiva de
histéresis d_{Q} y sectores de flujo seleccionados \theta_{n}
correspondientes a señales de mando S se asignan de forma fija o un
modulador que se basa en modulación de amplitudes de pulso. De
acuerdo con la invención, el valor de potencia activa de histéresis
d_{P} se forma por un valor de potencia activa de diferencia
P_{dif} mediante un primer regulador de histéresis 16, como se
muestra en la Figura 1. Además, el valor de potencia activa de
diferencia P_{dif} se forma por la resta de un valor de potencia
activa estimado P y un valor de potencia activa de amortiguación
P_{d} de un valor de potencia activa de referencia P_{ref},
donde el valor de potencia activa de amortiguación P_{d} está
formado por una suma ponderada con un factor de amortiguación
ajustable k_{d} de una multiplicación de una componente \alpha
de la transformación de vector espacial de corrientes de
capacitancia de filtro i_{Cf_{\alpha}} de los filtros LCL 3 con
una componente \alpha de la transformación de vector espacial de
corrientes de conexión de fases i_{fi_{\alpha}} y una
multiplicación de una componente \beta de la transformación de
vector espacial de corrientes de capacitancia de filtro
i_{Cf_{\beta}} de los filtros LCL 3 con una componente \beta de
la transformación de vector espacial de corrientes de conexión de
fases i_{fi_{\beta}}, lo que ilustra particularmente la siguiente
fórmula.
El valor de potencia activa de referencia
P_{ref} se puede ajustar libremente y es el valor teórico de la
potencia activa, que debe presentarse en la salida de los filtros
LCL 3. Además, el valor de potencia reactiva de histéresis d_{Q}
se forma por un valor de potencia reactiva de diferencia Q_{dif}
mediante un segundo regulador de histéresis 17 y el valor de
potencia reactiva de diferencia Q_{dif} se forma por la resta de
un valor de potencia reactiva estimado Q y un valor de potencia
reactiva de amortiguación Q_{d} de un valor de potencia reactiva
de referencia Q_{ref}, donde el valor de potencia reactiva de
amortiguación Q_{d} está formado por una diferencia ponderada con
el factor de amortiguación ajustable k_{d} de una multiplicación
de la componente \beta de la transformación de vector espacial de
corrientes de capacitancia de filtro i_{Cf_{\beta}} de los filtros
LCL 3 con la componente \alpha de la transformación de vector
espacial de corrientes de conexión de fases i_{fi_{\alpha}} y una
multiplicación de la componente \alpha de la transformación de
vector espacial de corrientes de capacitancia de filtro
i_{Cf_{\alpha}} de los filtros LCL 3 con la componente \beta de
la transformación de vector espacial de corrientes de conexión de
fases i_{fi_{\beta}}, lo que ilustra particularmente la siguiente
fórmula.
El valor de potencia reactiva de referencia
Q_{ref} se puede ajustar libremente y es el valor teórico de la
potencia reactiva que debe presentarse en la salida de los filtros
LCL 3.
Se señala que la transformación de vector
espacial se define del siguiente modo
donde \overline{x} es una
magnitud compleja, x_{\alpha} es la componente \alpha de la
transformación de vector espacial de la magnitud \overline{x} y
x_{\beta} es la componente \beta de la transformación de vector
espacial de la magnitud \overline{x}. Todas las transformaciones
de vector espacial que ya se han mencionado y las que se mencionarán
más adelante de magnitudes se generan de acuerdo con la fórmula que
se ha mencionado
anteriormente.
Por el valor de potencia activa de amortiguación
P_{d} y el valor de potencia reactiva de amortiguación Q_{d} se
pueden amortiguar de forma activa ventajosamente distorsiones, es
decir, oscilaciones indeseadas, en las corrientes de salida de
filtro i_{fg1}, i_{fg2}, i_{fg3} y tensiones de salida de
filtro, de tal forma que estas distorsiones se reducen en gran
medida y, en el mejor de los casos, se reprimen considerablemente.
Una ventaja adicional del método de acuerdo con la invención
consiste en que no se tiene que conectar ninguna resistencia
amortiguadora separada, que requiere mucho espacio, realizada de
forma compleja y, por tanto, cara, a la respectiva conexión de
fases 2, para poder amortiguar de forma eficaz las distorsiones
indeseadas.
De acuerdo con la Figura 1, el dispositivo de
acuerdo con la invención para la realización del método de acuerdo
con la invención para el accionamiento de un circuito convertidor
presenta para esto un equipo de regulación 4 que sirve para la
generación del valor de potencia activa de histéresis d_{P}, del
valor de potencia reactiva de histéresis d_{Q} y del sector del
flujo seleccionado \theta_{n}, que se une por un circuito de
mando 5 para la formación de una señal de mando S con los
conmutadores de semiconductores de potencia controlables. El
circuito de mando 5, comprende, a modo de ejemplo, una tabla de
correspondencias (look-up table), en la que los
valores de potencia activa de histéresis d_{P}, valores de
potencia reactiva de histéresis d_{Q} y sectores de flujo
seleccionados \theta_{n} se asignan de forma fija a señales de
mando S correspondientes, o un modulador, que se basa en la
modulación de amplitudes de pulso. De acuerdo con la invención, el
equipo de regulación 4 comprende una primera unidad de cálculo 6
para la formación del valor de potencia activa de histéresis
d_{P}, del valor de potencia reactiva de histéresis d_{Q} y del
sector de flujo seleccionado \theta_{n}, donde la primera
unidad de cálculo 6 presenta el primer regulador de histéresis 16
para la formación del valor de potencia activa de histéresis
d_{P} a partir del valor de potencia activa de diferencia
P_{dif}, el segundo regulador de histéresis 17 para la formación
del valor de potencia reactiva de histéresis d_{Q} a partir del
valor de potencia reactiva de diferencia Q_{dif} y un asignador de
vector 18 para la formación del sector de flujo seleccionado
\theta_{n}. Por lo demás, el equipo de regulación 4 comprende
un primer sumador 7 para la formación del valor de potencia activa
de diferencia P_{dif} a partir de la resta del valor de potencia
activa estimado P y del valor de potencia activa de amortiguación
P_{d} del valor de potencia activa de referencia P_{ref} y un
segundo sumador 8 para la formación del valor de potencia reactiva
de diferencia Q_{dif} a partir de la resta del valor de potencia
reactiva estimado Q y del valor de potencia reactiva de
amortiguación Q_{d} del valor de potencia reactiva de referencia
Q_{ref}. Además, el equipo de regulación 4 comprende una segunda
unidad de cálculo 9 para la formación del valor de potencia activa
de amortiguación P_{d} y del valor de potencia reactiva de
amortiguación Q_{d}, donde el valor de potencia activa de
amortiguación P_{d} se forma por la suma ponderada con el factor
de amortiguación ajustable k_{d} de la multiplicación de la
componente \alpha de la transformación de vector espacial de
corrientes de capacitancia de filtro i_{Cf_{\alpha}} de los
filtros LCL 3 con la componente \alpha de la transformación de
vector espacial de corrientes de conexión de fases i_{fi_{\alpha}}
y la multiplicación de la componente \beta de la transformación de
vector espacial de corrientes de capacitancia de filtro
i_{Cf_{\beta}} de los filtros LCL 3 con la componente \beta de
la transformación de vector espacial de corrientes de conexión de
fases i_{fi_{\beta}} y el valor de potencia reactiva de
amortiguación Q_{d} está formado por la diferencia ponderada con
el factor de amortiguación ajustable k_{d} de la multiplicación de
la componente \beta de la transformación de vector espacial de
corrientes de capacitancia de filtro i_{Cf_{\beta}} de los
filtros LCL 3 con la componente \alpha de la transformación de
vector espacial de corrientes de conexión de fases i_{fi_{\alpha}}
y una multiplicación de la componente \alpha de la transformación
de vector espacial de corrientes de capacitancia de filtro
i_{Cf_{\alpha}} de los filtros LCL 3 con la componente \beta de
la transformación de vector espacial de corrientes de conexión de
fases i_{fi_{\beta}}. El dispositivo de acuerdo con la invención
para la realización del método para el accionamiento del circuito
convertidor, por lo tanto, se puede realizar de forma muy sencilla y
económica, ya que la complejidad de circuito se puede mantener
extremadamente reducida y, además, solamente se necesita un número
reducido de elementos para la construcción. Mediante este
dispositivo, el método de acuerdo con la invención se puede
realizar por tanto de forma particularmente sencilla.
El valor de potencia activa estimado P y el
valor de potencia reactiva estimado Q se forman respectivamente por
una componente \alpha de la transformación de vector espacial de
corrientes de salida de filtro i_{fg_{\beta}}, de una componente
\beta de la transformación de vector espacial de corrientes de
salida de filtro i_{fg_{\beta}}, de una componente \alpha de
la transformación de vector espacial de flujos de salida de filtro
\psi_{L_{\alpha}} y de una componente \beta de la transformación
de vector espacial de flujos de salida de filtro \psi_{L_{\beta}},
lo que ilustran particularmente las siguientes fórmulas
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Para la formación del valor de potencia activa
estimado P y del valor de potencia reactiva estimado Q, el equipo
de regulación 4 de acuerdo con la Figura 1 presenta una tercera
unidad de cálculo 10, mediante la cual se calcula el valor de
potencia activa estimado P y el valor de potencia reactiva estimado
Q respectivamente según la fórmula correspondiente que se ha
mencionado anteriormente.
La componente \alpha de la transformación de
vector espacial de flujos de salida de filtro \psi_{L_{\alpha}}
se forma por una componente \alpha de la transformación de vector
espacial de flujos de capacitancia de filtro estimados
\psi_{L_{\alpha}} y de la componente \alpha de la
transformación de vector espacial de corrientes de salida de filtro
i_{fg_{\alpha}}, lo que ilustra particularmente la siguiente
fórmula.
Además, la componente \beta de la
transformación de vector espacial de flujos de salida de filtro
\psi_{L_{\beta}} está formada por una componente \beta de la
transformación de vector espacial de flujos de capacitancia de
filtro estimados \psi_{L_{\beta}} y de la componente \beta de
la transformación de vector espacial de corrientes de salida de
filtro i_{fg_{\beta}}, lo que ilustra particularmente la siguiente
fórmula.
Para la formación de la componente \alpha de
la transformación de vector espacial de flujos de salida de filtro
\psi_{L_{\alpha}} y de la componente \beta de la
transformación de vector espacial de flujos de salida de filtro
\psi_{L_{\beta}}, el equipo de regulación 4 de acuerdo con la
Figura 1 presenta una cuarta unidad de cálculo 11, mediante la cual
se calcula la componente \alpha de la transformación de vector
espacial de flujos de salida de filtro \psi_{L_{\alpha}} y la
componente \beta de la transformación de vector espacial de
flujos de salida de filtro \psi_{L_{\beta}} respectivamente de
acuerdo con la correspondiente fórmula que se ha mencionado
anteriormente.
La componente \alpha de la transformación de
vector espacial de corrientes de salida de filtro i_{fg_{\alpha}}
se forma por la componente \alpha de la transformación de vector
espacial de corrientes de conexión de fases i_{fi_{\alpha}}, que
se forma por transformación de vector espacial de las corrientes de
conexión de fases i_{fi1}, i_{fi2}, i_{fi3} medidas de acuerdo
con la Figura 1 y la componente \alpha de la transformación de
vector espacial de las corrientes de capacitancia de filtro
i_{Cf_{\alpha}}, que se forma por transformación de vector
espacial de las corrientes de capacitancia de filtro i_{Cf1},
i_{Cf2}, i_{Cf3} medidas de acuerdo con la Figura 1, por suma.
Además, la componente \beta de la transformación de vector
espacial de corrientes de salida de filtro i_{fg_{\beta}} se
forma por la componente \beta de la transformación de vector
espacial de corrientes de conexión de fases i_{fi_{\beta}}, que se
forma por transformación de vector espacial de las corrientes de
conexión de fases i_{fi1}, i_{fi2}, i_{fi3} medidas de acuerdo
con la Figura 1 y la componente \beta de la transformación de
vector espacial de las corrientes de capacitancia de filtro
i_{Cf_{\beta}}, que se forma por transformación de vector
espacial de las corrientes de capacitancia de filtro i_{Cf1},
i_{Cf2}, i_{Cf3} medidas de acuerdo con la Figura 1, por suma.
Una medición de las corrientes de salida de filtro i_{fg1},
i_{fg2}, i_{fg3} de este modo se puede omitir ventajosamente,
por lo que se simplifica el dispositivo, ya que no se necesitan
sensores de medición, particularmente transformadores de corriente.
Se menciona que la transformación de vector espacial de las
corrientes de conexión en fases medidas i_{fi1}, i_{fi2},
i_{fi3} y de las corrientes de capacitancia de filtro medidas
i_{Cf1}, i_{Cf2}, i_{Cf3} así como de las demás magnitudes
con transformación de vector espacial se realiza o se puede realizar
dentro de una unidad de cálculo correspondiente 9, 10, 13, 14 o de
forma separada en una unidad de transformación de vector espacial
prevista de forma expresa para esto.
La componente \alpha de la transformación de
vector espacial de flujos de capacitancia de filtro estimados
\psiCf_{\alpha} a su vez se forma por un valor de tensión
continua actual u_{dc} del acumulador de energía 19 capacitivo
unido con la unidad de convertidor 1, de la señal de mando S y de la
componente \alpha de la transformación de vector espacial de
corrientes de conexión de fases i_{fi_{\alpha}}, lo que ilustra
particularmente la siguiente fórmula, en la que u_{C} es la
componente \alpha formada por el valor de tensión continua actual
u_{dc} y por la señal de mando de la tensión de conexión de fases
de la unidad de convertidor 1.
De forma correspondiente, la componente \beta
de la transformación de vector espacial de flujos de capacitancia
de filtro estimados \psi_{Cf\beta} se forma por el valor de
tensión continua actual u_{dc} del acumulador de energía
capacitivo 19 unido con la unidad de convertidor 1, de la señal de
mando S y de la componente \beta de la transformación de vector
espacial de corrientes de conexión de fases i_{fi_{\beta}}, donde
u_{C\beta_{\alpha}} es la componente \beta formada por el valor
de tensión continua actual u_{dc} y la señal de mando de la
tensión de conexión en fases de la unidad de convertidor 1.
Para la formación de la componente \alpha de
la transformación de vector espacial de flujos de capacitancia de
filtro estimados \psi_{Cf_{\alpha}} y de la componente \beta
de la transformación de vector espacial de flujos de capacitancia de
filtro estimados \psi_{Cf_{\beta}}, el equipo de regulación 4 de
acuerdo con la Figura 1 presenta una quinta unidad de cálculo 12,
mediante la cual se calcula la componente \alpha de la
transformación de vector espacial de flujos de capacitancia de
filtro estimados \psi_{Cf_{\alpha}} y la componente \beta de
la transformación de vector espacial de flujos de capacitancia de
filtro estimados \psi_{Cf_{\beta}} respectivamente de acuerdo
con la correspondiente fórmula que se ha mencionado
anteriormente.
Para la formación del valor de potencia reactiva
de diferencia Q_{dif} que ya se ha mencionado anteriormente se
añade adicionalmente un valor de potencia reactiva de compensación
Q_{comp}, donde el valor de potencia reactiva de compensación
Q_{comp} se forma por filtrado por filtro de paso bajo de un valor
de potencia reactiva de capacitancia de filtro estimado Q_{Cf}
mediante un filtro de paso bajo 15. De este modo se evita
ventajosamente que fracciones de potencia reactiva indeseadas de los
filtros LCL 3, particularmente de las capacitancias de filtro
C_{f} de los filtros LCL 3, se sitúen en la salida de los filtros
LCL 3, de tal forma que se puede garantizar que en la salida de los
filtros LCL 3 solamente se ajusta un valor de potencia reactiva de
acuerdo con el valor de potencia reactiva de referencia ajustado
Q_{ref}. De acuerdo con la Figura 1 se suministra al segundo
sumador 8 adicionalmente el valor de potencia reactiva de
compensación Q_{comp}. Además, el valor de potencia reactiva de
capacitancia de filtro estimado Q_{Cf} se forma por la componente
\alpha de la transformación de vector espacial de las corrientes
de capacitancia de filtro i_{Cf_{\alpha}}, la componente \beta
de la transformación de vector espacial de las corrientes de
capacitancia de filtro i_{Cf_{\beta}}, la componente \alpha de
la transformación de vector espacial de los flujos de capacitancia
de filtro estimados \psi_{Cf_{\alpha}} y la componente \beta
de la transformación de vector espacial de los flujos de
capacitancia de filtro estimados \psi_{Cf_{\beta}}, lo que
ilustra particularmente la siguiente fórmula.
El equipo de regulación 4 presenta para la
formación del valor de potencia reactiva de capacitancia de filtro
estimado Q_{Cf} de acuerdo con la Figura 1 una sexta unidad de
cálculo 13, mediante la cual se calcula el valor de potencia
reactiva de capacitancia de filtro estimado Q_{Cf} de acuerdo con
la fórmula que se ha mencionado anteriormente.
Para la formación del valor de potencia activa
de diferencia que ya se ha mencionado anteriormente P_{dif} se
añade adicionalmente al menos un valor de potencia reactiva de
oscilación armónica de compensación P_{h} con respecto a la
oscilación fundamental de las corrientes de salida de filtro
i_{fg1}, i_{fg2}, i_{fg3}. Además, para la formación del
valor de potencia reactiva de diferencia que ya se ha mencionado
anteriormente Q_{dif} se añade además al menos un valor de
potencia reactiva de oscilación armónica de compensación Q_{h}
con respecto a la oscilación fundamental de las corrientes de salida
de filtro i_{fg1}, i_{fg2}, i_{fg3}. De acuerdo con la
Figura 1, al primer sumador 7 para la formación del valor de
potencia activa de diferencia P_{dif} se suministra además el
valor de potencia activa de oscilación armónica de compensación
P_{h}. Además, al segundo sumador 7 se suministra para la
formación del valor de potencia reactiva de diferencia Q_{dif} de
acuerdo con la Figura 1 adicionalmente el valor de potencia reactiva
de oscilación armónica de compensación Q_{h}. El valor de
potencia activa de oscilación armónica de compensación P_{h} y el
valor de potencia reactiva de oscilación armónica de compensación
Q_{h} se forman respectivamente por la componente \alpha de la
transformación de vector espacial de las corrientes de salida de
filtro i_{fg_{\alpha}}, la componente \beta de la transformación
de vector espacial de las corrientes de salida de filtro
i_{fg_{\beta}}, la componente \alpha de la transformación de
vector espacial de los flujos de salida de filtro
\psi_{L_{\alpha}}, la componente \beta de la transformación de
vector espacial de los flujos de salida de filtro
\psi_{L_{\beta}} y el ángulo de oscilación fundamental \omegat
con respecto a la oscilación fundamental de las corrientes de salida
de filtro i_{fg1}, i_{fg2}, i_{fg3}. El ángulo de oscilación
fundamental \omegat se proporciona a las unidades de cálculo 9,
10, 13, 14 y al asignador de vector 18 de acuerdo con la Figura 1
por un circuito de regulación de fase (Phase locked loop,
abreviado: PLL). De acuerdo con la Figura 1, el equipo de regulación
4 presenta una séptima unidad de cálculo 14 para la formación del
valor de potencia activa de oscilación armónica de compensación
P_{h} y del valor de potencia reactiva de oscilación armónica de
compensación Q_{h}, donde en la Figura 2 se muestra una
realización de la séptima unidad de cálculo 14. La adición o
intercalación de al menos un valor de potencia activa de oscilación
armónica de compensación P_{h} para la formación del valor de
potencia activa de diferencia P_{dif} y al menos un valor de
potencia reactiva de oscilación armónica de compensación Q_{h}
para la formación del valor de potencia reactiva de diferencia
Q_{dif} provoca ventajosamente una disminución activa de
oscilaciones armónicas y, por tanto, globalmente una mejora
adicional en la reducción de oscilaciones armónicas.
De acuerdo con la Figura 2, en primer lugar se
forma la componente \alpha de la transformación de vector
espacial de las corrientes de salida de filtro i_{fg_{\alpha}} y
la componente \beta de la transformación de vector espacial de las
corrientes de salida de filtro i_{fg_{\beta}} de corrientes de
salida de filtro suministradas i_{fg1}, i_{fg2}, i_{fg3} por
transformación de vector espacial. Después, la componente \alpha
de la transformación de vector espacial de las corrientes de salida
de filtro i_{fg_{\alpha}} y la componente \beta de la
transformación de vector espacial de las corrientes de salida de
filtro i_{fg_{\beta}} se transforman por la ecuación de
Park-Clarke, se filtran por un filtro de paso bajo y
se emiten como componente d y componente q de la transformación de
Park-Clarke de al menos una oscilación armónica
seleccionada deseada de las corrientes de salida de filtro i_{hd},
i_{hq} con respecto a la oscilación fundamental de las corrientes
de salida de filtro i_{fg1}, i_{fg2}, i_{fg3}. El índice h se
refiere a la h-ava oscilación armónica de esta
magnitud mencionada y las siguientes, donde h = 1, 2, 3,...
La transformación de Park-Clarke
se define de forma general
donde \overline{x} es una
magnitud compleja, x_{d} es la componente d de la transformación
de Park-Clarke de la magnitud \overline{x} y
x_{q} es la componente q de la transformación de
Park-Clarke de la magnitud \overline{x}.
Ventajosamente, en la transformación de Park-Clarke
no se transforma solamente la oscilación fundamental de la magnitud
compleja \overline{x}, sino también todas las oscilaciones
armónicas que se presentan de la magnitud compleja \overline{x}.
De acuerdo con la Figura 2, la componente d y la componente q de la
transformación de Park-Clarke de la
h-ava oscilación armónica seleccionada deseada de
las corrientes de salida de filtro i_{hd}, i_{hq} se regula al
máximo respectivamente hasta un valor de referencia i*_{hd},
i*_{hq} predefinible correspondiente, preferiblemente de acuerdo
con una característica proporcional-integral y
después se realiza la transformación inversa de
Park-Clarke, por lo que se forman una componente
\alpha de la transformación de vector espacial de la
h-ava oscilación armónica de corrientes de salida
de filtro de referencia i*_{h\alpha} y una componente \beta de
la transformación de vector espacial de la h-ava
oscilación armónica de corrientes de salida de filtro de referencia
i*_{h\beta}. Finalmente, el valor de potencia activa de
oscilación armónica de compensación P_{h} y el valor de potencia
reactiva de oscilación armónica de compensación Q_{h} se calculan
respectivamente a partir de la componente \alpha de la
transformación de vector espacial de la h-ava
oscilación armónica de corrientes de salida de filtro de referencia
i*_{h\alpha}, de la componente \beta de la transformación de
vector espacial de la h-ava oscilación armónica de
corrientes de salida de filtro de referencia 1*_{h\beta}, de la
componente \alpha de la transformación de vector espacial de los
flujos de salida de filtro \psi_{L_{\alpha}} y de la componente
\beta de la transformación de vector espacial de los flujos de
salida de filtro \psi_{L}, lo que ilustran particularmente las
siguientes
fórmulas.
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
En la Figura 3 se representa un desarrollo en el
tiempo habitual de las corrientes de salida de filtro i_{fg1},
i_{fg2}, i_{fg3}. Para la ilustración del modo de acción de la
amortiguación activa según el método de acuerdo con la invención
que se ha explicado anteriormente se muestra en la Figura 4 un
desarrollo en el tiempo de las corrientes de salida de filtro
i_{fg1}, i_{fg2}, i_{fg3}, donde oscilaciones indeseadas se
amortiguan activamente en las corrientes de salida de filtro
i_{fg1}, i_{fg2}, i_{fg3}, de tal forma que estas
distorsiones se reducen en gran medida. Además, la disminución
activa adicional de oscilaciones armónicas según el método de
acuerdo con la invención que se ha descrito anteriormente provoca
una mejora adicional en la reducción de oscilaciones armónicas.
Todas las etapas del método de acuerdo con la
invención se pueden realizar como software, donde las mismas se
cargan entonces, a modo de ejemplo, en un sistema informático,
particularmente con un procesador de señal digital y se pueden
ejecutar en el mismo. Los tiempos de retardo digitales existentes en
un sistema de este tipo, particularmente para los cálculos, se
pueden tener en cuenta generalmente, a modo de ejemplo, por adición
de un término adicional a la frecuencia de oscilación fundamental
\omegat durante la transformación de Park-Clarke.
Además, el dispositivo de acuerdo con la invención que se ha
descrito anteriormente de forma detallada también se puede realizar
en un sistema informático, particularmente en un procesador de señal
digital.
Globalmente se pudo demostrar que el dispositivo
de acuerdo con la invención mostrado particularmente en la Figura 1
se puede realizar de forma muy sencilla y económica para la
realización del método de acuerdo con la invención para el
accionamiento del circuito convertidor, ya que la complejidad de
circuito es extremadamente reducida y, además, se necesita
solamente un número reducido de elementos para la construcción. De
este modo, con este dispositivo se puede realizar de forma
particularmente sencilla el método de acuerdo con la invención.
- 1
- Unidad de convertidor
- 2
- Conexión de fases de la unidad de convertidor
- 3
- Filtro LCL
- 4
- Equipo de regulación
- 5
- Circuito de mando
- 6
- Primera unidad de cálculo
- 7
- Primer sumador
- 8
- Segundo sumador
- 9
- Segunda unidad de cálculo
- 10
- Tercera unidad de cálculo
- 11
- Cuarta unidad de cálculo
- 12
- Quinta unidad de cálculo
- 13
- Sexta unidad de cálculo
- 14
- Séptima unidad de cálculo
- 15
- Filtro de paso bajo
- 16
- Primer regulador de histéresis
- 17
- Segundo regulador de histéresis
- 18
- Asignador de vector.
Claims (16)
1. Método para el accionamiento de un circuito
convertidor, en el que el circuito convertidor presenta una unidad
de convertidor (1) con una pluralidad de conmutadores de
semiconductores de potencia controlables y un filtro LCL (3)
conectado a cada conexión de fases (2) de la unidad de convertidor
(1), en el que los conmutadores de semiconductores de potencia
controlables se controlan mediante una señal de mando (S) formada
por un valor de potencia activa de histéresis (d_{P}), un valor
de potencia reactiva de histéresis (d_{Q}) y un sector de flujo
seleccionado (\theta_{n}),
caracterizado por que
el valor de potencia activa de histéresis
(d_{P}) se forma por un valor de potencia activa de diferencia
(P_{dif}) mediante un primer regulador de histéresis (16),
por que el valor de potencia activa de
diferencia (P_{dif}) se forma por la resta de un valor de potencia
activa estimado (P) y un valor de potencia activa de amortiguación
(P_{d}) de un valor de potencia activa de referencia (P_{ref}),
donde el valor de potencia activa de amortiguación (P_{d}) se
forma por una suma ponderada con un factor de amortiguación
ajustable (k_{d}) de una multiplicación de una componente
\alpha de la transformación de vector espacial de corrientes de
capacitancia de filtro (i_{Cf_{\alpha}}) de los filtros LCL (3)
con una componente \alpha de la transformación de vector espacial
de corrientes de conexión de fases (i_{fi_{\alpha}}) y una
multiplicación de una componente \beta de la transformación de
vector espacial de corrientes de capacitancia de filtro
(i_{Cf_{\beta}}) de los filtros LCL (3) con una componente \beta
de la transformación de vector espacial de corrientes de conexión de
fases (i_{fi_{\beta}}),
por que el valor de potencia reactiva de
histéresis (d_{Q}) se forma por un valor de potencia reactiva de
diferencia (Q_{dif}) mediante un segundo regulador de histéresis
(17),
por que el valor de potencia reactiva de
diferencia (Q_{dif}) se forma por la resta de un valor de potencia
reactiva estimado (Q) y un valor de potencia reactiva de
amortiguación (Q_{d}) de un valor de potencia reactiva de
referencia (Q_{ref}), donde el valor de potencia reactiva de
amortiguación (Q_{d}) se forma por una diferencia ponderada con
el factor de amortiguación ajustable (k_{d}) de una multiplicación
de la componente \beta de la transformación de vector espacial de
corrientes de capacitancia de filtro (i_{Cf_{\beta}}) de los
filtros LCL (3) con la componente \alpha de la transformación de
vector espacial de corrientes de conexión de fases
(i_{fi_{\alpha}}) y una multiplicación de la componente \alpha
de la transformación de vector espacial de corrientes de
capacitancia de filtro (i_{Cf_{\alpha}}) de los filtros LCL (3)
con la componente \beta de la transformación de vector espacial de
corrientes de conexión de fases (i_{fi_{\beta}}).
2. Método de acuerdo con la reivindicación 1,
caracterizado por que el valor de potencia activa estimado
(P) y el valor de potencia reactiva estimado (Q) se forman
respectivamente por una componente \alpha de la transformación de
vector espacial de corrientes de salida de filtro
(i_{fi_{\alpha}}), una componente \beta de la transformación de
vector espacial de corrientes de salida de filtro
(i_{fi_{\beta}}), una componente \alpha de la transformación de
vector espacial de flujos de salida de filtro
(\psi_{L_{\alpha}}) y una componente \beta de la
transformación de vector espacial de flujos de salida de filtro
(\psi_{L_{\beta}}).
3. Método de acuerdo con la reivindicación 2,
caracterizado por que la componente \alpha de la
transformación de vector espacial de flujos de salida de filtro
(\psi_{L_{\alpha}}) se forma por una componente \alpha de la
transformación de vector espacial de flujos de capacitancia de
filtro estimados (\psi_{Cf_{\alpha}}) y la componente \alpha
de la transformación de vector espacial de corriente de salida de
filtro (i_{fg_{\alpha}}) y por que la componente \beta de la
transformación de vector espacial de flujos de salida de filtro
(\psi_{L_{\beta}}) se forma por una componente \beta de la
transformación de vector espacial de flujos de capacitancia de
filtro estimados (\psi_{Cf_{\beta}}) y la componente \beta de
la transformación de vector espacial de corrientes de salida de
filtro (i_{fg_{\beta}}).
4. Método de acuerdo con la reivindicación 3,
caracterizado por que la componente \alpha de la
transformación de vector espacial de flujos de capacitancia de
filtro estimados (\psi_{Cf_{\alpha}}) se forma por un valor de
tensión continua actual (u_{dc}) de un acumulador de energía
capacitivo (19) unido con la unidad de convertidor (1), la señal de
mando (S) y la componente \alpha de la transformación de vector
espacial de corrientes de conexión de fases (i_{fi_{\alpha}}) y
por que la componente \beta de la transformación de vector
espacial de flujos de capacitancia de filtro estimados
(\psi_{Cf_{\beta}}) se forma por el valor de tensión continua
actual (u_{dc}) del acumulador de energía capacitivo (19) unido
con la unidad de convertidor (1), la señal de mando (S) y la
componente \beta de la transformación de vector espacial de
corrientes de conexión de fases (i_{fi_{\beta}}).
5. Método de acuerdo con la reivindicación 3 ó
4, caracterizado por que para la formación del valor de
potencia reactiva de diferencia (Q_{dif}) se añade adicionalmente
un valor de potencia reactiva de compensación (Q_{comp}), donde
el valor de potencia reactiva de compensación (Q_{comp}) se forma
por filtrado por filtro de paso bajo de un valor de potencia
reactiva de capacitancia de filtro estimado (Q_{Cf}).
6. Método de acuerdo con la reivindicación 5,
caracterizado por que el valor de potencia reactiva de
capacitancia de filtro estimado (Q_{Cf}) se forma por la
componente \alpha de la transformación de vector espacial de las
corrientes de capacitancia de filtro (i_{Cf_{\alpha}}), la
componente \beta de la transformación de vector espacial de las
corrientes de capacitancia de filtro (i_{Cf_{\beta}}), la
componente \alpha de la transformación de vector espacial de los
flujos de capacitancia de filtro estimados (\psi_{Cf_{\alpha}})
y la componente \alpha de la transformación de vector espacial de
los flujos de capacitancia de filtro estimados
(\psi_{Cf_{\beta}}).
7. Método de acuerdo con una de las
reivindicaciones 3 a 6, caracterizado por que para la
formación del valor de potencia activa de diferencia (P_{dif}) se
añade adicionalmente al menos un valor de potencia activa de
oscilación armónica de compensación (P_{h}) con respecto a la
oscilación fundamental de las corrientes de salida de filtro
(i_{fg1}, i_{fg2}, i_{fg3}) y por que para la formación del
valor de potencia reactiva de diferencia (Q_{dif}) se añade
adicionalmente al menos un valor de potencia reactiva de oscilación
armónica de compensación (Q_{h}) con respecto a la oscilación
fundamental de las corrientes de salida de filtro (i_{fg1},
i_{fg2}, i_{fg3}).
8. Método de acuerdo con la reivindicación 7,
caracterizado por que el valor de potencia activa de
oscilación armónica de compensación (P_{h}) y el valor de
potencia reactiva de oscilación armónica de compensación (Q_{h})
se forman respectivamente por la componente \alpha de la
transformación de vector espacial de las corrientes de salida de
filtro (i_{fg_{\alpha}}), la componente \beta de la
transformación de vector espacial de las corrientes de salida de
filtro (i_{fg_{\beta}}), la componente \alpha de la
transformación de vector espacial de los flujos de salida de filtro
(\psi_{L_{\alpha}}), la componente \beta de la transformación
de vector espacial de los flujos de salida de filtro
(\psi_{L_{\beta}}) y el ángulo de oscilación fundamental
(\omegat) con respecto a la oscilación fundamental de las
corrientes de salida de filtro (i_{fg1}, i_{fg2},
i_{fg3}).
9. Dispositivo para la realización de un método
para el accionamiento de un circuito convertidor, en el que el
circuito convertidor presenta una unidad de convertidor (1) con una
pluralidad de conmutadores de semiconductores de potencia
controlables y un filtro LCL (3) conectado a cada conexión de fases
(2) de la unidad de convertidor (1), con un equipo de regulación
(4) que sirve para la generación de un valor de potencia activa de
histéresis (d_{P}), un valor de potencia reactiva de histéresis
(d_{Q}) y un sector de flujo seleccionado (\theta_{n}), que
se une por un circuito de mando (5) para la formación de una señal
de mando (S) con los conmutadores de semiconductores de potencia
controlables,
caracterizado por que
el equipo de regulación (4) comprende
una primera unidad de cálculo (6) para la
formación del valor de potencia activa de histéresis (d_{P}), del
valor de potencia reactiva de histéresis (d_{Q}) y del sector del
flujo seleccionado (\theta_{n}), donde la primera unidad de
cálculo (6) presenta un primer regulador de histéresis (16) para la
formación del valor de potencia activa de histéresis (d_{P}) a
partir de un valor de potencia activa de diferencia (P_{dif}),
un segundo regulador de histéresis (17) para la formación del valor
de potencia reactiva de histéresis (d_{Q}) a partir de un valor
de potencia reactiva de diferencia (Q_{dif}) y un asignador de
vector (18) para la formación del sector de flujo seleccionado
(\theta_{n}),
un primer sumador (7) para la formación del
valor de potencia activa de diferencia (P_{dif}) por la resta de
un valor de potencia activa estimado (P) y un valor de potencia
activa de amortiguación (P_{d}) de un valor de potencia activa de
referencia (P_{ref}),
un segundo sumador (8) para la formación del
valor de potencia reactiva de diferencia (Q_{dif}) por la resta
de un valor de potencia reactiva estimado (Q) y un valor de potencia
reactiva de amortiguación (Q_{d}) de un valor de potencia
reactiva de referencia (Q_{ref}),
una segunda unidad de cálculo (9) para la
formación del valor de potencia activa de amortiguación (P_{d}) y
del valor de potencia reactiva de amortiguación (Q_{d}), donde el
valor de potencia activa de amortiguación (P_{d}) se forma por
una suma ponderada con un factor de amortiguación ajustable
(k_{d}) de una multiplicación de una componente \alpha de la
transformación de vector espacial de corrientes de capacitancia de
filtro (i_{Cf_{\alpha}}) de lo filtros LCL (3) con una componente
\alpha de la transformación de vector espacial de corrientes de
conexión de fases (i_{fi_{\alpha}}) y una multiplicación de una
componente \beta de la transformación de vector espacial de
corrientes de capacitancia de filtro (i_{Cf_{\beta}}) de los
filtros LCL (3) con una componente \beta de la transformación de
vector espacial de corrientes de conexión de fases
(i_{fi_{\beta}}) y el valor de potencia reactiva de amortiguación
(Q_{d}) se forma por una diferencia ponderada con el factor de
amortiguación ajustable (k_{d}) de una multiplicación de la
componente \beta de la transformación de vector espacial de
corrientes de capacitancia de filtro (i_{Cf_{\beta}}) de los
filtros LCL (3) con la componente \alpha de la transformación de
vector espacial de corrientes de conexión de fases
(i_{fi_{\alpha}}) y una multiplicación de la componente \alpha
de la transformación de vector espacial de corrientes de
capacitancia de filtro (i_{Cf_{\alpha}}) de los filtros LCL (3)
con la componente \beta de la transformación de vector espacial de
corrientes de conexión de fases (i_{fi_{\beta}}).
10. Dispositivo de acuerdo con la reivindicación
9, caracterizado por que el equipo de regulación (4) presenta
una tercera unidad de cálculo (10) para la formación del valor de
potencia activa estimado (P) y del valor de potencia reactiva
estimado (Q) respectivamente a partir de una componente \alpha de
la transformación de vector espacial de corrientes de salida de
filtro (i_{fg_{\alpha}}), de una componente \beta de la
transformación de vector espacial de corrientes de salida de filtro
(i_{fg_{\beta}}), de una componente \alpha de la transformación
de vector espacial de flujos de salida de filtro
(\psi_{L_{\alpha}}) y de una componente \beta de la
transformación de vector espacial de flujos de salida de filtro
(\psi_{L_{\beta}}).
11. Dispositivo de acuerdo con la reivindicación
10, caracterizado por que el equipo de regulación (4)
presenta una cuarta unidad de cálculo (11) para la formación de la
componente \alpha de la transformación de vector espacial de
flujos de salida de filtro (\psi_{L_{\alpha}}) y de la
componente \beta de la transformación de vector espacial de
flujos de salida de filtro (\psi_{L_{\beta}}), donde la
componente \alpha de la transformación de vector espacial de
flujos de salida de filtro (\psi_{L_{\alpha}}) se forma por una
componente \alpha de la transformación de vector espacial de
flujos de capacitancia de filtro estimados (\psi_{Cf_{\alpha}})
y la componente \alpha de la transformación de vector espacial de
corrientes de salida de filtro (i_{fg_{\alpha}}) y la componente
\beta de la transformación de vector espacial de flujos de salida
de filtro (\psi_{L_{\beta}}) se forma por una componente
\beta de la transformación de vector espacial de flujos de
capacitancia de filtro estimados (\psi_{Cf_{\beta}}) y la
componente \beta de la transformación de vector espacial de
corrientes de salida de filtro (i_{fg_{\beta}}).
12. Dispositivo de acuerdo con la reivindicación
11, caracterizado por que el equipo de regulación (4)
presenta una quinta unidad de cálculo (12) para la formación de la
componente \alpha de la transformación de vector espacial de
flujos de capacitancia de filtro estimados (\psi_{Cf_{\alpha}})
y de la componente \beta de la transformación de vector espacial
de flujos de capacitancia de filtro estimados
(\psi_{Cf_{\beta}}), donde la componente \alpha de la
transformación de vector espacial de flujos de capacitancia de
filtro estimados (\psi_{Cf_{\alpha}}) se forma por un valor de
tensión continua actual (u_{dc}) de un acumulador de energía
capacitivo (19) unido con la unidad de convertidor (1), la señal de
mando (S) y la componente \alpha de la transformación de vector
espacial de corrientes de conexión de fases (i_{fi_{\alpha}}) y
la componente \beta de la transformación de vector espacial de
flujos de capacitancia de filtro estimados (\psi_{Cf_{\beta}})
se forma por el valor de tensión continua actual (u_{dc}) del
acumulador de energía capacitivo (19) unido con la unidad de
convertidor (1), la señal de mando (S) y la componente \beta de
la transformación de vector espacial de corrientes de conexión de
fases (i_{fg_{\beta}}).
13. Dispositivo de acuerdo con la reivindicación
11 ó 12, caracterizado por que al segundo sumador (8) se
suministra para la formación del valor de potencia reactiva de
diferencia (Q_{dif}) adicionalmente un valor de potencia reactiva
de compensación (Q_{comp}), donde el valor de potencia reactiva de
compensación (Q_{comp}) se forma por filtrado por filtro de paso
bajo de un valor de potencia reactiva de capacitancia de filtro
estimado (Q_{Cf}) mediante un filtro de paso bajo (15).
14. Dispositivo de acuerdo con la reivindicación
13, caracterizado por que el equipo de regulación (4)
presenta una sexta unidad de cálculo (13) para la formación del
valor de potencia reactiva de capacitancia de filtro estimado
(Q_{Cf}) a partir de la componente \alpha de la transformación
de vector espacial de las corrientes de capacitancia de filtro
(i_{Cf_{\alpha}}), de la componente \beta de la transformación
de vector espacial de las corrientes de capacitancia de filtro
(i_{Cf_{\beta}}), de la componente \alpha de la transformación
de vector espacial de los flujos de capacitancia de filtro
estimados (\psi_{Cf_{\alpha}}) y de la componente \beta de la
transformación de vector espacial de los flujos de capacitancia de
filtro estimados (\psi_{Cf_{\beta}}).
15. Dispositivo de acuerdo con una de las
reivindicaciones 11 a 14, caracterizado por que al primer
sumador (7) para la formación del valor de potencia activa de
diferencia (P_{dif}) se suministra adicionalmente al menos un
valor de potencia activa de oscilación armónica de compensación
(P_{h}) con respecto a la oscilación básica de las corrientes de
salida de filtro (i_{fg1}, i_{fg2}, i_{fg3}) y por que al
segundo sumador (7) para la formación del valor de potencia
reactiva de diferencia (Q_{dif}) se suministra adicionalmente al
menos un valor de potencia reactiva de oscilación armónica de
compensación (Q_{h}) con respecto a la oscilación fundamental de
las corrientes de salida de filtro (i_{fg1}, i_{fg2},
i_{fg3}).
16. Dispositivo de acuerdo con la reivindicación
15, caracterizado por que el equipo de regulación (4)
comprende una séptima unidad de cálculo (14) para la formación del
valor de potencia activa de oscilación armónica de compensación
(P_{h}) y del valor de potencia reactiva de oscilación armónica de
compensación (Q_{h}) respectivamente a partir de la componente
\alpha de la transformación de vector espacial de las corrientes
de salida de filtro (i_{fg_{\alpha}}), de la componente \beta
de la transformación de vector espacial de las corrientes de salida
de filtro (i_{fg_{\beta}}), de la componente \alpha de la
transformación espacial de los flujos de salida de filtro
(\psi_{L_{\alpha}}), de la componente \beta de la
transformación de vector espacial de los flujos de salida de filtro
(\psi_{L_{\beta}}) y del ángulo de oscilación fundamental
(\omegat) con respecto a la oscilación fundamental de las
corrientes de salida de filtro (i_{fg1}, i_{fg2},
i_{fg3}).
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