ES2317956T3 - Compensacion de la desviacion de temporizacion en sistemas inalambricos basados en paquetes. - Google Patents
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Abstract
Un aparato de receptor de radio que comprende: un receptor de radio (41) que recibe diferentes portadoras de frecuencias de radio moduladas y produce desde allí una señal de banda de base modulada, habiendo sido las diferentes portadoras de frecuencias de radio moduladas transmitidas por un radio transmisor (38) que opera de acuerdo con un reloj de muestra de transmisor (66) en el que la frecuencia de radio y el reloj de muestra se derivan de la misma fuente; un reloj de muestra de receptor (60) que se usa para muestrear la señal de banda de base modulada; una unidad de estimación de desviación de frecuencia (102, 150) que proporciona una estimación de la desviación de la frecuencia, t0; una unidad de corrección de temporización (100), que lleva a cabo en el dominio de la frecuencia una compensación de la desviación de la temporización entre el reloj de muestra del transmisor y el reloj de muestra del receptor. caracterizado porque el aparato comprende también un controlador en modo durmiente (200) adaptado de manera que obtiene (11-1) una estimación de la desviación de la frecuencia, foff; deriva (11-2) una desviación del reloj de muestra correspondiente a la estimación, t0, siendo una desviación entre el reloj de muestra del receptor y el reloj de muestra del transmisor de la siguiente relación:** ver fórmula** donde f off es una estimación de la desviación de la frecuencia absoluta en Hz, y f c es una frecuencia de portadora en Hz; determina (11-3) la desviación de la temporización, Toff, durante un periodo de sueño de una duración dada Tsleep, de acuerdo con** ver fórmula** determina (11-4) el tamaño de la mitad de la anchura de una ventana de búsqueda asumiendo un error máximo del reloj de muestra del receptor de acuerdo con Twind/2 = Tsleep u tores, asumiendo un error máximo, tores, del reloj de muestra, t0; contando desde el tiempo t=0 cuando entra el modo de sueño y determinando que el receptor debe dormir (11-5) hasta el tiempo t expresado por** ver fórmula** y busca (11-6) el inicio de la trama hasta el tiempo expresado por ** ver fórmula**
Description
Compensación de la desviación de temporización
en sistemas inalámbricos basados en paquetes.
Esta invención pertenece a un aparato para
determinar y/o compensar una desviación de tiempo entre relojes de
muestra de un transmisor y un receptor junto con una transmisión de
varias portadoras de señal modulada sobre un interfaz aéreo o de
radio.
Varios métodos para la transmisión de señales
digitales, tales como señales de digital video broadcasting (DVB)
(emisión de video digital) y digital audio broadcasting (DAB)
(emisión de audio digital), son conocidos. Un método típicamente
usado para tales transmisiones es el método de orthogonal frecuency
division multiplexing (OFDM) (multiplexación por división de
frecuencias ortogonal) en el que una pluralidad de portadoras de
señal modulada se usa para emitir las señales. Esquemas de
modulación por multiportadora como la OFDM son típicamente usados
en sistemas en los que la dispersión de tiempo de los mismos es
mucho mayor que la duración de bit empleada. En los esquemas de
modulación por multiportadora, las portadoras de señal modulada son
muestreadas antes de ser transpuestas en el dominio de la
frecuencia por medio de una fast Fourier transformation (FFT)
(Transformación de Fourier rápida) para separación de señal.
La Orthogonal Frecuency Division Multiplexing
(OFDM) (Multiplexación por División de Frecuencias Ortogonal) se
usará también en wireless local area networks (WLAN) (Redes de Área
Local Inalámbricas) en la banda de los 5 GHz tal como se especifica
en Europa, los U. S. y Japón. El estándar de WLAN Europeo es High
Performance Radio Local Area Network type 2 (HIPERLAN/2) (Red de
Área Local de Radio de Alto Rendimiento de tipo 2), que está siendo
desarrollado por el proyecto de ETSI (European Telecommunication
Standard Institute - Instituto de Estándares para Telecomunicación
Europeo) BRAN (broadband radio access network) (red de acceso por
radio de banda ancha). Se espera que los estándares Norteamericanos
y los Japoneses tengan capas físicas muy similares.
La capa física de HIPERLAN/2 se describe en el
ETSI TS101 475 VI. 2.2 (2001-02), Broadband Radio
Access Networks (BRAN) (Redes de Acceso por Radio de Banda Ancha);
HIPERLAN Type 2; Physical (PHY) layer, documento de ETSI. El
interfaz aéreo de HIPERLAN/2 se basa en el acceso múltiple por
división de tiempo duplex y por división de tiempo dinámica. Todas
las unidades de datos en cada canal de transporte que son
transmitidas por medio de la capa física de HIPERLAN/2 son
ráfagas.
La estructura de trama 18 y una ráfaga 20 de
ejemplo se muestran en la Fig. 1. La trama incluye un canal de
control de emisión, un canal de control de trama, tráfico de bajada,
tráfico de subida, y canales de acceso aleatorio. Como se muestra
en la Fig. 1, cada ráfaga 20 comprende un preámbulo 22 y una o
varias PDU's (Unidad Dirigida por Preámbulo) 24_{1},24_{2},
24_{3}. 24_{n}. Otros detalles del preámbulo 22 y de las PDU's
24_{1}, 24_{2},... se ilustran en la Fig. 2. El preámbulo 22
incluye, por ejemplo, un prefijo cíclico 22_{1} y dos símbolos de
entrenamiento 22_{2}, 22_{3}. Cada PDU 24 es una unidad de datos
de varios bytes que procede de la capa de médium access control
(MAC) (control de acceso medio).
La capa física (PHY) convierte la PDU a uno o
más símbolos de OFDM, dependiendo el número de símbolos del modo de
adaptación del enlace. Mientras la Fig. 1 muestra una PDU 24 de
ejemplo que comprende varios símbolos de OFDM, en aras de la
simplicidad la Fig. 2 muestra sus PDU's comprendiendo un prefijo 25
cíclico y un símbolo de datos 26. Por ejemplo, en la Fig. 2 la PDU
24, tiene un prefijo 25 cíclico, y el símbolo de datos 26_{1}.
La modulación OFDM se lleva a cabo con una IFFT
(Inversa Fast Fourier Transform) (Transformada de Fourier Rápida
Inversa) de 64 puntos a una velocidad de muestra de 20 MHz, que
proporciona una separación de subportadora de 312,5 kHz y una
duración de símbolo de 3,2 \mus. El prefijo 25 cíclico puesto
delante de cada símbolo 26 es 800 ns, proporcionando una longitud
total de símbolo de 4 \mus. De las 64 subportadoras, sólo se usan
52 subportadoras, de las cuales 48 llevan datos y 4 son pilotos.
La capa física proporciona varios modos de
adaptación de enlace para adaptarse a varias condiciones de canal.
Cada modo comprende una combinación de un esquema de modulación de
subportadora y una velocidad de codificación de corrección de
error posterior. Los esquemas de modulación primarios son BPSK,
QPSK, 16QAM y 64QAM. Las velocidades de codificación primarias son
1/2, 9/16, 3/4.
Con el fin de realizar una desmodulación
coherente, un receptor debe sincronizarse con el transmisor tanto
en tiempo como en frecuencia. Debido a las diferencias de frecuencia
entre transmisores y receptores en tales sistemas, las portadoras
de señal desmodulada pueden presentar desviaciones de frecuencia.
Debe hacerse también una estimación del canal.
Los preámbulos 22 en la corriente de datos
facilitan, por ejemplo, un análisis de la desviación de frecuencias
de las señales recibidas y de la sincronización de frecuencias. En
el caso de la OFDM, los dos símbolos de símbolos de OFDM 22_{2},
22_{3}, idénticos denominados también C64, son insertados entre el
prefijo cíclico 21 (C32) y la corriente de datos real, por ejemplo,
las PDU's 24. Este así llamado preámbulo C mostrado en la Fig. 2 se
usa, por ejemplo, para una estimación de canal en el proceso de
desmodulación de las señales multiportadoras. Así, se lleva a cabo
una estimación del canal al principio de la ráfaga con la ayuda del
preámbulo, que contiene los símbolos de entrenamiento.
En la HIPERLAN/2 el reloj de 20 MHz de muestra
tanto en el transmisor como en el receptor se mueve libremente con
una exactitud relativa de +/-20 partes por millón (ppm). El peor
escenario de caso es por lo tanto una desviación de +/-40 ppm entre
las frecuencias del reloj de muestra en el transmisor comparadas con
el receptor. Esta potencial desviación de +/-40 ppm provoca un
error de temporización entre el transmisor y el receptor que
aumenta con el tiempo, es decir una desviación de temporización.
Esta desviación de temporización puede provocar una perturbación
significativa en la desmodulación coherente al final de una larga
ráfaga, incluso si el receptor está sincronizado al principio de la
ráfaga.
La desviación de temporización provoca algunos
efectos no deseados, denominados: (1) rotación de fase en el dominio
de la frecuencia; (2) interferencia entre símbolos; y (3) alguna
pérdida de ortogonalidad entre subportadoras. No se considera que
los dos últimos efectos influyan en la desmodulación. Sin embargo,
como se ilustra a continuación, el efecto de rotación de fase puede
ser significativo.
La relación de transformada de Fourier de la
Ecuación 1 indica que un desplazamiento del tiempo T_{off} de una
función f(t) en el dominio de tiempo proporciona un factor de
fase lineal \omegaT_{off} de la correspondiente transformada de
Fourier, comparada con la transformada de Fourier F (w) de la
función f(t) original.
\vskip1.000000\baselineskip
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Considerando una ráfaga con la longitud de una
trama de MAC de 2 ms, que es la ráfaga más larga posible en el
sistema de la HIPERLAN/2, el desplazamiento del tiempo al final de
la ráfaga será 2ms * 40ppm =80ns. El factor de fase para la
subportadora usada más alta que está a 8,125 MHz será entonces
\omegaT_{off} =2\pi8. 125MHz*80 ns - 4. 1 radian ó 234
grados. Tal error de fase hará, por consiguiente, que la
desmodulación coherente sea imposible.
Una degradación del rendimiento ocurrirá mucho
antes de esto dependiendo del modo de adaptación del enlace.
Existen varios métodos de la técnica anterior
para compensar la desviación de la temporización. Un primer método
de compensación de desviación del tiempo tal es sintonizar
adecuadamente un oscilador de referencia en el receptor (usando una
estimación de la desviación de la temporización) para hacer que la
desviación de la temporización sea despreciable. Un problema con
este primer método reside en el tiempo que le lleva al sintetizador
de RF ajustarse a un nuevo valor. Típicamente el sintetizador de RF
está implementado con un fase locked loop (PLL) (bucle bloqueado de
fase), que necesita tiempos de establecimiento que son grandes
comparados con la duración del preámbulo típica. Además, una
referencia de tensión controlada tendrá típicamente más ruido de
fase (fluctuaciones en la frecuencia alrededor de una media) que una
referencia de oscilador que se mueva libremente.
Como se ha mencionado antes, con el fin de
realizar una desmodulación coherente el receptor tiene que calcular
una estimación de canal, calculada inicialmente en el preámbulo. De
acuerdo con un segundo método de compensación de la desviación de
tiempo de la técnica anterior, la estimación de canal inicial es
monitorizada y corregida con la ayuda de pilotos o métodos
dirigidos por decisión durante la recepción. De esta manera, puede
existir compensación para cambios lentos como la desviación de la
temporización.
No obstante, este planteamiento requiere un
mecanismo de seguimiento complejo, cuando se realiza el seguimiento
de cada subportadora separadamente, y la susceptibilidad a dipolos
que se desvanecen, cuando sólo se usa un pequeño número de pilotos
(HIPERLAN/2 sólo tiene 4 pilotos de las 52 subportadoras).
Técnicas de compensación de desviación de la
temporización son conocidas en el sector.
El documento EP 1049301 de la técnica anterior,
titulado "Sampling clock correction in a multicarrier
receptor", se dirige a una estructura de receptor de OFDM que
hace posible usar un NCO (Numerically Controlled Oscillator)
(Oscilador Controlado Numéricamente) para generar el reloj de
muestreo que es más barato que el VCO (Voltage Controlled
Oscillator) (Oscilador Controlado de Tensión) convencional que se
usa convencionalmente para lograr la sincronización entre los
relojes del transmisor y del receptor. El receptor usa la corrección
tanto del error de fase del reloj de muestra como del error de
frecuencia en el dominio de la frecuencia. La estimación de los
citados errores usa subportadoras de piloto. Este documento forma el
preámbulo de la reivindicación 1.
El documento WO 98/39886 de la técnica anterior
titulado "Improvements in, or relating to synchronisation",
usa datos del dominio de frecuencia para estimar la temporización de
símbolo de OFDM. La temporización es bastante grosera y se pretende
que asegure que la temporización de símbolo comience en alguna parte
dentro del prefijo cíclico. Usando varios puntos de inicio de
símbolo candidatos, se evalúa una así llamada función de objetivo.
El punto de inicio candidato que proporciona el menor valor de la
función de objetivo es elegido como el punto de inicio de símbolo.
Se reconoce que un error de temporización origina una pendiente
lineal de los argumentos de las subportadoras, la llamada función
de argumento. El método de acuerdo con el documento anterior usa una
estimación de la perturbación de la función de argumento como una
función de objetivo.
Un primer objeto de la invención es establecer
un sistema de receptor de radio que optimice los períodos de ahorro
de energía donde no se pretende que el receptor reciba datos.
Este objeto se ha logrando mediante la
reivindicación 1.
En otros aspectos de la invención, el sistema de
receptor de radio comprende un receptor de radio, un reloj de
muestra de receptor, y una unidad de corrección de temporización. El
receptor de radio recibe varias portadoras de frecuencia de radio
moduladas y produce a partir de ellas una señal de banda de base
modulada de acuerdo con una velocidad de muestra establecida por el
reloj de muestra del receptor. La unidad de corrección de
temporización lleva a cabo, en el dominio de la frecuencia, una
compensación de la desviación de la temporización entre un reloj de
muestra del transmisor y el reloj de muestra del receptor para
mejorar, por ejemplo, la desmodulación llevada a cabo por una unidad
de desmodulación.
En diferentes realizaciones, la desviación de la
temporización puede ser llevada a cabo junto con sistemas que
utilizan técnicas que difieren, tales como una técnica de estimación
de canal o una técnica de compensación de señal. Con cada
realización de técnica, pueden utilizarse técnicas de estimación de
la desviación de frecuencia que difieren, tales como (por ejemplo)
estimación de la desviación de frecuencia dirigida por preámbulo,
estimación de la desviación de frecuencia dirigida por decisión, o
estimación de la desviación de frecuencia ayudada mediante un
piloto.
En realizaciones de ejemplo, el receptor incluye
una sección de desmodulación que comprende la unidad de desmodulador
y la unidad de corrección de la temporización. El receptor
comprende también una unidad de estimación de desviación de
frecuencia; una unidad de corrección de frecuencia; una unidad de
fast Fourier Transform (FTT) (transformada de Fourier rápida); y una
unidad de estimación de canal.
En realizaciones de estimación de canal de
ejemplo, la unidad de estimación de desviación de frecuencia
proporciona una estimación de la desviación de la frecuencia. La
unidad de corrección de frecuencia recibe la señal de banda de base
modulada y la estimación de la desviación de la frecuencia, y
proporciona una señal de banda de base modulada de frecuencia
corregida. La unidad de fast Fourier transform (FFT) (transformada
de Fourier rápida) recibe la señal de banda de base modulada de
frecuencia corregida y proporciona, para cada subportadora de la
multiportadora, una señal modulada en el dominio de la frecuencia.
La unidad de estimación de canal usa la señal de banda de base
modulada de frecuencia corregida para generar una estimación de
canal en el dominio de la frecuencia. La estimación de canal en el
dominio de la frecuencia es aplicada a la unidad de corrección de
temporización. La unidad de corrección de temporización genera una
estimación de canal en el dominio de la frecuencia de frecuencia
corregida que es aplicada al desmodulador. El desmodulador usa la
señal modulada del dominio de la frecuencia y la estimación de
canal en el dominio de la frecuencia de tiempo corregido para
generar una señal desmodulada.
En las realizaciones de estimación de canal, la
unidad de corrección de temporización estima un valor de desviación
de la temporización y compensa el valor de la desviación de la
temporización en el dominio de la frecuencia aplicando un factor de
fase apropiado a una subportadora para actualizar la estimación de
canal en el dominio de la frecuencia y proporcionar por ello una
estimación de canal en el dominio de la frecuencia de tiempo
corregido.
En realizaciones de señal compensada de ejemplo,
la compensación de la desviación de la temporización es llevada a
cabo basándose en la estimación de la desviación de la frecuencia y
en una señal modulada del dominio de la frecuencia. La unidad de
estimación de desviación de frecuencia proporciona una estimación de
la desviación de la frecuencia. La unidad de corrección de
frecuencia recibe la señal de banda de base modulada y la estimación
de la desviación de la frecuencia, y proporciona una señal de banda
de base modulada de frecuencia corregida. La unidad de fast Fourier
transform (FFT) (transformada de Fourier rápida) recibe la señal de
banda de base modulada de frecuencia corregida y, para cada
subportadora, proporciona una señal modulada en el dominio de la
frecuencia que se aplica al desmodulador. La unidad de estimación de
canal usa la señal de banda de base modulada de frecuencia
corregida para generar una estimación de canal en el dominio de la
frecuencia. La unidad de corrección de temporización recibe la
estimación de la desviación de la frecuencia y la señal modulada
del dominio de la frecuencia, y genera una señal modulada en el
dominio de la frecuencia de tiempo corregido que se aplica al
desmodulador. El desmodulador usa la señal modulada del dominio de
la frecuencia de tiempo corregido y la estimación de canal para
generar una señal desmodulada.
En las realizaciones se señal compensada de
ejemplo, la unidad de corrección de temporización estima un valor
de la desviación de la temporización y compensa el valor de la
desviación de la temporización en el dominio de la frecuencia
aplicando un factor de fase apropiado a una subportadora para
actualizar la señal modulada del dominio de la frecuencia,
proporcionando por ello una señal modulada en el dominio de la
frecuencia de tiempo corregido.
\newpage
En un contexto de implementación de ejemplo, las
diferentes portadoras de frecuencias de radio moduladas han sido
moduladas usando Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)
(Multiplexación por División de Frecuencias Ortogonal). De acuerdo
con un modo de la invención opcional, la actualización de la
estimación de canal para la compensación de la desviación de la
temporización ocurre cada símbolo Mi (siendo seleccionado un valor
para M que depende de un modo de adaptación de enlace
particular).
En otro de sus aspectos, la presente invención
se refiere a una estación móvil que incluye el receptor de radio y
el reloj de muestra del receptor, así como una unidad de estimación
de desviación de frecuencia. La unidad de estimación de desviación
de frecuencia recibe la señal de banda de base modulada desde el
receptor de radio y proporciona una estimación de la desviación de
la frecuencia. La estación móvil comprende también un controlador
que usa la estimación de la desviación de la frecuencia para
determinar una desviación del reloj de muestra correspondiente
(siendo la desviación del reloj de muestra correspondiente estimada
una desviación entre el reloj de muestra del receptor y el reloj de
muestra del transmisor). En una realización, el controlador es un
controlador en modo durmiente que determina también una desviación
de la temporización durante un periodo de sueño de una duración
predeterminada. Además, el controlador en modo durmiente determina
uno o más de lo siguiente: un tiempo hasta que el receptor va a
dormir, y un tiempo hasta que el receptor va a buscar un inicio de
una trama.
Los anteriores y otros objetos, caracterísiticas
y ventajas de la invención resultarán evidentes de la descripción
más detallada particular de realizaciones preferidas como se
ilustran en los dibujos que se acompañan en los cuales caracteres
referenciados se refieren a las mismas partes en las diferentes
vistas. Los dibujos no están necesariamente a escala, poniéndose en
su lugar énfasis en ilustrar los principios de la invención.
La Fig. 1 es una vista en forma de diagrama de
una estructura de trama y de una ráfaga de ejemplo transmitida sobre
el interfaz aéreo de HIPERLAN/2.
La Fig. 2 es una vista de diagrama más detallada
de porciones de una ráfaga de ejemplo de la Fig. 1.
La Fig. 3 es una vista esquemática de un
receptor de radio de ejemplo que recibe señales moduladas de OFDM
desde un transmisor, y que lleva a cabo una compensación de la
desviación de la temporización de acuerdo con la presente
invención.
La Fig. 4 es una vista esquemática de una
sección de desmodulación de un receptor de radio que utiliza la
estimación de canal junto con la compensación de la desviación de la
temporización, y que usa una estimación de la desviación de la
frecuencia dirigida por preámbulo.
La Fig. 5 es una vista esquemática de una
sección de desmodulación de un receptor de radio que utiliza la
estimación de canal junto con la compensación de la desviación de la
temporización, y que usa una estimación de la desviación de la
frecuencia dirigida por preámbulo.
La Fig. 6 es una vista esquemática de una
sección de desmodulación de un receptor de radio que utiliza la
estimación de canal junto con la compensación de la desviación de la
temporización, y que usa una estimación de la desviación de la
frecuencia dirigida por preámbulo.
La Fig. 7 es una vista esquemática de una
sección de desmodulación de un receptor de radio que utiliza la
estimación de canal junto con la compensación de la desviación de la
temporización, y que usa una estimación de la desviación de la
frecuencia dirigida por preámbulo.
La Fig. 8 es un diagrama de flujo que muestra
acciones de ejemplo básicas llevadas a cabo por una unidad dirigida
por decisión de acuerdo con una realización de la invención.
La Fig. 9 es una vista esquemática de un
receptor de radio de ejemplo que recibe señales moduladas de OFDM
desde un transmisor, y que lleva a cabo una compensación de la
desviación de la temporización después de un período de sueño de
acuerdo con un modo de ejemplo de la presente invención.
La Fig. 10 es una vista esquemática de porciones
del receptor de radio de la Fig. 9, que muestra particularmente
elementos que facilitan la compensación de la desviación de la
temporización después de un período de sueño.
La Fig. 11 es un diagrama de flujo que muestra
ciertas etapas de ejemplo representativas, básicas, llevadas a cabo
por un controlador de fase de sueño utilizado en el receptor de
radio de la Fig. 9 y la Fig. 10.
En la siguiente descripción, con fines de
explicación y no de limitación, se establecen detalles específicos
tales como arquitecturas, interfaces, técnicas, etc. particulares
con el fin de proporcionar un conocimiento completo de la presente
invención. No obstante, resultará evidente para los expertos en la
técnica que la presente invención puede ser llevada a la práctica
en otras realizaciones que se separan de estos detalles
específicos. En otros ejemplos, descripciones detalladas de
dispositivos, circuitos y métodos bien conocidos son omitidos con
el fin de no oscurecer la descripción de la presente invención con
un detalle innecesario. Además, bloques de función individuales se
muestran en algunas de las figuras. Los expertos en la técnica
apreciarán que las funciones pueden ser implementadas usando
circuitos de hardware individuales, usando software que funciona
junto con un microprocesador digital programado adecuadamente o un
ordenador de uso general, usando un application specific integrated
circuit (ASIC) (circuito integrado específico para aplicación), y/o
usando uno o más digital signal processors (DSPs) (procesadores de
señal digital).
La Fig. 3 muestra un receptor de radio 30 de
ejemplo que recibe, sobre interfaz aéreo 32, una pluralidad de
portadoras de frecuencias de radio moduladas 34 que son transmitidas
desde la antena 36 del transmisor 38. El receptor de radio 30 de
ejemplo puede ser denominado o tomar la forma de estaciones móviles
tales como las unidades de equipo de usuario (UEs, teléfonos
móviles (teléfonos "celulares") y ordenadores portátiles con
terminación móvil, y de este modo puede ser, por ejemplo, portátil,
de bolsillo, manual, con ordenador incluido, o dispositivos móviles
montados en un coche que comunican voz y/o datos con la red de
acceso de radio. En un contexto de implementación de ejemplo, las
diferentes portadoras de frecuencias de radio moduladas han sido
moduladas usando Orthogonal Frequency Division Multiplexing 34
(OFDM) (Multiplexación por División de Frecuencias Ortogonal). Con
vistas a ilustración, las portadoras de frecuencias de radio
moduladas 34 son transmitidas de acuerdo con el estándar
HIPERLAN/2, aunque la presente invención puede ser utilizada con
cualquier sistema de OFDM.
Como se muestra también en la Fig. 3, el
receptor de radio 30 incluye una antena 40 que está conectada a una
sección del receptor de radio 41. La sección del receptor de radio
41 recibe las portadoras de frecuencias de radio moduladas 34 y
aplica una señal de banda de base modulada compleja análoga en la
línea 42 a un analog to digital converter (ADC) (Convertidor de
analógico a digital) 43. El ADC 43 a su vez aplica una señal de
banda de base modulada compleja digital (de tiempo discreto) en la
línea 44 (por ejemplo, símbolos de OFDM de banda de base complejos)
a una sección de sincronización de temporización 46 inicial. La
sección de sincronización de la temporización 46 inicial realiza
una estimación del inicio de cada ráfaga de una trama (véase la Fig.
1). La señal de banda de base modulada compleja digital es aplicada
a la sección de desmodulación 50 que, para cada subportadora,
proporciona una señal desmodulada pero intercalada. La salida de la
sección de desmodulación 50 es aplicada en secuencia a la sección
de des-intercalación 54, a la sección de
descodificación FEC 56, y a la sección de
des-aleatorización 58.
El ADC 43 lleva a cabo el muestreo de la señal
recibida. El muestreo llevado a cabo por el ADC 43 tiene lugar a
una velocidad de muestreo gobernada por el reloj de muestra del
receptor 60. En este extremo, la Fig. 3 muestra el receptor de
radio 30 comprendiendo también el reloj de muestra del receptor 60
que está conectado al ADC 43. El muestreo de la señal en el
receptor 30 es así llevado a cabo a la velocidad del reloj de
muestra del receptor 60, mientras que el tratamiento de la señal
era llevado a cabo por el transmisor 38 de acuerdo con un reloj de
muestra del transmisor 66.
Una desviación de la temporización potencial que
la presente invención compensa tiene lugar cuando la señal es
convertida por el ADC 43 desde el dominio continuo en el tiempo,
analógico al dominio de tiempo discreto, digital, es decir, cuando
la señal es muestreada. La desviación de la temporización es
inherente en la señal una vez que está muestreada. En una
implementación de DSP las muestras pueden ser almacenadas en una
memoria. Una vez que toda la ráfaga se ha almacenado, la sección de
desmodulador 50 la trata, por ejemplo, a una velocidad mucho mayor
que la velocidad de la muestra.
Como se ha explicado con más detalle aquí en el
contexto de diferentes realizaciones de ejemplo, la sección de
desmodulación 50 incluye una unidad de desmodulación que lleva a
cabo una desmodulación de una señal subportadora modulada obtenida
a partir de la señal de banda de base modulada. A la vista de una
potencial desviación de la temporización entre el reloj de muestra
del receptor 60 y el reloj de muestra del transmisor 66, la sección
de desmodulación 50 incluye una unidad de corrección de
temporización o función de corrección de temporización 100 que
lleva a cabo, en el dominio de la frecuencia, una compensación de la
desviación de la temporización (para compensar la desviación de la
temporización entre el reloj de muestra del transmisor y el reloj de
muestra del receptor), mejorando con ello la desmodulación en el
receptor de radio 30.
En diferentes realizaciones, la compensación de
la desviación de la temporización puede ser llevada a cabo de
acuerdo con diferentes técnicas. Las técnicas representativas, no
limitativas, de ejemplo, descritas a continuación incluyen la
compensación de la desviación de la temporización basada en la
estimación de canal y la compensación de la desviación de la
temporización de la señal aplicada (es decir, una técnica de señal
compensada). Además, con cada realización, pueden utilizarse
diferentes técnicas de estimación de la desviación de frecuencia,
tales como (por ejemplo) estimación de la desviación de la
frecuencia dirigida por preámbulo, estimación de la desviación de
la frecuencia dirigida por decisión, o estimación de la desviación
de la frecuencia ayudada mediante un piloto.
Para cada realización de ejemplo tal, el
receptor 30 incluye una sección de desmodulación 50, sección que
comprende la unidad del desmodulador y la unidad de corrección de
temporización. Tal como se ha utilizado aquí, los números de
referencia sin sufijo 50 y 100 representan una sección de
desmodulación 50 genérica y una unidad de corrección de
temporización 100 genérica, respectivamente. De manera similar
elementos numerados de las diferentes realizaciones tienen
esencialmente idénticas funciones que respetan los aspectos de
corrección de la temporización de la presente invención.
La Fig. 4 ilustra componentes básicos de ejemplo
de un receptor de radio 30 que tiene una sección de desmodulación
50(4) que utiliza la estimación de canal y la estimación de
la desviación de la frecuencia dirigida por preámbulo. En la Fig.
4, la señal de banda de base modulada compleja digital
R_{G}[1] obtenida en la línea 48 a partir de la sección de
sincronización de la temporización inicial 46 es aplicada tanto en
unidad de estimación de frecuencia dirigida por preámbulo 102 como
en la unidad de corrección de frecuencia 104.
Como comprenden los expertos en la técnica, una
desviación de frecuencia tiene lugar debido a la limitada exactitud
de la generación de frecuencias en el transmisor y/o en el receptor
de radio. Tal desviación de frecuencia destruye la ortogonalidad de
las subportadoras de la OFDM, y de acuerdo con esto debe ser
estimada y eliminada de la señal recibida con el fin de no degradar
el rendimiento.
De acuerdo con esto, la unidad de estimación de
desviación de frecuencia dirigida por preámbulo 102 genera una
estimación de la desviación de la frecuencia que es extraída en la
línea 106 hacia la unidad de corrección de frecuencia 104 y la
unidad de corrección de temporización 100. La unidad de estimación
de desviación de frecuencia dirigida por preámbulo 102 usa el
preámbulo (véase el preámbulo 22 de la Fig. 1 y la Fig. 2), y
necesita saber cuándo empieza el preámbulo, con el fin de generar la
estimación de la desviación de la frecuencia. A la vista de esto,
se asume que la señal R_{G}[1] en la línea 48 ha sido
alineada (por ejemplo, mediante la sección de sincronización de la
temporización 46 inicial) de manera que el preámbulo empiece en la
primera muestra que entra en la unidad de estimación de la
desviación de la frecuencia dirigida por preámbulo 102. La unidad
de estimación de desviación de frecuencia dirigida por preámbulo 102
puede generar la estimación de la desviación de la frecuencia
usando cualquiera de varias técnicas, que incluyen
auto-correlación (que explota la periodicidad del
preámbulo) y la correlación cruzada (en la cual, por ejemplo, un
preámbulo recibido es correlacionado de manera cruzada con una
referencia almacenada). En esencia, en el preámbulo las partes
22_{2} y 22_{3} son una repetición de la misma secuencia, y
correlacionándolas, por ejemplo, llevando a cabo
auto-correlación, la desviación de la frecuencia
puede ser estimada. La unidad de corrección de frecuencia 104 usa
la estimación de la desviación de la frecuencia obtenida de la
unidad de estimación de desviación de la frecuencia dirigida por
preámbulo 102 para generar una señal de banda de base modulada de
frecuencia corregida mostrada en las líneas 108 de la Fig. 4.
La sección de desmodulación 50(4)
comprende también una unidad de transformada de Fourier Rápida (FFT)
110; una unidad de estimación de canal.112 la unidad de corrección
de temporización 100(4); y una unidad de desmodulación
114(4). La transformada de Fourier Rápida (FFT) 110 recibe
la señal de banda de base modulada de frecuencia corregida aplicada
a ella en la línea 108, y proporciona, para cada subportadora, una
señal modulada en el dominio de la frecuencia mostrada por la línea
116. La unidad de estimación de canal 112 usa la señal de banda de
base modulada de frecuencia corregida aplicada a ella en la línea
108 para generar una estimación de canal en el dominio de la
frecuencia. La estimación de canal en el dominio de la frecuencia,
mostrada por la línea 118 y la notación H_{m}[0] de la
Fig. 4, es aplicada a la unidad de corrección de temporización
100(4). La unidad de corrección de temporización 100 genera
una estimación de canal en el dominio de la frecuencia de tiempo
corregido que es mostrada por la notación H_{m[}k] y es aplicada
en la línea 120 al desmodulador 114(4). El desmodulador
114(4) usa la señal modulada del dominio de la frecuencia
(obtenida a partir de la transformada de Fourier Rápida (FFT) 110)
y la estimación de canal en el dominio de la frecuencia de tiempo
corregido (obtenida a partir de la unidad de corrección de
temporización 100(4)) para generar una señal desmodulada. La
señal desmodulada es extraída en la línea 122 hacia la sección de
intercalación 54 (véase la Fig. 3).
En la realización de la estimación de canal
representada por la Fig. 4, la unidad de corrección de temporización
100(4) estima un valor de la desviación de la temporización
t_{0} y compensa el valor de la desviación de la
temporización en el dominio de la frecuencia aplicando un factor de
fase \varphi_{m,k} apropiado a una subportadora para actualizar
la estimación de canal en el dominio de la frecuencia y proporcionar
por ello una estimación de canal en el dominio de la frecuencia de
tiempo corregido H_{m}[k] en la línea 120 a una
unidad de desmodulación 114(4). Resulta una explicación que
proporciona una base a tal operación de la unidad de corrección de
temporización 100.
Como se ha mencionado anteriormente, un
desplazamiento del tiempo T_{off} de una función
f(t) en el dominio del tiempo proporciona un factor de
fase lineal de la correspondiente transformada de Fourier como se
indica en la Ecuación 2.
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Éste es comparado con la transformada de Fourier
F(T) de la función original f(t) de
acuerdo con la Ecuación 3.
\vskip1.000000\baselineskip
\newpage
Puesto que existe una desviación de la
temporización el desplazamiento, T_{off}, crece linealmente
con el tiempo de acuerdo con la Ecuación 4.
En la Ecuación 4, t_{0} es la
desviación del reloj de muestra correspondiente, -40 ppm <
t_{0} < 40 ppm.
Asumiendo que T_{off} cambia muy
lentamente, la Ecuación 3 todavía se mantiene de manera aproximada.
El factor de fase puede entonces ser escrito como se muestra en la
Ecuación 5.
El factor de fase puede también ser escrito en
términos de número de símbolo k e índice de subportadora
m de acuerdo con la Ecuación 6.
En la Ecuación 6, m es el índice de la
subportadora para las subportadoras usadas, - 26 \leq m
\leq 26; k es el índice de tiempo medido en los símbolos
de OFDM, siendo k =1 el primer símbolo de datos, es decir el
primer símbolo tras el preámbulo, k =1, 2, 3...; T_{s} es
el tiempo del símbolo de OFDM, T_{s} = 4 \mus (80
muestras); T es el tiempo de muestra, T = 50 ns; y
T_{init} es el tiempo entre el tiempo de referencia
t = 0 y el primer símbolo de datos.
Como se muestra por la Ecuación 7, la estimación
de la desviación de la temporización t_{0} puede ser
derivada a partir de la estimación de la desviación de la frecuencia
puesto que la frecuencia de radio y el reloj de muestra son
derivados de la misma fuente de referencia, de acuerdo con el
estándar de HIPERLAN/2. La estimación de la desviación de la
frecuencia es tomada de cualquier manera al principio de la ráfaga
para realizar la sincronización de la frecuencia, de manera que no
requiere cálculos extraordinarios.
En la Ecuación 7, f_{off} es la
estimación de la desviación de frecuencia absoluta en Hz, y
f_{c} es la frecuencia portadora en Hz.
Una vez que la desviación de la temporización es
estimada, puede ser compensada en el dominio de la frecuencia
aplicando el factor de fase correcto a cada subportadora. Esto se
hace tras la transformada de Fourier rápida (FFT) y antes de la
desmodulación.
La realización de la Fig. 4 refleja el método de
actualizar la estimación de canal de acuerdo con la Ecuación 8.
En la Ecuación 8, H_{m}[k] es la
estimación de canal en el dominio de la frecuencia compleja
corregida de la m^{ava} subportadora del k^{avo}
símbolo de OFDM que transporta datos, y H_{m}[0] es
la estimación de canal en el dominio de la frecuencia compleja
inicial de la m^{ava} subportadora.
De lo anterior se entiende que, en la
realización de la Fig. 4, la unidad de corrección de temporización
100(4) actualiza la estimación de canal usando la relación
H_{m}[k] =
exp(j\cdot\phi_{m,k})\cdotHm[0], en la que:
H_{m}[k] es la estimación de canal de desviación de
tiempo corregida para un índice de tiempo medido en los símbolos de
datos k; H_{m}[0] es la estimación de canal inicial;
\varphi_{m,k} es el factor de fase; y en la que m es un índice
de subportadora para las subportadoras utilizadas. La fase factor
\varphi_{m,k} está a su vez definido por 9
donde: m es el índice de subportadora; k es el índice de tiempo
medido en símbolos de datos; T_{s} es un símbolo de tiempo; T es
un tiempo de muestra; T_{init} es un tiempo entre un tiempo de
referencia y un primer símbolo de datos; y t_{0} es el
valor de la desviación de la temporización. El valor de la
desviación de la temporización t_{0} se deriva de
10 donde f_{off} es una estimación de la
desviación de la frecuencia absoluta en Hz, y f_{c} es una
frecuencia portadora en Hz.
La actualización llevada a cabo por la unidad de
corrección de temporización 100(4) para compensar la
desviación de la temporización necesita sólo ser realizada cada
símbolo M^{avo} con el fin de ahorrar cálculos puesto que
la desviación de temporización es un proceso bastante lento. En este
extremo, la Fig. 4 muestra una variación opcional de la inclusión
en la Fig. 4 de un controlador 130. El controlador 130, muestrado
por las líneas discontinuas refleja su inclusión opcional, coordina
la acción de la unidad de corrección de temporización 100(4)
de manera que la actualización de la estimación de canal para la
compensación de la desviación de la temporización tenga lugar cada
símbolo M^{avo}. La Fig. 4 particularmente muestra una señal M que
va del controlador 130 hasta unidad de corrección de temporización
100(4), aconsejando sobre para cuántos símbolos van a
utilizar la misma estimación de canal. El período de actualización
M puede, por ejemplo, depender del modo de adaptación de
enlace, puesto que los esquemas de modulación más sensibles,
superiores requerirán una actualización más rápida.
Así, el controlador 30 aplica H_{m}[1]
para los primeros símbolos M, H_{m}[M+1] para los
siguientes símbolos M y así sucesivamente. Matemáticamente, esta
actualización tiene el efecto que se muestra en la Ecuación 9, en
la que n \in N (números naturales) y p es un
elemento de [1, M]. La señal de activación M^{ava} es así
aplicada a la unidad de corrección de temporización 100, diciéndole
que actualice la estimación de canal.
La Fig. 5 ilustra componentes básicos de ejemplo
de un receptor de radio 30 que tiene una sección de desmodulación
50(5) que aplica la compensación a la señal y utiliza la
estimación de la desviación de la frecuencia dirigida por
preámbulo. En la realización de señal compensada de ejemplo, la
compensación de la desviación de la temporización es llevada a cabo
basándose en la estimación de la frecuencia y es aplicada a la señal
modulada del dominio de la frecuencia. Donde sea apropiado, números
de referencia de componentes de la realización de la Fig. 5 que son
básicamente similares a los componentes correspondientes de las
realizaciones de la Fig. 4 son los mismos que en la Fig. 4
Como en la realización de la Fig. 4, en la Fig.
5 la unidad de estimación de desviación de frecuencia dirigida por
preámbulo 102 recibe la señal de banda de base modulada
R_{G}[I] y proporciona (en la línea 106) una estimación de
la desviación de la frecuencia. La unidad de corrección de
frecuencia 104 recibe la señal de banda de base modulada y la
estimación de la desviación de la frecuencia y proporciona (en la
línea 108) una señal de banda de base modulada de frecuencia
corregida. La transformada de Fourier Rápida (FFT) 110 recibe la
señal de banda de base modulada compleja digital de frecuencia
corregida y, para cada subportadora, proporciona una señal modulada
(separada) del dominio de la frecuencia R_{FFT,m}[k] que es
aplicada a la unidad de corrección de temporización
100(5).
La unidad de estimación de canal 112 de la Fig.
5 usa la señal de banda de base modulada de frecuencia corregida
para generar una estimación de canal en el dominio de la frecuencia
que es aplicada en la línea 140 a la unidad de desmodulación
114(5). En la realización de la Fig. 5, la unidad de
corrección de temporización 100(5) recibe la señal modulada
del dominio de la frecuencia R_{FFT,m}[k] y la estimación
de la desviación de la frecuencia (en la línea 106). La unidad de
corrección de temporización 100 (5) genera una señal modulada del
dominio de la frecuencia de tiempo corregido R_{TD,m}[k]
que es aplicada al desmodulador 114(5). La unidad de
desmodulación 114(5) usa la señal modulada del dominio de la
frecuencia de tiempo corregido R_{TD,m}[k] y la estimación
de canal para generar una señal desmodulada que es aplicada en la
línea 122 a la sección de des-intercalación 54.
Así, en la realización de compensación de señal
de ejemplo de la Fig. 5, la unidad de corrección de temporización
100(5) estima un valor de la desviación de la temporización
para y compensa el valor de la desviación de la temporización en el
dominio de la frecuencia aplicando un factor de fase
\varphi_{m,k} apropiado a la subportadora con el fin de
actualizar la señal modulada del dominio de la frecuencia,
proporcionando por ello una señal modulada del dominio de la
frecuencia de tiempo corregido R_{TD,m}[k] a la unidad de
desmodulación 114(5).
El método implementado por la realización de la
Fig. 5 corrige de este modo la señal en lugar de la estimación de
canal, utilizando la Ecuación 10.
En la Ecuación 10, R_{TD,m}[k]
es señal del dominio de la frecuencia compleja compensada para la
desviación de la temporización de la m^{ava} subportadora
del k^{avo} símbolo de OFDM que transporta datos, y
R_{FFT,m}[k] es la señal del dominio de la
frecuencia compleja justo después de la FFT de la m^{ava}
subportadora del k^{avo} símbolo OFDM que transporta datos.
Como en la realización de la Fig. 4, el factor de fase es entendido
con referencia a la Ecuación 5 y a la Ecuación 6, y la estimación de
la desviación de la temporización t_{0} es entendida, por
ejemplo, con referencia a la Ecuación 7.
En lugar de usar la estimación de la desviación
de la frecuencia, la desviación de temporización t_{0}
puede ser estimada también mediante un método dirigido por decisión
y/o ayudado mediante piloto. Por ejemplo, la Fig. 6 ilustra
componentes básicos de ejemplo de un receptor de radio 30 que tiene
una sección de desmodulación 50(6) que utiliza la estimación
de canal y la estimación de la desviación de la frecuencia dirigida
por decisión. Donde sea apropiado, números de referencia de
componentes de la realización de la Fig. 6 que son básicamente
similares a los componentes correspondientes de las realizaciones de
la Fig. 4 son los mismos que en la Fig. 4 De manera notable en la
Fig. 6 la sección de desmodulación 50(6) incluye una unidad
dirigida por decisión, referida también aquí como unidad de
estimación de desviación de frecuencia dirigida por decisión
150(6).
Como otro ejemplo, la Fig. 7 ilustra componentes
básicos de ejemplo de un receptor de radio 30 que tiene una sección
de desmodulación 50(7) que aplica la compensación a la señal
y que utiliza estimación de desviación de frecuencia dirigida por
decisión. De nuevo, donde sea apropiado, números de referencia de
componentes de la realización de la Fig. que son básicamente
similares a los componentes correspondientes de las realizaciones
de la Fig. 5 son los mismos que en la Fig. 5 La sección de
desmodulación 50(7) de la realización de la Fig. 7 incluye
una unidad dirigida por decisión (unidad de estimación de desviación
de frecuencia dirigida por decisión 150(7)).
Los principios de operación y detalles de la
unidad de estimación de la desviación de frecuencia dirigida por
decisión 150(6) de la Fig. 6 y la unidad de estimación de la
desviación de frecuencia dirigida por decisión 150(7) de la
Fig. 7 son entendidas con respecto a una unidad dirigida por
decisión de ejemplo representativa 150 ilustrada en la Fig. 8. En
las realizaciones de la Fig. 6 y la Fig. 7, para fines de la
presente invención, la unidad dirigida por decisión 150(6) y
150(7) tienen cada una tres entradas y una salida. Las tres
entradas son mostradas en las líneas que tiene números de
referencia de base 152, 154, y 156, mientras que la salida se
encuentra en una línea que tiene el número de referencia de base
158. Por ejemplo, la unidad dirigida por decisión 150(6) de
la Fig. 6 tiene una primera entrada en la línea 152(6) de la
salida de la unidad de desmodulación 114(6); una segunda
entrada en la línea 156(6) de la salida de la unidad de
corrección de temporización 100(6); una tercera entrada en
la línea 154(6) de la salida de la transformada de Fourier
Rápida (FFT) 110(6); y una salida aplicada en la línea
158(6) hacia la unidad de corrección de temporización
100(6). La unidad dirigida por decisión 150(7) de la
Fig. 7 tiene similares conexiones, con la excepción de su segunda
línea de entrada 156(7) que va desde una salida de la unidad
de estimación de canal 112(7) y su tercera línea de entrada
154(7) que va desde la unidad de corrección de temporización
100(7).
Se recuerda que la unidad de corrección de
temporización 100(4) de la Fig. 4 y la unidad de corrección
de temporización 100(5) de la Fig. 5 usan una estimación de
desviación de frecuencia dirigida por preámbulo f_{off}
con el fin de determinar la desviación de la temporización
t_{0}. En las realizaciones dirigidas por decisión de la
Fig. 6 y la Fig. 7, por otro lado, la unidad dirigida por decisión
150(6) y la unidad dirigida por decisión 150(7),
respectivamente, proporcionan a la unidad de corrección de
temporización 100(6) y a la unidad de corrección de
temporización 100(7) la estimación de la desviación de la
frecuencia f_{off} como se describe a continuación.
La unidad dirigida por decisión 150 como la
mostrada en la Fig. 8 comprende una unidad de correlación 162 que
recibe una entrada de la unidad de desmodulación 114 en la línea
152. Un primer terminal de entrada del multiplicador 164 recibe una
primera entrada en la línea 156 (desde la unidad de corrección de
temporización 100 de la realización de la Fig. 6 y desde la unidad
de estimación de canal 112 de la realización de la Fig. 7) y una
segunda entrada desde la salida de la unidad de correlación 162. La
salida del multiplicador 164, mostrada como Bm[k] en
la Fig. 8, es aplicada a la primera entrada de la unidad de
discriminación de fase 166. Una segunda entrada a la unidad de
discriminación de fase 166 es recibida en la línea de entrada 154
desde la unidad de FFT 110 de la realización de la Fig. 6 y desde la
unidad de corrección de temporización 100 de la realización de la
Fig. 7.
La salida de la unidad de discriminación de fase
166 (mostrada como \varphi_{est}[k] en la Fig. 8) es
aplicada al filtro de bucle de primer orden 168. Una salida del
filtro de bucle de primer orden 168 está conectada con el
integrador 170. La salida del integrador 170, mostrada como
\varphi_{A}[k] en la Fig. 8, es aplicada a la unidad de
retardo 172. La salida de 172, mostrada como
\varphi_{A}[k-1] en la Fig. 8, es
aplicada a la unidad de cálculo de desviación de fase de portadora
por muestra 174. La salida de la unidad de cálculo de desviación de
fase de portadora por muestra 174, mostrada como
\varphi_{s}[k-1] en la Fig. 8, es
aplicada a la unidad de estimación de desviación de frecuencia 176.
La salida de la unidad de estimación de desviación de frecuencia
176, es decir, f_{off}[k-1], es
extraída en la línea 158 hacia la unidad de corrección de
temporización 100.
La unidad dirigida por decisión 150 recibe una
señal que comprende una serie de símbolos de datos, y calcula una
desviación de fase estimada para cada símbolo de datos como función
de los símbolos de datos respectivos. Además, como función de la
desviación de fase estimada de un símbolo de datos y la desviación
de fase estimada de un símbolo de datos que precede al último
símbolo de datos, se calcula una desviación de fase predicha para
el símbolo de datos en cuestión. A partir de la desviación de fase
predicha la unidad dirigida por decisión 150, y particularmente la
unidad de estimación de desviación de frecuencia 176, calcula la
estimación de la desviación de la frecuencia f_{off}. A
partir de la estimación de la desviación de la frecuencia
f_{off}, la unidad de corrección de temporización 100 puede
calcular la desviación de la temporización t_{0}, por
ejemplo, usando la Ecuación 7.
La Fig. 2 ilustra la estructura de una serie de
muestras recibidas que incluyen los puntos de referencia de fase.
Los símbolos de OFDM 22_{2} y 22_{3} del
preámbulo-C son usados para una estimación de canal
y una estimación de la referencia de fase (siendo ambos símbolos de
OFDM 22_{2} y 223 usados para la estimación de canal y la fase de
referencia). Antes de la estimación de canal real, los dos símbolos
de los preámbulos-C son sumados para obtener una
supresión de ruido mayor. Como resultado de este proceso de media,
el punto de referencia de fase de la estimación de canal R_{CE}
es situado en el medio de los símbolos de OFDM 22_{2} y 22_{3}
en el dominio del tiempo. La serie de datos real de símbolos de
datos (es decir símbolos de OFDM) sigue al
preámbulo-C. En lo que sigue la serie de datos real
se llama también ráfaga, donde cada ráfaga comprende varios símbolos
de OFDM precedidos por un preámbulo-C.
Entre sus otras funciones, la unidad dirigida
por decisión 150 estima la desviación de fase del primer símbolo de
OFDM de datos S1. Asumiendo una desviación de frecuencia constante,
la desviación de fase estimada \varphi_{est}[1]
corresponde a la desviación de fase en el medio de R_{S1} del
símbolo de OFDM S1 en el dominio del tiempo. La diferencia entre
los puntos de referencia R_{CE} y R_{S1} en el dominio del
tiempo es denotada por y_{1} en la Fig. 2. Sobre la base de la
desviación de fase \varphi_{est}[1], el seguidor de
frecuencia calcula la fase de des-rotación
\varphi_{corr,0}[2]. La fase de
des-rotación \varphi_{corr,0}[2] se
corresponde con una desviación de fase \varphi_{A}[1] al
principio S_{S2} del segundo símbolo de OFDM S2. Esta desviación
de fase \varphi_{A}[1] es una desviación de fase predicha
para el segundo símbolo de OFDM S2. En el dominio del tiempo, las
diferencias entre el punto de referencia R_{ce} y el inicio
S_{k} de los símbolos de OFDM que constituyen un punto de
referencia de fase para cada símbolo de OFDM S_{k} es denominado
x_{k}. Los parámetros x_{k} y y_{1} se usan para determinar
los coeficientes óptimos para el bucle bloqueado de fase del
seguidor de frecuencia. Además, se observa que la llamada desviación
de fase predicha \varphi_{A}[k-1]
representa el incremento de fase desde el punto de referencia de
fase R_{ce} del preámbulo-C al inicio S_{Sk}
del símbolo de OFDM k-avo S_{k}. La desviación de
la corrección de fase \varphi_{corr,1}[k] representa el
incremento de fase desde el punto de referencia de fase R_{ce} con
respecto a la 1-a muestra del k-avo
símbolo de OFDM S_{k}.
Como se emplea aquí, el índice "k" indica
el número de símbolos en una ráfaga, mientras el índice "C" se
usa para distinguir las señales. El índice "1" representa el
número de las muestras derivadas para cada símbolo de OFDM.
La unidad de desmodulación de la subportadora de
salida 114 es remodulada por la unidad de correlación 162 para
obtener los símbolos remodulados A_{m}[k]. La unidad de
correlación 162 lleva a cabo la remodulación de la salida
u[k] mediante una correlación llevada a cabo de acuerdo con
el estándar de HIPERLAN/2. Los símbolos remodulados
A_{m}[k] son multiplicados por el multiplicador 164 con la
entrada en la línea 156 (por ejemplo, la estimación de canal
H_{m}[k] de cada subportadora para la realización de la
Fig. 8). Para la realización de la Fig. 8, por lo tanto, la
multiplicación llevada a cabo por el multiplicador 164 es como la
mostrada en la Ecuación 11 para obtener una estimación de símbolo
ponderada B_{m}[k] en cada subportadora. En la Ecuación 11,
"m" designa el número de subportadoras.
La discriminación de fase entre las muestras de
señal recibidas R_{m}[k] y la estimación de símbolo
ponderada B_{m}[k] produce la estimación de fase
\varphi_{est}[k] extraída por la unidad de discriminación
de fase 166. La estimación de fase \varphi_{est}[k] es
calculada también por el filtro F(z), que comprende un bucle
de filtro de primer orden 168 que tiene una función de transferencia
descrita por la Ecuación 12. La Ecuación 13 describe F(z).
La Ecuación 14 define un cálculo de la salida del filtro
F(z), donde \varphi_{A}[0] y
\varphi_{A}[k-1] son puestos a cero con
fines de inicialización
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
La salida
\varphi_{A}[k-1] que representa el
incremento de fase desde el punto de referencia de fase R_{ce} del
preámbulo-C hasta el inicio S_{Sk} del símbolo de
OFDM k-avo Sk es enviada a la unidad de retardo 172.
Así, se obtiene un filtro H_{2}[z] que es del tipo de
segundo orden, en el que la función de transferencia del filtro
H_{2}[z] como bucle abierto es descrita por la Ecuación
15.
\vskip1.000000\baselineskip
La salida
\varphi_{A}[k-1] del filtro F(z)
se corresponde con la fase que existiría en el símbolo de OFDM
k-avo Sk si no se aplicase ningún seguimiento de
frecuencia para una señal de OFDM recibida que presenta un bajo
ruido. En aras de la simplicidad, en lo que sigue, se asume una
desviación de frecuencia constante. No obstante, la siguiente
derivación es todavía válida cuando la desviación de frecuencia
constante corresponde a la desviación de frecuencia media en un
cierto tiempo, que es típicamente un símbolo de OFDM, en caso de
una desviación de frecuencia que varía por ejemplo debido al ruido
de fase. Como resultado, la desviación de fase
\varphi_{s}[k] por muestra de señal extraída por un medio
24 está dada por la Ecuación 16.
Puesto que la fase \varphi_{A}[k]
representa una desviación de fase predicha un símbolo de OFDM
respectivo, la desviación de fase de muestra
\varphi_{s}[k] es también una desviación de fase predicha
puesto que es calculada como función de la fase
\varphi_{A}[k]. Con el fin de tener en cuenta la
propiedad de predicción subyacente, la desviación de fase de
muestra \varphi_{s}[k] es obtenida mediante una división
de la desviación de fase \varphi_{A}[k] por el número
x_{k+1} de muestras entre el punto de referencia R_{CE} y el
inicio S_{Sk+1} en el dominio del tiempo, del símbolo de OFDM
S_{k+1} que comprende las muestras en cuestión.
La desviación de fase de muestra
\varphi_{s}[k] predicha es aplicada a la unidad de
estimación de desviación de frecuencia 176. La unidad de estimación
de desviación de frecuencia 176 lleva a cabo un cálculo de la
desviación de la frecuencia usando la Ecuación 17. En la Ecuación
17, T es el tiempo de muestra.
Como se ha indicado previamente, la unidad de
corrección de temporización 100, usando la desviación de frecuencia
f_{off} proporcionada por la unidad dirigida por decisión 150,
puede calcular la desviación de la temporización t_{0} de
acuerdo con la Ecuación 7. De este modo, la unidad dirigida por
decisión 150(6) y la unidad dirigida por decisión
150(7) proporcionan modos alternativos de proporcionar la
desviación de la temporización t_{0}, sin tener un retardo
en la estimación de la desviación de la frecuencia dirigida por
preámbulo.
Lo anterior describe el caso si la unidad de
corrección de frecuencia 104 no es aplicada. Para el caso en el
cual la unidad de corrección de frecuencia 104 es aplicada, la
desviación de frecuencia estimada por la unidad de estimación de
desviación de frecuencia dirigida por preámbulo 102 debe ser añadida
a la desviación de la frecuencia calculada por la unidad dirigida
por decisión 150. En este caso la unidad de estimación de
frecuencia dirigida por decisión 150 es un medio adicional para
refinar la unidad de estimación de desviación de frecuencia
dirigida por preámbulo 102. Como se indica en la Fig. 6 y la Fig. 7,
la unidad de corrección de temporización tiene conexiones hacia la
unidad de estimación de desviación de frecuencia dirigida por
preámbulo 102 y hacia la unidad de estimación de desviación de
frecuencia dirigida por decisión 150, lo que significa que la
unidad de corrección de temporización 100 obtiene dos valores para
la desviación de la frecuencia, que deben ser sumados. Por lo
tanto, la Ecuación 7 debe ser modificada para este caso en el que se
obtienen dos valores para f_{off}, un valor
(f_{offpreambule}) procedente de la unidad de estimación
de desviación de frecuencia dirigida por preámbulo 102 y otro valor
(f_{offdecision}) procedente de la unidad de estimación de
desviación de frecuencia dirigida por decisión 150, y tenida en
cuenta cuando se calcula t_{0} de acuerdo con lo siguiente:
t_{0} =(f_{offpreambule} +
(f_{offdecision})/f_{c}].
Como otro planteamiento alternativo más, se
puede emplear la estimación de la desviación de la frecuencia
ayudada mediante piloto. En este contexto "pilot aided" quiere
decir que al menos algunos pilotos y símbolos son transmitidos, que
son conocidos en el lado del receptor. Por ejemplo, algunos valores
A_{m}[k] representan estimaciones de los símbolos del
piloto. En la unidad de correlación 162 de la Fig. 8 estas
estimaciones de símbolo son sustituidas por los símbolos de piloto
conocidos. Mediante esta sustitución se evitan errores de decisión,
que podrían llevar a una falsa estimación de la desviación de la
frecuencia. El inconveniente de una estimación de desviación de la
frecuencia ayudada por piloto reside en la redundancia de los
símbolos de pilotos, lo que reduce la velocidad de datos global del
sistema.
Así, ventajosamente realizaciones de la presente
invención pueden ser implementadas usando una frecuencia de
referencia que corre libremente que no tiene que ser ajustada
durante la recepción y está caracterizada por un bajo ruido de
fase. Puesto que la desviación de la frecuencia tiene que ser
estimada de cualquier modo, la presente invención ventajosamente
re-utiliza la desviación de frecuencia puesto que es
idéntica a la desviación del reloj de muestra. Además, con la
presente invención la complejidad de la compensación de la
desviación de la temporización requerida se mantiene en un mínimo y
es adecuada para fines de implementación.
La solución adoptada en la presente invención
proporciona una compensación de la desviación de la temporización
mientras que recibe una ráfaga de PHY. Esta solución evita cambiar
la referencia del oscilador de frecuencia, y puede ser implementada
con tratamiento de señal digital, pero también con una complejidad
muy pequeña y una alta robustez.
La Fig. 9 muestra un receptor de radio 30 que
incluye un controlador de fase de sueño 200 que proporciona una
compensación de la desviación de la temporización después de un
periodo de sueño. Los elementos seleccionados del receptor de radio
30 que facilitan la compensación de la desviación de la
temporización después de un periodo de sueño son mostrados con más
detalle en la Fig. 10. El receptor de radio 30 de la realización de
la Fig. 9 y la Fig. 10 compensa la desviación de la temporización en
una situación en la cual el receptor de radio 30 entra en sueño
para un cierto número de tramas, a continuación se despierta para
recibir una trama, y entonces bien duerme de nuevo o continúa
recibiendo tramas. Se debe entender que el controlador de fase de
sueño 200 de la Fig. 9 y la Fig. 10 puede ser usado junto con muchas
formas y variación de la sección de desmodulación, que incluyen las
secciones de desmodulación 50 específicas descritas previamente. Con
el propósito de simplificación, sólo la unidad de estimación de
desviación de frecuencia dirigida por preámbulo 102 y la unidad de
corrección de frecuencia 104 de la sección de desmodulación 50 son
mostradas en la Fig. 10, entendiéndose que otros elementos están
incluidos también pero no son necesarios para la explicación del
controlador de fase de sueño 200 per se.
Se han encontrado varios problemas en un
escenario de periodo de sueño. Un primer problema tal es que la
desviación de la temporización durante el sueño tiene que ser
estimada para conocer cuándo tiene que despertar el receptor. Un
segundo problema tal es que la exactitud de la estimación tiene que
ser conocida con el fin de diseñar apropiadamente una ventana de
búsqueda, es decir la ventana durante la cual se realiza una
búsqueda del inicio de la trama. Estos problemas son relevantes no
sólo para sistemas de OFDM, sino para todos los sistemas con modo de
sueño.
La Fig. 11 muestra ciertas etapas de ejemplo,
básicas llevadas a cabo por el controlador de fase de sueño 200 de
acuerdo con un modo del aspecto de modo de sueño de la presente
invención. Como se explica a continuación, el controlador de fase
de sueño 200 determina la desviación de la temporización T_{off}
en segundos durante un periodo de sueño, determina un tiempo hasta
el cual el receptor (por ejemplo, estación móvil) puede dormir, y
determina una búsqueda de inicio de trama hasta el tiempo (un tiempo
para el cual la búsqueda del inicio de una trama va a
continuar).
La Etapa 11-1 del procedimiento
de la Fig. 11 llevada a cabo por el controlador de fase de sueño 200
muestra el controlador de fase de sueño 200 recibiendo la
estimación de la desviación de la frecuencia f_{off} desde
una unidad de estimación de desviación de frecuencia apropiada (por
ejemplo, la unidad de estimación de desviación de frecuencia
dirigida por preámbulo 102 de la Fig. 10). Después de obtener la
estimación de la desviación de la frecuencia f_{off} en la
etapa 11-1, en la etapa 11-2 el
controlador de fase de sueño 200 deriva una desviación de la
muestra de reloj correspondiente estimada t_{0} usando la
Ecuación 7, previamente proporcionada.
Como etapa 11-3 el controlador
de fase de sueño 200 usa la desviación del reloj de muestra
correspondiente estimada t_{0} para determinar una
desviación de la temporización durante el sueño. En particular, la
desviación de temporización T_{off} en segundos durante un
periodo de sueño de T_{sleep} es calculada usando la
Ecuación 18.
\vskip1.000000\baselineskip
Con el fin de establecer una ventana de búsqueda
apropiada, el tamaño de media ventana de búsqueda debe ser
determinado. Esto implica determinar la exactitud de la estimación
t_{0}, por ejemplo mediante el conocimiento del algoritmo
de la estimación. Si se asume que t_{0res} es el error
máximo de la estimación t_{0} expresada en relación con la
frecuencia del reloj de muestra, entonces la estimación de la
desviación del es t_{0} +/- t_{0res} por ejemplo
40 ppm +/- 2 ppm. A partir de esta información como etapa
11-4 el controlador de fase de sueño 200 puede
determinar media ventana de búsqueda usando la Ecuación 19.
A continuación, contando a partir del tiempo
t=0 cuando entra el modo de sueño, como etapa
11-5 el controlador de fase de sueño 200 determina
que el terminal móvil debe dormir hasta el tiempo t expresado por la
Ecuación 20, y busca el inicio de la trama hasta el tiempo de la
Ecuación 21.
\vskip1.000000\baselineskip
Así, el controlador de fase de sueño 200
determina la desviación de la temporización Toff en segundos durante
un periodo de sueño, determina un tiempo hasta el cual el receptor
(por ejemplo, estación móvil) puede dormir, y determina una
búsqueda de inicio de trama hasta el tiempo (un tiempo para el cual
la búsqueda del inicio de una trama va a continuar).
Aunque la HIPERLAN/2 se usa aquí como sistema de
ejemplo, la presente invención en sus diferentes aspectos puede ser
utilizada en cualquier sistema de OFDM.
Los componentes que constituyen la sección de
desmodulación 50 en las diferentes realizaciones descritas
anteriormente se han denominado como "unidades" para facilidad
de referencia. Alternativamente, estas unidades pueden ser
conceptuadas en términos de funciones. Las unidades/funciones de la
sección de desmodulación 50 pueden ser implementadas de diversas
maneras, que incluyen usar circuitos de hardware individuales, usar
software que funciona junto con un microprocesador digital
programado adecuadamente o un ordenador de propósito general, usar
un circuito integrado específico de aplicación (ASIC), y/o usar uno
o varios procesadores de señal digital (DSPs). Además, más de una
de las unidades y funciones como las mostradas pueden ser realizadas
en cualquier circuito de hardware dado o ser realizadas mediante la
ejecución de un procesador o similar. Además, en este sentido la
unidad de corrección de temporización puede ser realizada mediante
un controlador o similar.
Claims (21)
1. Un aparato de receptor de radio que
comprende:
un receptor de radio (41) que recibe diferentes
portadoras de frecuencias de radio moduladas y produce desde allí
una señal de banda de base modulada, habiendo sido las diferentes
portadoras de frecuencias de radio moduladas transmitidas por un
radio transmisor (38) que opera de acuerdo con un reloj de muestra
de transmisor (66) en el que la frecuencia de radio y el reloj de
muestra se derivan de la misma fuente;
un reloj de muestra de receptor (60) que se usa
para muestrear la señal de banda de base modulada;
una unidad de estimación de desviación de
frecuencia (102, 150) que proporciona una estimación de la
desviación de la frecuencia, t_{0};
una unidad de corrección de temporización (100),
que lleva a cabo en el dominio de la frecuencia una compensación de
la desviación de la temporización entre el reloj de muestra del
transmisor y el reloj de muestra del receptor.
caracterizado porque el aparato comprende
también
un controlador en modo durmiente (200) adaptado
de manera que
obtiene (11-1) una estimación de
la desviación de la frecuencia, f_{off};
deriva (11-2) una desviación del
reloj de muestra correspondiente a la estimación, t_{0}, siendo
una desviación entre el reloj de muestra del receptor y el reloj de
muestra del transmisor de la siguiente relación:
donde f_{off} es una estimación
de la desviación de la frecuencia absoluta en Hz, y f_{c} es una
frecuencia de portadora en
Hz;
determina (11-3) la desviación
de la temporización, T_{off}, durante un periodo de sueño de una
duración dada Tsleep, de acuerdo con
determina (11-4) el
tamaño de la mitad de la anchura de una ventana de búsqueda
asumiendo un error máximo del reloj de muestra del receptor de
acuerdo
con
T_{wind / 2} = T_{sleep} \cdot
t_{ores}, asumiendo un error máximo, t_{ores}, del reloj de
muestra, t_{0};
contando desde el tiempo t=0 cuando entra el
modo de sueño y determinando que el receptor debe dormir
(11-5) hasta el tiempo t expresado por
y busca (11-6) el
inicio de la trama hasta el tiempo expresado
por
2. El aparato de la reivindicación 1, en el que
la unidad de corrección de temporización (100) lleva a cabo la
compensación de la desviación de la temporización usando una
estimación de la frecuencia y una estimación de canal en el dominio
de la frecuencia.
3. El aparato de la reivindicación 2, que
comprende también una sección de desmodulación (50) que comprende el
desmodulador y la unidad de corrección de temporización (100), y en
el que la sección de desmodulación comprende también:
una unidad de estimación de desviación de
frecuencia (102, 150) que proporciona una estimación de la
desviación de la frecuencia, t0;
una unidad de corrección de frecuencia (104) que
recibe la señal de banda de base modulada y proporciona una señal de
banda de base modulada de frecuencia corregida;
una transformada de Fourier Rápida (FFT) (110)
que recibe la señal de banda de base modulada de frecuencia
corregida y proporciona una señal subportadora modulada del dominio
de la frecuencia;
una unidad de estimación de canal (112) que usa
la señal de banda de base modulada de frecuencia corregida para
generar una estimación de canal en el dominio de la frecuencia que
es aplicada a la unidad de corrección de temporización
(100(4));
donde la unidad de temporización genera una
estimación de canal de tiempo corregido;
un desmodulador 114 que usa la señal modulada
del dominio de la frecuencia y la estimación de canal en el dominio
de la frecuencia de tiempo corregido para generar una señal
desmodulada.
4. El aparato de la reivindicación 3, en el que
la unidad de corrección de temporización (100(4)) estima un
valor de la desviación de la temporización y compensa el valor de la
desviación de la temporización (120, t_{off}) en el dominio de la
frecuencia aplicando un factor de fase apropiado a la subportadora
para actualizar la estimación de canal y proporcionar por tanto una
estimación de canal de tiempo corregido.
5. El aparato de la reivindicación 4, en el que
la unidad de corrección de temporización actualiza la estimación de
canal usando una relación
donde:
H_{m}[k] es la estimación de
canal de tiempo corregido para un índice de tiempo medido en
símbolos de datos k;
H_{m}[0] es la estimación de
canal en el dominio de la frecuencia para el símbolo de datos k;
\varphi_{m,k} es el factor de fase;
y en la que m es un índice de subportadora para
las subportadoras utilizadas.
6. El aparato de la reivindicación 5, en el que
el factor de fase \varphi_{m,k} está definido por la siguiente
expresión:
donde:
m es el índice de la subportadora;
k es el índice de tiempo medido en símbolos de
datos;
T_{s} es un símbolo de tiempo;
T es un tiempo de muestra;
T_{init} es un tiempo entre un tiempo
de referencia y un primer símbolo de datos; y
t_{0} es el valor de la desviación de
la temporización.
7. El aparato de la reivindicación 3, en el que
la unidad de estimación de desviación de frecuencia es una unidad de
estimación de la desviación de la frecuencia dirigida por preámbulo
(102) que recibe la señal de banda de base modulada.
8. El aparato de la reivindicación 7, que
comprende también una unidad de estimación de desviación de
frecuencia dirigida por decisión (150) que está conectada para
recibir entradas respectivas desde la unidad de desmodulación, la
unidad de corrección de la temporización, y la transformada de
Fourier Rápida (FFT).
9. El aparato de la reivindicación 3, en el que
la unidad de estimación de desviación de frecuencia es una unidad de
estimación de desviación de frecuencia dirigida por decisión (150)
que está conectada para recibir entradas respectivas de la unidad de
desmodulación, la unidad de corrección de temporización, y la
transformada de Fourier Rápida (FFT).
10. El aparato de la reivindicación 3, en el que
la actualización de la estimación de canal para la compensación de
la desviación de la temporización tiene lugar cada M^{avo}
símbolo.
11. El aparato de la reivindicación 3, en el que
un valor para M es seleccionado basándose en un modo de adaptación
de enlace particular.
12. El aparato de la reivindicación 1, que
comprende también una sección de desmodulación (50) que comprende la
unidad de corrección de temporización (100), y en el que la sección
de desmodulación comprende:
una unidad de estimación de desviación de
frecuencia (102, 150) que proporciona una estimación de la
desviación de la frecuencia, t0;
una unidad de corrección de frecuencia (104) que
recibe la señal de banda de base modulada y proporciona una señal de
banda de base modulada de frecuencia corregida;
una transformada de Fourier Rápida (FFT) (110)
que recibe la señal de banda de base modulada compleja digital de
frecuencia corregida y proporciona, para cada subportadora, una
señal subportadora modulada del dominio de la frecuencia que es
aplicada al desmodulador;
una unidad de estimación de canal (112) que usa
la señal de banda de base modulada de frecuencia corregida y genera
una estimación de canal en el dominio de la frecuencia;
en el que la unidad de temporización recibe la
estimación de la desviación de la frecuencia y la señal subportadora
modulada del dominio de la frecuencia para generar una señal
subportadora modulada del dominio de la frecuencia de tiempo
corregido:
un desmodulador (114) que usa la señal modulada
del dominio de la frecuencia y la estimación de canal en el dominio
de la frecuencia para generar una señal desmodulada.
13. El aparato de la reivindicación 12, en el
que la unidad de corrección de temporización estima un valor de la
desviación de la temporización y compensa el valor de la desviación
de la temporización en el dominio de la frecuencia aplicando un
factor de fase apropiado a una subportadora para actualizar la señal
subportadora modulada del dominio de la frecuencia y proporcionar
por ello una señal modulada del dominio de la frecuencia de tiempo
corregido.
14. El aparato de la reivindicación 13, en el
que la unidad de corrección de temporización actualiza la señal
modulada del dominio de la frecuencia usando la relación
donde:
R_{TD,m}[k] es la señal modulada
del dominio de la frecuencia de tiempo corregido de una
m^{ava} subportadora de un k^{avo} símbolo que
transporta datos;
R_{FFT,m}[k] es la señal
modulada del dominio de la frecuencia como es extraída por la
transformada de Fourier Rápida (FFT) de la m^{ava}
subportadora del k^{avo} símbolo que transporta datos; y
\varphi_{m,k} es el factor de fase;
y en el que m es un índice de subportadora para
las subportadoras utilizadas.
15. El aparato de la reivindicación 14, en el
que el factor de fase \varphi_{m,k} está definido por la
siguiente expresión:
donde:
m es el índice de la subportadora;
k es el índice de tiempo medido en símbolos de
datos;
T_{s} es un símbolo de tiempo;
T es un tiempo de muestra;
T_{init} es un tiempo entre un tiempo de
referencia y un primer símbolo de datos; y
t_{0} es el valor de la desviación de
la temporización.
16. El aparato de la reivindicación 12, en el
que la unidad de estimación de desviación de frecuencia es una
unidad de estimación de desviación de frecuencia dirigida por
preámbulo (102) que recibe la señal de banda de base modulada.
17. El aparato de la reivindicación 16, que
comprende también una unidad de estimación de desviación de
frecuencia dirigida por decisión (150) que está conectada para
recibir entradas respectivas desde la unidad de desmodulación, la
unidad de corrección de temporización, y la unidad de estimación de
canal.
18. El aparato de la reivindicación 12, en el
que la unidad de estimación de desviación de frecuencia es una
unidad de estimación de desviación de frecuencia dirigida por
decisión (150) que está conectada para recibir entradas respectivas
desde la unidad de desmodulación, la unidad de corrección de
temporización, y la unidad de estimación de canal.
19. El aparato de la reivindicación 1, en el que
la unidad de corrección de temporización usa una desviación de la
frecuencia para determinar un valor de la desviación de la
temporización, en el que la señal subportadora comprende una
corriente de símbolos de datos, que comprende también:
una unidad de estimación de desviación de
frecuencia (150) que calcula:
una desviación de fase estimada para cada
símbolo de datos como función del símbolo de datos;
una desviación de fase predicha para cada
símbolo de datos como función de la desviación de fase estimada del
mismo y una desviación de fase estimada de uno precedente de los
símbolos de datos en la corriente;
una desviación de fase de muestra predicha para
cada símbolo de datos como función de una desviación de fase
predicha de uno correspondiente de los símbolos de datos; y
la desviación de frecuencia como función de la
desviación de fase de muestra predicha para cada muestra de señal de
datos.
20. El aparato de la reivindicación 19, en el
que la unidad de cálculo de desviación de frecuencia comprende:
un bucle bloqueado de fase (168, 170) para
generar la desviación de fase predicha;
una unidad de discriminación de fase (166) para
generar una desviación de fase estimada para cada señal de datos
como función de la misma;
un filtro (168) para recibir desviaciones de
fase estimadas y generar la desviación de fase predicha para cada
símbolo de datos como función de la desviación de fase estimada de
la misma y la desviación de fase estimada de uno precedente de los
símbolos de datos.
21. El aparato de cualquiera de las
reivindicaciones precedentes, en el que las diferentes portadoras de
frecuencias de radio moduladas han sido moduladas usando Orthogonal
Frequency Division Multiplexing (OFDM).
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US25370700P | 2000-11-29 | 2000-11-29 | |
| US253707P | 2000-11-29 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2317956T3 true ES2317956T3 (es) | 2009-05-01 |
Family
ID=22961382
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES01999073T Expired - Lifetime ES2317956T3 (es) | 2000-11-29 | 2001-11-29 | Compensacion de la desviacion de temporizacion en sistemas inalambricos basados en paquetes. |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7106709B2 (es) |
| EP (1) | EP1338112B1 (es) |
| JP (1) | JP4050614B2 (es) |
| AT (1) | ATE418823T1 (es) |
| AU (1) | AU2002218611A1 (es) |
| DE (1) | DE60137141D1 (es) |
| ES (1) | ES2317956T3 (es) |
| WO (1) | WO2002045333A1 (es) |
Families Citing this family (61)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US8619922B1 (en) | 2002-02-04 | 2013-12-31 | Marvell International Ltd. | Method and apparatus for acquisition and tracking of orthogonal frequency division multiplexing symbol timing, carrier frequency offset and phase noise |
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- 2001-11-29 DE DE60137141T patent/DE60137141D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2001-11-29 JP JP2002546350A patent/JP4050614B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2001-11-29 AT AT01999073T patent/ATE418823T1/de not_active IP Right Cessation
- 2001-11-29 EP EP01999073A patent/EP1338112B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-11-29 WO PCT/SE2001/002643 patent/WO2002045333A1/en active Application Filing
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ATE418823T1 (de) | 2009-01-15 |
| WO2002045333A1 (en) | 2002-06-06 |
| EP1338112B1 (en) | 2008-12-24 |
| AU2002218611A1 (en) | 2002-06-11 |
| US7106709B2 (en) | 2006-09-12 |
| DE60137141D1 (de) | 2009-02-05 |
| JP4050614B2 (ja) | 2008-02-20 |
| JP2004515157A (ja) | 2004-05-20 |
| US20020101840A1 (en) | 2002-08-01 |
| EP1338112A1 (en) | 2003-08-27 |
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