ES2316863T3 - Procedimiento para transmitir señales opticas meltiplexadas por polarizacion. - Google Patents

Abstract

Procedimiento para la transmisión de señales ópticas multiplexadas por polarización, en el que al menos una primera señal binaria (A, B) se transforma en una primera señal óptica (QPS1) y al menos una segunda señal binaria (D, C) en una segunda señal óptica polarizada ortogonalmente al respecto (QPS2), a continuación se reúnen las señales ópticas polarizadas ortogonalmente (QPS1, QPS2) para formar una señal multiplexada por polarización (PMS) y a continuación se transmiten, caracterizado porque por el lado receptor la señal multiplexada por polarización (PMS) se reparte en dos partes de señal polarizadas ortogonalmente (PS1, PS2), porque cada parte de señal polarizada (PS1; PS2) se transforma linealmente en una señal compleja (I 1 + jQ 1; I 2 + jQ2), las señales complejas (I1 + jQ1; I2 + jQ2) se llevan a un filtro multidimensional (16), cuyos coeficientes (Cii) se controlan tal que en las salidas del filtro, independientemente de la polarización de la señal multiplexada por polarización recibida (PMS), se emiten señales reconstruidas (I11 + jQ11; I12 + jQ12), que se corresponden con las señales ópticas (QPS1, QPS2) y que las señales reconstruidas (I11 + jQ11; I21 + jQ21) se desmodulan y se transforman en señales binarias del lado receptor (AE, BE; CE, DE).

Description

Procedimiento para transmitir señales ópticas multiplexadas por polarización.

La invención se refiere a un procedimiento para transmitir señales ópticas multiplexadas por polarización según el preámbulo de la reivindicación 1.

En sistemas ópticos de multiplexado en longitudes de onda son usuales hoy día velocidades de bits de 10 Gbit/s por cada canal. También se han desarrollado ya y realizado como prototipo sistemas de 40 GBit/s. Desde luego estos últimos son técnicamente muy costosos. Al respecto presentan problemas especiales las distorsiones de las señales transmitidas, como la dispersión de modos de polarización (PMD) y la dispersión cromática. Para su compensación se utilizan un regulador de polarización y equipos ópticos de compensación.

Por la técnica de transmisión de mensajes se conocen numerosos procedimientos de modulación y codificación y se han investigado numerosas posibilidades para encontrar procedimientos adecuados que conduzcan a una clara mejora de las características de transmisión en sistemas ópticos.

En "telcom report" 1/88, págs. 22 a 25, se describe un sistema de radioenlaces que mediante antenas adecuadas transmite señales polarizadas ortogonalmente. Los equipos técnicamente imperfectos, como antenas mal orientadas y reflexiones, dan lugar a perturbaciones de polarización cruzada, en las que una señal se solapa perturbando a la otra señal que realmente es ortogonal. En el lado receptor se separan las señales polarizadas mediante antenas separadas. Para eliminar las perturbaciones de polarización cruzada, se prevén correctores adaptivos en la gama de tiempos. La idea básica de una compensación de despolarización consiste entonces en obtener señales de compensación y añadirlas a la correspondiente señal principal. Un decalaje de frecuencias no debe presentarse entonces y los desplazamientos en el tiempo entre las señales deben compensarse. La modificación de la polarización que se presenta en radioenlaces es no obstante reducida en comparación con una transmisión óptica a través de fibras. Aquí puede presentarse cualquier polarización.

En el documento de publicación DE 101 56 244 A1, cuya presentación tuvo lugar el 15 de noviembre de 2001 y cuya publicación previa se hizo el 5 de junio de 2003, se describen una configuración y un procedimiento para la transmisión de señales multiplexadas por polarización. Por el lado emisor se aplica una modulación de fases diferencial entre las señales de transmisión polarizadas ortogonalmente. La misma sirve para regular un transformador de polarización común o bien para cada canal de transmisión de transformadores de polarización separados mediante evaluación de las interferencias. De esta manera debe maximizarse la velocidad de regulación con un coste mínimo. El transformador de polarización puede estar configurado para la compensación de la dispersión de modos de polarización. Para ello se reproduce, con ayuda de un cristal birrefringente y utilizando numerosas tensiones de control, el tramo de transmisión de manera "inversa", con lo que se compensa la dispersión de modos de impulsos. Las medidas tomadas por el lado emisor no son deseables a menudo por razones de transparencia y una regulación PMD que sea tanto rápida como fiable en la gama óptica es, como lo era antes, costosa.

Es tarea de la invención lograr, en un sistema óptico de transmisión de datos, un aumento de la capacidad de transmisión sin que sean necesarias exigencias mayores en cuanto a anchura de banda para los componentes ópticos y eléctricos del sistema, así como una reducción adicional del coste.

Esta tarea se resuelve mediante un procedimiento para la transmisión óptica de datos según la reivindicación 1.

Ventajosos perfeccionamientos se indican en las reivindicaciones subordinadas.

En particular, la combinación de una modulación multifase de cuatro etapas y de una transmisión con multiplexado por polarización, posibilita, a igualdad de anchura de banda y para una relación señal/ruido insignificantemente aumentada, una multiplicación de la velocidad de datos. Se transmiten dos señales multifase polarizadas ortogonalmente entre sí, con lo que queda asegurada una influencia mínima. Mediante la transmisión síncrona de las señales ortogonales multifase, se sigue minimizando la influencia mutua. La sensibilidad frente a PMD y la dispersión cromática, permanecen iguales, o aumentan sólo ligeramente respecto a los sistemas conocidos con una velocidad de datos inferior.

Para la compensación de efectos perjudiciales, rigen al respecto prácticamente las exigencias de un sistema tradicional con la cuarta parte de la velocidad de datos.

Resulta especialmente ventajosa la utilización de una modulación en fase diferencial de cuatro etapas. En la misma es necesaria una costosa desmodulación coherente.

Evidentemente puede utilizarse el sistema también para transmitir en paralelo varias señales de datos con inferior velocidad de datos. A igualdad de velocidad de datos, es ventajosa una transmisión síncrona, ya que las señales polarizadas son las que menos se influyen mutuamente.

Una ventaja esencial de la invención viene dada por un perfeccionamiento especial del procedimiento en el lado receptor o bien del receptor. Aquí ya no se necesita ningún regulador de polarización. Un componente esencial del receptor es ahora un filtro multidimensional, que hace superfluo el regulador de polarización y que adicionalmente posibilita una compensación de las distorsiones de la señal.

En un filtro eléctrico multidimensional debe realizarse la conversión de las componentes de señal polarizadas ortogonalmente en señales eléctricas complejas de forma lineal. Así puede realizarse igualmente una eliminación de distorsiones de PMD y dispersión cromática en el plano eléctrico.

Cuando se utiliza una modulación diferencial multifase no es necesaria ninguna desmodulación coherente. Un perfeccionamiento ventajoso de los desmoduladores posibilita una emisión en paralelo de bits de datos.

En función de la técnica de circuitos disponible, pueden realizarse partes esenciales del receptor, inclusive el filtro multidimensional y los desmoduladores, de forma digital.

El control para la fijación de los coeficientes de filtrado, se realiza ya ahora digitalmente.

En base a las figuras se describirán más en detalle ejemplos de ejecución de la invención. Se muestra en:

figura 1 la parte emisora de un sistema de transmisión para realizar la invención,

figura 2 una parte receptora correspondiente a la invención,

figura 3 un diagrama para explicar el funcionamiento de la parte receptora,

figura 4 un esquema básico de circuitos de un convertidor optoeléctrico,

figura 5 un esquema básico de circuitos de un filtro complejo para describir el funcionamiento,

figura 6 un esquema básico de circuitos de un filtro tetradimensional,

figura 7 un esquema básico de circuitos de un desmodulador,

figura 8 un diagrama para describir el funcionamiento,

figura 9 un esquema básico de circuitos de un desmodulador que procesa componentes de señal,

figura 10 una primera configuración para determinar los coeficientes de filtrado,

figura 11 una segunda configuración para determinar los coeficientes de filtrado y

figura 12 una parte receptora digitalizada en gran medida.

La figura 1 muestra un ejemplo de ejecución de la parte emisora de un sistema de transmisión para realizar el procedimiento correspondiente a la invención.

Una señal de datos DS se transforma en un convertidor serie-paralelo 1 en cuatro señales binarias en paralelo A, B, C y D. Igualmente pueden transmitirse cuatro flujos de datos síncronos. Cada par de flujos de datos, A, B y C, D se lleva a un predecodificador DQPSK 2 y 3 (Diferencial-Quadratur-Phase-Shift-Keying, modulación por desplazamiento de fase diferencial en cuadratura). Este tiene en cuenta el par de bits precedente y el actual y convierte las diferencias entre los pares de bits en cuatro modificaciones de fase posibles de 0, 90, 180 y 270º. Los moduladores 4 y 5 muestran simplemente posibles ejemplos de ejecución. En cada modulador se activa su ramal superior, que genera una posición en fase de 0 ó 180º y se activa el ramal inferior, con el que se ajusta una posición en fase de 90 ó 270º, para generar una señal multifase (señal QDPSK) E. El resultado son posiciones de fase de 45º, 135º, 225º y 315º. Correspondientemente se procede con los flujos de datos C y D, que se transforman en el modulador inferior 5 en la señal F QDPSK. Dos reguladores de polarización 7 y 8 se ocupan de que una señal de salida QPS1 de un modulador 4 esté polarizada (al menos aproximadamente) ortogonalmente respecto a la señal de salida QPS2 del otro modulador 5. Las señales multifase QPS1 y QPS2 así polarizadas, se reúnen en un combinador de haz de polarización 9 para formar una señal multiplexada en polarización PMS, que se emite a través de una fibra de transmisión 10.

En la figura 2 se representa el esquema básico de circuitos de una parte receptora para realizar el procedimiento correspondiente a la invención.

Primeramente describiremos brevemente el funcionamiento básico de toda la parte receptora. A continuación, se describirán más en detalle, siempre que sea necesario, los distintos elementos.

La señal multiplexada en polarización recibida PMS se lleva a un divisor de polarización 11, que la fracciona en dos partes de señal polarizadas PS1 y PS2. La primera parte de señal polarizada PS1 se lleva a un primer convertidor optoeléctrico 14; la segunda parte de señal polarizada PS2 se lleva a un segundo convertidor optoeléctrico 15 de la misma estructura.

Las partes de señal polarizadas PS1 y PS2 se convierten entonces en componentes ortogonales I_{1}, Q_{1} e I_{2}, Q_{2} respectivamente y se llevan a un filtro multidimensional 16. Este combina las partes de los componentes polarizados de nuevo para formar señales reconstruidas I_{11} + jQ_{11} e I_{21} + jQ_{21}, respectivamente, que corresponden a las señales ópticas QPS1; QPS2. Las señales reconstruidas I_{11} + jQ_{11} e I_{21} + jQ_{21}, respectivamente, se desmodulan, utilizando sus componentes de señal ortogonales I_{11} y jQ_{11} e I_{21} y jQ_{21} respectivamente, en los desmoduladores 17 y 18 y en las etapas de decisión 19 - 22 se reconvierten en señales binarias del lado receptor A_{E}, B_{E}, C_{E} y D_{E}. Un sistema de control 23 controla el filtro 16 y la generación de las señales de impulsos de reloj necesarias en el lado receptor.

En el fraccionamiento de las señales de polarización multiplexadas PMS, no está previsto según la figura 2 ningún regulador de polarización. Pero debido a ello la polarización a la entrada del divisor de polarización 11 puede ser cualquiera y la primera parte de señal polarizada PS1 coincidirá sólo en un caso muy particular con la primera señal multifase QPS1, en la que también la segunda parte de señal polarizada PS2 coincide con la segunda señal multifase QPS2. La mayoría de las veces contendrán las partes de señal PS1 y PS2 partes de ambas señales multifase QPS1 y QPS2, que a continuación se llevan tanto al convertidor optoeléctrico superior 14 como también al convertidor optoeléctrico inferior 15.

Básicamente pueden procesarse en el lado receptor señales ópticas o eléctricas. Igualmente es posible tras los convertidores también una digitalización y procesamiento digital.

El diagrama de la figura 3 muestra en su parte izquierda señales en la entrada y en las salidas del divisor de polarización 11. Los niveles de polarización se denominan s = vertical y w = horizontal. A la entrada del divisor de polarización se encuentra, para cualquier polarización, la señal de polarización multiplexada PMS con sus dos señales multifase polarizadas ortogonalmente QPS1 y QPS2. Cada señal QPS1 Y QPS2 se fracciona mediante el divisor de polarización 11 en cada caso en una primera componente de señal "vertical" PS1_{1} y una segunda componente de señal "horizontal" QS1_{1} 1 o bien PS1_{2} y QS1_{2}. Las componentes verticales forman la parte de señal polarizada PS1 y las horizontales la parte de señal polarizada PS2. Cada parte de señal contiene por lo tanto componentes de ambas señales multifase QPS1 y QPS2. La parte de señal polarizada "verticalmente" PS1 llega a la entrada del convertidor optoeléctrico superior 14 y la parte de señal polarizada "horizontalmente" PS2 llega a la entrada del convertidor optoeléctrico inferior 15 (figura 2).

La función básica de este convertidor optoeléctrico (o/e) consiste en convertir las partes de señal polarizadas linealmente en una señal eléctrica compleja. Los convertidores realizados emiten en cada caso dos componentes ortogonales I_{1} y Q_{1} e I_{2} y Q_{2}, respectivamente (Q - parte imaginaria en la representación compleja). Los componentes ortogonales pueden procesarse a continuación más sencillamente. La señal de salida "compleja" I_{1} + jQ_{1} del convertidor optoeléctrico 14 se representa en la parte derecha de la figura 3 (r = eje real, j = eje imaginario).

Simultáneamente con la conversión en una señal eléctrica, se realiza de manera conveniente una transformación a la banda de base de la señal que modula la portadora. Dicho de otra forma: la señal óptica se transforma desde la gama óptica linealmente al plano complejo de la banda de base; el procesamiento eléctrico de la señal que tiene lugar a continuación es entonces equivalente a un procesamiento de la señal óptica. Para la conversión se utiliza una señal L\lambda_{E} de un generador de frecuencia portadora (láser) del lado receptor.

En la figura 4 se representa un ejemplo de un convertidor optoeléctrico 14, 15. A cada convertidor se lleva, para la conversión optoeléctrica, además de la parte de señal polarizada PS1 o bien PS2, en cada caso adicionalmente una señal de frecuencia portadora del lado receptor con la misma polarización L\lambda_{ES} y L\lambda_{EW}, respectivamente, que en este ejemplo de ejecución presenta, al menos aproximadamente, la frecuencia de la señal portadora L\lambda_{0}. Cada convertidor contiene fraccionadores (splitter) 35, 36 para fraccionar las señales de entrada, una etapa de decalador de fase 26, dos sumadores 27, 28, fotodiodos 29, 30 y filtros pasobajo 31, 32.

Si se considera el convertidor superior 14, entonces se lleva como señal de entrada la parte de señal polarizada PS1 a través del fraccionador a ambos sumadores 27 y 28. La señal de láser L\lambda_{ES} se fracciona igualmente en dos señales parciales, de las cuales una parte se suma directamente a la señal PS1 en el primer sumador 27. En el segundo sumador 28 se añade por el contrario una señal decalada en fase en 90º L\lambda_{ES90}. Las señales suma se convierten en cada caso mediante los fotodiodos en señales eléctricas, lo cual corresponde a una elevación al cuadrado según la fórmula (1)

1

Las señales S1 y L\lambda_{0ES} o bien L\lambda_{ES90}, se indican en su forma general en las ecuaciones

2

respectivamente.

El primer y el último término de la suma, una vez realizada la multiplicación según la fórmula 1, contienen oscilaciones de alta frecuencia, que son eliminadas mediante el filtro pasobajo. El término central contiene una componente de señal que ha sido transformada a una posición de frecuencia más baja. Esta componente de señal se extrae por filtrado como componente eléctrica I_{1}. Correspondientemente se obtiene con la señal L\lambda_{ES90} decalada en fase en 90º el componente eléctrico inferior Q_{1}.

En un ejemplo de ejecución preferente, presenta la señal de frecuencia portadora del lado receptor L\lambda_{E} la frecuencia de la portadora, con lo que se realiza la transformación a la banda de base. Cuando solamente se regula la frecuencia del oscilador de frecuencia portadora 12 controlado pero no su fase, se modifica, cuando el error de regulación es finito, la fase entre la portadora de la señal de entrada, de la parte de señal PS1 y L\lambda_{ES} del convertidor optoeléctrico. De esta manera se modifica en la señal de salida compleja I_{1} + jQ_{1} igualmente la fase y experimenta una rotación lenta. Correspondientemente se modifican también las amplitudes de los componentes I_{1}, Q_{1}. Como consecuencia, rotan entonces también las señales de salida complejas I_{11} + jQ_{11} e I_{21} + jQ_{21} del filtro alrededor del punto de origen (cero) del plano complejo.

En la desmodulación coherente, desde luego más costosa, que presupone sincronismo en fase entre la señal de frecuencia portadora y una señal de frecuencia portadora generada por el lado receptor, presentan las señales de salida I_{1}, Q_{1} e I_{2}, Q_{2} una orientación que depende sólo de la polarización. Puesto que la misma se ve ampliamente compensada por el filtro, permanecen ampliamente constantes los ángulos de las señales reconstruidas I_{11} + jQ_{11} e I_{21} + jQ_{21} en las salidas del filtro.

La figura 5 muestra una representación compleja simplificada del filtro 16. Este filtro permite multiplicar cada señal de entrada por un coeficiente de filtrado y retransmitirlo a cada salida, sumándose las componentes de señal así generadas. Puesto que la señal multiplexada en polarización PMS puede tener una polarización cualquiera, contienen también las señales parciales polarizadas PS1 y PS2 tanto partes de la primera señal multifase QPS1 como también de la segunda señal multifase QPS2. El filtro 16 controlable asume la tarea de un regulador de polarización, para reconstruir a partir de las correspondientes componentes eléctricas de la señal I_{1}, Q_{1} e I_{2}, Q_{2} las señales multifase QPS1 y QPS2 en el plano eléctrico.

A ambas entradas del filtro llegan ahora dos señales complejas I_{1} + jQ_{1} e I_{2} + jQ_{2}, formadas a partir de las componentes eléctricas de señal I_{1}, Q_{1} e I_{2}, Q_{2}. Mediante una matriz de coeficientes C_{11}, C_{12}, C_{21}, C_{22} y dos sumadores 33, 34, se reconstruyen de forma eléctrica la señal de salida I_{11} + jQ_{11}, que corresponde a la primera señal de fase en cuadratura QPS1 y la señal de salida I_{21} + jQ_{21}, que corresponde a la segunda señal multifase en cuadratura QPS2. Las señales reconstruidas I_{11} + jQ_{11} e I_{21} + jQ_{21} rotan en función de las señales de entrada del filtro.

En la figura 6 se representa un esquema básico de circuitos de un filtro transversal 16 para procesar componentes eléctricos ortogonales, con el que han de reconstruirse las señales multifase QPS1 y QPS2 en el plano eléctrico. Los componentes eléctricos I_{1}, Q_{1} e I_{2}, Q_{2}, respectivamente, se llevan al filtro multidimensional 16. Puesto que en cada caso han de procesarse y emitirse cuatro componentes de señal, éste es un filtro tetradimensional, que dispone de cuatro entradas y cuatro salidas.

La estructura del filtro posibilita multiplicar todas las señales de entrada por cualesquiera coeficientes de filtrado e interconectarlas aditivamente en cada una de las cuatro salidas. Mediante el "fractional spacing" (espaciamiento fraccional) utilizado, pueden procesarse también señales multifase asíncronas.

Los componentes de señal I_{11}, Q_{11} o bien I_{21}, Q_{21}, ortogonales reconstruidos emitidos a la salida del filtro 16, corresponden en cada caso - aparte de la conversión optoeléctrica y de una rotación - a las señales de fase en cuadratura QPS1 y QPS2.

Mediante la conversión lineal de las señales ópticas, resulta una ventaja adicional para la invención. Al igual que en la gama óptica, puede realizarse una eliminación de distorsiones óptima. La dispersión cromática y la dispersión de modos de polarización pueden experimentar una amplia eliminación de distorsiones en un filtro 16 constituido correspondientemente o en un filtro postconectado al mismo. Para la eliminación de las distorsiones, pueden utilizarse los procedimientos de medida y regulación conocidos, en los que aquí no se entrará en detalle.

La señal reconstruida I_{11} + jQ_{11} o bien sus componentes de señal ortogonales I_{11}, Q_{11}, se llevan al primer desmodulador 17, mientras que los componentes de señal reconstruidos I_{21}, Q_{21}, se llevan al segundo desmodulador 18.

La figura 7 muestra un esquema básico de circuitos simplificado de un desmodulador complejo. Este contiene una etapa temporizadora de retardo 37 y un circuito de cálculo 38 dispuesto en serie con el mismo, para la formación del valor complejo conjugado, así como un multiplicador 45. La desmodulación se basa en el principio de la multiplicación vectorial de dos símbolos sucesivos.

El desmodulador multiplica en cada caso el valor actual de la señal S_{1}e^{j\phi 1} (= I_{11} + jQ_{11}) por el valor de señal conjugado complejo precedente, S0e^{-j\phi 0}, con lo que se obtiene como resultado el producto (S_{1} x S_{0})e^{j(\phi 1 - \phi 0)} de las amplitudes y la diferencia de los valores de fase. Los valores de fase pueden oscilar entre 0 y 270º, pero en el caso ideal asumen los valores 0º, 90º, 180º, 270º. Para poder realizar mejor un fraccionamiento en componentes ortogonales, se gira el resultado en 45º mediante multiplicación por (1+j). Los componentes individuales llevan asociados respectivos bits, que vienen fijados en cada caso por un decisor de valor de umbral separado 19 - 22.

El diagrama de la figura 8 muestra las posiciones de la señal desmodulada para diferentes combinaciones de bits A, B. Una combinación de bits actual "11" se representa con líneas continuas y las otras combinaciones de bits 10, 01, 00, se representan con líneas discontinuas. Se observa que los umbrales de las etapas de decisión 19 - 22 coinciden con el sistema de coordenadas.

Cada uno de estos desmoduladores aporta por lo tanto, independientemente de la posición de las señales de entrada, resultados independientes, pudiendo despreciarse la lenta rotación de las señales de entrada. Cada desmodulador aporta ya componentes I_{12}, Q_{12} o bien I_{22} y Q_{22} de las señales desmoduladas I_{12} + jQ_{12} o bien I_{22} + jQ_{22}. En cada caso dos componentes de señal ortogonales corresponden a una combinación de bits.

La figura 9 muestra un esquema básico de circuitos del desmodulador 17 para procesar componentes ortogonales I_{11} o bien Q_{11}, que se llevan a sus entradas. Las operaciones matemáticas necesarias se realizan para la componente de señal real y para la imaginaria de los componentes ortogonales actuales y de los precedentes en función de la representación. Dos etapas temporizadoras de retardo 46 y 47 memorizan los componentes de señal precedentes. Tras la multiplicación de los componentes en los multiplicadores M se forman los valores suma de los sumadores AD1 y AD2 y los valores diferencia de los sustractores SUB1 y SUB2, para obtener los componentes I_{12} y Q_{12} de la señal desmodulada.

Además, puede obtenerse también una información para la generación de los impulsos de reloj.

Las etapas decisoras 19 - 22 posibilitan según la figura 2 directamente una conversión de los componentes de señal desmodulados I_{12}, Q_{12}, I_{22,} Q_{22} en señales binarias del lado receptor A_{E}, B_{E}, C_{E} y D_{E}, que corresponden a la señales binarias del lado emisor A, B, C, D.

Para averiguar y ajustar los coeficientes de filtrado, se prevé el control 23 (COR - correlación; COM -compensa-
ción). Este presenta además un regulador de frecuencia portadora 24, que controla el oscilador de frecuencia portadora del lado receptor 12. Además, contiene un regenerador de los impulsos de reloj del decisor 25.

Para averiguar los coeficientes, pueden utilizarse diversos procedimientos conocidos. El fundamento para el algoritmo de adaptación pueden ser los componentes de señal ortogonales I_{11}, Q_{11}, I_{21}, Q_{21} o/y los componentes de señal desmodulados I_{12}, Q_{12}; I_{22}, Q_{22}. Al respecto se parte de los valores esperados conocidos, para determinar las desviaciones respecto a estos valores esperados, los errores. Estos errores se minimizan modificando los coeficientes de filtrado.

En la figura 10 se representa una configuración para obtener los coeficientes de filtrado basándose en el mínimo error cuadrático medio (minimum mean - square error) (MMSE). Esta configuración que funciona digitalmente convierte primeramente mediante convertidores analógico-digitales ADW los componentes de señal analógicos I_{1}, Q_{1}, I_{2}, Q_{2}, I_{11}, Q_{11}, I_{21,} Q_{21} en señales digitales. Por supuesto, para simplificar se representa sólo la parte del filtro entre la entrada del filtro, a la que llegan los componentes ortogonales I_{1}, y su salida, en la que se emiten los componentes de señal reconstruidos I_{11}.

Los componentes ortogonales I_{1} se retardan mediante etapas temporizadoras de retardo D varias veces en función de las etapas temporizadoras de retardo del filtro multidimensional 16. Cada salida de las etapas temporizadoras de retardo D está unida en cada caso con un multiplicador M. A las segundas entradas del multiplicador se lleva una señal de error e_{I11}.

Esta señal de error y la del correspondiente componente ortogonal pueden calcularse a partir de señales de error e_{I12} y e_{Q12} de los componentes de señal desmodulados. Mediante comparación entre los valores de consigna y reales de los componentes de señal desmodulados I_{12}, Q_{12} (o bien I_{22}, Q_{22}) se calculan básicamente en circuitos de evaluación B los errores e_{I12} y 12 y je_{Q12}. No obstante, para la regulación de los coeficientes son necesarios los errores de los componentes de señal ortogonales I_{11}, Q_{11} o bien I_{21}, Q_{21}. Esto se obtiene anulando la multiplicación realizada en el modulador por el valor de señal complejo conjugado precedente C en un circuito de cálculo CU, es decir, que se multiplica de nuevo por el valor de señal precedente. Así resulta la siguiente ecuación para los errores de los componentes de señal I_{11}, Q_{11} o bien I_{21}, Q_{21}:

3

de ello se obtiene para los errores de los componentes de señal ortogonales:

4

Dividido en parte real (I) y parte imaginaria (Q), resultan con ello las siguientes ecuaciones para el desrotador

5

En estas consideraciones no es necesario tener en cuenta el giro en 45º. Los errores se multiplican en los multiplicadores M por los valores de señal retardados y se integran en acumuladores, antes de que los mismos determinen los coeficientes C_{ii}, dado el caso tras una conversión digital-analógica (en convertidores digital-analógicos).

En la figura 11 se representa una variante para obtener los coeficientes de filtrado que se denomina algoritmo ciego MMSE. La configuración se diferencia de la representación de la figura 10 solamente por la obtención de las señales de error. Se representa para simplificar de nuevo sólo la parte del filtro entre la entrada del filtro, a la que llegan los componentes ortogonales I_{1}, y la salida, en la que se emiten los componentes de señal reconstruidos I_{11}.

Mediante pseudo-decisores 39, 40, que utilizan directamente los valores de señal reconstruidos I_{11}, Q_{11}; I_{21}, Q_{21}, se obtienen las señales de error e_{I11} y e_{Q11}, etc. para la optimización de los coeficientes de filtrado.

En cada algoritmo de adaptación hay que tener en cuenta las condiciones de arranque adecuadas. Éstas pueden obtenerse mediante determinadas combinaciones de bits o codificaciones de señal que se envían al comienzo de la entrada en servicio o durante la transmisión.

La figura 12 muestra una variante con una parte receptora que funciona ampliamente de forma digital. Inmediatamente tras los convertidores optoeléctricos 14 y 15, tiene lugar una conversión analógico-digital mediante los convertidores analógico-digitales 41-44. La continuación del procesamiento de la señal se realiza digitalmente con ayuda de una señal de impulsos de reloj CL. El filtro 16 y los desmoduladores están sustituidos por circuitos que funcionan digitalmente D16, D17, D18. Esta realización es no obstante antieconómica todavía debido a las elevadas velocidades de datos.

El filtro controlable 16 puede realizarse también como filtro óptico. Sería ideal entonces que los convertidores igualmente estuviesen realizados de manera puramente óptica y emitiesen una señal óptica modulada en amplitud.

El control puede averiguar la calidad de la señal, además de sus funciones antes descritas. Para ello se conocen numerosos métodos que por ejemplo se basan en distintos umbrales de decisión para confeccionar histogramas de amplitudes. Igualmente puede aportar resultados relevantes un equipo de corrección de errores. Las causas de una mala calidad de la señal son a menudo distorsiones de la señal debidas a las fibras de transmisión, como dispersión cromática y dispersión de modos de polarización. Puesto que la conversión optoeléctrica de señales se ha realizado linealmente, puede realizarse igualmente una eliminación de distorsiones eléctrica equivalente. También la misma se realiza mediante el control de los coeficientes del filtro 16.

Complementariamente indicaremos aquí que una parte receptora correspondientemente modificada puede utilizarse igualmente en otros tipos de modulación.

Claims (15)

1. Procedimiento para la transmisión de señales ópticas multiplexadas por polarización, en el que al menos una primera señal binaria (A, B) se transforma en una primera señal óptica (QPS1) y al menos una segunda señal binaria (D, C) en una segunda señal óptica polarizada ortogonalmente al respecto (QPS2), a continuación se reúnen las señales ópticas polarizadas ortogonalmente (QPS1, QPS2) para formar una señal multiplexada por polarización (PMS) y a continuación se transmiten,

caracterizado porque por el lado receptor la señal multiplexada por polarización (PMS) se reparte en dos partes de señal polarizadas ortogonalmente (PS1, PS2),

porque cada parte de señal polarizada (PS1; PS2) se transforma linealmente en una señal compleja (I_{1} + jQ_{1}; I_{2} + jQ_{2}),

las señales complejas (I_{1} + jQ_{1}; I_{2} + jQ_{2}) se llevan a un filtro multidimensional (16), cuyos coeficientes (C_{ii}) se controlan tal que

en las salidas del filtro, independientemente de la polarización de la señal multiplexada por polarización recibida (PMS), se emiten señales reconstruidas (I_{11} + jQ_{11}; I1_{2} + jQ_{12}), que se corresponden con las señales ópticas (QPS1, QPS2) y

que las señales reconstruidas (I_{11} + jQ_{11}; I_{21} + jQ_{21}) se desmodulan y se transforman en señales binarias del lado receptor (A_{E}, B_{E}; C_{E}, D_{E}).

2. Procedimiento según la reivindicación 1,

caracterizado porque cada parte de señal polarizada (PS1; PS2) se convierte linealmente en una señal eléctrica compleja (I_{1} + jQ_{1}; I_{2} + jQ_{2}) que presenta dos componentes ortogonales (I_{1}, Q_{1}; I_{2}, Q_{2}),

porque sus componentes ortogonales (I_{1}, Q_{1}; I_{2}, Q_{2}) se llevan al filtro multidimensional controlable (16), que a partir de estos componentes ortogonales (I_{1}, Q_{1}; I_{2}, Q_{2}) obtiene las señales reconstruidas (I_{11} + jQ_{11}; I_{12} + jQ_{12}) en forma de componentes de señal reconstruidas (I_{11}, Q_{11}; I_{21}, Q_{21}).

3. Procedimiento según la reivindicación 2,

caracterizado porque las partes de señal polarizadas (PS1, PS2) se convierten en las señales complejas (I_{1} + jQ_{1}; I_{2} + jQ_{2}) o bien en los componentes ortogonales (I_{1}, Q_{1}; I_{2}, Q_{2}) de la banda de base.

4. Procedimiento según la reivindicación 1 ó 2,

caracterizado porque las señales binarias (A, B; C, D) se convierten en señales ópticas multifase (QPS1; QPS2).

5. Procedimiento según la reivindicación 1 ó 2,

caracterizado porque en cada caso dos señales binarias (A, B; C, D) se convierten mediante modulación de fase diferencial de cuatro etapas en señales multifase (QPS1; QPS2).

6. Procedimiento según la reivindicación 4 ó 5,

caracterizado porque en la modulación de cuatro fases o en la modulación de fases diferencial de cuatro etapas, mediante desmodulación de las señales reconstruidas (I_{12} + jQ_{12}; I_{22} + jQ_{22}) o sus componentes de señal (I_{11}, Q_{11}; I_{12}, Q_{12}), se generan componentes de señal desmoduladas (I_{12}, Q_{12}; I_{22}, Q_{22}) y

porque las componentes de señal (I_{12}, Q_{12}; I_{22}, Q_{22}) de las señales desmoduladas (I_{12} + jQ_{12}; I_{22} + jQ_{22}) se evalúan separadamente mediante decisiones de valor de umbral y se transforman en señales binarias del lado receptor (A_{E}, B_{E}, C_{E} y D_{E}).

7. Procedimiento según la reivindicación 5,

caracterizado porque para una modulación diferencial en fase de cuatro etapas, se realiza una desmodulación mediante multiplicación vectorial de valores de señal sucesivos reconstruidos (I_{11} + jQ_{11}; I_{21} + jQ_{21}) o bien de sus componentes de señal (I_{11}, Q_{11}; I_{12}, Q_{12}), porque los valores de señal desmodulados (I_{12} + jQ_{12}; I_{22} + jQ_{22}) se giran en 45º o en el múltiplo de 45º y porque las correspondientes componentes de señal (I_{12}, Q_{12}; I_{22}, Q_{22}) se convierten mediante decisiones de valor de umbral en señales binarias del lado receptor (A_{E}, B_{E}, C_{E}, D_{E}).

\newpage

8. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes,

caracterizado porque una señal de datos (DS) de mayor velocidad de datos se convierte mediante conversión serie-paralelo en varias señales binarias (A, B, C, D).

9. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes,

caracterizado porque las señales ópticas (QPS1, QPS2) se transmiten en sincronismo de fase.

10. Procedimiento según la reivindicación 5,

caracterizado porque los coeficientes de filtrado (C_{ii}) del filtro multidimensional (16) se obtienen a partir de los errores (e_{I11} y e_{Q11},...) de las señales desmoduladas (I_{11} + jQ_{11},...).

11. Procedimiento según la reivindicación 5,

caracterizado porque los coeficientes de filtrado del filtro multidimensional (16) se obtienen a partir de los errores (e_{I12} y e_{Q12},...) de las señales decodificadas (I_{12} + jQ_{12},...).

12. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes,

caracterizado porque se mide la calidad de las señales y se compensan las distorsiones de señal de las señales complejas y/o de las señales reconstruidas (I_{1} + jQ_{1}; I_{2} + jQ_{2}; I_{11} + jQ_{11}; I_{21} + jQ_{21}).

13. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes,

caracterizado porque las distorsiones de señal se compensan mediante el control de los coeficientes de filtrado (C_{ii}) del filtro (16).

14. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes,

caracterizado porque las componentes ortogonales (I_{1}, Q_{1}; I_{2}, Q_{2}) se procesan digitalizadas en un filtro digital controlable (D16) para obtener la señales reconstruidas (I_{11} + jQ_{11}; I_{21} + jQ_{21}).

15. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes,

caracterizado porque las componentes ortogonales (I_{1}, Q_{1}; I_{2}, Q_{2}) se procesan como señales ópticas en un filtro óptico controlable (O16) para obtener señales ópticas reconstruidas (I_{11} + jQ_{11}; I_{21} + jQ_{21}).