CN1682472A - 用于传输光偏振复用信号的方法 - Google Patents

Abstract

在发送侧，二进制信号(A，B，C，D)被转换成两个光信号(QPS1、QPS2)，这两个光信号(QPS1、QPS2)被综合成一个偏振复用信号(PMS)，然后进行传输。在接收侧，实现两个偏振信号部分(PS1，PS2)的划分，这两个偏振信号部分(PS1、PS2)被线性地转换成正交电分量(I₁，Q₁；I₂，Q₂)，并且被输送给一个多维滤波器(16)。这个多维滤波器(16)代替偏振调节器并且重建对应于发送侧的信号(QPS1、QPS2)的信号值(I₁₁+jQ₁₁；I₁₂+jQ₁₂)。它还附加用来补偿信号失真。

Description

用于传输光偏振复用信号的方法

本发明涉及一种按照权利要求1的前序部分所述的、用于传输光偏振复用信号的方法。

在光波长复用系统中，现今通常每个信道比特率为10GBit/s。正在研制的并作为样品也已经实现的有40GBit/s系统。然而，这些系统在技术上很昂贵。同时，特别是所传输信号的失真、如偏振模色散(PMD)和多色色散带来了许多问题。为对其进行补偿，使用一个偏振调节器和光补偿设备。

从消息传输可知有许多调制方法和编码方法，并且研究了许多可能性，以寻找合适的方法，这些方法导致明显地改善在光学系统中传输特性。

在“telcom report”(1/88，第22-25页)中阐述了一种定向无线电中继通信系统，该定向无线电中继通信系统借助合适的天线传输正交极化信号。由于不完善的技术设备、例如定向差的天线和反射，都会导致交叉极化干扰，在交叉极化干扰的情况下，一个信号干扰地重叠到另一个原本正交的信号上。在接收侧，极化信号通过独立的天线来分开。为了消除交叉极化干扰，规定使用自适应时域均衡器。现在，去极化补偿的基本思想在于获得一个补偿信号，并且添加到相应的主信号上。不允许出现频率偏移，并且必须均衡信号间的时延。但是，在定向通信中出现的极化变化(与通过光纤进行的光传输相比)却是很小的。在此，任何一种极化都可能出现。

本发明的任务是在光数据传输时实现传输容量的提高，而无需提高对光学和电气系统部件的带宽要求。

这个任务通过按照权利要求1所述的用于光数据传输的方法来解决。

有利的扩展方案在从属权利要求中给出。

特别是，在带宽相同和信噪比没明显增大的情况下，四级多相调制和偏振复用传输的组合使数据率增到四倍成为可能。传输两个彼此正交偏振的多相信号，由此保证影响最小。通过同步传输正交多相信号，相互的影响被进一步最小化。对PMD和多色色散的灵敏度与具有较低数据率的已知系统相比保持相同或仅略微增长。

在此，实际上具有1/4的数据率的常规系统的要求被看作是干扰效应的补偿。

使用四级差分相位调制证明是特别有利的。在这种情况下不需要昂贵的相干解调。

当然，也可使用该系统，以便并行传输具有较低数据率的多个数据信号。在数据率相同时，优选同步传输，因为偏振信号相互影响最小。

本发明的主要优点是通过该方法在接收侧或接收机上的特殊布置给出。在此，不再需要偏振调节器。现在，接收机的主要组成部分是一个多维滤波器，该多维滤波器使偏振调节器成为多余，并且附加地使信号失真的补偿成为可能。

在多维电滤波器中，必须线性地实现将正交偏振信号部分转换成复数电信号。这样，就可同样在电气级中实现PMD和多色色散的校正。

在使用差分多相调制时，不要求进行相干解调。解调的有利扩展方案能够实现并行地输出数据比特。

依赖于所提供的开关电路技术，接收机的主要部分连同多维滤波器和解调器在内都可用数字方式实现。

用于确定滤波器系数的控制器现在已经以数字方式实现。

本发明的实施例将就附图进行详细说明。其中：

图1示出了用于实现本发明的传输系统的发射部分，

图2示出了本发明的接收部分，

图3示出了用于说明该接收部分的功能的示意图，

图4示出了光电转换器的电路原理图，

图5示出了用于说明功能的复数滤波器的电路原理图，

图6示出了四维滤波器的电路原理图，

图7示出了解调器的电路原理图，

图8示出了用于说明功能的示意图，

图9示出了处理信号分量的解调器的电路原理图，

图10示出了用于测定滤波器系数的第一装置，

图11示出了用于测定滤波器系数的第二装置，以及

图12示出了尽可能数字化的接收部分。

图1示出了用于实现本发明方法的传输系统的发射部分的一个实施例。

数据信号DS在一个串并转换器1中被转换成四个并行的二进制信号A、B、C和D。同样，传输四个同步的数据流。分别有两个数据流A、B和C、D被输送给DQPSK预编码器2或3(差分正交相移键控)。这个DQPSK预编码器2或3考虑到以前的和当前的比特对，并且将这些比特对之间的差异转换成四个可能的相位变化0°、90°、180°和270°。调制器4和5只表明可能的实施例。在每个调制器中，都可激活其上面的产生相位0°或180°的分路，并且激活下面的分路，利用其调节相位90°或270°以产生多相信号(QDPSK信号)E。结果得出相位45°、135°、225°和315°。相应地处理数据流C和D，该数据流C和D在下面的调制器5中被转换成QDPSK信号F。两个偏振调节器7和8负责以正交方式使调制器4的输出信号QPS1与另一个调制器5的输出信号QPS2(至少接近)正交地偏振。如此偏振的多相信号QPS1和QPS2，在偏振光组合器9中综合成偏振复用信号PMS，该偏振复用信号PMS通过传输光纤10发射出去。

在图2中示出了用于实现本发明方法的接收部分的电路原理图。

首先，将简要说明整个接收部分的原理功能。然后，详细说明单个元件(只要需要)。

所接收到的偏振复用信号PMS被传送到一个偏振分光器11，该偏振分光器11将该偏振复用信号PMS分成两个正交偏振信号部分PS1和PS2。第一偏振信号部分PS1被输送到第一光电转换器14；第二偏振信号部分PS2被输送到结构相同的第二光电转换器15。

偏振信号部分PS1和PS2分别被转换成正交分量I₁、Q₁或I₂、Q₂并且被输送给一个多维滤波器16。这个多维滤波器16将几部分偏振分量重新组合成重建的信号I₁₁+jQ₁₁或I₂₁+jQ₂₁，这些重建的信号对应于光信号QPS1；QPS2。这些重建的信号I₁₁+jQ₁₁或I₂₁+jQ₂₁在使用其正交信号分量I₁₁和Q₁₁或I₂₁和Q₂₁的情况下在解调器17和18中进行解调，并且在判定器级19-22中被反向转换成接收侧的二进制信号A_B、B_E、C_E和D_E。一个控制器23控制滤波器16和在接收侧所需的时钟信号的产生。

按照图2，在划分所接收的偏振复用信号PMS时，没有设置偏振调节器。但是，在偏振分光器11的输入端上的偏振因此是随意的，并且第一偏振信号部分PS1只在很稀少的特殊情况下才与第一多相信号QPS1一致，其中第二偏振信号部分PS2也与第二多相信号QPS2一致。信号部分PS1和PS2大多包括两个多相信号QPS1和QPS2的分量，这两个多相信号QPS1和QPS2的分量然后都不仅被传送给上面的光电转换器14而且也被传送给下面的光电转换器15。

原则上，在接收侧可处理光或电信号。同样，在转换器后面也可以进行数字化和数字处理。

示意图图3在其左边部分示出了偏振分光器11的输入端上和输出端上的信号。偏振面用S＝垂直和W＝水平表示。在任意地偏振情况下，具有两个正交偏振多相信号QPS1和QPS2的偏振复用信号施加在偏振分光器的输入端上。每个信号QPS1和QPS2都通过偏振分光器11分别被划分成第一“垂直”信号分量PS1₁和第二“水平”信号分量QS1₁或PS1₂和QS1₂。垂直分量构成偏振信号部分PS1，并且水平分量构成偏振信号部分PS2。于是，每个信号部分都包括两个多相信号QPS1和QPS2的分量。“垂直”偏振信号部分PS1₁施加在上面的光电转换器14的输入端上，并且“水平”偏振信号部分PS2施加在下面的光电转换器15的输入端上。(图2)

这个光电(光/电)转换器的原理功能在于，偏振的部分信号以线性方式转换成复数电信号。所实现的转换器分别给出两个正交分量I₁和Q₁或I₂和Q₂(Q-在复数表示时为虚数部分)。正交分量可以用较简单的方式进行进一步处理。光电转换器14的“复数”输出信号I₁+jQ₁在图3的右边部分中示出(r＝实轴，j＝虚轴)。

在转换成电信号的同时，适当地实现到调制载波的信号的基带的转换。换句话说：光信号从光学区域线性地转换到基带复平面内；于是，接着进行的电信号处理与光信号的处理是等效的。为进行转换，使用接收侧的载频产生器(激光器)的信号Lλ_E。

在图4中，示出了光电转换器14、15的一个例子。为进行光电转换，除了偏振信号部分PS1或PS2以外，还分别将相同偏振的接收侧的载频信号Lλ_ES或Lλ_EW输送给每个转换器，在这个实施例中该载频信号Lλ_ES或Lλ_EW至少近似地具有载波信号Lλ₀的频率。每个转换器都包括用于划分输入信号的分离器35、36，一个移相器元件26、2个加法器27、28、光电二极管29、30和低通滤波器31、32。

如果观察上面的转换器14，则偏振信号部分PS1作为输入信号通过分离器输送给两个加法器27和28。激光器信号Lλ_ES同样被分成2个分信号，其中的一部分被直接添加到第一加法器27中的信号PS1上。在第二加法器28中，与此相反添加一个移相90°的信号Lλ_ES90。总信号分别通过光电二极管转换成电信号，这相当于按照公式(1)求平方：

$\left(1\right)---{(S1+L{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ES}})}^2=S_1^2+2S1\×{\mathrm{L\λ}}_{\mathrm{ES}}+{\left(L{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ES}}\right)}^2$

信号S1和Lλ_0ES或Lλ_ES90都可用其一般的形式按下列公式给出：

(2)S1＝A(t)sin(ω₀t+_A(t))和

(3)Lλ_ES＝B(t)sin(ω_Et+_ES(t))或

(4)Lλ_ES90＝B(t)sin(ω_E90t+_ES90(t))

$\left(5\right)---{(S1+L{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ES}90})}^2=S_1^2+2S1\×L{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ES}90}+{\left({\mathrm{L\λ}}_{\mathrm{ES}90}\right)}^2$

按照公式1由相乘得出的总和的第一项和最后一项包括通过低通滤波器除去的高频振荡。中间一项包括一个已被转换到较低的频率位置的信号分量。这个信号分量作为电分量I₁被滤出。相应地利用移相90°的信号Lλ_ES90获取下面的电分量Q₁。

在优选的实施例中，接收侧的载频信号Lλ_E具有载波的频率，因此实现到基带的转换。如果只是受控的载频振荡器12的频率、而不是其相位被调节，则在出现有限的调节误差时输入信号、即信号部分PS1的载波和光电转换器的Lλ_ES之间的相位产生变化。借此，在复数输出信号I₁+jQ₁的情况下，相位同样产生变化，并且经历缓慢的转动。相应地，分量I₁、Q₁的幅度也产生变化。于是，作为结果，滤波器的复数输出信号I₁₁+jQ₁₁和I₂₁+jQ₂₁也围绕复平面的零点转动。

在以载频信号和接收侧产生的载频信号之间的相位同步为前提的固然花费较大的相干解调的情况下，输出信号I₁、Q₁和I₂、Q₂具有只还取决于偏振的方向。由于这个方向通过滤波器尽可能地得到补偿，所以重建的信号I₁₁+jQ₁₁和I₂₁+jQ₂₁的角度在滤波器的输出端上保持尽可能恒定。

图5示出了滤波器16的简化的复数表达。这个滤波器能够使每个输入信号与一个滤波器系数相乘并接通到每个输出端上，其中对如此产生的信号分量进行相加。由于偏振复用信号PMS可具有任意的偏振，所以偏振的分信号PS1和PS2也不仅包括第一多相信号QPS1的分量，而且也包括第二多相信号QPS2的分量。可控滤波器16担负偏振调节器的任务，从相应的电信号分量I₁、Q₁和I₂、Q₂中重建电气级中的多相信号QPS1和QPS2。

现在，两个由电信号分量I₁、Q₁和I₂、Q₂构成的复数信号I₁+jQ₁和I₂+jQ₂施加在两个滤波器输入端上。借助系数矩阵C₁₁、C₁₂、C₂₁、C₂₂和两个加法器33、34，对应于第一正交相位信号QPS1的输出信号I₁₁+jQ₁₁和对应于第二正交多相信号QPS2的输出信号I₂₁+jQ₂₁以电的形式被重建。重建的信号I₁₁+jQ₁₁和I₂₁+jQ₂₁根据滤波器的输入信号转动。

在图6中示出了用于处理正交电分量的横向滤波器16的电路原理图，利用该横向滤波器可重建电气级中的多相信号QPS1和QPS2。电分量I₁、Q₁或I₂、Q₂被输送给多维滤波器16。由于可分别处理和输出四个信号分量，所以这是一个具有四个输入端和四个输出端的四维滤波器。

滤波器的设计能够使全部输入信号与任意的滤波器系数相乘并用相加的方式接通到四个输出端的每一个上。通过所使用的“分数间隔(fractional spacing)”也可处理异步多相信号。

在滤波器16的输出端上给出的、正交的重建的信号分量I₁₁、Q₁₁或I₂₁、Q₂₁分别对应于(除了光电转换和转动之外)正交相位信号QPS1或QPS2。

通过光信号的线性转换得到本发明的另一个优点。如同在光学区域一样可实现最佳均衡。多色色散和偏振模色散在采用相应构造的滤波器16或连接在该滤波器之后的滤波器时可尽可能地被均衡。为进行均衡可采用已知的测量和调节方法，但对这些方法在此不做详述。

重建的信号I₁₁+jQ₁₁或其正交信号分量I₁₁、Q₁₁被输送给第一解调器17，而重建的信号分量I₂₁、Q₂₁被输送给第二解调器18。

图7示出了复数解调器的简化电路原理图。这个复数解调器包括一个延迟元件37和一个与此串联布置的用于构成共轭复数值的计算电路38以及一个乘法器45。解调基于两个连续的符号的向量相乘原理。

解调器分别将当前的信号值S₁e^jφ1(＝I₁₁+jQ₁₁)与过去的复数共轭信号值S0e^-jφ0相乘，由此作为结果获得幅度的乘积(S₁xS₀)e^j(φ1-φ0)和相位值的差。相位值可在0°和270°之间波动，但是在理想的情况下采取值0°、90°、180°、270°。为了能够更好地分解成正交分量，通过与(1+j)相乘使结果旋转45°。然后分别给各个分量分配一个比特，该比特分别通过独立的阈值判定器19-22来确定。

图8中的简图示出了在不同的比特组合A、B的情况下解调信号的位置。当前的比特组合“11”用交错的线表示，其它的比特组合10、01、00用虚线表示。可以看出判定器级19-22的阈值与坐标轴叠合。

于是，这些解调器中的每一个都在不依赖于输入信号的位置的情况下提供独立的结果，其中输入信号的缓慢的转动可忽略不计。每个解调器已经提供解调信号I₁₂+jQ₁₂或I₂₂+jQ₂₂的分量I₁₂、Q₁₂或I₂₂和Q₂₂。分别有两个正交信号分量对应于一个比特组合。

图9示出了用于处理正交分量I₁₁或Q₁₁的解调器17的电路原理图，该正交分量I₁₁或Q₁₁被输送给其输入端。根据表达式对当前和过去的正交分量的实数和虚数信号分量进行所需要的数学运算。两个延迟元件46和47存储以前的信号分量。在这些分量在乘法器M中相乘之后，构成加法器AD1和AD2的总和值和减法器SUB1和SUB2的差值，以便获得解调信号的分量I₁₂和Q₁₂。

此外，也可获得用于时钟再生的信息。

按照图2，判定器级19-22能够使解调后的信号分量I₁₂、Q₁₂、I₂₂、Q₂₂直接转换成接收侧的二进制信号A_E、B_E、C_E和D_E，这些二进制信号A_E、B_E、C_E和D_E对应于发送侧的二进制信号A、B、C、D。

为测定和调节滤波器系数，设有控制器23(COR-相关；COM-补偿)。此外，该控制器23具有一个载频调节器24，该载频调节器2 4控制接收侧的载频振荡器12。此外，还包括一个判定器时钟再生器。

为测定系数可使用本身已知的不同方法。自适应算法的基础可以是正交信号分量I₁₁、Q₁₁、I₂₁、Q₂₁或/和是解调后的信号分量I₁₂、Q₁₂；I₂₂、Q₂₂。同时，从已知的预期值出发，以便确定与这些预期值的偏差、即误差。通过改变滤波器系数使这些误差最小化。

在图10中示出了一个以“最小均方误差”(MMSE)为基础获得滤波系数的装置。这个以数字方式工作的装置首先借助模数转换器ADM将模拟信号分量I₁、Q₁、I₂、Q₂、I₁₁、Q₁₁、I₂₁、Q₂₁转换成数字信号。当然，为简化起见只示出了在滤波器的输入端和输出端之间的滤波器部分，其中正交分量I₁施加在该输入端上，重建的信号分量I₁₁在该输出端上输出。

正交分量I₁多次根据多维滤波器16的延迟元件通过延迟元件D被延迟。延迟元件D的每个输出端分别与一个乘法器M连接。误差信号e_I11被输送到该乘法器的第二输入端。

这个误差信号和所属的正交分量都可从解调后的信号分量的误差信号e_I12和e_Q12中测定出来。通过解调后的信号分量I₁₂、Q₁₂(或I₂₂、Q₂₂)的额定值和实际值之间的比较，首先在鉴定电路B中测出误差e_I12和je_Q12。但是，为调节系数却需要正交信号分量I₁₁、Q₁₁或I₂₁、Q₂₁的误差。通过以下方式获得这些误差，即在计算电路CU中取消在调制器中执行的与过去的共轭复数信号值的相乘，也即再次与过去的信号值相乘。由此得出如下用于计算信号分量I₁₁、Q₁₁或I₂₁、Q₂₁的误差的公式：

(6)e_I11+je_Q11＝(e_I12+je_Q12)(I₁₁+jQ₁₁)，

由此，针对正交信号分量的误差获得：

(7)e_I11+je_Q11＝e_I12I₁₁-e_Q12Q₁₁+j(e_Q12I₁₁+e_I12Q₁₁)。以此用划分成实数部分(I)和虚数部分(Q)的方式得出公式用于计算反转子(Derotator)：

(8)e_I11＝I₁₁e_I12-Q₁₁e_Q12

(9)e_Q11＝I₁₁e_Q12+Q₁₁e_I12

在这种考虑中，不需考虑45°的旋转。误差在乘法器M中与延迟的信号值相乘，并且在其必要时在数模转换后(在数模转换器中)确定系数C_ii之前在累加器中被积分。

在图11中示出了一个用于获取滤波器系数的变型方案，该变型方案称为虚数(blind)MMSE算法。该装置与图10中的描述的区别仅在于误差信号的获取。为简化起见，又仅示出了在滤波器的输入端和输出端之间的滤波器部分，其中正交分量I₁施加在该输入端上，重建的信号分量I₁₁在该输出端上输出。

通过直接使用重建的信号值I₁₁、Q₁₁或I₂₁、Q₂₁的伪判定器39、40，获取误差信号e_I11和e_Q11等等以使滤波器系数最佳化。

在每种自适应算法中，都应注意适当的启动条件。这些条件可以通过在工作开始时或在传输期间发送的某种比特组合或信号编码来建立。

图12示出了一个具有尽可能以数字方式工作的接收部分的变形方案。直接在光电转换器14、15后面通过模数转换器41-44实现模数转换。其它的信号处理则借助时钟信号CL以数字方式实现。滤波器16和解调器用以数字方式工作的电路D16、D17、D18来代替。但是这种实现方案在目前由于数据率高还不经济。

可控的滤波器16也可被实施为光滤波器。如果转换器同样以纯光学的方式实施并输出调幅的光信号，则是理想的。

控制器除了其已述的功能之外可测定信号质量。为此，已知有许多种方法，这些方法譬如立足于用于建立幅度直方图的不同的判定器阈值。同样，纠错设备可提供重要的结论。信号质量差的原因通常是由于传输光纤而产生的例如多色色散和偏振模色散的信号失真。由于光电信号转换以线性方式实现，所以同样可实现等价的电均衡。

这也通过滤波器16的系数控制来实现。

现在应补充指出的是，在其它类型的调制中同样可采用相应改变的接收部分。

Claims (15)

1、用于光数据传输的方法，其中至少一个第一二进制信号(A，B)被转换成第一光信号(QPS1)，并且至少一个第二二进制信号(D，C)被转换成与所述第一光信号正交偏振的第二光信号(QPS2)，

这两个正交偏振的光信号(QPS1，QPS2)被组合成一个偏振复用信号(PMS)并被传输，并且

在接收侧，所述偏振复用信号(PMS)被划分成两个正交偏振的信号部分(PS1，PS2)，

每个偏振的信号部分(PS1；PS2)被线性地转换成复数信号(I₁+jQ₁；I₂+jQ₂)，

所述复数信号(I₁+jQ₁；I₂+jQ₂)被输送给一个多维滤波器(16)，其系数(C_ii)如此被控制，以致在所述滤波器的输出端上不依赖于所接收的偏振复用信号(PMS)的偏振而输出重建的信号(I₁₁+jQ₁₁；I₁₂+jQ₁₂)，所述重建的信号(I₁₁+jQ₁₁；I₁₂+jQ₁₂)对应于所述光信号(QPS1，QPS2)，并且

所述重建的信号(I₁₁+jQ₁₁；I₂₁+jQ₂₁)被解调，并且被转换成接收侧的二进制信号(A_E，B_E；C_E，D_E)。

2、按照权利要求1所述的方法，其特征在于，

每个偏振的信号部分(PS1；PS2)被线性地转换成具有两个正交分量(I₁，Q₁；I₂，Q₂)的复数电信号(I₁+jQ₁；I₂+JQ₂)，

其正交分量(I₁，Q₁；I₂，Q₂)被输送给可控的多维滤波器(16)，所述多维滤波器(16)从这些正交分量(I₁，Q₁；I₂，Q₂)中以重建的信号分量(I₁₁，Q₁₁；I₂₁，Q₂₁)的形式获得所述重建的信号(I₁₁+jQ₁₁；I₁₂+jQ₁₂)。

3、按照权利要求2所述的方法，其特征在于，

所述偏振的信号部分(PS1，PS2)被转换成基带的复数信号(I₁+jQ₁；I₂+jQ₂)或基带的正交分量(I₁，Q₁；I₂，Q₂)。

4、按照权利要求1或2所述的方法，其特征在于，

所述二进制信号(A，B；C，D)被转换成光多相信号(QPS1；QPS2)。

5、按照权利要求1或2所述的方法，其特征在于，

两个二进制信号(A，B；C，D)分别借助四级差分相位调制转换成多相信号(QPS1；QPS2)。

6、按照权利要求4或5所述的方法，其特征在于，

在四相调制中或在四级差分相位调制中，通过解调所述重建的信号(I₁₂+jQ₁₂；I₂₂+jQ₂₂)或其信号分量(I₁₁，Q₁₁；I₁₂，Q₁₂)产生解调后的信号分量(I₁₂，Q₁₂；I₂₂，Q₂₂)，并且

解调后的信号(I₁₂+jQ₁₂；I₂₂+jQ₂₂)的信号分量(I₁₂，Q₁₂；I₂₂，Q₂₂)单独地通过阈值判定进行评价，并且转换成接收侧的二进制信号(A_E，B_E，C_E，D_E)。

7、按照权利要求5所述的方法，其特征在于，

在四级差分相位调制中，通过连续的重建的信号值(I₁₁+jQ₁₁；I₂₁+jQ₂₁)或其信号分量(I₁₁，Q₁₁；I₂₁，Q₂₁)的矢量相乘来实现解调，

解调后的信号值(I₁₂+jQ₁₂；I₂₂+jQ₂₂)转动45°或其倍数，并且

所属的信号分量(I₁₂，Q₁₂；I₂₂，Q₂₂)通过阈值判定被转换成接收侧的二进制信号(A_E，B_E，C_E，D_E)。

8、按照上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，

较高数据率的数据信号(DS)通过串并转换被转换成多个二进制信号(A，B，C，D)。

9、按照上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，

所述光信号(QPS1；QPS2)以相位同步的方式传输。

10、按照权利要求5所述的方法，其特征在于，

所述多维滤波器(16)的滤波器系数(C_ii)从所述解调后的信号(I₁₁+jQ₁₁，…)的误差(e_I11和e_Q11，…)中获得。

11、按照权利要求5所述的方法，其特征在于，

所述多维滤波器(16)的滤波器系数从解码后的信号(I₁₂+jQ₁₂，…)的误差(e_I12和e_Q12，…)中获得。

12、按照上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，

测量信号质量并补偿所述复数信号和/或所述重建后的信号(I₁+jQ₁；I₂+jQ₂；I₁₁+jQ₁₁；I₂₁+jQ₂₁)的信号失真。

13、按照上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，

通过控制所述滤波器(16)的滤波器系数(C_ii)来补偿所述信号失真。

14、按照上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，

在一个可控的数字滤波器(D16)中以数字化的方式处理所述正交分量(I₁，Q₁；I₂，Q₂)以获得重建后的信号(I₁₁+jQ₁₁；I₂₁+jQ₂₁)。

15、按照上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，

在一个可控的光滤波器(O16)中处理作为光信号的所述正交分量(I₁，Q₁；I₂，Q₂)以获得重建后的光信号(I₁₁+jQ₁₁；I₂₁+jQ₂₁)。

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