ES2231950T3 - Procedimiento de tratamiento de señales de un sistema de posicionamiento por satelite. - Google Patents

Abstract

LA INVENCION SE REFIERE A UN PROCEDIMIENTO DE TRATAMIENTO DE LAS SEÑALES L 1 Y L 2 DE UN SISTEMA DE POSICIONAMIENTO, EN EL QUE CADA UNA DE DICHAS SEÑALES L 1 Y L 2 PRESENTA UNA PORTADORA DE FRECUENCIA UNICA, MODULADA POR UN CODIGO SEUDOALEATORIO CONOCIDO P, MODULADO POR SU PARTE POR UN CODIGO DESCONOCIDO W, EN EL QUE SE HA PREVISTO: A) CORRELACIONAR EN CADENAS SEPARADAS CADA UNA DE LAS SEÑALES L 1 Y L S UB,2 CON UNA REPLICA GENERADA LOCALMENTE DEL CODIGO P, B) INTEGRAR LAS SEÑALES PRIMERA Y SEGUNDA DE CORRELACION OBTENIDAS EN UN PERIODO IGUAL A UN PERIODO CALCULADO (T1) DE UN BIT DEL CODIGO W, PARA OBTENER RESPECTIVAMENTE UNA PRIMERA Y UNA SEGUNDA SEÑAL DE BIT DE CODIGO W, C) Y RELACIONARLAS ACTO SEGUIDO DE MANERA CRUZADA. SE CARACTERIZA PORQUE: ENTRE B Y C, HAY QUE PROBAR, POR UNA PARTE, SI LA PRIMERA Y/O LA SEGUNDA SEÑAL DE BIT DEL CODIGO W ES SUPERIOR A UN PRIMER VALOR DE UMBRAL POSITIVO, O INFERIOR A UN PRIMER VALOR DE UMBRAL NEGATIVO, Y CONSERVAR UNICAMENTE, PARA DICHA CORRELACION CRUZADA LA PRIMERA Y/O LA SEGUNDA SEÑAL DE BIT DEL CODIGO W UNICAMENTE SI SE HA CUMPLIDO LA PRUEBA CORRESPONDIENTE.

Description

Procedimiento de tratamiento de señales de un sistema de posicionamiento por satélite.

La presente invención tiene por objeto un procedimiento de tratamiento de señales de posicionamiento en función de un sistema de posicionamiento por satélite, como el sistema GPS, que permite extraer parte de las señales de radiofrecuencia L_{1} y L_{2} a dos frecuencias diferentes, sin conocer sin embargo el código de seguridad ("código Y") utilizado para la codificación.

El sistema de posicionamiento "NAVSTAR Global Positioning System" o GPS ha sido establecido por el Gobierno de los Estados Unidos, que emplea 24 satélites transmisores de las señales L_{1} y L_{2} a dos frecuencias distintas. Dichas señales de frecuencia central, f_{1} = 1575,42 MHz y f_{2} = 1227,6 MHz, respectivamente, se generan por un reloj atómico embarcado, de frecuencia 10,23 MHz.

Para compensar los efectos debidos a la propagación en el medio de dispersión que es la ionosfera, es fundamental disponer ambas señales L_{1} y L_{2}, siendo pues esencial en todas las aplicaciones que requieren una alta precisión.

La señal L_{1} está modulada en cuadratura de fase por dos códigos pseudo-aleatorios, a saber: el código C/A ("clear/acquisition") con una cadencia de 1,023 Mhz y un segundo código de frecuencia más elevada con una cadencia de 10,23 Mhz. La señal L_{2} se modula exclusivamente con el segundo código que es idéntico al utilizado para la señal L_{1}. El código C/A es público, sin embargo el segundo código se utiliza de dos maneras según la discreción del operador, a saber:

-

bien bajo la forma de un código público, denominado código P,

-

bien bajo la forma de un código de seguridad secreto o de difícil accesibilidad, denominado código Y.

El modo nominal de funcionamiento del sistema GPS aplica el código Y. Esto se debe a que los operadores GPS quieren evitar que la detección se vea perturbada por señales falsas que podrían emitirse en el transcurso de operaciones militares.

En otras palabras, y al contrario de algunas afirmaciones, el objetivo del código Y no es el de estropear las funciones del sistema GPS para usos no autorizados, sino asegurar las funciones del sistema a los usuarios militares autorizados.

Además, tener acceso al código Y conlleva efectuar cada año una nueva codificación. Esto resulta poco práctico sobre todo en el marco de las aplicaciones espaciales.

Con el fin de permitir que las aplicaciones civiles se pongan en práctica sin utilizar el código Y, sociedades e institutos de investigación han puesto a punto procedimientos de control sin código que permiten dar con precisión con el código L_{2} y la información de fase de la portadora. Así lo ha reconocido el Gobierno de los Estados Unidos, que ha declarado recientemente que la señal L_{2} podría utilizarse en aplicaciones civiles, solamente para efectuar medidas concretas de fase de la portadora. En otras palabras, la modulación de la señal seguirá siendo compatible para el GPS con un procedimiento de control sin código.

Los procedimientos de control sin código son especialmente interesantes en el marco de las aplicaciones científicas como la geodesia, la determinación de los movimientos de la corteza terrestre, y la meteorología, así como para la determinación del valor integrado del contenido en vapor de agua de la troposfera. En la actualidad se utilizan normalmente en los receptores de precisión disponibles en el mercado. En las aplicaciones previamente mencionadas, el principal objetivo consiste en medir el estado de la señal de la portadora L_{2} para poder corregir teniendo en cuenta fenómenos de propagación en la ionosfera.

Se conocen procedimientos de control sin código, en concreto las patentes de los Estados Unidos US 5.134.407 (AS-HTECH TELESIS) y US 5.541.606 (TRIMBLE).

El procedimiento descrito en la patente US 5.134.407 se basa en que el código Y es de hecho la suma del módulo 2 del código P conocido, a una frecuencia de 10,23 Mhz, y de un código de encriptación, denominado generalmente código A o código W, a una frecuencia acusadamente inferior. La forma exacta del código W no se conoce, obviamente, pero se sabe que su frecuencia es aproximadamente 1/20 respecto a la del código P, es decir unos 500 KHz.

Las muestras de las señales L_{1} y L_{2} se correlacionan con replicas del código P que se generan localmente. Los generadores del código P, que son o bien dos generadores independientes, o bien un solo generador y una línea de retraso, son accionados mediante un oscilador de regulación numérica NCO, que por su parte está regulado por un microprocesador con arreglo a una configuración clásica de un circuito con bloqueo de fase, por ejemplo un circuito de Costas, para el control de la portadora. El código P local se desplaza temporalmente y queda "alineado" con la señal de entrada para obtener el máximo de energía. Tras la correlación con la replica de P, se filtra la señal para reducir el ruido antes de que se produzca una valoración de los bits del código W. Esta filtración se suele realizar por integración y almacenamiento, siendo el período de integración igual a la duración estimada T_{1} de un bit de código W. La presencia del código W desconocido provoca también que la banda de tránsito predictiva no pueda tener una frecuencia menor a la del código W, y que la relación señal/ruido S/B de la banda de detección previa sea muy
baja.

Los ruidos térmicos de las señales L_{1} y L_{2} son estadísticamente independientes. Esto se utiliza para decidir el signo del bit del código W en cada una de las dos cadenas L_{1} y L_{2} y para aplicar el resultado a la otra cadena. Este procedimiento de correlación cruzada permite utilizar un período de integración T_{2} más largo que T_{1}, hecho que disminuye el ruido y aumenta la relación señal/ruido de la detección posterior. Es posible determinar matemáticamente la probabilidad de una decisión errónea efectuada en la banda de tránsito de detección previa que causa mucho ruido, si se conoce la relación CNR entre la potencia de la señal de la portadora de la señal transmitida y la potencia del ruido para un dispositivo de banda de tránsito. Se puede deducir pues que algunas decisiones son erróneas. Ya que una decisión errónea anula una decisión correcta, la técnica sólo puede funcionar eficazmente si la probabilidad de detección correcta de un bit del código W es significativamente superior al 50%.

La presente invención pretende lograr un procedimiento que aumente las probabilidades de detección correcta.

La idea básica de la invención consiste en establecer un umbral de detección significativo para aumentar la diferencia entre la probabilidad de decisión correcta y la probabilidad de decisión incorrecta.

La invención atañe también a un proceso de tratamiento de las señales L_{1} y L_{2} de un sistema de posicionamiento por satélite, como el sistema GPS, en el que cada una de estas señales L_{1} y L_{2} presenta una portadora con frecuencia única modulada mediante un código pseudo-aleatorio conocido como P, que a su vez está modulado por un código desconocido W, en el que se ha previsto:

a)

correlacionar en cadenas separadas cada una de las señales L_{1} y L_{2} con una réplica generada localmente del código P, respectivamente en una primera cadena de tratamiento correspondiente a la señal L_{1} y en una segunda cadena de tratamiento correspondiente a la señal L_{2}, para producir a su vez una primera y una segunda señal de correlación,

b)

integrar la primera y la segunda señal de correlación en un período igual a un período estimado de un bit del código W para obtener una primera y una segunda señal de bit del código W, respectivamente,

c)

correlacionar de manera cruzada la primera y/o la segunda señal de bit del código W con la segunda y/o la primera señal de correlación, respectivamente. Se caracteriza por:

entre b y c, comprobar por una parte si la primera señal de bit del código W es superior a un primer valor de umbral positivo o inferior a un primer valor de umbral negativo, y/o, por otra parte, si la segunda señal de bit del código W es superior a un segundo valor de umbral positivo o inferior a un segundo valor de umbral negativo, y no conservar, para dicha correlación cruzada, la primera y/o la segunda señal de bit del código W a no ser que la comprobación correspondiente esté correcta.

Es especialmente útil, después de c, contabilizar durante un cierto período el número de pruebas fallidas, comparar con un valor de referencia y adaptar en consecuencia uno de los valores de umbral por lo menos.

Este recuento se realiza preferentemente para cada una de las mencionadas pruebas efectuadas sobre las primeras y las segundas señales de bit del código W, realizándose entonces la adaptación sobre cada uno de los valores de umbral.

La adaptación se realiza productivamente en un circuito cerrado que comprenda un filtro de circuito de primer o segundo orden.

El procedimiento se aplica en general a los componentes en fase I y en cuadratura Q de las señales L_{1} y L_{2}.

La correlación de los códigos P puede efectuarse sobre el código puntual, sobre el código anticipado ("early") y/o sobre el código retardado ("late").

En la siguiente descripción, a título de ejemplo y en relación con las ilustraciones adjuntas, aparecen más detalladas otras características y ventajas de la invención.

- la figura 1 es un esquema representativo del procedimiento según la mencionada patente US 5.134.407,

- la figura 2 ilustra una forma de realización preferida de la invención.

- las figuras 3a y 3b representan las curvas de densidad de probabilidad, en ausencia de umbral (técnica anterior-fig. 3a) y en presencia de un umbral realizado según la invención (fig. 3b).

Según la figura 1, el dispositivo según la técnica anterior comprende dos correladores C1 y C2 que reciben por una parte las muestras de las señales respectivamente L_{1} y L_{2} desmoduladas y por otra parte réplicas P1 y P2 del código P generadas localmente. Las señales presentes en la salida de los correladores C1 y C2 son filtradas a continuación por integración durante un tiempo T_{1} que es igual a un múltiplo del ciclo del código P y que corresponde a la duración estimada de un bit del código W. Esta integración se realiza por los integradores respectivos 1 y 2. El signo de las señales integradas es generado por los detectores de signo SD1 y SD2 a partir de las señales integradas por los integradores respectivamente 1 y 2. Se aplica una correlación cruzada a partir por una parte de una correlación efectuada por un correlador C3, de la señal de salida del integrador 1 y de la señal de salida del detector de signo SD2, y/o por otra parte de una correlación efectuada por un correlador C4, de la señal de salida del integrador 2 y de la señal de salida del detector de signo SD1, seguido de una integración durante un tiempo T_{2} > T_{1} realizada respectivamente por los integradores 3 y/o 4.

La invención tiene por objeto un procedimiento que permite mejorar las funciones de dicha correlación cruzada.

La idea de base de la invención es aumentar mediante umbrales la diferencia entre la probabilidad de obtener una decisión correcta y la de obtener una decisión incorrecta o errónea.

La introducción de un nivel de umbral apreciable a partir del cual se decida el signo del bit del código W permite aumentar esta diferencia.

Este umbral es de preferencia adaptativo, para asegurar un resultado óptimo y en particular mantener constante la banda en desplazamiento, de exploración.

Como en la técnica antes descrita, las señales L_{1} y L_{2} están correlacionadas (C_{11}-C_{12}) con unos códigos P generados localmente P_{1} y P_{2}, ya sea bajo la forma de dos códigos "alineados" con el código P de la señal entrante que se generan ya sea separadamente, ya sea por generación de un código (P_{1} o P_{2}) y después del otro (P_{2} o P_{1}) por desfase, e integrados a continuación (11, 12) durante un tiempo T_{1}. El código W se comprueba con relación a unos umbrales, uno positivo y uno negativo, que son de preferencia adaptativos, que la señal, incluido el nivel de ruido que comprende, debe rebasar para que se tenga en cuenta una decisión sobre el signo del bit del código W. Las muestras que no pasen con éxito la comprobación de umbral son rechazadas. Entre las decisiones tenidas en cuenta, existe cierta proporción de decisiones correctas y cierta proporción de decisiones incorrectas.

La figura 2 ilustra el procedimiento de la invención, en el caso de las componentes I de la señal que está en fase y en el caso del código P puntual. Por lo que se refiere a las componentes Q en cuadratura, y las correlaciones con las señales de código P avanzadas y retrasadas, se aplica el concepto del mismo modo.

Mientras que el procedimiento según la técnica anterior no utiliza umbral, es decir, que un umbral nulo sirve allí para la determinación del signo del bit del código W, según la invención, las señales en salida de los integradores 11 y 12 son la determinación del signo del bit del código W, según la invención, las señales en salida de los integradores 11 y 12 son comparadas cada una con un umbral positivo y con un umbral negativo. Si se satisface la prueba de umbral, es decir, que por ejemplo la señal en la salida del integrador 11 es superior al umbral positivo o inferior al umbral negativo, se toma en cuenta el signo del bit del código W correspondiente a la entrada del integrador 14 que realiza una integración durante un instante T_{2} a partir de la señal de bit de signo establecido para el código W y de la señal en salida del integrador 12. Lo mismo ocurre con la señal a la salida del integrador 12 que, si es satisfactoria la prueba de umbral, ello hace que el valor de signo quede correlacionado de manera cruzada con la señal en la salida del integrador 11.

La primera rama, correspondiente a la señal L_{1} comprende a tal efecto, más allá del integrador 11, dos detectores de umbral, respectivamente positivo PC1, y negativo NC1 y el resultado, autorizado por la comparación es aplicado a una entrada del correlador-integrador 14. Si una comparación no pasa la prueba de umbral, queda ignorada la señal a la entrada del integrador 14. Un contador CT1, por ejemplo de 14 bits, detecta las muestras ignoradas y acumula la cuenta de preferencia durante el tiempo T_{2}. Se compara esta cuenta en un comparador CP1 con el valor deseado NIS1 suministrada por un microprocesador DSP, que proporciona igualmente a intervalos de T_{2} una señal RR1 de puesta a cero y de lectura del contador CT1. Se aplica la señal numérica de salida del comparador CP1 a un filtro de circuito cerrado F1, por ejemplo del primer orden, y después a un circuito TGE1 que ajusta el valor de los detectores de umbral PC1 y PC2. Si el número de muestras ignoradas es más elevado que el valor de consigna, se aumenta el valor absoluto de los umbrales positivo y negativo y viceversa.

Lo mismo ocurre con la segunda rama, correspondiente a la señal L_{2} y en la cual los elementos PC2, NC2, CT2, CP2, F2, TGE2, y las señales RR2 y NIS2 cumplen respectivamente las funciones de los elementos PC1, NC1, CT1, CP1, F1, TGE1 y de las señales RR1 y NIS1.

Se puede aplicar el mismo tratamiento a las señales L_{1} y L_{2} en cuadratura.

Pueden corresponder unas ramas al código P anticipado ("early" o E) y al código P retrasado ("late" o L) según que se trate de las señales L_{1} y L_{2} en fase I y/o en cuadratura Q. Los tratamientos son igualmente similares.

Se puede realizar la segunda etapa de integración condicional 13, 14 utilizando un simple contador-descontador, que funcione por ejemplo de la manera siguiente:

-

cuando una prueba de umbral no satisfaga, se desactiva el contador-descontador;

-

cuando resulta satisfactoria la prueba de umbral respecto al umbral positivo S_{1}, se incrementa el contador, por ejemplo en una unidad;

-

cuando resulte satisfactoria la prueba de umbral respecto al umbral negativo S_{2}, se reduce el contador por ejemplo en una unidad.

La figura 3a representa en ordenada la probabilidad de error en función del nivel para un bit del código W de signo positivo (curva I) y para un bit del código W de signo negativo (curva II). La curva en tono claro muestra la probabilidad de error para el conjunto de las decisiones positivas y negativas, en ausencia de umbral. La figura 3b representa las mismas curvas I y II, a las cuales se aplican los umbrales positivos S_{1} y negativo S_{2}, lo cual significa eliminar la zona representada en tono pronunciado, en la cual es la más elevada la probabilidad de error.

La acumulación de una parte solamente de las muestras resultantes de la correlación con el código P aumenta la banda en desplazamiento, de previa detección, y por consiguiente el nivel de ruido, lo que hace que se pueda pensar a priori que es desfavorable la eliminación de muestras.

En realidad, la degradación de la relación señal-ruido es baja, dado que la relación señal/ruido que es ya poco elevada implica una cobertura que comprende curvas I y II de densidad de probabilidad para los códigos positivos y negativos (fig. 3a). Si nos referimos a la figura 3b, diremos que las zonas en gris pronunciado representan las decisiones de rechazo (en el ejemplo representado de aproximadamente el 50% del conjunto de las decisiones sobre el signo del bit del código W). Las zonas no marcadas representan las decisiones correctas entre las decisiones conservadas, y la parte señalada en tono claro representa las decisiones incorrectas entre las decisiones conservadas. El porcentaje de las diferentes zonas con relación a la superficie total puede ser calculado y aparece representado en el cuadro siguiente:

1

Los valores del cuadro corresponden al caso de que CNR = 40 dBHz a la frecuencia L_{1}.

E_{1} representa el porcentaje de las muestras ignoradas,

E_{2} representa, entre las muestras conservadas, el porcentaje de decisiones exactas,

y la última columna representa el porcentaje de diferencia (2E_{2}-100) entre las decisiones correctas y las decisiones incorrectas acumuladas, entre las muestras conservadas.

Como muestra el cuadro que antecede, la prueba de umbral realizada según la invención permite aumentar el porcentaje relativo entre las decisiones correctas conservadas y las decisiones que se anulan entre sí. El aumento de este porcentaje relativo permite disminuir la pérdida de potencia en el curso de la integración. Este porcentaje es de 16,5% según la técnica anterior. Aumenta con el nivel de umbral para alcanzar el 31,2% para el último ejemplo del cuadro.

Los umbrales pueden adaptarse utilizando un bucle o curva cerrada cuya señal de error es función de la diferencia entre el número de muestras rechazadas (o conservadas) durante un tiempo determinado, por ejemplo T_{2} y un valor de consigna. Tras un filtrado eventual, se calcula un nuevo umbral. Puesto que el nivel no es en general el mismo para las señales L_{1} o L_{2}, se utilizan cuatro registros independientes para registrar los umbrales para la rama L_{1} en fase, para la rama L_{1} en cuadratura, para la rama L_{2} en fase y para la rama L_{2} en cuadratura. El umbral tendrá en general el mismo valor para el código P puntual, el código P avanzado E, y el código P retrasado L. Un umbral positivo S_{1} y el umbral negativo correspondiente S_{2} tendrán en general el mismo valor absoluto.

El filtro de bucle (F_{1}, F_{2}) es en general del primer orden. Se trata por ejemplo de un integrador. Sin embargo, el número de decisiones correctas depende de la relación señal/ruido, que puede en ciertos casos variar rápidamente. En casos extremos, puede ser necesario utilizar un filtro del segundo orden o bien incorporar al procesador DSP un comparador que pruebe si el porcentaje de muestras rechazadas es demasiado elevado y obligue en consecuencia a los umbrales a ponerse en valor cero para reinicializar el bucle de adaptación del umbral. En efecto, cuando se degrada la relación señal/ruido, el porcentaje de muestras rechazadas no puede ya regularse modificando el valor del
umbral.

Experiencias practicadas han mostrado que se puede obtener un aumento significativo en la relación señal/ruido suponiendo que la capacidad binaria del código W es de 1/22 de la capacidad del código P.

Esto significa suponer que el código W es coherente con el instante X1A que tiene lugar cada 4092 bits de código P, es decir, que hay 4092/22 = 186 bits del código W por intervalo entre dos instantes X1A, lo cual es más plausible que 4092/20 = 204,6 bits del código W que se obtiene suponiendo que la longitud del bit del código W es 20 veces la del código P.

Según la invención, el número de bits de código P que se acumulan antes de una decisión, es regulable, pero el valor normal preferido es de 22.

La banda que se desplaza en pre-detección para la integración sobre la longitud de un bit del código W, o sea 22 bits del código P es

B = 10,23/22 Mhz = 0,465 Mhz,

o sea un nivel de ruido Pn = kTB = - 146,4 dB.

La potencia mínima garantizada para el código P de la señal L_{1} es - 163 dB, esto es, una relación señal/ruido SNR = - 163-(-146,4) = - 16,6 dB.

Para la potencia mínima garantizada del código P de la señal L_{1}, la probabilidad de una decisión errónea sobre el bit de código W es:

P_{E} = 1/2 erfc (SNR^{1/2}) = 0,417

Según la técnica anterior, se acumulan todas las decisiones correctas o no sobre el bit del código W, y el número neto de decisiones correcto es:

P_{N} = 1 - 2 P_{E} = 0,166

de donde se desprende una degradación de la relación señal/ruido de D = 20 log_{10} (0,166) = - 15,6 dB.

Esto es lo que se observa con las técnicas anteriores, pero escogiendo una acumulación sobre 22 bits del código P, esto es T_{1} = 2,15\mus.

Las dos curvas de densidad de probabilidad de acumulación durante el espacio de tiempo de un bit del código W se han representado en las figuras 3a y 3b, y los valores de probabilidades de una decisión exacta aparecen en el cuadro que figura más arriba.

A medida que aumenta el umbral, disminuye el porcentaje de decisiones conservadas en el bit del código W, pero para las decisiones conservadas, aumenta el porcentaje de decisiones correctas. Esto influye de dos modos sobre la relación señal/ruido. Por una parte, la relación señal/ruido aparente disminuye puesto que se acumulan menos decisiones, lo cual reduce el efecto de filtrado del ruido. Por otra parte, aumenta la relación señal/ruido debido al aumento del número de decisiones correctas.

Aunque el tiempo de acumulación T_{2} permanece sin cambio al aplicarse un umbral apreciable, el número de acumulaciones realizadas en este período es menor. Teniendo en cuenta que el efecto de filtro depende únicamente de la acumulación de cierto número de muestras, por efecto de la media durante el tiempo de integración T_{2}, la banda del filtro que se desplaza aumenta. El resultado es una disminución del tiempo de integración aparente T'_{2}.

Ejemplo Degradación D de la relación señal/ruido

1) Técnica anterior: D = - 15,6 dB

2) Acumulación del 50% de las decisiones en un tiempo de integración T_{2} de 1 ms en un tiempo por ejemplo de integración aparente T'_{2} de 0,5 ms

D = - 11,5 dB, con una mejora de 4,1 dB, siendo iguales todos los demás factores

3) Acumulación del 25% de las decisiones

(T_{2} = 1ms, T'_{2} = 0,25 ms)

D = - 9,3 dB, con una mejora de 6,3 dB.

Puede parecer ilógico eliminar las tres cuartas partes de las decisiones en el bit de código W, pero en una situación normal, la única razón de aumentar el tiempo T_{2} más allá de 1ms (hasta 20ms que es el período de un bit de datos GPS) es la reducción de la banda circulante del ruido antes del proceso de decisión. En una técnica sin código, tanto si se trata de un umbral igual a cero, o de un umbral apreciable, de preferencia adaptativo, como en la presente invención, se efectúa la decisión después de 2,15 \mums. Intervienen acumulaciones de 1ms después de la decisión y solamente tienen como fin reducir el ruido para los bucles de exploración situados detrás. Esto no influye por el contrario sobre la relación señal/ruido de la señal delantera.

No se aplica solamente la invención al caso del sistema GPS. Se aplica igualmente por ejemplo al caso del sistema GLONASS que utiliza las mismas señales L_{1} y L_{2} que el sistema GPS.

Claims (7)

1. Procedimiento de tratamiento de las señales L_{1} y L_{2} de un sistema de determinación de posición por satélite, tal como el sistema GPS, en el cual cada una de dichas señales L_{1} y L_{2} presenta una portadora de frecuencia única modulada por un código pseudo-aleatorio conocido P, modulado por su parte por un código desconocido W, en el cual se ha previsto:

a)

correlacionar en cadenas separadas cada una de las señales L_{1} y L_{2} con una réplica generada localmente del código P, respectivamente en una primera cadena de tratamiento que lleva la señal L_{1} y en una segunda cadena de tratamiento que lleva la señal L_{2}, para producir respectivamente una primera y una segunda señales de correlación.

b)

integrar la primera y la segunda señales de correlación en un período igual a un período estimado (T_{1}) de un bit del código W para obtener respectivamente una primera y una segunda señales de bit del código W;

c)

correlacionar de manera cruzada la primera y/o la segunda señal de bit de código W con, respectivamente, la segunda y/o la primera señal de correlación, caracterizado por

entre b y c, comprobar por una parte si la primera señal de bit del código W es superior a un primer valor de umbral positivo o inferior a un primer valor de umbral negativo, y/o, por otra parte, si la segunda señal de bit del código W es superior a un segundo valor de umbral positivo o inferior a un segundo valor de umbral negativo, y no conservar, para dicha correlación cruzada, la primera y/o la segunda señal de bit del código W más que si la prueba respectiva es satisfactoria.

2. Procedimiento según la reivindicación 1 caracterizado porque se ha previsto, después de c contar durante un período determinado el número de pruebas infructuosas y compararlo con un valor de referencia y adaptar en consecuencia por lo menos un llamado valor de umbral.

3. Procedimiento según la reivindicación 2, caracterizado porque dicho cómputo se realiza para cada una de las citadas pruebas efectuadas sobre cada una de dichas primera y segunda señales de bits del código W, y porque la adaptación se realiza sobre cada uno de los citados valores de umbral.

4. Procedimiento según una de las reivindicaciones 2 ó 3, caracterizado porque la mencionada adaptación se realiza en un bucle que comprende un filtro de bucle (F1, F2) del primero o del segundo orden.

5. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque se aplica a las componentes en fase y en cuadratura de las señales L_{1} y L_{2}.

6. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque dicha correlación de los códigos P se efectúa sobre el código puntual, sobre el código anticipado y/o sobre el código retrasado.

7. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque dicho período estimado (T1) de un bit del código W es igual a 22 veces la duración de un bit del código P.