JPH11242075A - 衛星測位システムの信号処理方法 - Google Patents
衛星測位システムの信号処理方法Info
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- JPH11242075A JPH11242075A JP10358884A JP35888498A JPH11242075A JP H11242075 A JPH11242075 A JP H11242075A JP 10358884 A JP10358884 A JP 10358884A JP 35888498 A JP35888498 A JP 35888498A JP H11242075 A JPH11242075 A JP H11242075A
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Abstract
の差を増やすように0以外の検出閾値を確立する。 【解決手段】 a)L1,L2信号とPコードの複製との相関が
なされ、それにより、第1,第2の相関信号を発生さ
せ、;b)第1,第2の相関信号は、Wコードの1ビットの
ための予測された期間(T1)、第1,第2Wコード・ビッ
ト信号を得るために積分され;c)第1及び/又は第2W
コード・ビット信号が、第2及び/又は第1相関信号の
各々と、クロス相関が取られ、b)とc)の間に、第1Wコ
ード・ビット信号が第1の正の閾値より大きいか第1の
負の閾値未満かを先ずテストし、及び/又は、次に前記
第2のWコードビット信号が第2の正の閾値より大きい
か第2の負の閾値未満かをテストし、クロス-相関のた
めに、対応するテストが満たされる場合だけ第1及び/
又は第2Wコード・ビット信号を保持する。
Description
ような衛星測位システムにおける測位信号を処理する方
法に関する。該方法は、暗号化のために使用されるセキ
ュリティ・コード(“Yコード”)を知っていることを
必要とせずに、L1及びL2無線信号を使用する。
VSTAR Global Positioning System)または“GPS”
は米国国防総省によって実用化され、それはL1信号お
よびL2信号を2つの異なる周波数で送信する24個の
衛星を使用する。これらの信号は、それぞれ、中心周波
数f1 = 1575.42MHzおよびf2 = 1227.6MHzを有し、衛星
に搭載され10.23 MHzの周波数で作動している原子時計
によって発生される。
質を介した伝搬による効果を補正する必要がある場合、
それは同時に利用できるL1信号及びL2信号を有する
ことが重要である。そして、これはそれゆえに高い精度
を必要とする全ての応用にとって重要である。
数1.023MHzの消去/捕捉(C/A)コードとして知られて
いる2つの疑似ランダムコードと、それより高い周波数
l0.23MHzの第2コードとによって変調される。L2信号
は、第2のコードだけで変調される。そして、その第2
のコードはL1信号のために使われるそれに同一であ
る。
2のコードは、2つのモードにおいてオペレータの裁量
で使われる。即ち、 ・Pコードとして公知のパブリックの形か、; ・でなければ、その秘密であるか得るのが難しいYコー
ドとして公知のセキュリティコードの形での何れか、で
ある。
グ・モードは、Yコードを実行する。その理由は、GPS
オペレータが、特に軍事行動中に、放送されるかもしれ
ないいかなるおとり信号によっても、検知が妨害されな
いことを確実にするのを要求するということにある。
の目的は、未承認のユーザのためにGPSシステムの性
能の精度を下げることなく、承認された軍のユーザのた
めに該システムの性能を保証することである。
アクセスすることは、新しい暗号化が毎年実行されなけ
ればならないことを意味する。このことは、宇宙空間を
運ばれる適用機器にとって、それはあまり実際的でな
い。
なく実行されることを可能にするために、企業および調
査学会は、よい精度で、L2コードおよび搬送波位相
(carrier phase)情報を決定することを可能にする無
コード追跡方法を開発した。この状況は、L2信号が、
単に搬送波位相の正確な測定を実行する目的にのみ、民
間の応用機器で使われることを継続することができると
最近断言した米国の政府によって認められた。換言すれ
ば、GPSシステムにおいて、信号変調は、無コード追
跡方法と互換性を残そうとしている。
皮の動きの測定、及び気象学のような科学的な関連分野
や、対流圏に含まれる水蒸気の総和値を決定するのに
も、優れている。そして、それらが現在一般に利用でき
る精密受信機内に普通に使用されている。上述の応用機
器における主な目的は、電離層を通る伝搬現象を考慮す
る補正を実行することを可能にするように、L2搬送波
信号の位相を測定することである。
34407号公報(アステック テレシス)および同第55416
06号公報(トリンブル)から公知である。
る方法は、Yコードが、実際には、10.23MHzの周波数で
公知のPコードのモジューロ−2総和に、かなり遅い割
合で、Aコード又はWコードとして一般に呼ばれる暗号
化コードをプラスしたものであるという事実に依存す
る。Wコードの正確な形式は、一般には、知られていな
いが、その割合は、Pコードの割合の約l/20(すなわち
約500kHz)であるということが知られている。
よびL2信号のサンプルは、局部発生されたPコードの
複製に関連させられる。Pコード・ジェネレータ(それ
は2台の独立のジェネレータまたは遅延線付きの1台のジ
ェネレータを備える)は、ディジタル的に制御された発
振器DCOによって制御され、該発信器DCOは、搬送
波が目的物を追跡するために、従来の位相同期ループ
(例えばコスタスループ)内のマイクロプロセッサによ
って、順番に制御される。ローカルPコードは、最大エ
ネルギーを得るために、入力信号に「合わせられる」た
めに、最終的に相殺される。一旦、Pコード複製が相関
つけられると、その信号はWコードのビットを予測する
前に、雑音を減らすために濾波される。この濾波は、積
分および記録による従来の方法で実行される。そして、
前記積分時間は、Wコードの1ビットの評価継続時間T1
に等しい。未知のWコードの存在は、したがって、予測
通過帯域がWコードの前記ビット割合以下に減少するこ
とができないということに帰結し、そして、前記予測帯
域の信号対雑音比S/Nが非常に低いということに帰結
する。
統計学的に独立している。これは、L1およびL2の各
々の2つのシステム内のWコード・ビットの符号を決定
し、その結果を他のシステムに付与するために用いられ
る。このクロス-相互関係法は、T1より長い時間T2
を使用することを可能にし、それによって、雑音を減少
させており、後検知信号/雑音比率(SNR)を増加さ
せている。もし、その比率SNRが単位通過帯域のため
の雑音パワーを越えて送信された信号搬送波の信号パワ
ーにとって知られていても、高レベルの雑音を含む予測
通過帯域においてなされた間違った決定の確率を決定す
ることは数学上可能である。一定数の決定が間違ってい
るであろうことは、そこから導き出され得る。正しく検
出されているWコードのビットの確率が、50%よりも
かなり大きい場合にのみ、間違った決定が正しい決定を
キャンセルするような技術が、効果的に作動し得る。
率を増やすことを可能にすることである。
しい決定の確率および不正確な決定の確率の差を増やす
ようにゼロでない検出閾値を確立することにある。
星測位システム(例えばGPSシステム)におけるL1
信号及びL2信号を処理する方法であって、該L1信号
及びL2信号の各々は、公知の疑似ランダムコードP
(それ自体、未知のコードWによって変調される)によ
って変調された単一の周波数搬送波を有し、:そこで
は、 a)各々の信号L1およびL2の分散システムにおいて、
相関は、局地発生されたPコードの複製を用いて、信号
L1を処理する第1のシステムにおいて、及び、信号L
2を処理する第2のシステムにおいて、各々実行され、
それによって、それぞれの第1および第2の相関信号を
作り出し; b)前記第1及び第2の相関信号は、それぞれの第1およ
び第2のWコード・ビット信号を得るように、Wコード
の1ビットのための評価継続期間に等しい期間にわたっ
て積分され;そして、 c)第1の及び/又は第2のWコード・ビット信号が、第
2の及び/又は第1の相関信号の各々と相互相関づけら
れ、前記b)とc)の間に、前記第1のWコード・ビット信
号が第1の正の閾値より大きいか、又は、第1の負の閾
値未満かどうか、先ずテストし、次いで、第2のWコー
ド・ビット信号が第2の正の閾値より大きいか、又は、
第2の負の閾値値未満かどうかをテストし、そして、も
し対応するテストが満たされている場合のみ、前記相互
相関のために、前記第1及び/又は第2のWコード・ビ
ット信号が維持される、前記方法によって達成される。
られた期間計数され、参照値と比較され、前記閾値のう
ちの少なくとも1つがそれに応じて適用されることが、
特に有利である。
第2のWコード・ビット信号(各々の前記閾値に実行さ
れている適合)の各々において実行された前記テストの
各々のために実行される。
ループフィルタを有するループにおいて実行される。
信号L1及びL2の直角位相成分に適用される。
ルコード(punctual code)に関して、アーリーコード
(early code)に関して、及び/又はレイトコード(la
te code)に関して、実行され得る。
て、以下に図面を参照しつつ説明する。
C1及びC2を備え、該相関器は、各々、それぞれ復調
された信号L1およびL2のサンプルを受信するととも
に、Pコードの局地的に発生された複製P1および複製
P2をそれぞれ受信する。相関器C1及びC2の出口に
存在する信号は、Pコード・サイクルの倍数に等しく、
且つ、Wコードの1ビットのために予測された継続時間
に対応する、時間T1にわたる積分によって、実質的に
濾波される。この積分は、それぞれの積分器1及び2に
よって実行される。積分された信号の符号(sign)が、
それぞれの積分器1,2によって積分された信号に基づ
き、符号検出器SD1及びSD2によって発生される。
積分器1からの出力信号と符号検出器SD2からの出力
信号との間の相関器C3によって実行された相関、及び
/又は、積分器2による信号出力と符号検出器SD1に
よる信号出力とに基づいて相関器C4によって実行され
た相関、に基づいて相互相関がなされる。これに続い
て、各積分器3及び/又は4によって実行された時間T
2(>T1)に亘って積分される。
ることを可能にする方法を提供する。
しい決定を得る確率と、不正確であるか間違っている決
定を得る確率との違いを増やすために閾値を使用するこ
とである。
定されることに基づき、ゼロ以外の閾値レベルを導入す
ることによって増加し得る。
め、特に、追跡バンド幅を一定に保つために、適応性を
有することが好ましい。
は、局地的に発生されたPコード、P1及びP2に相関
付けられ(C11-C12)、次いで、継続時間T1の
間、積分される(11,12)。Pコードは、入って来
る信号または他の信号のPコードと合わせられる2つの
別に発生されたコードの形態において、又は、最初のP
コード(P1またはP2)を発生させ、次いで、位相変
位によってそこから他のPコード(P2またはP1)を
引き出すことにより、どちらの形態でも発生される。前
記Wコードは、正の閾値および負の閾値と関連してテス
トされ、前記閾値は、考慮に入れられるべきWコード・
ビットの符号に関する決定のために、そこにおいて閾値
を上回ることを要求されることを含んだ雑音レベルを含
む信号と、適応性のあることが好ましい。閾値テストを
通過しないサンプルは、拒絶される。考慮に入れられる
決定の一定の一部分が、正しい決定および不正確な決定
を構成する一定の一部分を構成する。
その信号の同相I成分のための本発明の方法を示す。ア
ーリーPコード及びレイトPコード信号を有する、直角
位相成分Q及び相関に関しては、この概念は同様に実行
される。
Wコード・ビットの符号を決定するためにゼロの閾値を
使用しているが、本発明においては、積分器11及び1
2による各々の信号出力が、正の閾値及び負の閾値と比
較される。もし、閾値テストが満足のいくものであり、
例えば、積分器11による信号出力が正の閾値より大き
いか又は負の閾値未満の場合、対応するWコード・ビッ
トの符号は、Wコードに対する考慮に入れられる符号ビ
ット信号、及び、積分器12による信号出力を基礎とし
て、時間T2の間、積分する積分器14の信号出力の入
力で考慮に入れられる。同じことが積分器12から出る
出力信号に適用され、それが閾値テストを満たす場合、
積分器11からの出力信号と交差した方法で相関された
符号値を有するだろう。
含む最初の分岐は、この目的のために、2つの閾値検出
器(正の閾値検出器PC1および負の閾値検出器NC
1)を有し、その比較の確認された結果は、相関器−積
分器14の入力のうちの1つに付与される。もし、その
比較が閾値テストを通過しない場合、積分器14の入力
での信号は無視される。比較器CT1(例えば14ビッ
トの比較器)は、無視されるべきサンプルを検出して、
継続時間T2の間、そこから優先カウントを蓄積する。
所望値NIS1と比較され、このNIS1は、マイクロ
プロセッサDSPによって供給され、このDSPはま
た、T2の間隔で、リセット-ゼロ信号RR1および逆
読み込み信号CT1を付与する。比較器CP1からのデ
ジタル信号出力は、ループフィルターF1(例えば一次
フィルター)に付与され、次いで、回路TGE1に付与
され、回路TEG1は、閾値検出器PC1およびPC2
の値を調節する。もし、無視されたサンプルの数が参照
値より大きい場合、正および負の閾値の絶対値は増やさ
れ、逆の場合は減らされる。
適用され、そこにおいて、素子PC2、NC2、CT
2、CP2、F2、そして、TGE2、そして、信号R
R2およびNIS2は、それぞれ、素子PC1、NC
1、CT1、CP1、F1およびTGE1に、そして、
信号RR1およびNIS1に対応する。
相成分に付与され得る。
び、レイト(またはL)Pコード、同位相Iのための双
方、及び/又は信号L1およびL2に割り当てられ得
る。そこにおける処理は、類似している。
は、以下のように作動する単純なアップ/ダウンカウン
ターを使用して実行され得る: ・閾値テストが満たされないときに、アップ/ダウンカ
ウンターは停止させられる; ・閾値テストが正の閾値S1のために満たされるとき、
カウンターは、例えば1増加される;そして、 ・閾値テストが負の閾値S2のために満たされるとき
に、カウンターは、例えば、1減少させられる。
ブI)のWコード・ビットのための、及び、負の符号
(カーブII)のWコード・ビットのための、レベルの
関数として、誤差確率を表す。青白い灰色の遮光(pale
gray shading)を有するカーブは、正および負の決定
に関して、そして、閾値がない場合、誤差の全確率を示
す。図3bは、同じカーブI及びIIを示し、そこに正
および負の閾値S1およびS2が適用され、それはダー
クグレイの遮光に示される帯域を除去することなり、そ
こでは誤差の確率が最も高い。
部分だけを蓄積することが、後段-検知通過帯域を増加
させ、その結果、その雑音レベル(それは、演繹的に、
それが閾値により除去しているサンプルと考えられるか
もしれないことを意味する)は、好ましくないものとな
るだろう。
及び負のコード(図3a)のための確率密度カーブI及び
IIから成るオーバーラップを引き起こすということ
を、信号対雑音比の低下が、僅かながら与える。図3b
を参照すると、ダークグレーゾーンは、拒絶される(例
において、Wコードビットの符号に関する全ての決定の
約50%を示す)決定を示す。保持される決定の中で、
黒くなってない領域は、保持される決定の中の正しい決
定を示し、その一方、青白い灰色の遮光は不正確な決定
を示す。総面積と比較される種々の領域のパーセンテー
ジは計算されることができ、そして、それらは以下の表
において要約される:
BHzの場合に対応している。
ージを表す。
い決定のパーセンテージを表す。
取り出され、蓄積されたものとして、正しい決定と不正
確な決定とのパーセンテージの差(2E2-100)を表す。
される閾値テストは、保持される正しい決定および互い
をキャンセルし合う決定の関連しているパーセンテージ
を増やすことを可能にする。この関連しているパーセン
テージの増加は、積分の間、パワーの損失を減少させる
ことを可能にする。従来技術において、このパーセンテ
ージは、16.5%である。表中の最後の例は、31.2%をに達
する閾値レベルで増加している。
ば、T2)を通じて拒絶される(または節約される)サ
ンプルの数と参照値との差の関数であるループ11によ
って、閾値は構成される得る。任意選択の濾波後、新し
い閾値が計算される。そのレベルが一般に信号L1の及
びL2と同じものでないと仮定すると、4つの独立した
レジスタが、同相のL1分岐の閾値を格納するため、直
角位相L1分岐のため、同相のL2分岐のため、及び、
直角位相L2分岐のために、使用される。一般に、閾値
は、パンクチュアルPコードPに対して、アーリーPコ
ードEに対して、そして、レイトPコードLに対して、
同じ値を有する。関連している閾値S1および対応する
負の閾値S2は、一般に同じ絶対値を有する。
次フィルタである。例えば、それは積分器とすることが
できる。しかし、正しい決定の数は、信号対雑音比に依
存し、その比は、場合によっては、急速に変化し得る。
この種の極端なケースにおいて、拒絶されたサンプルの
パーセンテージが高過ぎるかどうかテストするために、
及び、従って閾値適応ループを再初期化すような閾値を
値0に強制するために、2次フィルタを実行するか又は
比較器を処理装置DSPに取り入れることが必要とされ
る。信号対雑音比が下がると、拒絶されたサンプルのパ
ーセンテージが閾値を修正することによって制御できな
くなる。
加が、Wコードのビット率がPコードのビット率の1/
22であると仮定することによって得ることができるこ
とが示された。
こる瞬時(instant)X1Aで、コヒーレントであり、
即ち、そこでそれが、2つの瞬時X1Aの間のインター
バル毎のWコードの4092/22=186ビットであり、それ
は、Wコード・ビットの長さがPコードのビットの長さ
の20倍であると仮定することによって得られるWコー
ドの4092/20=204.6ビットよりずっともっともらしい
と、仮定することになる。
コード・ビットの数は調整可能であるが、好適な標準値
は22に等しい。
トの長さを越える積分のための予知通過帯域は、: B=l0.23/22 MHz=0.465 MHz これは、雑音レベルPn = kTB =-146.4dBを与える。
されたパワーは、-163dB、すなわち、信号対雑音比SNR
が-163-(-146.4)=-16.6dBである。
パワーのために、Wコード・ビットに関する誤った決定
の確率は、: PE=1/2 erfc(SNRl/2)= 0.417 (erfcは、誤差関数) 従来技術では、正しいか違っているにせよ、Wコード・
ビットに関する全ての決定は蓄積され、そして、正しい
決定のネット数は、: PN=1-2PE=0.166 それによって、信号対雑音比をD=20Log10(0.166) =-1
5.6dBにまで下げる。
=2.15 μsに亘って蓄積することを選ぶ以外に、従来技
術の使用を観測するものである。
2本のカーブは、図3aおよび3bに示され、正しい決
定の確率のための値は上記表において与えられる。
に関連して保持された決定のパーセンテージは落ちる
が、これの決定のパーセンテージは保持され、正しい決
定のパーセンテージは上がる。これは、信号対雑音比に
2つの影響を及ぼす。第一に、より少い決定が蓄積され
るので、明らかな信号対雑音比は減少する。それによっ
て、雑音の濾波効果を減らしている。第2に、信号対雑
音比は正しい決定の数の増加のために、増加する。
間T2が不変のままであるにもかかわらず、その期間中
に蓄積された決定の数は、より小さい。濾波の効果は、
単にサンプルの一定の数を累積することに依存するた
め、積分時間T2に亘って平均する効果によって、フィ
ルタの通過帯域は、増加させられる。これは、見掛けの
積分時間T'2を減少させる。例,
され、すなわち、0.5msの見掛けの積分時間T'2に亘っ
て累積され、これが、D=-ll.5 dBを与え、すなわち4.1
のdBの改良となり、他のものは、等しいままになってい
る。
s、T'2 = 0.25 ms)、D=-9.3dB、すなわち6.3dBの改
良を与える。
を除去することは、非論理的に見えるかもしれないが、
通常の状況では、1msを越える(1つのGPSデータ・ビ
ットの期間である20msまで)時間T2を増やすための唯
一の理由は、決定プロセスの前の雑音通過帯域を減らす
ことである。無コード技術においては、0閾値が使われ
るか、0以外の閾値が使われるかに関係なく、好ましく
は本発明に記載の適応性のある技術においては、1つの
決定が2.15μs 後になされる。1μsを越え決定の後の
より長い期間に亘る累積は、下流側にある追跡ループの
ために、雑音を減らすだけにのみ為され、供給される。
これは、上流側の信号の信号対雑音比に、影響を及ぼさ
ない。
ない。例えば、GPSシステムと同じL1およびL2信
号を使用するGLONASSシステムに等しく適用でき
る。
ック図である。
る。
率密度カーブ、図3(b)は、閾値がある場合の本発明
の可能精密度カーブを示すグラフである。
Claims (7)
- 【請求項1】GPSシステムのような衛星測位システム
のL1信号及びL2信号の処理方法であって、 前記L1信号及びL2信号の各々が、公知の疑似ランダ
ムコードP(それは、それ自体が未知のWコードによっ
て変調される)によって変調された単一の周波数搬送波
を有し:そこでは、 a)前記各々のL1信号及びL2信号のための別々のシス
テムにおいて、局地発生されたPコードの複製と前記L
1信号及びL2信号との相関が、L1信号を処理するた
めの第1のシステム、及び信号L2を処理するための第
2のシステムにおいて、各々、実行され、それによっ
て、それぞれの第1及び第2の相関信号を発生させ、; b)前記第1及び第2の相関信号は、前記Wコードの1ビ
ットのための予測された期間(T1)に等しい期間にわ
たって、それぞれの第1及び第2のWコード・ビット信
号を得るために積分され;そして、 c)前記第1及び/又は第2のWコード・ビット信号が、
前記第2及び/又は第1の相関信号の各々と、クロス相
関が取られ、 前記b)の処理と前記c)の処理との間において、前記第1
のWコード・ビット信号が第1の正の閾値より大きいか
第1の負の閾値未満かどうかを、先ずテストし、及び/
又は、次に、前記第2のWコードビット信号が、第2の
正の閾値より大きいか第2の負の閾値未満であるかを、
テストし、そして、前記クロス相関のために、前記対応
するテストが満たされる場合だけ、第1及び/又は第2
のWコード・ビット信号は保持されることを特徴とする
衛星測位システムの信号処理方法。 - 【請求項2】 前記c)の処理後、不成功のテストの数が
与えられた期間の間計数されるとともに、参照値と比較
され、それに応じて前記閾値のうちの少なくとも1つが
調整されることを特徴とする請求項1に記載の衛星測位
システムの信号処理方法。 - 【請求項3】 前記計数は、前記第1及び第2のWコー
ド・ビット信号の各々で実行された前記テストの各々の
ために実行され、そこでは、前記調整が、前記閾値の各
々で実行されることを特徴とする請求項2記載の衛星測
位システムの信号処理方法。 - 【請求項4】 前記調整が1次又は2次ループフィルタ
(F1,F2)を有するループ内において、実行されるこ
とを特徴とする請求項2又は3記載の衛星測位システム
の信号処理方法。 - 【請求項5】 同位相を用い、且つ、前記L1信号及び
L2信号の直角位相成分を用いることを特徴とする請求
項1〜4の何れかに記載の衛星測位システムの信号処理
方法。 - 【請求項6】 前記Pコードの前記相関が、パンクチュ
アルコードに関して、アーリーコードに関して、及び/
又はレイトコード関して、で実行されることを特徴とす
る請求項1〜5の何れかに記載の衛星測位システムの信
号処理方法。 - 【請求項7】 前記Wコードの1ビットのための予測さ
れた期間(T1)が、前記Pコードの1ビットの継続時
間の22倍に等しいことを特徴とする請求項1〜6の何
れかに記載の衛星測位システムの信号処理方法。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR9716124 | 1997-12-19 | ||
FR9716124A FR2772955B1 (fr) | 1997-12-19 | 1997-12-19 | Procede de traitement de signaux d'un systeme de positionnement par satellite |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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