JP4054930B2

JP4054930B2 - 衛星測位システムの信号処理方法

Info

Publication number: JP4054930B2
Application number: JP35888498A
Authority: JP
Inventors: シルベストリンピールルイジ; クーパージョン
Original assignee: アジャンススパシャルユーロペエンヌ
Priority date: 1997-12-19
Filing date: 1998-12-17
Publication date: 2008-03-05
Anticipated expiration: 2018-12-17
Also published as: DE69827345T2; ES2231950T3; DE69827345D1; CA2255494C; US6157341A; FR2772955A1; JPH11242075A; FR2772955B1; EP0924531B1; EP0924531A1; CA2255494A1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＧＰＳシステムのような衛星測位システムにおける測位信号を処理する方法に関する。該方法は、暗号化のために使用されるセキュリティ・コード（“Ｙコード”）を知っていることを必要とせずに、Ｌ１及びＬ２無線信号を使用する。
【０００２】
【従来の技術】
ＮＡＶＳＴＡＲ全地球測位システム（NAVSTAR Global Positioning System）または“ＧＰＳ”は米国国防総省によって実用化され、それはＬ１信号およびＬ２信号を２つの異なる周波数で送信する２４個の衛星を使用する。これらの信号は、それぞれ、中心周波数f₁= 1575.42MHzおよびf₂= 1227.6MHzを有し、衛星に搭載され10.23 MHzの周波数で作動している原子時計によって発生される。
【０００３】
電離層によって構成されるような分散性媒質を介した伝搬による効果を補正する必要がある場合、それは同時に利用できるＬ１信号及びＬ２信号を有することが重要である。そして、これはそれゆえに高い精度を必要とする全ての応用にとって重要である。
【０００４】
前記Ｌ１信号は、直角位相において、周波数1.023MHzの消去/捕捉（Ｃ/Ａ）コードとして知られている２つの疑似ランダムコードと、それより高い周波数l0.23MHzの第２コードとによって変調される。Ｌ２信号は、第２のコードだけで変調される。そして、その第２のコードはＬ１信号のために使われるそれに同一である。
【０００５】
Ｃ/Ａコードは公開されているが、前記第２のコードは、２つのモードにおいてオペレータの裁量で使われる。即ち、
・Ｐコードとして公知のパブリックの形か、；
・でなければ、その秘密であるか得るのが難しいＹコードとして公知のセキュリティコードの形での何れか、である。
【０００６】
ＧＰＳシステムの名目上のオペレーティング・モードは、Ｙコードを実行する。
その理由は、GＰSオペレータが、特に軍事行動中に、放送されるかもしれないいかなるおとり信号によっても、検知が妨害されないことを確実にするのを要求するということにある。
【０００７】
換言すれば、ある意見とは逆に、Ｙコードの目的は、未承認のユーザのためにＧＰＳシステムの性能の精度を下げることなく、承認された軍のユーザのために該システムの性能を保証することである。
【０００８】
それに加えて、いずれにしてもＹコードにアクセスすることは、新しい暗号化が毎年実行されなければならないことを意味する。このことは、宇宙空間を運ばれる適用機器にとって、それはあまり実際的でない。
【０００９】
民間の応用機器がＹコードを使用することなく実行されることを可能にするために、企業および調査学会は、よい精度で、Ｌ２コードおよび搬送波位相（carrier phase）情報を決定することを可能にする無コード追跡方法を開発した。この状況は、Ｌ２信号が、単に搬送波位相の正確な測定を実行する目的にのみ、民間の応用機器で使われることを継続することができると最近断言した米国の政府によって認められた。換言すれば、ＧＰＳシステムにおいて、信号変調は、無コード追跡方法と互換性を残そうとしている。
【００１０】
無コード追跡方法は特に、測地学、地球外皮の動きの測定、及び気象学のような科学的な関連分野や、対流圏に含まれる水蒸気の総和値を決定するのにも、優れている。そして、それらが現在一般に利用できる精密受信機内に普通に使用されている。上述の応用機器における主な目的は、電離層を通る伝搬現象を考慮する補正を実行することを可能にするように、Ｌ２搬送波信号の位相を測定することである。
【００１１】
無コード追跡方法は、特に、米国特許第5134407号公報（アステックテレシス）および同第5541606号公報（トリンブル）から公知である。
【００１２】
米国特許第5134407号公報に記載されている方法は、Ｙコードが、実際には、10.23MHzの周波数で公知のＰコードのモジューロ−２総和に、かなり遅い割合で、Ａコード又はＷコードとして一般に呼ばれる暗号化コードをプラスしたものであるという事実に依存する。Ｗコードの正確な形式は、一般には、知られていないが、その割合は、Ｐコードの割合の約l/20（すなわち約500kHz）であるということが知られている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、Ｌ１およびＬ２信号のサンプルは、局部発生されたＰコードの複製に関連させられる。Ｐコード・ジェネレータ（それは2台の独立のジェネレータまたは遅延線付きの1台のジェネレータを備える）は、ディジタル的に制御された発振器ＤＣＯによって制御され、該発信器ＤＣＯは、搬送波が目的物を追跡するために、従来の位相同期ループ（例えばコスタスループ）内のマイクロプロセッサによって、順番に制御される。ローカルＰコードは、最大エネルギーを得るために、入力信号に「合わせられる」ために、最終的に相殺される。一旦、Ｐコード複製が相関つけられると、その信号はＷコードのビットを予測する前に、雑音を減らすために濾波される。この濾波は、積分および記録による従来の方法で実行される。そして、前記積分時間は、Ｗコードの1ビットの評価継続時間Ｔ1に等しい。未知のＷコードの存在は、したがって、予測通過帯域がＷコードの前記ビット割合以下に減少することができないということに帰結し、そして、前記予測帯域の信号対雑音比Ｓ/Ｎが非常に低いということに帰結する。
【００１４】
Ｌ１信号およびＬ２信号上の熱的雑音は、統計学的に独立している。これは、Ｌ１およびＬ２の各々の２つのシステム内のＷコード・ビットの符号を決定し、その結果を他のシステムに付与するために用いられる。このクロス-相互関係法は、Ｔ１より長い時間Ｔ２を使用することを可能にし、それによって、雑音を減少させており、後検知信号／雑音比率（ＳＮＲ）を増加させている。もし、その比率ＳＮＲが単位通過帯域のための雑音パワーを越えて送信された信号搬送波の信号パワーにとって知られていても、高レベルの雑音を含む予測通過帯域においてなされた間違った決定の確率を決定することは数学上可能である。一定数の決定が間違っているであろうことは、そこから導き出され得る。正しく検出されているＷコードのビットの確率が、５０％よりもかなり大きい場合にのみ、間違った決定が正しい決定をキャンセルするような技術が、効果的に作動し得る。
【００１５】
従って、本発明の目的は、正しい検出の確率を増やすことを可能にすることである。
【００１６】
本発明が基礎を形成されるアイデアは、正しい決定の確率および不正確な決定の確率の差を増やすようにゼロでない検出閾値を確立することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明の上記目的は、衛星測位システム（例えばＧＰＳシステム）におけるＬ１信号及びＬ２信号を処理する方法であって、該Ｌ１信号及びＬ２信号の各々は、公知の疑似ランダムコードＰ（それ自体、未知のコードＷによって変調される）によって変調された単一の周波数搬送波を有し、：そこでは、
a)各々の信号Ｌ１およびＬ２の分散システムにおいて、相関は、局地発生されたＰコードの複製を用いて、信号Ｌ１を処理する第1のシステムにおいて、及び、信号Ｌ２を処理する第2のシステムにおいて、各々実行され、それによって、それぞれの第１および第２の相関信号を作り出し；
b)前記第１及び第２の相関信号は、それぞれの第１および第２のＷコード・ビット信号を得るように、Ｗコードの1ビットのための評価継続期間に等しい期間にわたって積分され；そして、
c)第１の及び／又は第２のＷコード・ビット信号が、第２の及び／又は第１の相関信号の各々と相互相関づけられ、
前記b)とc)の間に、前記第１のＷコード・ビット信号が第１の正の閾値より大きいか、又は、第１の負の閾値未満かどうか、先ずテストし、次いで、第２のＷコード・ビット信号が第２の正の閾値より大きいか、又は、第2の負の閾値値未満かどうかをテストし、そして、もし対応するテストが満たされている場合のみ、前記相互相関のために、前記第１及び／又は第２のＷコード・ビット信号が維持される、前記方法によって達成される。
【００１８】
前記c)の後、不成功のテストの数が、与えられた期間計数され、参照値と比較され、前記閾値のうちの少なくとも1つがそれに応じて適用されることが、特に有利である。
【００１９】
好ましくは、前記計数は、前記第１および第２のＷコード・ビット信号（各々の前記閾値に実行されている適合）の各々において実行された前記テストの各々のために実行される。
【００２０】
好適には、前記の応用は、１次又は２次のループフィルタを有するループにおいて実行される。
【００２１】
一般に、前記方法は、同位相に、そして、信号Ｌ１及びＬ２の直角位相成分に適用される。
【００２２】
前記Ｐコードの前記相関は、パンクチュアルコード（punctual code）に関して、アーリーコード（early code）に関して、及び／又はレイトコード（late code）に関して、実行され得る。
【００２３】
【発明の実施の形態】
本発明の好適な実施形態について、以下に図面を参照しつつ説明する。
【００２４】
図１において、従来装置は、２つの相関器Ｃ１及びＣ２を備え、該相関器は、各々、それぞれ復調された信号Ｌ１およびＬ２のサンプルを受信するとともに、Ｐコードの局地的に発生された複製Ｐ１および複製Ｐ２をそれぞれ受信する。相関器Ｃ１及びＣ２の出口に存在する信号は、Ｐコード・サイクルの倍数に等しく、且つ、Ｗコードの1ビットのために予測された継続時間に対応する、時間Ｔ１にわたる積分によって、実質的に濾波される。この積分は、それぞれの積分器１及び２によって実行される。積分された信号の符号（sign）が、それぞれの積分器１，２によって積分された信号に基づき、符号検出器ＳＤ１及びＳＤ２によって発生される。積分器１からの出力信号と符号検出器ＳＤ２からの出力信号との間の相関器Ｃ３によって実行された相関、及び／又は、積分器２による信号出力と符号検出器ＳＤ１による信号出力とに基づいて相関器Ｃ４によって実行された相関、に基づいて相互相関がなされる。これに続いて、各積分器３及び／又は４によって実行された時間Ｔ２（＞Ｔ１）に亘って積分される。
【００２５】
本発明は、前記相互相関の性能が改善されることを可能にする方法を提供する。
【００２６】
本発明が基礎を形成されるアイデアは、正しい決定を得る確率と、不正確であるか間違っている決定を得る確率との違いを増やすために閾値を使用することである。
【００２７】
この違いは、Ｗコード・ビットの符号が決定されることに基づき、ゼロ以外の閾値レベルを導入することによって増加し得る。
【００２８】
前記閾値は、最適の結果を確実にするため、特に、追跡バンド幅を一定に保つために、適応性を有することが好ましい。
【００２９】
上記の技術のように、信号Ｌ１及びＬ２は、局地的に発生されたＰコード、Ｐ１及びＰ２に相関付けられ（Ｃ１１-Ｃ１２）、次いで、継続時間Ｔ１の間、積分される（１１，１２）。Ｐコードは、入って来る信号または他の信号のＰコードと合わせられる２つの別に発生されたコードの形態において、又は、最初のＰコード（Ｐ１またはＰ２）を発生させ、次いで、位相変位によってそこから他のＰコード（Ｐ２またはＰ１）を引き出すことにより、どちらの形態でも発生される。前記Ｗコードは、正の閾値および負の閾値と関連してテストされ、前記閾値は、考慮に入れられるべきＷコード・ビットの符号に関する決定のために、そこにおいて閾値を上回ることを要求されることを含んだ雑音レベルを含む信号と、適応性のあることが好ましい。閾値テストを通過しないサンプルは、拒絶される。考慮に入れられる決定の一定の一部分が、正しい決定および不正確な決定を構成する一定の一部分を構成する。
【００３０】
図２は、パンクチュアルＰコードに関してその信号の同相Ｉ成分のための本発明の方法を示す。アーリーＰコード及びレイトＰコード信号を有する、直角位相成分Ｑ及び相関に関しては、この概念は同様に実行される。
【００３１】
従来技術方法が閾値を使用せず、例えば、Ｗコード・ビットの符号を決定するためにゼロの閾値を使用しているが、本発明においては、積分器１１及び１２による各々の信号出力が、正の閾値及び負の閾値と比較される。もし、閾値テストが満足のいくものであり、例えば、積分器１１による信号出力が正の閾値より大きいか又は負の閾値未満の場合、対応するＷコード・ビットの符号は、Ｗコードに対する考慮に入れられる符号ビット信号、及び、積分器１２による信号出力を基礎として、時間Ｔ２の間、積分する積分器１４の信号出力の入力で考慮に入れられる。同じことが積分器１２から出る出力信号に適用され、それが閾値テストを満たす場合、積分器１１からの出力信号と交差した方法で相関された符号値を有するだろう。
【００３２】
積分器１１から下流側における信号Ｌ１を含む最初の分岐は、この目的のために、２つの閾値検出器（正の閾値検出器ＰＣ１および負の閾値検出器ＮＣ１）を有し、その比較の確認された結果は、相関器−積分器１４の入力のうちの１つに付与される。もし、その比較が閾値テストを通過しない場合、積分器１４の入力での信号は無視される。比較器ＣＴ１（例えば１４ビットの比較器）は、無視されるべきサンプルを検出して、継続時間Ｔ２の間、そこから優先カウントを蓄積する。
【００３３】
このカウントは、比較器ＣＰ１において、所望値ＮＩＳ１と比較され、このＮＩＳ１は、マイクロプロセッサＤＳＰによって供給され、このＤＳＰはまた、Ｔ２の間隔で、リセット-ゼロ信号ＲＲ１および逆読み込み信号ＣＴ１を付与する。比較器ＣＰ１からのデジタル信号出力は、ループフィルターＦ１（例えば一次フィルター）に付与され、次いで、回路ＴＧＥ１に付与され、回路ＴＥＧ１は、閾値検出器ＰＣ１およびＰＣ２の値を調節する。もし、無視されたサンプルの数が参照値より大きい場合、正および負の閾値の絶対値は増やされ、逆の場合は減らされる。
【００３４】
同じことが、信号Ｌ２を扱う第２の分岐に適用され、そこにおいて、素子ＰＣ２、ＮＣ２、ＣＴ２、ＣＰ２、Ｆ２、そして、ＴＧＥ２、そして、信号ＲＲ２およびＮＩＳ２は、それぞれ、素子ＰＣ１、ＮＣ１、ＣＴ１、ＣＰ１、Ｆ１およびＴＧＥ１に、そして、信号ＲＲ１およびＮＩＳ１に対応する。
【００３５】
同じ処理が、信号Ｌ１およびＬ２の直角位相成分に付与され得る。
【００３６】
分岐は、アーリー（またはＥ）Ｐコード及び、レイト（またはＬ）Ｐコード、同位相Ｉのための双方、及び／又は信号Ｌ１およびＬ２に割り当てられ得る。そこにおける処理は、類似している。
【００３７】
従来の積分器１３，１４の第２のステップは、以下のように作動する単純なアップ／ダウンカウンターを使用して実行され得る：
・閾値テストが満たされないときに、アップ/ダウンカウンターは停止させられる；
・閾値テストが正の閾値Ｓ１のために満たされるとき、カウンターは、例えば１増加される；そして、
・閾値テストが負の閾値Ｓ２のために満たされるときに、カウンターは、例えば、１減少させられる。
【００３８】
図３ａにおいて、縦座標は正の符号（カーブＩ）のＷコード・ビットのための、及び、負の符号（カーブＩＩ）のＷコード・ビットのための、レベルの関数として、誤差確率を表す。青白い灰色の遮光（pale gray shading）を有するカーブは、正および負の決定に関して、そして、閾値がない場合、誤差の全確率を示す。図３ｂは、同じカーブＩ及びＩＩを示し、そこに正および負の閾値Ｓ１およびＳ２が適用され、それはダークグレイの遮光に示される帯域を除去することなり、そこでは誤差の確率が最も高い。
【００３９】
Ｐコードとの相関から生じるサンプルの一部分だけを蓄積することが、後段-検知通過帯域を増加させ、その結果、その雑音レベル（それは、演繹的に、それが閾値により除去しているサンプルと考えられるかもしれないことを意味する）は、好ましくないものとなるだろう。
【００４０】
実際には、すでに低い信号対雑音比が、正及び負のコード（図3a）のための確率密度カーブＩ及びＩＩから成るオーバーラップを引き起こすということを、信号対雑音比の低下が、僅かながら与える。図３ｂを参照すると、ダークグレーゾーンは、拒絶される（例において、Ｗコードビットの符号に関する全ての決定の約５０％を示す）決定を示す。保持される決定の中で、黒くなってない領域は、保持される決定の中の正しい決定を示し、その一方、青白い灰色の遮光は不正確な決定を示す。総面積と比較される種々の領域のパーセンテージは計算されることができ、そして、それらは以下の表において要約される：
【００４１】
【表１】

【００４２】
表中の値は、周波数Ｌ１でＳＮＲ＝４０ｄＢＨｚの場合に対応している。
【００４３】
Ｅ１は、無視されるサンプルのパーセンテージを表す。
【００４４】
Ｅ２は、保持されるサンプルの中から正しい決定のパーセンテージを表す。
【００４５】
最後の欄は、保持されるサンプルの中から取り出され、蓄積されたものとして、正しい決定と不正確な決定とのパーセンテージの差（2E₂-100）を表す。
【００４６】
上記の表に示すように、本発明に従い実行される閾値テストは、保持される正しい決定および互いをキャンセルし合う決定の関連しているパーセンテージを増やすことを可能にする。この関連しているパーセンテージの増加は、積分の間、パワーの損失を減少させることを可能にする。従来技術において、このパーセンテージは、16.5%である。表中の最後の例は、31.2%をに達する閾値レベルで増加している。
【００４７】
誤差信号が、与えられた継続時間（例えば、Ｔ２）を通じて拒絶される（または節約される）サンプルの数と参照値との差の関数であるループ１１によって、閾値は構成される得る。任意選択の濾波後、新しい閾値が計算される。そのレベルが一般に信号Ｌ１の及びＬ２と同じものでないと仮定すると、４つの独立したレジスタが、同相のＬ１分岐の閾値を格納するため、直角位相Ｌ１分岐のため、同相のＬ２分岐のため、及び、直角位相Ｌ２分岐のために、使用される。一般に、閾値は、パンクチュアルＰコードＰに対して、アーリーＰコードＥに対して、そして、レイトＰコードＬに対して、同じ値を有する。関連している閾値Ｓ１および対応する負の閾値Ｓ２は、一般に同じ絶対値を有する。
【００４８】
一般に、ループフィルタ（Fl，F2）は、１次フィルタである。例えば、それは積分器とすることができる。しかし、正しい決定の数は、信号対雑音比に依存し、その比は、場合によっては、急速に変化し得る。この種の極端なケースにおいて、拒絶されたサンプルのパーセンテージが高過ぎるかどうかテストするために、及び、従って閾値適応ループを再初期化すような閾値を値０に強制するために、２次フィルタを実行するか又は比較器を処理装置ＤＳＰに取り入れることが必要とされる。信号対雑音比が下がると、拒絶されたサンプルのパーセンテージが閾値を修正することによって制御できなくなる。
【００４９】
試験によって、信号対雑音比の相当量の増加が、Ｗコードのビット率がＰコードのビット率の１／２２であると仮定することによって得ることができることが示された。
【００５０】
Ｗコードが、Ｐコードの4092ビット毎に起こる瞬時（instant）Ｘ１Ａで、コヒーレントであり、即ち、そこでそれが、２つの瞬時Ｘ１Ａの間のインターバル毎のＷコードの4092/22=186ビットであり、それは、Ｗコード・ビットの長さがＰコードのビットの長さの２０倍であると仮定することによって得られるＷコードの4092/20=204.6ビットよりずっともっともらしいと、仮定することになる。
【００５１】
本発明では、決定を下す前に蓄積されるＰコード・ビットの数は調整可能であるが、好適な標準値は22に等しい。
【００５２】
Ｗコードビット、即ち、22のPコードビットの長さを越える積分のための予知通過帯域は、：
B=l0.23/22 MHz=0.465 MHz
これは、雑音レベルＰn = kＴB =-146.4dBを与える。
【００５３】
信号Ｌ１のＰコードのための最小限の保証されたパワーは、-163dB、すなわち、信号対雑音比SNRが-163-(-146.4)=-16.6dBである。
【００５４】
信号Ｌ１のＰコードの最小限の保証されたパワーのために、Ｗコード・ビットに関する誤った決定の確率は、：
Ｐ_E=1/2 erfc（SNRl/2）= 0.417 （erfcは、誤差関数）
従来技術では、正しいか違っているにせよ、Ｗコード・ビットに関する全ての決定は蓄積され、そして、正しい決定のネット数は、：
Ｐ_N=１-2Ｐ_E=0.166
それによって、信号対雑音比をD＝20Log₁₀(0.166) =-15.6dBにまで下げる。
【００５５】
これは、22のＰコード・ビット、即ちＴ１=2.15 μsに亘って蓄積することを選ぶ以外に、従来技術の使用を観測するものである。
【００５６】
Ｗコードの1ビットの間の蓄積確率密度の２本のカーブは、図３ａおよび３ｂに示され、正しい決定の確率のための値は上記表において与えられる。
【００５７】
閾値が増加するにつれ、Ｗコード・ビットに関連して保持された決定のパーセンテージは落ちるが、これの決定のパーセンテージは保持され、正しい決定のパーセンテージは上がる。これは、信号対雑音比に２つの影響を及ぼす。第一に、より少い決定が蓄積されるので、明らかな信号対雑音比は減少する。それによって、雑音の濾波効果を減らしている。第２に、信号対雑音比は正しい決定の数の増加のために、増加する。
【００５８】
ゼロ以外の閾値を実行するときに、蓄積時間Ｔ２が不変のままであるにもかかわらず、その期間中に蓄積された決定の数は、より小さい。濾波の効果は、単にサンプルの一定の数を累積することに依存するため、積分時間Ｔ２に亘って平均する効果によって、フィルタの通過帯域は、増加させられる。これは、見掛けの積分時間Ｔ'₂を減少させる。
例，
【００５９】
信号対雑音比の低下Ｄ：
１）従来技術：Ｄ=-l5.6 dB
２）決定の５０％が、１msの積分時間Ｔ２に亘って蓄積され、すなわち、0.5msの見掛けの積分時間Ｔ'₂に亘って累積され、
これが、D=-ll.5 dBを与え、すなわち4.1のdBの改良となり、他のものは、等しいままになっている。
【００６０】
３）25%の決定は、蓄積され（Ｔ２ =１ ms、Ｔ'₂= 0.25 ms）、
Ｄ=-9.3dB、すなわち6.3dBの改良を与える。
【００６１】
Ｗコード・ビットに関する決定の４分の３を除去することは、非論理的に見えるかもしれないが、通常の状況では、1msを越える（1つのＧＰＳデータ・ビットの期間である20msまで）時間Ｔ２を増やすための唯一の理由は、決定プロセスの前の雑音通過帯域を減らすことである。無コード技術においては、０閾値が使われるか、０以外の閾値が使われるかに関係なく、好ましくは本発明に記載の適応性のある技術においては、１つの決定が2.15μs 後になされる。１μｓを越え決定の後のより長い期間に亘る累積は、下流側にある追跡ループのために、雑音を減らすだけにのみ為され、供給される。これは、上流側の信号の信号対雑音比に、影響を及ぼさない。
【００６２】
本発明は、ＧＰＳシステムだけに適用されない。例えば、ＧＰＳシステムと同じＬ１およびＬ２信号を使用するＧＬＯＮＡＳＳシステムに等しく適用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】米国特許第5134407号の方法を示しているブロック図である。
【図２】本発明の好適な実施形態を示すブロック図である。
【図３】図３（ａ）は、閾値がない場合の従来技術の確率密度カーブ、図３（ｂ）は、閾値がある場合の本発明の可能精密度カーブを示すグラフである。
【符号の説明】
１，２積分器
Ｃ１，Ｃ２相関器
ＳＤ１，ＳＤ２符号検出器
１１，１２，１３，１４積分器
１４相関器−積分器
ＣＴ１比較器
ＣＰ１比較器
ＤＳＰマイクロプロセッサ
Ｆ１，Ｆ２ループフィルター
ＰＣ１閾値検出器

Claims

ＧＰＳシステムのような衛星測位システムのＬ１信号及びＬ２信号の処理方法であって、
前記Ｌ１信号及びＬ２信号の各々が、公知の疑似ランダムコードＰ（それは、それ自体が未知のＷコードによって変調される）によって変調された単一の周波数搬送波を有し：そこでは、
a)前記各々のＬ１信号及びＬ２信号のための別々のシステムにおいて、局地発生されたＰコードの複製と前記Ｌ１信号及びＬ２信号との相関が、Ｌ１信号を処理するための第１のシステム、及び信号Ｌ２を処理するための第２のシステムにおいて、各々、実行され、それによって、それぞれの第１及び第２の相関信号を発生させ、；
b)前記第１及び第２の相関信号は、前記Ｗコードの1ビットのための予測された期間（Ｔ１）に等しい期間にわたって、それぞれの第１及び第２のＷコード・ビット信号を得るために積分され；そして、
c)前記第１及び／又は第２のＷコード・ビット信号が、前記第２及び／又は第１の相関信号の各々と、クロス相関が取られ、
前記b)の処理と前記c)の処理との間において、前記第１のＷコード・ビット信号が第１の正の閾値より大きいか第１の負の閾値未満かどうかを、先ずテストし、及び／又は、次に、前記第２のＷコードビット信号が、第２の正の閾値より大きいか第２の負の閾値未満であるかを、テストし、そして、前記クロス相関のために、前記対応するテストが満たされる場合だけ、第１及び／又は第２のＷコード・ビット信号は保持されることを特徴とする衛星測位システムの信号処理方法。
前記c)の処理後、不成功のテストの数が与えられた期間の間計数されるとともに、参照値と比較され、それに応じて前記閾値のうちの少なくとも1つが調整されることを特徴とする請求項１に記載の衛星測位システムの信号処理方法。
前記計数は、前記第１及び第２のＷコード・ビット信号の各々で実行された前記テストの各々のために実行され、そこでは、前記調整が、前記閾値の各々で実行されることを特徴とする請求項２記載の衛星測位システムの信号処理方法。
前記調整が１次又は２次ループフィルタ（F１，F２）を有するループ内において、実行されることを特徴とする請求項２又は３記載の衛星測位システムの信号処理方法。
同位相を用い、且つ、前記Ｌ１信号及びＬ２信号の直角位相成分を用いることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の衛星測位システムの信号処理方法。
前記Ｐコードの前記相関が、パンクチュアルコードに関して、アーリーコードに関して、及び／又はレイトコード関して、で実行されることを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の衛星測位システムの信号処理方法。
前記Ｗコードの１ビットのための予測された期間（Ｔ１）が、前記Ｐコードの１ビットの継続時間の２２倍に等しいことを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の衛星測位システムの信号処理方法。