ES2138949T3 - Metodo y aparato para generar secuencias complejas de cuatro fases para un sistema de comunicacion cdma. - Google Patents

Abstract

LA INVENCION SE REFIERE A UN DISEÑO DE SECUENCIAS MEJORADO PARA COMUNICACIONES DE ACCESO MULTIPLE POR DIVISION DE CODIGO (CDMA) QUE GENERA SECUENCIAS DE CODIGOS PSEUDO-ALEATORIOS DE CUATRO FASES COMPLEJOS, QUE PUEDEN PONERSE EN CORRELACION DIRECTA CON UNA CONSTELACION DE SEÑALES DE MANIPULACION POR DESPLAZAMIENTO DE FASE EN CUADRATURA (QPSK).

Description

Método y aparato para generar secuencias complejas de cuatro fases para un sistema de comunicación CDMA.

Antecedentes de la invención Campo de la invención

La presente invención se refiere, en general, a un diseño de secuencia mejorado para comunicaciones de acceso múltiple por división de código (CDMA). Más concretamente, la invención se dirige a la generación de secuencias de códigos complejos seudo-aleatorios, de cuatro fases, que puedan convertirse, directamente, en representación de una constelación de señales moduladas por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK).

Descripción de la técnica anterior

El acceso múltiple por división de código (CDMA) es un tipo de sistema de comunicaciones de espectro ensanchado en el que cada unidad de abonado se distingue del resto de unidades de abonado merced a la posesión de un código único. A fin de comunicar con una unidad de abonado particular, una unidad transmisora comunica el código único al transmitir y la unidad receptora utiliza el código para descodificar la transmisión. Los sistemas CDMA de comunicaciones transmiten información de voz y datos usando señales de aspecto aleatorio y con características de ruido. Como las secuencias aleatorias son generadas por elementos lógicos determinísticos estándar, la generación de las secuencias de bits son predecibles y repetibles. El uso de estas secuencias aleatorias binarias repetibles es lo que permite una fácil modulación de cualquier señal digital portadora de información para las comunicaciones de datos. Estas secuencias aleatorias predecibles se denominan secuencias seudo-aleatorias.

Cada unidad de abonado de un sistema de comunicaciones CDMA recibe una pluralidad de secuencias seudo-aleatorias a partir de estaciones de base que estén dentro del alcance de comunicación de la unidad de abonado. Como se ha indicado anteriormente, la unidad receptora utiliza un código seudo-aleatorio particular para tratar de descodificar una de las secuencias seudo-aleatorias recibidas. El código particular puede usarse, solamente, para descodificar una secuencia seudo-aleatoria, contribuyendo el resto de secuencias seudo-aleatorias al ruido.

A medida que la correlación entre las secuencias seudo-aleatorias usada por el sistema de comunicaciones CDMA disminuye, la magnitud del ruido emitido por la unidad receptora también disminuye. Esta disminución puede explicarse del modo siguiente: existe una elevada correlación entre la secuencia seudo-aleatoria que incluya los datos a transmitir a la unidad de abonado y la secuencia seudo-aleatoria generada por el receptor. A medida que disminuye la correlación entre dicha secuencia seudo-aleatoria y las demás secuencias seudo-aleatorias (es decir, la correlación cruzada), resulta más fácil para la unidad de abonado reconocer su secuencia seudo-aleatoria particular y eliminar por filtrado el resto de secuencias seudo-aleatorias. En consecuencia, se reduce el ruido y se mejora la claridad de la señal.

Hay necesidad de un generador de secuencias seudo-aleatorias mejorado que genere secuencias con propiedades de correlación cruzada mejoradas, a fin de reducir el ruido experimentado por el receptor. Hay necesidad, también, de un generador de códigos seudo-aleatorios que sea de ejecución sencilla.

El documento US-A-5 218 559 describe un generador seudo-aleatorio que comprende un circuito de inicialización, un circuito de cálculo, que genera cuatro polinomios de orden 5, 5, 7 y 7 y un circuito lógico de salida, que emite una secuencia seudo-aleatoria de bytes. Otro generador de números seudo-aleatorios se describe en un documento de C.P. Downing, volumen 20, nº 11, 1984, páginas 435-436 de Electronics Letters.

Compendio de la invención

La presente invención proporciona un método y un aparato mejorados para generar secuencias de códigos complejos seudo-aleatorios, de cuatro fases, que puedan convertirse fácilmente en representación de una constelación de señales QPSK y con una correlación cruzada y una autocorrelación desfasada bajas.

En una realización, un generador de códigos seudo-aleatorios produce códigos CDMA complejos, de cuatro fases, utilizando un acumulador y una pluralidad de circuitos biestables. El acumulador recibe el cociente del parámetro M entre el parámetro N y recibe realimentación a partir de la pluralidad de circuitos biestables. Los parámetros M y N son números enteros y primos entre sí. El acumulador combina dicho cociente con los datos recibidos a partir de los circuitos biestables y transmite los datos combinados a los circuitos biestables. Se extraen dos bits y se usan para generar códigos I y Q.

En otra realización, un generador de códigos seudo-aleatorios genera códigos CDMA complejos, de cuatro fases, proporcionando un circuito para emitir una progresión aritmética de valores y un valor de incremento para la progresión aritmética de valores. El generador de códigos seudo-aleatorios incluye, también, un primer mezclador para recibir la progresión aritmética de valores y los valores de incremento. Un segundo mezclador recibe la salida del primer mezclador y combina esta salida con el cociente del parámetro 2M entre el parámetro N, siendo M y N números enteros y primos entre sí. Se extraen dos bits del segundo mezclador y se convierten en códigos I y Q.

Otras ventajas resultarán evidentes a los expertos en la técnica a partir de la lectura de la descripción detallada de las realizaciones preferidas.

Breve descripción de los dibujos

La figura 1 es un diagrama de bloques de un transmisor de espectro ensanchado de la presente invención;

la figura 2 es un diagrama de bloques de un receptor de espectro ensanchado de la presente invención;

la figura 3 es un diagrama de temporización de una secuencia de código seudo-aleatorio convencional;

la figura 4 es una primera realización de un generador de códigos de espectro ensanchado para generar secuencias de cuatro fases según la presente invención;

la figura 5 es un diagrama que muestra la conversión a I y Q de la primera realización del generador de códigos de espectro ensanchado;

la figura 6 es un diagrama que muestra los pasos del método para generar secuencias de cuatro fases según la primera realización de la presente invención;

la figura 7 es una segunda realización de un generador de códigos de espectro ensanchado para generar secuencias de cuatro fases según la presente invención;

la figura 8 es un diagrama que muestra la conversión a I y Q de la segunda realización del generador de códigos de espectro ensanchado;

la figura 9 es un diagrama que muestra los pasos del método para generar secuencias de cuatro fases según la segunda realización de la presente invención;

la figura 10 es un gráfico de un ejemplo de una función de autocorrelación para la primera resolución subóptima; y

la figura 11 es un ejemplo de una función de correlación cruzada para la primera ejecución subóptima.

Descripción de las realizaciones preferidas

Las realizaciones preferidas se describen con referencia a las figuras de los dibujos, en las que números similares representan elementos similares en todas ellas.

Un transmisor 10 de espectro ensanchado, como se muestra en la figura 1, incluye un convertidor 12 analógico/digital (A/D) para recibir una señal de voz. Un conmutador 14 recibe la señal digital de voz del convertidor 12 A/D y una señal digital de datos de un terminal (no mostrado). El conmutador 14 conecta el transmisor 10 de espectro ensanchado con una entrada para señales digitales de voz o datos digitales. Las señales digitales de voz y los datos digitales se denominarán en lo que sigue, en conjunto, datos digitales. El conmutador 14 dirige los datos digitales a un ensanchador 20, que puede incluir un mezclador. Una secuencia seudo-aleatoria producida por el generador 30 de códigos se aplica al ensanchador 20. El generador 30 de códigos y el ensanchador 20 se muestran incluidos en el codificador 40 de espectro ensanchado.

El ensanchador 20 realiza una función de ensanchamiento del espectro de frecuencias multiplicando los datos digitales por la secuencia seudo-aleatoria en el dominio del tiempo, que es equivalente a envolver el espectro bimodal de los datos digitales con el espectro, aproximadamente rectangular, de la secuencia seudo-aleatoria en el dominio de la frecuencia. La salida del ensanchador 20 se aplica a un filtro 50 de pasa-bajos, cuya frecuencia de corte es igual a la frecuencia F_{cr} de generación de bits del sistema. La salida del filtro 50 de pasa-bajos se aplica, entonces, a un terminal de un mezclador 60 y se convierte a una frecuencia más alta, determinada por la frecuencia F_{c} de portadora que se aplica a su otro terminal. A continuación, la señal aumentada en frecuencia es hecha pasar por un filtro 70 de paso de banda, que puede ser un resonador helicoidal. El filtro 70 tiene un ancho de banda igual al doble de la frecuencia de generación de bits, y una frecuencia central igual a la frecuencia central del ancho de banda del sistema de espectro ensanchado. La salida del filtro 70 se aplica a la entrada de un amplificador 80 de RF, cuya salida activa una antena 90.

En la figura 2 se muestra un receptor 100 de espectro ensanchado. Una antena 110 recibe la señal de espectro ensanchado transmitida, que se filtra mediante un filtro 120 de paso de banda. El filtro tiene un ancho de banda igual al doble de la frecuencia F_{cr} de generación de bits, y una frecuencia central igual a la frecuencia central del ancho de banda del sistema de espectro ensanchado. Subsiguientemente, la salida del filtro 120 se reduce en frecuencia mediante un mezclador 130, posiblemente en dos etapas, para formar una señal de banda de base, usando un oscilador local con una frecuencia constante que sea, aproximadamente, la misma que la frecuencia Fc de portadora del transmisor 10. Luego, se convierte la salida del mezclador 130 a su ancho de banda original aplicándola a un primer terminal del correlacionador 140, mientras se aplica la misma secuencia seudo-aleatoria entregada al ensanchador 20 a un segundo terminal del correlacionador 140. La secuencia seudo-aleatoria es producida por un generador 30 de códigos. El correlacionador 140 y el generador 30 de códigos están incluidos en un descodificador 160 de espectro ensanchado, como se muestra en la figura 2. La salida del correlacionador 140 se aplica a un filtro 180 de pasa-bajos, cuya frecuencia de corte es la frecuencia de entrada de datos al transmisor 10 de espectro ensanchado. La salida del filtro 180 de pasa-bajos es una réplica de la entrada de datos de la figura 1.

Los expertos en la técnica apreciarán que la secuencia seudo-aleatoria usada en el receptor 100 de un sistema de comunicaciones de espectro ensanchado tiene que estar sincronizada con la secuencia seudo-aleatoria usada en el transmisor 10. Los métodos para lograr esta sincronización son, también, bien conocidos.

Una secuencia de ensanchado convencional es una secuencia digital seudo-aleatoria, como se muestra en la figura 3. La secuencia se usa para aumentar el ancho de banda de la señal que se transmite y para reducir el ancho de banda de la señal que se recibe a su estado original. Dos códigos binarios diferentes que usen dos circuitos LFSR diferentes proporcionan canales de I y Q para la transmisión de datos. Sin embargo, si existe una elevada correlación cruzada entre los canales de I y Q del lado del receptor, el receptor emitirá mucho ruido.

El generador 30 de códigos de la presente invención produce secuencias de códigos seudo-aleatorios con propiedades de correlación cruzada muy mejoradas comparadas con las secuencias seudo-aleatorias de la técnica anterior, tales como la mostrada en la figura 3. Una secuencia seudo-aleatoria de la técnica anterior comprende, esencialmente, una señal con diferentes componentes de frecuencia. Esta señal es una combinación de formas de onda sinusoidales con diferentes frecuencias, tanto altas como bajas. En consecuencia, la señal tiene un espectro de frecuencias que puede dividirse en zonas de frecuencia. Las sinusoides con frecuencias más intensas (mayores amplitudes) predominarán en la señal con respecto a las sinusoides con frecuencias más débiles (menores amplitudes). Sin embargo, con el fin de generar un código seudo-aleatorio mejorado (código muy aleatorio) como en la presente invención, la intensidad o amplitud de cada zona de frecuencia tiene que ser la misma. Los códigos muy aleatorios tienen la propiedad de que incluyen componentes en todas las zonas de frecuencia, lo que da lugar a un espectro plano. El generador 30 de códigos produce una secuencia seudo-aleatoria en la que la amplitud de las sinusoides de todas las zonas de frecuencia es, aproximadamente, la misma (plana), como se explicará con detalle en lo que sigue.

Una secuencia seudo-aleatoria con una longitud N y X zonas de frecuencia puede representarse mediante Y rangos de frecuencia de una representación en serie de Fourier discreta, en la que cada rango corresponda a una zona de frecuencia. Existen Y rangos para las X zonas de frecuencia (2\pi/T)k,k = 0,..., N-1, siendo T el periodo de la secuencia de ensanchamiento y siendo X=Y=N. De manera ideal, la frecuencia instantánea de la secuencia tiene que tener la misma duración en cada una de las X zonas de frecuencia. En consecuencia, cada zona o rango de frecuencia tendrá la misma intensidad. Por ejemplo, supongamos que s(t) indique una secuencia de ensanchamiento que sea periódica. Entonces,

ecuación (1)s(t)=\sum\limits_{k} c_{k}e^{j2\pi kt/T}

es la representación en serie de Fourier, en la que

ecuación(2)c_{k}=\frac{1}{T}\int_{T} s(t)e^{-j2\pi kt/T}dt

siendo c_{k} la intensidad de las sinusoides de una de las representaciones en serie de Fourier discreta o la intensidad de las sinusoides de la zona o rango. La potencia media de s(t) se expresa del modo siguiente:

ecuación (3)p=\sum\limits_{k}\left|c_{k}\right|^{2}

El espectro de magnitud de s(t) es |c_{k}| y el espectro de potencia es |c_{k}|^{2}. El espectro de potencia ideal es plano, cuya potencia promedio se distribuya en todos los rangos de frecuencia de igual manera. Ello da lugar a una autocorrelación estrecha. Todos los valores |c_{k}|^{2} tienen que ser iguales. Ello se consigue con frecuencias instantáneas que sean:

ecuación (4)\frac{2\pi}{T}Mk, k=0,...,N-1

siendo M y N son números enteros y primos entre sí (M y N no tienen un divisor común). Ello garantiza la presencia de cada rango de frecuencia (2\pi/T)k por igual. Por ejemplo, si N=7 y M=3 la frecuencia instantánea es entonces

ecuación (5)0,\frac{2\pi}{T}x3, \frac{2\pi}{T}x6,...,\frac{2\pi}{T}x18

Puesto que una discontinuidad de la fase tiene el efecto de ensanchar la potencia introduciéndose en otros rangos de frecuencia, la fase, preferiblemente, debe ser continua y estar libre de irregularidades repentinas en la medida de lo posible.

La restricción principal consiste en que la fase de la secuencia de ensanchamiento compleja tiene que limitarse a {0, \pi/2, \pi, 3\pi/2}. Esta limitación da lugar a cambios de fase repentinos e impide que el espectro de potencia llegue a ser completamente plano. Sin embargo, puede obtenerse una secuencia con una densidad espectral de potencia relativamente plana. Para que la fase sea continua en t = (k/N)T, la ecuación recurrente es

ecuación (6)\Theta_{k-1}-\Theta_{k}=\frac{2\pi}{N}Mk

siendo \Theta la fase de las secuencias redundantes de bits, individuales, de una secuencia y k el índice (orden) de las secuencias redundantes de bits de la secuencia. Si \Theta_{0} se escoge arbitrariamente de entre (0, \pi/2, \pi, 3\pi/2), entonces \Theta_{1}, \Theta_{2},..., \Theta_{N} puede generarse de modo secuencial. Esta solución da lugar a espectros planos, que es la
solución óptima. La elección de \Theta_{0} (0, \pi/2, \pi, 3\pi/2) es indiferente, porque un desplazamiento de fase constante en la secuencia no modifica sus propiedades espectrales.

La resolución subóptima de la ecuación anterior cuando \Theta_{k} está limitada a (0, \pi/2, \pi, 3\pi/2) es la siguiente:

ecuación (7)\Theta_{k-1}-\Theta_{k}=\frac{\pi}{2}\left(\left\lfloor4\frac{M}{N}k\right\rfloor_{módulo4}\right)

en la que \lfloor4(M/N)k\rfloor significa el mayor número entero menor o igual que 4(M/N)k. Esta ecuación es una versión modificada de la ecuación (6) y convierte ángulos de fase en uno de cuatro puntos, con objeto de permitir una fácil modulación de amplitud en cuadratura. Ello limita las fases al conjunto {0, \pi/2, \pi, 3\pi/2}.

Al continuar la desviación secuencial de fase a fin de desarrollar una segunda resolución subóptima, se tiene:

\Theta_{k}=\Theta_{k-1}-\frac{2\pi}{T}M\frac{k}{N}T

ecuación (8)\Theta_{k}=\Theta_{k-2}-\frac{2\pi}{T}M\frac{k-1}{N}T-\frac{2\pi}{T}M\frac{k}{N}T

\bullet

\bullet

\bullet

\Theta_{k}=\Theta_{0}-\frac{2\pi}{T}M\frac{T}{N}\sum\limits^{k}_{i=1}i=\Theta_{0} -\frac{2\pi}{T}M\frac{T}{N}\frac{k(k+1)}{2}

ecuación (9)\Theta_{k}=\Theta_{0}-\pi\frac{M}{N}k(k+1)

De nuevo, la segunda resolución subóptima con cuatro fases (0, \pi/2, \pi, 3\pi/2) se obtiene como:

ecuación (10)\Theta_{k}=\Theta_{0}-\frac{\pi}{2}\left(\left\lfloor 2 \frac{M}{N}k(k+1)\right\rfloor_{módulo4}\right)

Si \Theta_{0}=0, entonces:

ecuación (11)\Theta_{k}=\frac{\pi}{2}\left\lfloor{2\frac{M}{N}}k(k+1)\right\rfloor_{módulo4}

para esta segunda resolución subóptima.

Al examinar la ecuación 6 puede verse que cada término de fase puede obtenerse añadiendo un término variable (2\pi/N)(Mk) a la fase previa. Además, puesto que 2\piK es igual a cero tomando como módulo 2\pi, el término que hay que añadir a cada fase para obtener la fase siguiente se reduce a (M/N), que no es un número entero. Por tanto, una posible resolución puede ser un sumador recurrente (acumulador) que, en cada iteración, sume el término (M/N) a la fase.

La figura 4 muestra una primera realización de un generador 30 de códigos para generar secuencias de códigos seudo-aleatorios, de cuatro fases, que mejoren en gran medida las propiedades de autocorrelación y correlación cruzada. La primera realización es un ejemplo de la primera resolución subóptima de la ecuación 7. Aunque pueden generarse secuencias de cuatro fases de cualquier longitud, se selecciona como ejemplo una longitud de 127 bits. Además, para los fines de este ejemplo, hay un número N de secuencias redundantes de bits en un símbolo, que representa la ganancia de tratamiento. Se selecciona un número M de modo que sea primo con respecto a N, lo que significa que M y N no tienen un divisor común. El número L de bits necesario para proporcionar una representación binaria de la ganancia N de tratamiento se determina resolviendo la ecuación siguiente:

ecuación (12)N\leq 2^{L}

El generador 30 de códigos incluye un acumulador 31 con una longitud de 2L bits. Como en este ejemplo N es igual a 127, L es igual a 8. Por tanto, el acumulador 31 tiene una longitud de 16 bits. Un número M/N de ocho bits se aplica a una entrada del acumulador 31. Un número de dieciséis bits, de los circuitos biestables 32_{1} a 32_{2L}, se aplica a una segunda entrada del acumulador 31. Los circuitos biestables 32_{1} a 32_{2L} pueden reemplazarse por un registro de desplazamiento. Aunque los bits se introducen en los circuitos biestables 32_{1}-32_{2L} y el acumulador 31 en paralelo, podrían introducirse, también, en serie. La suma de los dos números introducidos en el acumulador 31 se transmite a los circuitos biestables 32_{1} a 32_{2L}. Un extractor 33 extrae el quinto y el sexto bits menos significativos de los circuitos biestables 32_{1} a 32_{2L} (figura 5). El quinto y el sexto bits menos significativos se aplican a una puerta 34 "O exclusiva".

La salida de la puerta 34 "O exclusiva" se convierte a un valor Q mediante un convertidor 36. El sexto bit emitido por el extractor 33 se convierte a un valor de I mediante el convertidor 35. Los valores de I y Q emitidos por los convertidores 35 y 36 se aplican a un ensanchador 20 o un correlacionador 140. Como se ha indicado en lo que antecede, M/N es un numero de ocho bits en este ejemplo. El quinto y el sexto bits emitidos por el acumulador representan los dos primeros bits significativos de 4(M/N), que aparece en la ecuación (7). Cuando 4(M/N) se asocia con uno de cuatro valores {0,1,2,3} tomando como módulo 4, el resultado es los dos primeros bits significativos de 4(M/N) o, de modo equivalente, el quinto y el sexto bits del acumulador.

La figura 6 es un diagrama de flujo del método ejecutado por el circuito mostrado en la figura 4. Los parámetros M y N iniciales se cargan en registros o en memoria (no mostrados) antes de realizar la función de división (M dividido por N). Además, el valor del acumulador 31 es preferiblemente igual a cero. El resto del generador 30 de códigos se inicializa (S1) también. La suma, que inicialmente es cero, se añade (S2) al cociente de M entre N. El quinto y el sexto bits de la nueva suma se extraen (S3) para ser convertidos (S4 y S5) en los valores de I y Q. Los bits (L-2) y (L-3) tienen que convertirse en representación de una constelación de señales moduladas por desplazamiento de fase, en cuadratura, como sigue:

00	\rightarrow	11
01	\rightarrow	1-1
10	\rightarrow	-1-1
11	\rightarrow	-11

Esta representación puede hacerse mediante lógica o equipos usando, en primer lugar:

(L-2)	(L-3)		(L-2)	(L-2)\oplus(L-3)
0	0		0	0
0	1		0	1
1	0		1	1
1	1		1	0

y usando, luego, la asociación 0 \rightarrow 1, 1 \rightarrow -1 estándar.

Por ejemplo, si el sexto bit por el bit L-2 es igual a cero, entonces el valor de I es 1. Si el sexto bit es un uno, entonces el valor de I es -1. En el caso del valor de Q, si la salida de la puerta "O exclusiva" 34 es un 0, el valor de Q es 1. Si la salida de la puerta "O exclusiva" 34 es un 1, el valor de Q es -1. Los valores de I y Q son transmitidos (S6) al ensanchador 20 o al correlacionador 140. Los pasos S2 a S6 del método se repiten hasta que todos los datos digitales alimentados por el conmutador 14 sean transmitidos, o todos los datos sean recibidos por el conmutador 190.

La figura 7 muestra una segunda realización del generador 200 de códigos. El generador 200 de códigos sustituye al generador 30 de códigos y produce secuencias de códigos seudo-aleatorias de cuatro fases, similares a las generadas por el generador 30 de códigos, que mejoran en gran medida las propiedades de autocorrelación y correlación cruzada. La segunda realización es un ejemplo de la segunda resolución subóptima de la ecuación (11). Aunque pueden generarse secuencias de cuatro fases de cualquier longitud, se selecciona una longitud de 127 bits como ejemplo. Además, para los fines de este ejemplo, hay un número N de secuencias redundantes de bits en un símbolo, que representa la ganancia de tratamiento. Se selecciona un número M de modo que sea primo con respecto a N. El número L de bits necesario para proporcionar una representación binaria de la ganancia N de tratamiento se determina resolviendo la ecuación (12). Como en este ejemplo M es igual a 127, L es igual a 8. Por tanto (M/N) tiene una longitud de dieciséis bits.

El generador 200 de códigos incluye un acumulador 210 que tiene una longitud de L bits. El acumulador 210 tiene una longitud de 8 bits. Con preferencia, se aplica un "1" a una entrada del acumulador 210. El número procedente de los circuitos biestables 220_{1} a 220_{L} se aplica a una segunda entrada del acumulador 210. Los circuitos biestables 220_{1} a 220_{L} pueden sustituirse por un registro de desplazamiento. Aunque los bits se introducen en los circuitos biestables 220_{1} a 220_{L} y el acumulador 210 en paralelo, podrían introducirse, también, en serie. La suma de los dos números introducidos en el acumulador 210 se transmite a los circuitos biestables 220_{1} a 220_{L}. La salida de los circuitos biestables 220_{1} a 220_{L} se transmite a los circuitos biestables 230_{1} a 230_{L}, así como al mezclador 240. El mezclador 240 recibe, también, la salida de los circuitos biestables 230_{1} a 230_{L}. El acumulador 210, los circuitos biestables 220_{1} a 220_{L}, los circuitos biestables 230_{1} a 230_{L} y el mezclador 240 proporcionan un circuito de realimentación para los circuitos biestables. La salida del mezclador 240 se introduce en el mezclador 250. El mezclador 250 recibe, también, una entrada de 8 bits del cociente de (M/N). El extractor 260 extrae el quinto y el sexto bits menos significativos del mezclador 250. El sexto bit menos significativo emitido por el extractor 260 es convertido a un valor de I por el convertidor 280. El quinto y el sexto bits menos significativos se aplican a una puerta "O exclusiva" 270. La salida de la puerta "O exclusiva" 270 es convertida a un valor Q por el convertidor 290, como se muestra en la figura 8. Los valores de I y Q emitidos por los convertidores 280 y 290 se aplican al ensanchador 20 o al correlacionador 140. Como se ha indicado antes, (M/N) es un número de ocho bits en este ejemplo. Los circuitos biestables 220_{1} a 220_{L}emiten el valor de k y los circuitos biestables 230_{1} a 230_{L} emiten el valor de k+1 al mezclador 240. El mezclador 250 recibe la salida del mezclador 240 y el resultado del cociente de (M/N). Cuando 2(M/N)k(k+1) se asocia con uno de los cuatro valores {0, 1, 2, 3} tomando como módulo 4, el resultado es el quinto y el sexto bits del extractor 260 (figura 8).

La figura 9 es un diagrama de flujo del método ejecutado por el circuito mostrado en la figura 7. Los parámetros M y N iniciales se cargan en registros o en memoria (no mostrados) antes de realizar la función de división (M/N). Además, el valor de k es, preferiblemente, igual a cero. El resto de la segunda realización del generador 200 de códigos se inicializa (S1) también. Se calcula (S2) el valor de (M/N)k(k+1). El quinto y el sexto bits que resultan del cálculo anterior se extraen (S3) a fin de convertirlos (S4 y S5) en valores de I y Q. Los bits (L-2) y (L-3) tienen que convertirse en representación de una constelación de señales moduladas por desplazamiento de fase, en cuadratura, como sigue:

00	\rightarrow	11
01	\rightarrow	1-1
10	\rightarrow	-1-1
11	\rightarrow	-11

Esta representación puede hacerse mediante lógica o equipos usando, primero:

(L-2)	(L-3)		(L-2)	(L-2)\oplus(L-3)
0	0		0	0
0	1		0	1
1	0		1	1
1	1		1	0

y usando, después, la asociación 0 \rightarrow 1, 1 \rightarrow -1 estándar.

Por ejemplo si el sexto bit para L-2 es igual a cero, entonces el valor de I es 1. Si el sexto bit es un uno, entonces el valor de I es -1. En el caso del valor de Q, si la salida de la puerta "O exclusiva" 270 es un cero, el valor de Q es 1. Si la salida de la puerta "O exclusiva" 270 es un uno, el valor Q es -1. Los valores de I y Q son emitidos (S6) al ensanchador 20 o al correlacionador 140. Se incrementa el valor de k. Los pasos S2 a S7 del método se repiten hasta que todos los datos digitales alimentados por el conmutador 14 sean transmitidos, o todos los datos sean recibidos por el conmutador 190.

La figura 10 muestra una función de autocorrelación en la que N=127 y M=44, que es el resultado de usar la primera resolución subóptima para generar el código seudo-aleatorio.

La figura 11 muestra una función de correlación cruzada en la que N=127 y M=44, que es el resultado de usar la primera resolución subóptima para generar el código seudo-aleatorio.

La autocorrelación a(n) de la secuencia s(k) viene dada por:

ecuación (13)a(n)=\sum\limits^{N}_{k=1}s(k)s^\text{*}(k+n)

en la que los índices en paréntesis se toman con módulo N, y la correlación cruzada c(n) de dos secuencias s(k) y r(k) viene dada por:

ecuación (14)c(n)=\sum\limits^{N}_{k=1}s(k)r^\text{*}(k+n)

en la que de nuevo, el índice se toma con módulo M. La primera resolución subóptima logra el resultado deseable de hacer que la magnitud de la correlación cruzada y la autocorrelación (excepto para a(0)) sea pequeña comparada con N. Aunque los resultados del ejemplo de la segunda resolución subóptima no se muestran, dichos resultados son similares. Las ecuaciones 13 y 14 son bien conocidas por quienes posean un conocimiento normal de la técnica.

Aunque la invención ha sido descrita, en parte, haciendo referencia detallada a ciertas realizaciones específicas, se pretende que tal detalle sea instructivo en lugar de restrictivo. Los expertos en la técnica apreciarán que pueden hacerse muchas variaciones en la estructura y el modo de operación de la invención, tal como se describe en las enseñanzas de este documento.

Claims (19)

1. Un aparato (30) para generar códigos complejos, de cuatro fases, de acceso múltiple por división de código (CDMA), que comprende:

una pluralidad de circuitos biestables (32_{1}-32_{2L}), que inicialmente se ajustan a cero;

un acumulador (31), con una primera entrada para recibir la salida de dicha pluralidad de circuitos biestables (32_{1}-32_{2L}) y una segunda entrada para recibir el cociente de un parámetro M entre un parámetro N, siendo M y N números enteros y primos entre sí, y siendo N el número de secuencias redundantes de bits de un símbolo; combinando dicho acumulador (31) los datos recibidos a través de dichas primera y segunda entradas y transmitiendo los datos combinados a dichos circuitos biestables (32_{1}-32_{2L});

un extractor (33), que extrae un primero y un segundo bits de los circuitos biestables (32_{1}-32_{2L}); y

medios (35, 36) para convertir el primero y el segundo bits extraídos a valores de I y Q.

2. El aparato (30) de la reivindicación 1, en el que la pluralidad de circuitos biestables (32_{1}-32_{2L}) proporciona un circuito de realimentación y el acumulador (31) es un sumador.

3. El aparato (30) de la reivindicación 1, en el que hay dieciséis circuitos biestables que representan bits progresivamente más específicos, en el que dicho primer bit extraído es el quinto bit menos significativo, y en el que dicho segundo bit extraído es el sexto bit menos significativo.

4. El aparato (30) de la reivindicación 1 en el que los valores de I y Q se transmiten a un ensanchador (20).

5. El aparato de la reivindicación 1, en el que los valores de I y Q se transmiten a un correlacionador (140).

6. Un método para generar códigos complejos, de cuatro fases, de acceso múltiple por división de código (CDMA), que comprende:

(a) proporcionar un registro con una pluralidad de bits ajustados inicialmente a cero;

(b) seleccionar un primer parámetro M y un segundo parámetro N, siendo M y N números enteros y primos entre sí y siendo N el número de secuencias redundantes de bits de un símbolo;

(c) combinar el cociente de M entre N con el contenido del registro a fin de generar una combinación de bits;

(d) reemplazar el contenido del registro por la combinación de bits;

(e) extraer el primero y el segundo bits del registro;

(f) generar valores de I y Q a partir del primero y segundo bits extraídos;

(g) emitir los valores de I y Q; y

(h) repetir los pasos (c) a (g).

7. El método de la reivindicación 6, en el que el registro tiene dieciséis bits progresivamente más significativos y el primer bit es el quinto bit menos significativo de la suma, y en el que el segundo bit es el sexto bit menos significativo de la suma.

8. El método de la reivindicación 6, en el que la combinación se realiza mediante un sumador que emite la suma del cociente de M/N y del contenido del registro.

9. El método de la reivindicación 6, en el que los valores de I y Q se transmiten a un ensanchador.

10. El método de la reivindicación 6, en el que los valores de I y Q se transmiten a un correlacionador.

11. Un aparato (200) para generar códigos complejos, de cuatro fases, de acceso múltiple por división de código (CDMA) que comprende:

medios (210) para emitir una progresión aritmética de valores;

medios (220_{1}-220_{L}, 230_{1}-230_{L}) para emitir un valor de incremento para dicha progresión aritmética de valores;

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un primer mezclador (240), con una primera entrada para recibir dicha progresión aritmética de valores y una segunda entrada para recibir dichos valores de incremento;

un segundo mezclador (250), con una entrada común para recibir la salida de dicho primer mezclador y una segunda entrada para recibir el cociente de un parámetro M entre un parámetro N, siendo M y N números enteros y primos entre sí, y siendo N número de secuencias redundantes de bits de un símbolo;

un extractor (260) asociado con la salida de dicho segundo mezclador (250), para extraer un primero y un segundo bits del segundo mezclador (250); y

medios (280, 290) para convertir el primero y el segundo bits extraídos a valores de I y Q.

12. El aparato de la reivindicación 11 en el que dichos medios para emitir una progresión aritmética de valores y dichos medios para emitir un valor de incremento para dicha progresión aritmética de valores incluyen, al menos, un registro de desplazamiento.

13. El aparato de la reivindicación 11, en el que el primer bit es el quinto bit menos significativo del segundo mezclador (250) y el segundo bit es el sexto bit menos significativo del segundo mezclador.

14. El aparato de la reivindicación 11, en el que los valores de I y Q se transmiten a un ensanchador (20).

15. El aparato de la reivindicación 11, en el que los valores de I y Q se transmiten a un correlacionador (140).

16. Un método para generar códigos complejos, de cuatro fases, de acceso múltiple por división de código (CDMA), que comprende:

(a) seleccionar un parámetro M y un parámetro N que sean números enteros y primos entre sí, siendo N el número de secuencias redundantes de bits de un símbolo;

(b) dividir el parámetro M por el parámetro N para proporcionar un cociente;

(c) combinar el cociente con una progresión aritmética de valores y un valor de incremento para dicha progresión aritmética de valores, a fin de proporcionar un resultado;

(d) extraer el primero y el segundo bits del resultado;

(e) generar valores de I y Q a partir del primero y segundo bits;

(f) emitir los valores de I y Q; y

(g) repetir los pasos (c) a (f).

17. El método de la reivindicación 16, en el que el primer bit extraído es el quinto bit menos significativo, y en el que el segundo bit extraído es el sexto bit menos significativo.

18. El método de la reivindicación 16, en el que los valores de I y Q se emiten a un ensanchador (20).

19. El método de la reivindicación 16, en el que los valores de I y Q se emiten a un correlacionador (140).