ES2282768T3 - Metodo y aparato para generar secuencias complejas de cuatro fases para un sistema de comunicacion cdma. - Google Patents
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Abstract
Un generador (30) de códigos para generar secuencias de códigos complejos seudo-aleatorios de cuatro fases, caracterizado porque comprende: una pluralidad de circuitos biestables (321-322L); un acumulador (31), con una primera entrada para recibir una salida de la pluralidad de circuitos biestables (321-322L), y una segunda entrada para recibir el resultado del cociente entre un número M y un número N, siendo M y N números enteros y primos entre sí, combinando el acumulador (31) datos recibidos por medio de la primera y la segunda entradas, y transmitiendo los datos combinados a la pluralidad de circuitos biestables (321-322L); un extractor (33), que extrae dos bits de la pluralidad de circuitos biestables (321-322L); un primer convertidor (35), para convertir uno primero de los bits en un código I; y un segundo convertidor (36), para generar un código Q basándose en los dos bits.
Description
Método y aparato para generar secuencias
complejas de cuatro fases para un sistema de comunicación CDMA.
La presente invención se refiere, en general, a
un diseño de secuencia mejorado para comunicaciones de acceso
múltiple por división de código (CDMA). Más concretamente, la
invención se dirige a la generación de secuencias de códigos
complejos seudo-aleatorios, de cuatro fases, que
puedan convertirse, directamente, en representación de una
constelación de señales moduladas por desplazamiento de fase en
cuadratura (QPSK).
El acceso múltiple por división de código (CDMA)
es un tipo de sistema de comunicaciones de espectro ensanchado en
el que cada unidad de abonado se distingue del resto de unidades de
abonado merced a la posesión de un código único. A fin de comunicar
con una unidad de abonado particular, una unidad transmisora
comunica el código único al transmitir y la unidad receptora
utiliza el código para descodificar la transmisión. Los sistemas
CDMA de comunicaciones transmiten información de voz y datos usando
señales de aspecto aleatorio y con características de ruido. Como
las secuencias aleatorias son generadas por elementos lógicos
determinísticos estándar, la generación de las secuencias de bits
son predecibles y repetibles. El uso de estas secuencias aleatorias
binarias repetibles es lo que permite una fácil modulación de
cualquier señal digital portadora de información para las
comunicaciones de datos. Estas secuencias aleatorias predecibles se
denominan secuencias seudo-aleatorias.
Cada unidad de abonado de un sistema de
comunicaciones CDMA recibe una pluralidad de secuencias
seudo-aleatorias a partir de estaciones de base que
estén dentro del alcance de comunicación de la unidad de abonado.
Como se ha indicado anteriormente, la unidad receptora utiliza un
código seudo-aleatorio particular para tratar de
descodificar una de las secuencias seudo-aleatorias
recibidas. El código particular puede usarse, solamente, para
descodificar una secuencia seudo-aleatoria,
contribuyendo el resto de secuencias
seudo-aleatorias al ruido.
A medida que la correlación entre las secuencias
seudo-aleatorias usada por el sistema de
comunicaciones CDMA disminuye, la magnitud del ruido emitido por la
unidad receptora también disminuye. Esta disminución puede
explicarse del modo siguiente: existe una elevada correlación entre
la secuencia seudo-aleatoria que incluya los datos
a transmitir a la unidad de abonado y la secuencia
seudo-aleatoria generada por el receptor. A medida
que disminuye la correlación entre dicha secuencia
seudo-aleatoria y las demás secuencias
seudo-aleatorias (es decir, la correlación
cruzada), resulta más fácil para la unidad de abonado reconocer su
secuencia seudo-aleatoria particular y eliminar por
filtrado el resto de secuencias seudo-aleatorias. En
consecuencia, se reduce el ruido y se mejora la claridad de la
señal.
Hay necesidad de un generador de secuencias
seudo-aleatorias mejorado que genere secuencias con
propiedades de correlación cruzada mejoradas, a fin de reducir el
ruido experimentado por el receptor. Hay necesidad, también, de un
generador de códigos seudo-aleatorios que sea de
ejecución sencilla.
El documento
US-A-5 218 559 describe un generador
seudo-aleatorio que comprende un circuito de
inicialización, un circuito de cálculo, que genera cuatro
polinomios de orden 5, 5, 7 y 7 y un circuito lógico de salida, que
emite una secuencia seudo-aleatoria de bytes. Otro
generador de números seudo-aleatorios se describe en
un documento de C.P. Downing, volumen 20, nº 11, 1984, páginas
435-436 de Electronics Letters.
La presente invención proporciona un método y un
aparato mejorados para generar secuencias de códigos complejos
seudo-aleatorios, de cuatro fases, que puedan
convertirse fácilmente en representación de una constelación de
señales QPSK y con una correlación cruzada y una autocorrelación
desfasada bajas.
En una realización, un generador de códigos
seudo-aleatorios produce códigos CDMA complejos, de
cuatro fases, utilizando un acumulador y una pluralidad de
circuitos biestables. El acumulador recibe el cociente del parámetro
M entre el parámetro N y recibe realimentación a partir de la
pluralidad de circuitos biestables. Los parámetros M y N son
números enteros y primos entre sí. El acumulador combina dicho
cociente con los datos recibidos a partir de los circuitos
biestables y transmite los datos combinados a los circuitos
biestables. Se extraen dos bits y se usan para generar códigos I y
Q.
En otra realización, un generador de códigos
seudo-aleatorios genera códigos CDMA complejos, de
cuatro fases, proporcionando un circuito para emitir una progresión
aritmética de valores y un valor de incremento para la progresión
aritmética de valores. El generador de códigos
seudo-aleatorios incluye, también, un primer
mezclador para recibir la progresión aritmética de valores y los
valores de incremento. Un segundo mezclador recibe la salida del
primer mezclador y combina esta salida con el cociente del parámetro
2M entre el parámetro N, siendo M y N números enteros y primos
entre sí. Se extraen dos bits del segundo mezclador y se convierten
en códigos I y Q.
Otras ventajas resultarán evidentes a los
expertos en la técnica a partir de la lectura de la descripción
detallada de las realizaciones preferidas.
La figura 1 es un diagrama de bloques de un
transmisor de espectro ensanchado de la presente invención;
la figura 2 es un diagrama de bloques de un
receptor de espectro ensanchado de la presente invención;
la figura 3 es un diagrama de temporización de
una secuencia de código seudo-aleatorio
convencional;
la figura 4 es una primera realización de un
generador de códigos de espectro ensanchado para generar secuencias
de cuatro fases según la presente invención;
la figura 5 es un diagrama que muestra la
conversión a I y Q de la primera realización del generador de
códigos de espectro ensanchado;
la figura 6 es un diagrama que muestra los pasos
del método para generar secuencias de cuatro fases según la primera
realización de la presente invención;
la figura 7 es una segunda realización de un
generador de códigos de espectro ensanchado para generar secuencias
de cuatro fases según la presente invención;
la figura 8 es un diagrama que muestra la
conversión a I y Q de la segunda realización del generador de
códigos de espectro ensanchado;
la figura 9 es un diagrama que muestra los pasos
del método para generar secuencias de cuatro fases según la segunda
realización de la presente invención;
la figura 10 es un gráfico de un ejemplo de una
función de autocorrelación para la primera resolución subóptima;
y
la figura 11 es un ejemplo de una función de
correlación cruzada para la primera ejecución subóptima.
Las realizaciones preferidas se describen con
referencia a las figuras de los dibujos, en las que números
similares representan elementos similares en todas ellas.
Un transmisor 10 de espectro ensanchado, como se
muestra en la figura 1, incluye un convertidor 12 analógico/digital
(A/D) para recibir una señal de voz. Un conmutador 14 recibe la
señal digital de voz del convertidor 12 A/D y una señal digital de
datos de un terminal (no mostrado). El conmutador 14 conecta el
transmisor 10 de espectro ensanchado con una entrada para señales
digitales de voz o datos digitales. Las señales digitales de voz y
los datos digitales se denominarán en lo que sigue, en conjunto,
datos digitales. El conmutador 14 dirige los datos digitales a un
ensanchador 20, que puede incluir un mezclador. Una secuencia
seudo-aleatoria producida por el generador 30 de
códigos se aplica al ensanchador 20. El generador 30 de códigos y el
ensanchador 20 se muestran incluidos en el codificador 40 de
espectro ensanchado.
El ensanchador 20 realiza una función de
ensanchamiento del espectro de frecuencias multiplicando los datos
digitales por la secuencia seudo-aleatoria en el
dominio del tiempo, que es equivalente a envolver el espectro
bimodal de los datos digitales con el espectro, aproximadamente
rectangular, de la secuencia seudo-aleatoria en el
dominio de la frecuencia. La salida del ensanchador 20 se aplica a
un filtro 50 de pasa-bajos, cuya frecuencia de
corte es igual a la frecuencia F_{cr} de generación de bits del
sistema. La salida del filtro 50 de pasa-bajos se
aplica, entonces, a un terminal de un mezclador 60 y se convierte a
una frecuencia más alta, determinada por la frecuencia F_{c} de
portadora que se aplica a su otro terminal. A continuación, la
señal aumentada en frecuencia es hecha pasar por un filtro 70 de
paso de banda, que puede ser un resonador helicoidal. El filtro 70
tiene un ancho de banda igual al doble de la frecuencia de
generación de bits, y una frecuencia central igual a la frecuencia
central del ancho de banda del sistema de espectro ensanchado. La
salida del filtro 70 se aplica a la entrada de un amplificador 80 de
RF, cuya salida activa una antena 90.
En la figura 2 se muestra un receptor 100 de
espectro ensanchado. Una antena 110 recibe la señal de espectro
ensanchado transmitida, que se filtra mediante un filtro 120 de paso
de banda. El filtro tiene un ancho de banda igual al doble de la
frecuencia F_{cr} de generación de bits, y una frecuencia central
igual a la frecuencia central del ancho de banda del sistema de
espectro ensanchado. Subsiguientemente, la salida del filtro 120 se
reduce en frecuencia mediante un mezclador 130, posiblemente en dos
etapas, para formar una señal de banda de base, usando un oscilador
local con una frecuencia constante que sea, aproximadamente, la
misma que la frecuencia Fc de portadora del transmisor 10. Luego, se
convierte la salida del mezclador 130 a su ancho de banda original
aplicándola a un primer terminal del correlacionador 140, mientras
se aplica la misma secuencia seudo-aleatoria
entregada al ensanchador 20 a un segundo terminal del
correlacionador 140. La secuencia seudo-aleatoria
es producida por un generador 30 de códigos. El correlacionador 140
y el generador 30 de códigos están incluidos en un descodificador
160 de espectro ensanchado, como se muestra en la figura 2. La
salida del correlacionador 140 se aplica a un filtro 180 de
pasa-bajos, cuya frecuencia de corte es la
frecuencia de entrada de datos al transmisor 10 de espectro
ensanchado. La salida del filtro 180 de pasa-bajos
es una réplica de la entrada de datos de la figura 1.
Los expertos en la técnica apreciarán que la
secuencia seudo-aleatoria usada en el receptor 100
de un sistema de comunicaciones de espectro ensanchado tiene que
estar sincronizada con la secuencia seudo-aleatoria
usada en el transmisor 10. Los métodos para lograr esta
sincronización son, también, bien conocidos.
Una secuencia de ensanchado convencional es una
secuencia digital seudo-aleatoria, como se muestra
en la figura 3. La secuencia se usa para aumentar el ancho de banda
de la señal que se transmite y para reducir el ancho de banda de la
señal que se recibe a su estado original. Dos códigos binarios
diferentes que usen dos circuitos LFSR diferentes proporcionan
canales de I y Q para la transmisión de datos. Sin embargo, si
existe una elevada correlación cruzada entre los canales de I y Q
del lado del receptor, el receptor emitirá mucho ruido.
El generador 30 de códigos de la presente
invención produce secuencias de códigos
seudo-aleatorios con propiedades de correlación
cruzada muy mejoradas comparadas con las secuencias
seudo-aleatorias de la técnica anterior, tales como
la mostrada en la figura 3. Una secuencia
seudo-aleatoria de la técnica anterior comprende,
esencialmente, una señal con diferentes componentes de frecuencia.
Esta señal es una combinación de formas de onda sinusoidales con
diferentes frecuencias, tanto altas como bajas. En consecuencia, la
señal tiene un espectro de frecuencias que puede dividirse en zonas
de frecuencia. Las sinusoides con frecuencias más intensas (mayores
amplitudes) predominarán en la señal con respecto a las sinusoides
con frecuencias más débiles (menores amplitudes). Sin embargo, con
el fin de generar un código seudo-aleatorio mejorado
(código muy aleatorio) como en la presente invención, la intensidad
o amplitud de cada zona de frecuencia tiene que ser la misma. Los
códigos muy aleatorios tienen la propiedad de que incluyen
componentes en todas las zonas de frecuencia, lo que da lugar a un
espectro plano. El generador 30 de códigos produce una secuencia
seudo-aleatoria en la que la amplitud de las
sinusoides de todas las zonas de frecuencia es, aproximadamente, la
misma (plana), como se explicará con detalle en lo que sigue.
Una secuencia seudo-aleatoria
con una longitud N y X zonas de frecuencia puede representarse
mediante Y rangos de frecuencia de una representación en serie de
Fourier discreta, en la que cada rango corresponda a una zona de
frecuencia. Existen Y rangos para las X zonas de frecuencia
(2\pi/T)k, k = 0,..., N-1, siendo T el
periodo de la secuencia de ensanchamiento y siendo X = Y = N. De
manera ideal, la frecuencia instantánea de la secuencia tiene que
tener la misma duración en cada una de las X zonas de frecuencia. En
consecuencia, cada zona o rango de frecuencia tendrá la misma
intensidad. Por ejemplo, supongamos que s(t) indique una
secuencia de ensanchamiento que sea periódica. Entonces,
es la representación en serie de
Fourier, en la
que
siendo c_{k} la intensidad de las
sinusoides de una de las representaciones en serie de Fourier
discreta o la intensidad de las sinusoides de la zona o rango. La
potencia media de s(t) se expresa del modo
siguiente:
El espectro de magnitud de s(t) es
|c_{k}| y el espectro de potencia es |c_{k}|^{2}. El espectro de
potencia ideal es plano, cuya potencia promedio se distribuya en
todos los rangos de frecuencia de igual manera. Ello da lugar a una
autocorrelación estrecha. Todos los valores |c_{k}|^{2} tienen que
ser iguales. Ello se consigue con frecuencias instantáneas que
sean:
siendo M y N son números enteros y
primos entre sí (M y N no tienen un divisor común). Ello garantiza
la presencia de cada rango de frecuencia (2\pi/T)k por
igual. Por ejemplo, si N = 7 y M = 3 la frecuencia instantánea es
entonces
Puesto que una discontinuidad de la fase tiene
el efecto de ensanchar la potencia introduciéndose en otros rangos
de frecuencia, la fase, preferiblemente, debe ser continua y estar
libre de irregularidades repentinas en la medida de lo posible.
La restricción principal consiste en que la fase
de la secuencia de ensanchamiento compleja tiene que limitarse a
{0, \pi/2, \pi, 3\pi/2}. Esta limitación da lugar a cambios de
fase repentinos e impide que el espectro de potencia llegue a ser
completamente plano. Sin embargo, puede obtenerse una secuencia con
una densidad espectral de potencia relativamente plana. Para que la
fase sea continua en t = (k/N)T, la ecuación recurrente
es
siendo \Theta la fase de las
secuencias redundantes de bits, individuales, de una secuencia y k
el índice (orden) de las secuencias redundantes de bits de la
secuencia. Si \Theta_{0} se escoge arbitrariamente de entre (0,
\pi/2, \pi, 3\pi/2), entonces \Theta_{1},
\Theta_{2},..., \Theta_{N} puede generarse de modo
secuencial. Esta solución da lugar a espectros planos, que es la
solución óptima. La elección de \Theta_{0} (0, \pi/2, \pi,
3\pi/2) es indiferente, porque un desplazamiento de fase constante
en la secuencia no modifica sus propiedades
espectrales.
La resolución subóptima de la ecuación anterior
cuando \Theta_{k} está limitada a (0, \pi/2, \pi, 3\pi/2)
es la siguiente:
en la que
\lfloor4(M/N)k\rfloor significa el mayor número
entero menor o igual que 4(M/N)k. Esta ecuación es una
versión modificada de la ecuación (6) y convierte ángulos de fase
en uno de cuatro puntos, con objeto de permitir una fácil modulación
de amplitud en cuadratura. Ello limita las fases al conjunto {0,
\pi/2, \pi,
3\pi/2}.
Al continuar la desviación secuencial de fase a
fin de desarrollar una segunda resolución subóptima, se tiene:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\newpage
De nuevo, la segunda resolución subóptima con
cuatro fases (0, \pi/2, \pi, 3\pi/2) se obtiene como:
Si \Theta_{0} = 0, entonces:
para esta segunda resolución
subóptima.
Al examinar la ecuación 6 puede verse que cada
término de fase puede obtenerse añadiendo un término variable
(2\pi/N)(Mk) a la fase previa. Además, puesto que 2\piK es igual
a cero tomando como módulo 2\pi, el término que hay que añadir a
cada fase para obtener la fase siguiente se reduce a (M/N), que no
es un número entero. Por tanto, una posible resolución puede ser un
sumador recurrente (acumulador) que, en cada iteración, sume el
término (M/N) a la fase.
La figura 4 muestra una primera realización de
un generador 30 de códigos para generar secuencias de códigos
seudo-aleatorios, de cuatro fases, que mejoren en
gran medida las propiedades de autocorrelación y correlación
cruzada. La primera realización es un ejemplo de la primera
resolución subóptima de la ecuación 7. Aunque pueden generarse
secuencias de cuatro fases de cualquier longitud, se selecciona como
ejemplo una longitud de 127 bits. Además, para los fines de este
ejemplo, hay un número N de secuencias redundantes de bits en un
símbolo, que representa la ganancia de tratamiento. Se selecciona un
número M de modo que sea primo con respecto a N, lo que significa
que M y N no tienen un divisor común. El número L de bits necesario
para proporcionar una representación binaria de la ganancia N de
tratamiento se determina resolviendo la ecuación siguiente:
El generador 30 de códigos incluye un acumulador
31 con una longitud de 2L bits. Como en este ejemplo N es igual a
127, L es igual a 8. Por tanto, el acumulador 31 tiene una longitud
de 16 bits. Un número M/N de ocho bits se aplica a una entrada del
acumulador 31. Un número de dieciséis bits, de los circuitos
biestables 32_{1} a 32_{2L}, se aplica a una segunda entrada
del acumulador 31. Los circuitos biestables 32_{1} a 32_{2L}
pueden reemplazarse por un registro de desplazamiento. Aunque los
bits se introducen en los circuitos biestables
32_{1}-32_{2L} y el acumulador 31 en paralelo,
podrían introducirse, también, en serie. La suma de los dos números
introducidos en el acumulador 31 se transmite a los circuitos
biestables 32_{1} a 32_{2L}. Un extractor 33 extrae el quinto y
el sexto bits menos significativos de los circuitos biestables
32_{1} a 32_{2L} (figura 5). El quinto y el sexto bits menos
significativos se aplican a una puerta 34 "O exclusiva".
La salida de la puerta 34 "O exclusiva" se
convierte a un valor Q mediante un convertidor 36. El sexto bit
emitido por el extractor 33 se convierte a un valor de I mediante el
convertidor 35. Los valores de I y Q emitidos por los convertidores
35 y 36 se aplican a un ensanchador 20 o un correlacionador 140.
Como se ha indicado en lo que antecede, M/N es un numero de ocho
bits en este ejemplo. El quinto y el sexto bits emitidos por el
acumulador representan los dos primeros bits significativos de
4(M/N), que aparece en la ecuación (7). Cuando 4(M/N)
se asocia con uno de cuatro valores {0,1,2,3} tomando como módulo 4,
el resultado es los dos primeros bits significativos de
4(M/N) o, de modo equivalente, el quinto y el sexto bits del
acumulador.
La figura 6 es un diagrama de flujo del método
ejecutado por el circuito mostrado en la figura 4. Los parámetros M
y N iniciales se cargan en registros o en memoria (no mostrados)
antes de realizar la función de división (M dividido por N).
Además, el valor del acumulador 31 es preferiblemente igual a cero.
El resto del generador 30 de códigos se inicializa (S1) también. La
suma, que inicialmente es cero, se añade (S2) al cociente de M
entre N. El quinto y el sexto bits de la nueva suma se extraen (S3)
para ser convertidos (S4 y S5) en los valores de I y Q. Los bits
(L-2) y (L-3) tienen que convertirse
en representación de una constelación de señales moduladas por
desplazamiento de fase, en cuadratura, como sigue:
- 00 \rightarrow 11
- 01 \rightarrow 1-1
- 10 \rightarrow -1-1
- 11 \rightarrow -11
Esta representación puede hacerse mediante
lógica o equipos usando, en primer lugar:
y usando, luego, la asociación 0
\rightarrow 1, 1 \rightarrow -1
estándar.
Por ejemplo, si el sexto bit por el bit
L-2 es igual a cero, entonces el valor de I es 1. Si
el sexto bit es un uno, entonces el valor de I es -1. En el caso
del valor de Q, si la salida de la puerta "O exclusiva" 34 es
un 0, el valor de Q es 1. Si la salida de la puerta "O
exclusiva" 34 es un 1, el valor de Q es -1. Los valores de I y Q
son transmitidos (S6) al ensanchador 20 o al correlacionador 140.
Los pasos S2 a S6 del método se repiten hasta que todos los datos
digitales alimentados por el conmutador 14 sean transmitidos, o
todos los datos sean recibidos por el conmutador 190.
La figura 7 muestra una segunda realización del
generador 200 de códigos. El generador 200 de códigos sustituye al
generador 30 de códigos y produce secuencias de códigos
seudo-aleatorias de cuatro fases, similares a las
generadas por el generador 30 de códigos, que mejoran en gran medida
las propiedades de autocorrelación y correlación cruzada. La
segunda realización es un ejemplo de la segunda resolución subóptima
de la ecuación (11). Aunque pueden generarse secuencias de cuatro
fases de cualquier longitud, se selecciona una longitud de 127 bits
como ejemplo. Además, para los fines de este ejemplo, hay un número
N de secuencias redundantes de bits en un símbolo, que representa
la ganancia de tratamiento. Se selecciona un número M de modo que
sea primo con respecto a N. El número L de bits necesario para
proporcionar una representación binaria de la ganancia N de
tratamiento se determina resolviendo la ecuación (12). Como en este
ejemplo M es igual a 127, L es igual a 8. Por tanto (M/N) tiene una
longitud de ocho bits.
El generador 30 de códigos incluye un acumulador
210 que tiene una longitud de L bits. El acumulador 210 tiene una
longitud de 8 bits. Con preferencia, se aplica un "1" a una
entrada del acumulador 210. El número procedente de los circuitos
biestables 220_{1} a 220_{L} se aplica a una segunda entrada del
acumulador 210. Los circuitos biestables 220_{1} a 220_{L}
pueden sustituirse por un registro de desplazamiento. Aunque los
bits se introducen en los circuitos biestables 220_{1} a 220_{L}
y el acumulador 210 en paralelo, podrían introducirse, también, en
serie. La suma de los dos números introducidos en el acumulador 210
se transmite a los circuitos biestables 220_{1} a 220_{L}. La
salida de los circuitos biestables 220_{1} a 220_{L} se
transmite a los circuitos biestables 230_{1} a 230_{L}, así como
al mezclador 240. El mezclador 240 recibe, también, la salida de
los circuitos biestables 230_{1} a 230_{L}. El acumulador 210,
los circuitos biestables 220_{1} a 220_{L}, los circuitos
biestables 230_{1} a 230_{L} y el mezclador 240 proporcionan un
circuito de realimentación para los circuitos biestables. La salida
del mezclador 240 se introduce en el mezclador 250. El mezclador
250 recibe, también, una entrada de 8 bits del cociente de (M/N). El
extractor 260 extrae el sexto y el séptimo bits menos
significativos del mezclador 250. El séptimo bit menos significativo
emitido por el extractor 260 es convertido a un valor de I por el
convertidor 280. El sexto y el séptimo bits menos significativos se
aplican a una puerta "O exclusiva" 270. La salida de la puerta
"O exclusiva" 270 es convertida a un valor Q por el
convertidor 290, como se muestra en la figura 8. Los valores de I y
Q emitidos por los convertidores 280 y 290 se aplican al
ensanchador 20 o al correlacionador 140. Como se ha indicado antes,
(M/N) es un número de ocho bits en este ejemplo. Los circuitos
biestables 220_{1} a 220_{L} emiten el valor de k y los
circuitos biestables 230_{1} a 230_{L} emiten el valor de k+1 al
mezclador 240. El mezclador 250 recibe la salida del mezclador 240
y el resultado del cociente de (M/N). Cuando
2(M/N)k(k+1) se asocia con uno de los cuatro
valores {0, 1, 2, 3} tomando como módulo 4, el resultado es el sexto
y el séptimo bits del extractor 260 (figura 8).
La figura 9 es un diagrama de flujo del método
ejecutado por el circuito mostrado en la figura 7. Los parámetros M
y N iniciales se cargan en registros o en memoria (no mostrados)
antes de realizar la función de división (M/N). Además, el valor de
k es, preferiblemente, igual a cero. El resto de la segunda
realización del generador 200 de códigos se inicializa (S1)
también. Se calcula (S2) el valor de (M/N)k(k+1). El
sexto y el séptimo bits que resultan del cálculo anterior se
extraen (S3) a fin de convertirlos (S4 y S5) en valores de I y Q.
Los bits (L-1) y (L-2) tienen que
convertirse en representación de una constelación de señales
moduladas por desplazamiento de fase, en cuadratura, como
sigue:
- 00 \rightarrow 11
- 01 \rightarrow 1-1
- 10 \rightarrow -1-1
- 11 \rightarrow -11
Esta representación puede hacerse mediante
lógica o equipos usando, primero:
y usando, después, la asociación 0
\rightarrow 1, 1 \rightarrow -1
estándar.
Por ejemplo si el séptimo bit para
L-2 es igual a cero, entonces el valor de I es 1. Si
el séptimo bit es un uno, entonces el valor de I es -1. En el caso
del valor de Q, si la salida de la puerta "O exclusiva" 270 es
un cero, el valor de Q es 1. Si la salida de la puerta "O
exclusiva" 270 es un uno, el valor Q es -1. Los valores de I y Q
son emitidos (S6) al ensanchador 20 o al correlacionador 140. Se
incrementa el valor de k. Los pasos S2 a S7 del método se repiten
hasta que todos los datos digitales alimentados por el conmutador
14 sean transmitidos, o todos los datos sean recibidos por el
conmutador 190.
La figura 10 muestra una función de
autocorrelación en la que N = 127 y M = 44, que es el resultado de
usar la primera resolución subóptima para generar el código
seudo-aleatorio.
La figura 11 muestra una función de correlación
cruzada en la que N = 127 y M = 44, que es el resultado de usar la
primera resolución subóptima para generar el código
seudo-aleatorio.
La autocorrelación a(n) de la secuencia
s(k) viene dada por:
en la que los índices en paréntesis
se toman con módulo N, y la correlación cruzada c(n) de dos
secuencias s(k) y r(k) viene dada
por:
en la que de nuevo, el índice se
toma con módulo M. La primera resolución subóptima logra el
resultado deseable de hacer que la magnitud de la correlación
cruzada y la autocorrelación (excepto para a(0)) sea pequeña
comparada con N. Aunque los resultados del ejemplo de la segunda
resolución subóptima no se muestran, dichos resultados son
similares. Las ecuaciones 13 y 14 son bien conocidas por quienes
posean un conocimiento normal de la
técnica.
Aunque la invención ha sido descrita, en parte,
haciendo referencia detallada a ciertas realizaciones específicas,
se pretende que tal detalle sea instructivo en lugar de restrictivo.
Los expertos en la técnica apreciarán que pueden hacerse muchas
variaciones en la estructura y en el modo de operación sin
apartarse del espíritu ni del ámbito de la invención, tal como se
describe en las enseñanzas de este documento.
Claims (18)
1. Un generador (30) de códigos para generar
secuencias de códigos complejos seudo-aleatorios de
cuatro fases, caracterizado porque comprende:
una pluralidad de circuitos biestables
(32_{1}-32_{2L});
un acumulador (31), con una primera entrada para
recibir una salida de la pluralidad de circuitos biestables
(32_{1}-32_{2L}), y una segunda entrada para
recibir el resultado del cociente entre un número M y un número N,
siendo M y N números enteros y primos entre sí, combinando el
acumulador (31) datos recibidos por medio de la primera y la
segunda entradas, y transmitiendo los datos combinados a la
pluralidad de circuitos biestables
(32_{1}-32_{2L});
un extractor (33), que extrae dos bits de la
pluralidad de circuitos biestables
(32_{1}-32_{2L});
un primer convertidor (35), para convertir uno
primero de los bits en un código I; y
un segundo convertidor (36), para generar un
código Q basándose en los dos bits.
2. El generador (30) de códigos de la
reivindicación 1, caracterizado porque, además,
comprende:
una puerta (34) "O exclusiva" a la que se
aplican el primero y el segundo bits, en el que una salida de la
puerta (34) "O exclusiva" es convertida, mediante el segundo
convertidor (36), en el código Q.
3. El generador (30) de códigos de la
reivindicación 1, caracterizado porque comprende un
transmisor (10) de espectro ensanchado.
4. El generador (30) de códigos de la
reivindicación 3, caracterizado porque las secuencias de
códigos complejos seudo-aleatorios de cuatro fases,
se aplican a un ensanchador (20) que comprende el transmisor (10) de
espectro ensanchado.
5. El generador (30) de códigos de la
reivindicación 1, caracterizado porque comprende un receptor
(100) de espectro ensanchado.
6. El generador (30) de códigos de la
reivindicación 5, caracterizado porque las secuencias de
códigos complejos seudo-aleatorios de cuatro fases
se aplican a un correlacionador (140) que comprende el receptor
(100) de espectro ensanchado.
7. El generador (30) de códigos de la
reivindicación 1, caracterizado porque las secuencias de
códigos complejos seudo-aleatorios de cuatro fases
tienen una longitud de 127 bits.
8. El generador (30) de códigos de la
reivindicación 1, caracterizado porque el acumulador (31)
tiene una longitud de 16 bits.
9. El generador (30) de códigos de la
reivindicación 1, caracterizado porque el extractor (33)
extrae el quinto y el sexto bits menos significativos de la
pluralidad de circuitos biestables
(32_{1}-32_{2L}).
10. El generador (30) de códigos de la
reivindicación 1, caracterizado porque el número N es el
número de fragmentos en un símbolo.
11. El generador (30) de códigos de la
reivindicación 1, caracterizado porque el número M es igual a
127.
12. El generador (30) de códigos de la
reivindicación 1, caracterizado porque la primera entrada
consiste en un número de dieciséis bits.
13. El generador (30) de códigos de la
reivindicación 1, caracterizado porque la segunda entrada
consiste en un número de ocho bits.
14. Un método para generar códigos complejos, de
cuatro fases, de acceso múltiple por diferenciación de código
(CDMA) caracterizado por los pasos de:
(a) seleccionar un parámetro M y un parámetro N,
siendo M y N números enteros y primos entre sí;
(b) dividir el parámetro M por el parámetro N,
con el fin de obtener un cociente;
(c) mezclar el cociente con una progresión
aritmética de valores y un valor incremental de dicha progresión
aritmética de valores para obtener un resultado;
(d) extraer un primero y un segundo bits del
resultado;
(e) convertir el primer bit en un código I;
y,
(f) generar un código Q basándose en el primero
y el segundo bits.
15. El método de la reivindicación 14, en el que
el número N es el número de fragmentos en un símbolo.
16. El método de la reivindicación 14, en el que
el número M es igual a 127.
17. El método de la reivindicación 14, cuyo
método se usa para codificar datos de señales con el fin de generar
y transmitir una señal de espectro ensanchado.
18. El método de la reivindicación 14, cuyo
método se usa para recuperar el ancho de banda original de una
señal de espectro ensanchado recibida.
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