EP4620108A1 - Schaltungsmodul und halbleiterschalter mit einer mehrzahl von in reihe geschalteten schaltungsmodulen - Google Patents

Schaltungsmodul und halbleiterschalter mit einer mehrzahl von in reihe geschalteten schaltungsmodulen

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Publication number
EP4620108A1
EP4620108A1 EP23837967.1A EP23837967A EP4620108A1 EP 4620108 A1 EP4620108 A1 EP 4620108A1 EP 23837967 A EP23837967 A EP 23837967A EP 4620108 A1 EP4620108 A1 EP 4620108A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
transistor
connection
circuit
semiconductor switch
terminal
Prior art date
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Pending
Application number
EP23837967.1A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Karsten Handt
Christopher Betzin
Hauke NANNEN
Marvin TANNHÄUSER
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Siemens Corp
Original Assignee
Siemens AG
Siemens Corp
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Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG, Siemens Corp filed Critical Siemens AG
Publication of EP4620108A1 publication Critical patent/EP4620108A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/10—Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage
    • H03K17/102—Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
    • H03K17/6874—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor in a symmetrical configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
    • H03K2017/066—Maximizing the OFF-resistance instead of minimizing the ON-resistance
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0009—AC switches, i.e. delivering AC power to a load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Definitions

  • 202300630 1 Description Circuit module and semiconductor switch with a plurality of circuit modules connected in series
  • the invention relates to a circuit module, a semiconductor switch with a plurality of circuit modules connected in series, a power electronic switching or protection device with a semiconductor switch and a method for determining the short-circuit current limitation of a semiconductor switch according to the invention.
  • a new development in low-voltage technology concerns the replacement of conventional electromechanical switches with so-called solid state circuit breakers (SSCBs).
  • Fig. 1 shows the basic structure of a typical SSCB.
  • the main components of the SSCB are a power supply unit NT, a control unit SE, an electronic interruption unit EU and a mechanical isolating contact unit MK.
  • SSCBs as circuit breakers can implement practically all the protective functions of conventional electromechanical circuit breakers in one switch. Other advantages are the switching speed, flexible control and monitoring functions.
  • high conduction losses are known to be a disadvantage of typical SSCBs.
  • increased efforts have been made to reduce these conduction losses.
  • One promising approach is to connect many unipolar components in parallel. In contrast to bipolar components, these have an almost constant resistance in the switched-on state (hereinafter referred to as RDSon, i.e. resistance between drain and source in the switched-on state). If the gate voltage on the power semiconductor is sufficiently high, this linearity is maintained up to the highest currents. This is shown in Fig. 2 using a typical output characteristic.
  • the power semiconductor has no current limitation whatsoever in a short circuit. It is thermally destroyed beforehand.
  • This difficulty can be overcome in two ways.
  • One possibility is to limit the gate voltage to values at which the current remains within the permissible range.
  • Fig. 3 shows a typical characteristic field R DSon depending on the gate voltage of the MOSFET described in more detail above.
  • the gate voltage can be lowered (in the example case, for example, to 6 V) and thereby the gate current can be limited to permissible values (at 6 V to approx. 140 A - see Fig. 2).
  • this measure results in a significant increase in the on-state resistance R DSon even in normal operation and thus significantly higher on-state losses.
  • the second option is to protect the switch with short-circuit current detection and shutdown, whereby the demands on the electronics become greater the lower the line inductance between the current source and the short circuit.
  • the design itself becomes a problem, since in reality it is difficult to specify a minimum possible supply line inductance without having to install it as a discrete component in series with the load path. 202300630 3 which in turn causes significant costs and requires installation space. So you find yourself in a dilemma. Either you don't use the performance of the power semiconductor, or you accept considerable additional effort for the electronics for short-circuit detection and shutdown.
  • the object of the invention is to enable a low-cost and flexible implementation of an electronic interruption unit.
  • a circuit module for a semiconductor switch is proposed. This is formed with a first transistor with a source connection, a control connection and a sink connection.
  • source connection refers to a source connection or an emitter connection
  • control connection refers to a gate connection or a base connection
  • sink connection refers to a drain connection or a collector connection.
  • the circuit module has a second transistor with a source connection, a control connection and a sink connection, the source connection being connected to the control connection of the first transistor and the sink connection being connected to the source connection of the first transistor.
  • a connection is provided from the control connection of the second transistor to a driver (which itself does not belong to the circuit module).
  • the first transistor can be a unipolar transistor, e.g. a MOSFET.
  • a bipolar transistor e.g. an IGBT (Insulated-Gate Bipolar Transistor) with an anti-parallel protective diode (integrated or as an external freewheeling diode) is also possible.
  • the connection to the driver is formed with a conductor section into which a diode is introduced, which blocks in the direction of the driver.
  • the connection can be formed with a conductor section into which a fuse is introduced.
  • the control terminal and the source terminal of the second transistor are connected to one another, and a diode is arranged between the control terminal and the source terminal of the second transistor, which blocks in the direction of the control terminal.
  • the control terminal and the drain terminal of the second transistor are connected to one another, and a diode is arranged between the control terminal and the drain terminal of the second transistor.
  • a resistor (preferably an ohmic resistor) is arranged between the first transistor and the control terminal.
  • a voltage limiter is provided in parallel with the first transistor.
  • a capacitive resistor can also be provided in parallel with the first transistor.
  • the control terminal and the source terminal of the first transistor are connected to one another, and a diode is arranged between the control terminal and the source terminal of the first transistor, which blocks in the direction of the control terminal.
  • This diode is an optional feature, implemented e.g. by a Zener diode, which limits the maximum gate voltage or control terminal voltage.
  • the circuit module is formed with a third transistor, wherein the third transistor is of the same type as the first transistor and the first and third transistors are each directly connected to the source terminal (i.e. are arranged practically in opposite directions).
  • the source terminal of the second transistor is connected to the control terminals of the first and third transistors and the drain terminal of the second transistor is connected to the connection of the source terminals of the first and third transistors.
  • the invention also relates to a semiconductor switch with a plurality of circuit modules according to the invention connected in series with a driver which is connected via the respective connections to the control terminals of the respective second transistors of the individual circuit modules.
  • this semiconductor switch can be formed with exactly one driver.
  • a resistor preferably an ohmic resistor
  • the semiconductor switch is not necessarily formed with completely identical circuit modules.
  • protective diodes and voltage limits can be provided selectively only for the circuit modules where the specific design of the semiconductor switch requires it.
  • the circuit module with the smallest distance to the driver can be formed without a second transistor.
  • the semiconductor switch according to the invention is formed with a plurality of circuit modules connected in series, with two of the circuit modules being connected one after the other in opposite switching directions (for example by connecting the source connections).
  • the semiconductor switch then preferably has an even number of circuit modules (greater than 4), with the first half of the circuit modules being connected in series one after the other with the same switching direction and the second half of the circuit modules being connected in series one after the other with the opposite switching direction.
  • an output of the driver can be connected to the connection of the two circuit modules connected in opposite switching directions.
  • the two circuit modules connected in opposite switching directions are formed without a second transistor.
  • the circuit modules can - possibly with the exception of the modules connected in opposite forward direction - be designed with a diode between the control connection and the source connection of the first transistor, which blocks in the direction of the source connection.
  • the semiconductor switch has a defined circuit module when installed, which terminates the series connection of circuit modules on the load side, and the driver is arranged or looped between a connection to the connection of the source connections of the first and third transistors of the load-side terminating circuit module and a connection to the connections to the control connections of the respective second transistors of the individual circuit modules.
  • at least a third transistor of a first circuit module of the semiconductor switch and a first transistor of a second circuit module adjacent to the first circuit module can be integrated together as a bidirectional component.
  • the semiconductor switch according to the invention allows the short-circuit current to be limited.
  • the semiconductor switch is formed with a sufficient number of semiconductor modules to set a predetermined upper limit for the short-circuit current.
  • the driver voltage of the semiconductor switch can then be adjusted in accordance with an upper limit for the short-circuit current.
  • the invention also includes a power electronic switching or protective device with a semiconductor switch according to the invention, in which preferably this semiconductor switch ensures the switching function of the electronic interruption unit.
  • power electronic switching or protective device refers to a device that implements a switching or protective function using power electronics. This applies to an SSCB. However, the invention is not limited to SSCBs, but can also be used in other devices (e.g. motor starters).
  • the invention can also be used in switching and protective devices without a mechanical isolator.
  • An application scenario without a neutral conductor e.g. in IT networks (an option discussed for DC networks), is also conceivable.
  • 202300630 8 The invention is described in more detail below using an exemplary embodiment. They show Fig. 1: the structure of an SSCB, Fig. 2: output line field of a typical SI MOSFET, Fig. 3: characteristic field of the on-resistance R Dson as a function of the drain current at different gate-source voltages of a typical SI MOSFET, Fig. 4a-4c: circuit modules according to the invention with which a circuit according to the invention can be constructed, Fig. 5: a circuit according to the invention, Fig.
  • Fig. 6 an example to illustrate the short-circuit-limiting mode of operation of the circuit of Fig. 5
  • Fig. 7 output characteristic field of a MOSFET with a schematic representation of the linear region and the saturation region
  • Fig. 8a-8c theoretical gate voltages of the individual MOSFETs of a circuit according to the invention for different driver voltages (assuming a uniform linear voltage drop at constant R DSon )
  • Fig. 9 another embodiment of a inventive circuit
  • Fig. 10 a switch-on process of the circuit of Fig. 9,
  • Fig. 11 a switch-off process of the circuit of Fig. 9,
  • Fig. 12 a unidirectional GaN component and a bidirectional GaN component which can be used for a circuit according to the invention.
  • Fig. 1 shows a diagram of an SSCB for protecting a low-voltage electrical circuit.
  • a mains-side neutral conductor connection NG, a mains-side phase conductor connection LG, a load-side neutral conductor connection NL and a load-side phase conductor connection LL are arranged in a housing GEH.
  • An energy source is connected to the mains side GRID and a consumer is connected to the load side LOAD.
  • the main components of the SSCB are a power supply unit NT, a control unit SE, an electronic interruption unit EU and a mechanical isolating contact unit MK.
  • the control unit SE switches on the electronic interruption unit EU, which is formed e.g.
  • the mechanical isolating contact unit MK comprises contacts KKN, KKL for opening/closing the phase and neutral conductors.
  • a current sensor unit SI in the path of the phase conductor a first voltage sensor unit SU1 for determining the level of the voltage between a network-side connection point EUG and a load-side connection point EUL of the electronic interruption unit EU and a second voltage sensor unit SU2 for determining the level of the voltage between the network-side neutral conductor connection NG and the network-side phase conductor connection LG are provided.
  • a central idea of the invention is to form a semiconductor switch from circuit modules connected in series.
  • Fig. 4a shows an embodiment of such a circuit module.
  • the module comprises a MOSFET M3 with a source connection source3, a gate connection Gate3 and a drain connection and a PNP bipolar transistor Q2 with an emitter connection, a base connection and a collector connection, the emitter connection being connected to the gate 202300630 10 connection Gate3 of the MOSFET M3 and the collector connection is connected to the source connection source3 of the MOSFET M3.
  • the gate connection Gate3 and the source connection source3 of the MOSFET M3 are connected to one another, and between these connections an (optional) diode D5 (preferably a Zener diode) is arranged, which blocks in the direction of the gate connection Gate3.
  • the base connection and the emitter connection of the PNP bipolar transistor Q2 are connected to one another, and in the connection a diode D4 is arranged, which blocks in the direction of the base connection.
  • the base connection of the PNP bipolar transistor Q2 is also connected to its collector connection, with a resistor R5 looped into the connection.
  • a connection from the base connection of the PNP bipolar transistor Q2 to a driver V2 is provided. This can be seen, for example, from Fig.
  • a semiconductor switch formed from modules connected in series is shown with a driver V2.
  • the driver V2 is connected to the PNP bipolar transistors Q1 - Q6 of six switch modules according to the invention connected in series.
  • a diode D1, D6, D7, D12, D14 and D16 is also inserted between the driver V2 and the base connections of the PNP bipolar transistors Q1 - Q6, which blocks in the direction of the driver V2.
  • the semiconductor switch is formed from an even number of modules, with the first half of the circuit modules being connected in series with the same switching direction and the second half of the circuit modules being connected in series with the opposite switching direction.
  • the semiconductor circuit module is shown twice, with the forward direction being different.
  • the semiconductor switch according to Fig. 5 is therefore made up of half modules according to Fig. 4a and half modules according to Fig. 4b.
  • the Zener diodes D5 and D18 in Fig. 5 are optional, as is the voltage limiter U1 (implemented by a TVS diode).
  • the driver 202300630 11 V2 is connected to the connection of the two circuit modules switched in opposite switching directions (source).
  • a resistor R2 or R6 is provided between this connection and the base connections of the PNP bipolar transistors of the two circuit modules.
  • a resistor R1 is introduced between the positive pole of the driver V2 and the connections of the switch modules in a forward direction.
  • a capacitor C1 - C6 and a voltage limiter U1 - U6 are also connected in parallel to the switch modules.
  • a voltage V1 and a load R3 fed from this voltage are also shown.
  • the following two points are relevant to the semiconductor switch structure according to Fig. 5: Firstly, it is a circuit for an alternating current flow (AC or DC with both current flow directions). For unipolar current flow, only half of the circuit shown would be required (i.e. only the modules with transistors in a forward direction). On the other hand, the modules close to the driver can in principle be designed without the transistors Q5 or Q6 for switching on.
  • the elements D13, D14, D17 and R17 or D15, D16, D18 and R10 can then also be omitted, so that the modules then only consist of the MOSFETs M1 or M4.
  • the driver voltage is selected appropriately, the circuit shown here has an intrinsic short-circuit current limitation, since a voltage drop is formed across the components connected in series depending on the load current. 202300630 12
  • the following calculation example will illustrate the idea behind it (see Fig. 6). In the figure, values are given at the top for a load current of 100A and at the bottom for a load current of 500A.
  • the driver voltage is 10V, which corresponds to the gate voltage V Gate1 of the MOSFET M1 (relative to the source or the marked "reference point gate unit").
  • Fig. 7 shows the linear region and the saturation region of a typical MOSFET.
  • the current I DS flowing through the MOSFET is shown as a function of the voltage drop between drain and source.
  • U th is the threshold voltage U th above which the MOSFET becomes conductive.
  • the value of the current I DS above which a MOSFET operates in the saturation region therefore depends on the gate voltage U GS and is lower the lower the gate voltage U GS is.
  • the parameters are selected so that the MOSFETs M1 and M2 (with gate voltages of 10V and 8.05V) (still) operate in the linear region, but MOSFET M3 with a gate voltage of 6.1V no longer does so.
  • this series connection can carry the current without a significant increase in the on-resistance RDSon. 202300630 13 would.
  • the top MOSFET in the series circuit is no longer in the linear region of its characteristic curve, as illustrated in Fig. 7.
  • this MOSFET M3 builds up voltage and reduces the driving voltage by its avalanche voltage or to the voltage of the associated voltage-limiting network (e.g. TVS diode with 120V limiting voltage). If the counter voltage built up is equal to the driving voltage, then the current increase is zero, even in a short circuit.
  • the switch arrangement now intrinsically limits the current, and in a short circuit it also limits the short-circuit current. This is of course accompanied by losses in the MOSFET and the overvoltage network - but the switch and the TVS diode can withstand this for a few ⁇ s, and this is precisely the time required to keep the requirements for short-circuit current detection and shutdown low or within an acceptable range.
  • the individual MOSFETs or switch modules are numbered.
  • the list corresponds to an increasing distance from the driver, ie the data in the first row corresponds to the MOSFET closest to the driver (in 202300630 14 Fig. 5 e.g. MOSFET M1), the data in the second row for the following MOSFET (in Fig. 5 e.g. MOSFET M2) etc.
  • Columns 2-5 list the gate voltages U GS for different load currents (50A, 100A, 200A and 400A).
  • the last row lists the total nominal on-resistance RDSon of the MOSFETs according to number (ie number according to first column multiplied by the on-resistance RDSon of 3.9m ⁇ , e.g.
  • Fig. 8a - Fig. 8c show that there are two parameters with which a short-circuit voltage limitation can be defined, namely the number of MOSFETs or circuit modules and the level of the driver voltage.
  • One possible strategy is to select the number of circuit modules for a rough setting or for a possible range of values of the short-circuit voltage and to make a fine adjustment using the driver voltage.
  • the inventive concept can be implemented in various ways in terms of circuitry. This is illustrated below using a further exemplary embodiment. 202300630 15 Fig.
  • FIG. 4c shows another possible structure of a circuit module according to the invention.
  • a switch according to the invention can be constructed using switch modules of this type. This is shown in Fig. 9.
  • the series connection according to the invention in Fig. 9 comprises two circuit modules corresponding to Fig. 4c with a simple control circuit using only one driver circuit and only one necessary driver power supply.
  • the pulse voltage source V2 is connected via the resistor R1 to two functional units which are constructed identically.
  • the upper functional unit (corresponding to Fig. 4c) has a protective diode D6, via which the resistor R1 is connected to the functional unit and which only allows current in the direction of the functional unit.
  • a PNP bipolar transistor Q2 is connected downstream of the diode D6, ie its emitter, base and collector, with a further diode D4 connected to the emitter and a resistor R5 connected to the collector of the PNP bipolar transistor Q2.
  • the emitter is connected to the gate connection Gate3 of an N-channel metal oxide semiconductor field effect transistor or N-channel MOSFET M3, the collector to the source connection source3 of the MOSFET M3.
  • Another N-channel MOSFET M6 with the opposite conduction direction is connected in series with the MOSFET M3, with the gate connection Gate3 and the source connection source3 of the MOSFETs M3 and M6 corresponding to one another.
  • the drain connection Drain2 of the MOSFET M6 is connected to another functional unit connected in series.
  • An overvoltage protection or overvoltage limiter U1 (e.g. in the form of a suppressor diode or a varistor) is connected in parallel to the MOSFETs M3 and M6, which is connected to the drain connections Drain3 and Drain2 of the MOSFETs M3 and M2.
  • the further functional unit has an identical structure to the first functional unit, whereby the elements D1, D2, R4, 202300630 16 Q1, Gate2, source2, M2, M7 and U2 of the second functional unit correspond to the elements D6, D4, R5, Q2, Gate3, source3, M3, M6 and U1 of the first functional unit.
  • the drain connection of MOSFET M7 is connected to the load (load resistor Rload), which is fed by the voltage V1 that drops across the functional units and the load resistor.
  • the operation of the circuit shown in Fig. 9 is explained below. If the signal from the pulse source is V20V or negative (e.g. -15V), then the Gate20V connection is applied to the source2 connection and the Gate30V connection is applied to the source3 connection.
  • the functional units (MOSFETs) connected in series are therefore switched off. If a positive voltage is applied to the Drain3 connection, MOSFETs M2 and M3 are blocked, while MOSFETs M6 and M7 are conductive (due to the freewheeling diode or body diode of the MOSFETs, or when using IGBTs, the anti-parallel diode is then mandatory).
  • MOSFETs M6 and M7 are blocked; MOSFETs M3 and M4 are then conductive.
  • the load resistance Rload is much greater than the channel resistance RDSon, then the vast majority of the voltage drops across the load, the voltage drop across the resistance RDSon is very small, for the explanation of the operation of this circuit 202300630 17 negligible.
  • the voltage across the MOSFET therefore collapses, drain has the potential of source. This means that the source of the upper switch (source3) now also has the potential of the source of the lower switch (source2).
  • the diodes D6 and D4 become conductive, the gate connection Gate3 becomes positive relative to the gate connection source3.
  • the MOSFETs M3 and M6 switch on. Now the entire path between the drain connection Drain3 and the load is conductive. The series connection of the MOSFETs is switched on.
  • the series connection becomes high-resistance, the voltage drop across the resistor RLast becomes negligible.
  • Relevant signal curves during the switch-off process are shown in Fig. 11.
  • the control signal at MOSFET M2 and, after a short time interval, that at MOSFET M3 are switched off, so that 202300630 18 the MOSFETs block.
  • the load current is switched off and no significant voltage drops across the load.
  • the diodes D1 and D2 and the PNP transistor Q1 of the circuit from Fig. 9 can be omitted without affecting the operation of the circuit (ultimately this means that the lower stage can also have a completely normal driver). However, they are advantageous for switching off all components connected in series as simultaneously as possible.
  • the structure is modular. Fig.
  • FIG. 4c shows the module, whereby the voltage limitation U1 can be omitted as long as the avalanche resistance of the components is sufficient to absorb the energy from overvoltages when switching on and off.
  • the modules can now be connected in series, whereby the decoupling diode D6 must be led to the driver output in each case, as already shown in Fig. 9 or for the other embodiment in Fig. 5.
  • this circuit for devices that intrinsically have a common drain structure, such as bidirectional GaN devices. Referring to Fig. 9, the MOSFETs M2 and M6 would merge into one device, a possible overvoltage limitation would then be between Source3 and Source2, the rest of the circuit would remain the same.
  • This circuit is also advantageous for a bidirectional GaN device in a single circuit, since it would elegantly solve the problem of the two existing gates at different potentials with the same approach, as shown in Fig. 12.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Schaltermodul für einen Halbleiterschalter und aus einer Reihenschaltung von derartigen Modulen gebildete Schalter. Das erfindungsgemäße Schaltermodul ist mit einem ersten Transistor (M3) mit einem Quellenanschluss (source3), einem Steueranschluss (Gate3) und einem Senkenanschluss gebildet. Zudem umfasst es einen zweiten Transistor (Q2) mit einem Quellenanschluss, einem Steueranschluss und einem Senkenanschluss, wobei der Quellenanschluss mit dem Steueranschluss (Gate3) des ersten Transistors (M3) und der Senkenanschluss mit dem Quellenanschluss (source3) des ersten Transistors (M3) verbunden ist. Zudem ist eine Verbindung von dem Steueranschluss des zweiten Transistors (Q2) zu einem Treiber (V2) vorgesehen. Die Erfindung erlaubt eine aufwandsarme und flexible Realisierung einer elektronische Unterbrechungseinheit mit intrinsischer Kurzschlussstrombegrenzung.

Description

202300630 1 Beschreibung Schaltungsmodul und Halbleiterschalter mit einer Mehrzahl von in Reihe geschalteten Schaltungsmodulen Die Erfindung betrifft ein Schaltungsmodul, einen Halbleiter- schalter mit einer Mehrzahl von in Reihe geschalteten Schal- tungsmodulen, ein leistungselektronisches Schalt- oder Schutzgerät mit einem Halbleiterschalter und ein Verfahren zur Festlegung der Kurzschlussstrombegrenzung eines erfin- dungsgemäßen Halbleiterschalters. Eine neue Entwicklung in der Niederspannungstechnik betrifft die Ersetzung von herkömmlichen elektromechanischen Schaltern durch sogenannte Solid State Circuit Breaker (SSCB). In Fig. 1 ist der prinzipielle Aufbau eines typischen SSCBs gezeigt. Die Hauptkomponenten des SSCBs sind ein Netzteil NT, eine Steuerungseinheit SE, eine elektronische Unterbrechungsein- heit EU und eine mechanische Trennkontakteinheit MK. SSCBs als Leitungsschutzschalter können praktisch alle Schutzfunk- tionen der herkömmlicher elektromechanischen Leistungsschutz- schalter in einem Schalter realisieren. Weitere Vorteile sind die Schaltgeschwindigkeit, die flexible Steuerung und Überwa- chungsfunktionen. Bekanntermaßen sind aber hohe Durchlassverluste ein Nachteil von typischen SSCBs. In den letzten Jahren wurden deshalb vermehrt Anstrengungen unternommen, diese Durchlassverluste zu reduzieren. Ein erfolgversprechender Weg ist die Parallel- schaltung von vielen unipolaren Baudelementen. Diese haben, im Gegensatz zu bipolaren Bauelementen, einen nahezu konstan- ten Widerstand im eingeschalteten Zustand (im folgenden RDSon genannt, also Widerstand zwischen Drain und Source im einge- schalteten Zustand). Ist die Gatespannung an dem Leistungshalbleiter hinreichend groß, bleibt diese Linearität bis zu höchsten Strömen erhal- ten. Dies ist in Fig. 2 anhand eines typischen Ausgangskenn- 202300630 2 linienfeld eines SI MOSFETs (Typenbezeichnung IPT039N15N5) illustriert. Für verschiedene Gatespannungen VGS (5V, 6V, 7V, 8V und 10V) ist der durch den Schalter fließende Drainstrom I0 in Abhängigkeit der Spannung zwischen Drain und Source VDS aufgetragen. Halbleiterschalter unterliegen Grenzen bzgl. der Strombelastbarkeit. Beispielsweise liegt für den MOSFET, des- sen Kennlinienfeld in Fig. 1 gezeigt ist, der maximal erlaub- te Drainstrom laut Datenblatt bei 760 A. Für hinreichend gro- ße Gatespannungen (im Beispiel z.B. schon bei VGS = 10V) bleibt also die Linearität zwischen Strom und Spannung bzw. ein nahezu konstanter Widerstand bis zu Stromstärken beste- hen, bei denen der Schalter zerstört wird. In anderen Worten, der Leistungshalbleiter hat in diesem Falle keinerlei Strom- begrenzung im Kurzschluss. Er wird vorher thermisch zerstört. Dieser Schwierigkeit kann man auf zwei Weisen begegnen. Eine Möglichkeit ist die Beschränkung der Gatespannung auf Werte, bei denen der Strom in Rahmen des Zulässigen bleibt. In Fig. 3 ist ein typisches Kennlinienfeld RDSon in Abhängigkeit der Gatespannung des oben genauer bezeichneten MOSFETs gezeigt. Man kann die Gatespannung absenken (im Beispielfall z.B. auf 6 V) und dadurch eine Begrenzung des Gatestroms auf zulässige Werte erzwingen (bei 6V auf ca. 140A – vgl. Fig. 2). Aller- dings handelt man sich durch diese Maßnahme eine signifikante Erhöhung des Durchlasswiderstands RDSon auch im Normalbetrieb und damit auch signifikant höhere Durchlassverluste ein. Die zweite Option ist, den Schalter mit einer Kurzschluss- stromerkennung und -abschaltung zu schützen, wobei die Anfor- derungen an die Elektronik umso höher werden, je geringer die Leitungsinduktivität zwischen Stromquelle und Kurzschluss wird. Dies erhöht massiv die Kosten für Strommessung, Schwellwertverarbeitung und Treiber, je nachdem welche Dyna- mik benötigt wird. Schlimmstenfalls wird die Auslegung selbst zum Problem, da man in der Realität schwer eine minimal mög- liche Zuleitungsinduktivität angeben kann, ohne diese als diskretes Bauelement in Reihe zum Lastpfad einbauen zu müs- 202300630 3 sen, was wiederum signifikant Kosten verursacht und Bauraum benötigt. Man befindet sich also in einem Dilemma. Entweder nutzt man die Performance des Leistungshalbleiters nicht aus, oder man nimmt einen erheblichen Zusatzaufwand für die Elektronik zur Kurzschlusserkennung und -abschaltung in Kauf. Die Erfindung hat zur Aufgabe, eine aufwandsarme und flexible Realisierung einer elektronische Unterbrechungseinheit zu er- möglichen. Diese Aufgabe wird durch ein Schaltungsmodul nach Anspruch 1, einen Halbleiterschalter nach Anspruch 13, ein leistungs- elektronisches Schalt- oder Schutzgerät nach Anspruch 25 und ein Verfahren zur Festlegung der Kurzschlussstrombegrenzung eines erfindungsgemäßen Halbleiterschalters nach Anspruch 26 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprü- chen angegeben. Erfindungsgemäß wird ein Schaltungsmodul für einen Halb- leiterschalter vorgeschlagen. Dieses ist mit einem ersten Transistor mit einem Quellenanschluss, einem Steueranschluss und einem Senkenanschluss gebildet. Hierbei und im Folgenden wird mit dem Begriff „Quellenanschluss“ ein Source-Anschluss oder ein Emitter-Anschluss, mit dem Begriff „Steueranschluss“ ein Gate-Anschluss oder ein Basis-Anschluss und mit dem Be- griff „Senkenanschluss“ ein Drain-Anschluss oder ein Kollek- tor-Anschluss bezeichnet. Zudem weist das Schaltungsmodul ei- nen zweiten Transistor mit einem Quellenanschluss, einem Steueranschluss und einem Senkenanschluss auf, wobei der Quellenanschluss mit dem Steueranschluss des ersten Transis- tors und der Senkenanschluss mit dem Quellenanschluss des ersten Transistors verbunden sind. Außerdem ist eine Verbin- dung von dem Steueranschluss des zweiten Transistors zu einem Treiber vorgesehen (welcher selber nicht zu dem Schaltungsmo- dul gehört). 202300630 4 Eine zentrale Idee der Erfindung ist, dass sich ein modularer Aufbau von einem Halbleiterschalter durch Reihenschaltung bzw. Kaskadierung erfindungsgemäßer Schaltungsmodule reali- sieren lässt, wobei sich die Module durch einen einzigen Treiber ansteuern lassen. Diese Lösung ist aufwandsarm (nur ein Treiber), aber lässt sich durch Änderung der Anzahl der Module beliebig skalieren, d.h. zeichnet sich auch durch Fle- xibilität aus. Durch geeignete Auswahl der Anzahl der Schal- tungsmodule und der Treiberspannung lässt sich zudem eine Kurzschlussbegrenzung realisieren und bedarfsgerecht festle- gen. Bei dem ersten Transistor kann es sich um einen unipolaren Transistor, z.B. einen MOSFET, handeln. Aber auch eine Reali- sierung mittels eines bipolaren Transistors, z.B. einem IGBT (Insulated-Gate Bipolar Transistor) mit antiparalleler Schutzdiode (integriert oder als externe Freilaufdiode) ist möglich. Gemäß einer Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Schaltungsmo- duls ist die Verbindung zu dem Treiber mit einem Leiterab- schnitt gebildet, in die eine Diode eingebracht ist, welche in Richtung des Treibers sperrt. Zudem kann die Verbindung mit einem Leiterabschnitt gebildet sein, in die eine Siche- rung eingebracht ist. Gemäß einer Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Schaltungsmo- duls sind der Steueranschluss und der Quellenanschluss des zweiten Transistors miteinander verbunden, und zwischen dem Steueranschluss und dem Quellenanschluss des zweiten Transis- tors ist eine Diode angeordnet, welche in Richtung des Steu- eranschlusses sperrt. Gemäß einer Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Schaltungsmo- duls sind der Steueranschluss und der Senkenanschluss des zweiten Transistors miteinander verbunden, und zwischen dem Steueranschluss und dem Senkenanschluss des zweiten Transis- 202300630 5 tors ist ein Widerstand (vorzugsweise ein ohmscher Wider- stand) angeordnet. Gemäß einer Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Schaltungsmo- duls ist parallel zu dem ersten Transistor eine Spannungsbe- grenzung vorgesehen. Auch kann parallel zu dem ersten Tran- sistor ein kapazitiver Widerstand vorgesehen sein. Gemäß einer ersten Ausgestaltungsalternative des erfindungs- gemäßen Schaltungsmoduls sind der Steueranschluss und der Quellenanschluss des ersten Transistors miteinander verbun- den, und zwischen dem Steueranschluss und dem Quellenan- schluss des ersten Transistors ist eine Diode angeordnet, welche in Richtung des Steueranschlusses sperrt. Diese Diode ist ein optionales Feature, realisiert z.B. durch eine Zener- Diode, welche die maximale Gatespannung bzw. Steueranschluss- spannung begrenzt. Gemäß einer zweiten Ausgestaltungsalternative des erfindungs- gemäßen Schaltungsmoduls ist das Schaltungsmodul mit einem dritten Transistor gebildet, wobei der dritte Transistor vom selben Typ wie der erste Transistor ist und der erste und der dritte Transistor jeweils direkt mit dem Quellenanschluss miteinander verbunden sind (d.h. praktisch in entgegengesetz- ter Richtung angeordnet sind). In dieser Ausgestaltung ist der Quellenanschluss des zweiten Transistors mit den Steuer- anschlüssen des ersten und dritten Transistors und der Sen- kenanschluss des zweiten Transistors mit der Verbindung der Quellenanschlüsse vom ersten und dritten Transistor verbun- den. Die Erfindung betrifft auch einen Halbleiterschalter mit ei- ner Mehrzahl von in Reihe geschalteten erfindungsgemäßen Schaltungsmodulen mit einem Treiber, der über die jeweiligen Verbindungen mit den Steueranschlüssen der jeweiligen zweiten Transistoren der einzelnen Schaltungsmodule verbunden ist. Insbesondere kann dieser Halbleiterschalter mit genau einem Treiber gebildet sein. Zwischen dem Treiber und den Verbin- 202300630 6 dungen mit den Steueranschlüssen der jeweiligen zweiten Tran- sistoren der einzelnen Schaltungsmodule und dem Treiber kann ein Widerstand (vorzugsweise ein ohmscher Widerstand) vorge- sehen sein (d.h. der Widerstand ist dann einer Verzweigung zu den verschiedenen Schaltungsmodulen vorgeschaltet). Der Halb- leiterschalter ist nicht notwendigerweise mit völlig identi- schen Schaltungsmodulen gebildet. Z.B. können Schutzdioden und Spannungsbegrenzungen selektiv nur für die Schaltungsmo- dule vorgesehen sein, wo es die konkrete Ausgestaltung des Halbleiterschalters erfordert. Auch kann z.B. das Schaltungs- modul mit dem geringsten Abstand zum Treiber ohne zweiten Transistor gebildet sein. Gemäß einer Ausgestaltung ist der erfindungsgemäße Halb- leiterschalter mit einer Mehrzahl von in Reihe geschalteten Schaltungsmodulen gebildet, wobei zwei der Schaltungsmodule in entgegengesetzter Durchschaltrichtung (z.B. durch Verbin- dung der Quellenanschlüsse) nacheinander geschaltet sind. Vorzugsweise weist dann der Halbleiterschalter eine gerade Anzahl von Schaltungsmodulen (größer 4) auf, wobei die erste Hälfte der Schaltungsmodule nacheinander mit derselben Durch- schaltrichtung und die zweite Hälfte der Schaltungsmodule nacheinander mit der entgegengesetzten Durchschaltrichtung in Reihe geschaltet sind. In dieser Ausgestaltung kann ein Aus- gang des Treibers mit der Verbindung der zwei in gegensätzli- cher Durchschaltrichtung geschalteten Schaltungsmodule ver- bunden sein. Gemäß einer Variante dieser Ausgestaltung sind die beiden in gegensätzlicher Durchschaltrichtung geschalte- ten Schaltungsmodule ohne zweiten Transistor gebildet. Die Schaltungsmodule können – evtl. mit Ausnahme der in gegen- sätzlicher Durchlassrichtung geschalteten Module - mit einer Diode zwischen dem Steueranschluss und dem Quellenanschluss des ersten Transistors ausgestaltet sein, welche in Richtung des Quellenanschlusses sperrt. In einer anderen Ausgestaltungsvariante, in der die Schal- tungsmodule mit einem dritten Transistor gebildet sind, weist 202300630 7 der Halbleiterschalter bei Einbau ein definiertes Schaltungs- modul auf, das die Reihenschaltung von Schaltungsmodulen lastseitig abschließt, und der Treiber ist zwischen einer Verbindung mit der Verbindung der Quellenanschlüsse vom ers- ten und dritten Transistor des lastseitig abschließenden Schaltungsmodul und einer Verbindung zu den Verbindungen mit den Steueranschlüssen der jeweiligen zweiten Transistoren der einzelnen Schaltungsmodule angeordnet bzw. eingeschleift. In dieser Variante kann zumindest ein dritter Transistor eines ersten Schaltungsmodul des Halbleiterschalters und ein erster Transistor eines zweiten, dem ersten Schaltungsmodul benach- barten Schaltungsmoduls zusammen integriert als ein bidirek- tionales Bauelement ausgeführt sein. Der erfindungsgemäße Halbleiterschalter erlaubt eine Begren- zung des Kurzschlussstroms. Dafür wird der Halbleiterschalter mit einer für die Festlegung einer vorgegebenen obere Grenze für den Kurzschlussstrom ausreichenden Anzahl von Halbleiter- modulen gebildet. Zur Festlegung des Kurzschlussstroms kann dann die Treiberspannung des Halbleiterschalters nach Maßgabe einer oberen Grenze für den Kurzschlussstrom angepasst wer- den. Die Erfindung umfasst auch ein leistungselektronisches Schalt- oder Schutzgerät mit einem erfindungsgemäßen Halb- leiterschalter, bei dem vorzugsweise dieser Halbleiterschal- ter die Schaltfunktion der elektronischen Unterbrechungsein- heit gewährleistet. Mit „leistungselektronisches Schalt- oder Schutzgerät“ ist dabei ein Gerät gemeint, dass eine Schalt- oder Schutzfunktion mit Hilfe von Leistungselektronik reali- siert. Dies trifft auf einen SSCB zu. Die Erfindung ist aber nicht auf SSCBs beschränkt, sondern kann auch in anderen Ge- räten (z.B. Motorstarter) zum Einsatz kommen. Insb. kann die Erfindung auch bei Schalt- und Schutzgeräten ohne einen me- chanischen Trenner verwendet werden. Ein Einsatzszenario ohne Neutralleiter, z.B. in IT-Netzen (eine für DC-Netze disku- tierte Option), ist ebenfalls denkbar. 202300630 8 Die Erfindung wird im Folgenden anhand eines Ausführungsbei- spiels näher beschrieben. Es zeigen Fig. 1: den Aufbau eines SSCBs, Fig. 2: Ausgangslinienfeld eines typischen SI MOSFETs, Fig. 3: Kennlinienfeld des Durchlasswiderstands RDson in Ab- hängigkeit des Drainstromes bei unterschiedlichen Gate-Source Spannungen eines typischen SI MOSFETs, Fig. 4a–4c: erfindungsgemäße Schaltungsmodule, mit denen eine erfindungsgemäße Schaltung aufbaubar ist, Fig. 5: eine erfindungsgemäße Schaltung, Fig. 6: ein Beispiel zur Illustration der kurzschlussbegren- zenden Wirkweise der Schaltung von Fig. 5, Fig. 7: Ausgangskennlinienfeld eines MOSFETs mit schemati- scher Darstellung des linearen Bereichs und des Sättigungsbe- reichs, Fig. 8a-8c: theoretische Gatespannungen der einzelnen MOSFETs einer erfindungsgemäßen Schaltung für verschiedene Treiber- spannungen (Annahme eines gleichmäßigen linearen Spannungsab- falls bei konstanten RDSon), Fig. 9: ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsge- mäßen Schaltung, Fig. 10: einen Einschaltvorgang der Schaltung von Fig. 9, Fig. 11: einen Ausschaltvorgang der Schaltung von Fig. 9, und Fig. 12: ein unidirektionales GaN Bauelement und ein bidirek- tionales GaN Bauelement, welche für eine erfindungsgemäße Schaltung verwendet werden können. 202300630 9 Fig. 1 zeigt eine Darstellung eines SSCBs zum Schutz eines elektrischen Niederspannungsstromkreises. In einem Gehäuse GEH sind ein netzseitiger Neutralleiteranschluss NG, ein netzseitiger Phasenleiteranschluss LG, ein lastseitiger Neutralleiteranschluss NL und ein lastseitigen Phasenleiter- anschluss LL angeordnet. An der Netzseite GRID ist eine Ener- giequelle und an der Lastseite LOAD ein Verbraucher ange- schlossen. Die Hauptkomponenten des SSCBs sind ein Netzteil NT, eine Steuerungseinheit SE, eine elektronische Unterbrechungsein- heit EU und eine mechanische Trennkontakteinheit MK. Die Steuerungseinheit SE schaltet die elektronische Unterbre- chungseinheit EU, die z.B. mit einem Paar MOSFETs zum Schal- ten des Phasenleiters gebildet ist, ein und sendet eine Frei- gabe (Enable) an die mechanische Trennkontakteinheit. Die me- chanische Trennkontakteinheit MK umfasst Kontakte KKN, KKL zum Öffnen/Schließen von Phasen- und Neutralleiter. Für die Erfassung von Strom- bzw. Spannungswerten sind eine Stromsensoreinheit SI im Pfad des Phasenleiters, eine erste Spannungssensoreinheit SU1 zur Ermittlung der Höhe der Span- nung zwischen einem netzseitigen Verbindungspunkt EUG und ei- nem lastseitigen Verbindungspunkt EUL der elektronischen Un- terbrechungseinheit EU und eine zweite Spannungssensoreinheit SU2 zur Ermittlung der Höhe der Spannung zwischen dem netz- seitigen Neutralleiteranschluss NG und dem netzseitigen Pha- senleiteranschluss LG vorgesehen. Ein zentraler Gedanke der Erfindung besteht darin, einen Halbleiterschalter aus in Reihe geschalteten Schaltungsmodu- len zu bilden. Fig. 4a zeigt eine Ausführung eines derartigen Schaltungsmoduls. Das Modul umfasst einen MOSFET M3 mit einem Source-Anschluss source3, einem Gate-Anschluss Gate3 und ei- nem Drain-Anschluss und einen PNP Bipolartransistor Q2 mit einem Emitter-Anschluss, einem Basis-Anschluss und einem Kol- lektor-Anschluss, wobei der Emitter-Anschluss mit dem Gate- 202300630 10 Anschluss Gate3 des MOSFETs M3 und der Kollektor-Anschluss mit dem Source-Anschluss source3 des MOSFETs M3 verbunden ist. Der Gate-Anschluss Gate3 und der Source-Anschluss source3 des MOSFETs M3 sind miteinander verbunden, und zwi- schen diesen Anschlüssen ist eine (optionale) Diode D5 (vor- zugsweise eine Zener-Diode) angeordnet, welche in Richtung des Gate-Anschlusses Gate3 sperrt. Der Basis-Anschluss und der Emitter-Anschluss des PNP Bipolar-transistors Q2 sind miteinander verbunden, und in der Verbindung ist eine Diode D4 angeordnet, welche in Richtung des Basis-Anschlusses sperrt. Der Basis-Anschluss des PNP Bipolartransistors Q2 ist auch mit dessen Kollektor-Anschluss verbunden, wobei in der Verbindung ein Widerstand R5 eingeschleift ist. Zudem ist eine Verbindung von dem Basis-Anschluss des PNP Bi- polartransistors Q2 zu einem Treiber V2 vorgesehen. Dies ist z.B. aus Fig. 5 zu entnehmen, in welcher ein aus in Reihe ge- schalteten Modulen gebildeter Halbleiterschalter mit einem Treiber V2 gezeigt ist. Der Treiber V2 ist mit den PNP Bipo- lartransistoren Q1 – Q6 von sechs in Reihe geschalteten er- findungsgemäßen Schaltermodulen verbunden. Dabei ist zwischen dem Treiber V2 und den Basis-Anschlüssen der PNP Bipolartran- sistoren Q1 – Q6 jeweils noch eine Diode D1, D6, D7, D12, D14 und D16 eingebracht, die in Richtung des Treibers V2 sperrt. In dieser Schaltergeometrie ist der Halbleiterschalter aus einer geraden Anzahl von Modulen gebildet, wobei die erste Hälfte der Schaltungsmodule mit derselben Durchschaltrichtung in Reihe geschaltet sind und die zweite Hälfte der Schal- tungsmodule mit der entgegengesetzten Durchschaltrichtung in Reihe geschaltet sind. In Fig. 4a und Fig. 4b ist das Halb- leiterschaltungsmodul zweimal dargestellt, wobei die Durch- lassrichtung unterschiedlich ist. Der Halbleiterschalter gem. Fig. 5 setzt sich also zur Hälfte aus Modulen entsprechend Fig. 4a und zur Hälfte aus Modulen entsprechend Fig. 4b zu- sammen. Die Zenerdioden D5 und D18 in Fig. 5 sind dabei opti- onal, die Spannungsbegrenzung U1 (realisiert durch eine TVS Diode) ebenfalls. In der Mitte sind zwei Module mit entgegen- gesetzter Durchlassrichtung in Reihe geschaltet. Der Treiber 202300630 11 V2 ist mit der Verbindung der zwei in gegensätzlicher Durch- schaltrichtung geschalteten Schaltungsmodule verbunden (Source). Zwischen dieser Verbindung und den Basis- Anschlüssen der PNP Bipolartransistorn der beiden Schaltungs- modulen ist jeweils ein Widerstand R2 bzw. R6 vorgesehen. Zu- dem ist ein Widerstand R1 zwischen dem Pluspol des Treibers V2 und den Verbindungen der Schaltermodule einer Durchlass- richtung eingebracht. Den Schaltermodulen ist zudem jeweils eine Kapazität C1 – C6 und eine Spannungsbegrenzung U1 – U6 (z.B. in Form einer Suppressordiode oder eines Varistors) pa- rallel geschaltet. Es sind zudem eine Spannung V1 und eine aus dieser Spannung gespeiste Last R3 gezeigt. Zum Halbleiterschalteraufbau gem. Fig. 5 sind noch folgende zwei Punkte relevant: Zum einen handelt es sich um eine Schaltung für einen alter- nierenden Stromfluss (AC oder DC mit beiden Stromflussrich- tungen). Für unipolaren Stromfluss würde nur eine Hälfte der dargestellten Schaltung benötigt (d.h. nur die Module mit Transistoren einer Durchlassrichtung). Zum anderen können die treibernahen Module prinzipiell ohne die Transistoren Q5 bzw. Q6 zum Einschalten ausgeführt sein. Auch die Elemente D13, D14, D17 und R17 bzw. D15, D16, D18 und R10 können dann entfallen, so dass die Module dann nur aus den MOSFETs M1 bzw. M4 bestehen. Für ein möglichst gleichzeitiges Abschalten aller in Reihe geschalteter Bauele- mente bzw. um das Ausschaltverhalten zu symmetrieren ist es aber von Vorteil, diese beiden Module entsprechend der ande- ren aufzubauen. Bei geeigneter Wahl der Treiberspannung weist die hier darge- stellte Schaltung eine intrinsische Kurzschlussstrombegren- zung auf, da sich über die in Reihe geschalteten Bauelemente jeweils ein Spannungsabfall in Abhängigkeit des Laststromes ausprägt. 202300630 12 Es soll nachfolgend an einem Rechenbeispiel dargestellt wer- den, dass die Idee dahinter veranschaulicht (vgl. Fig. 6). In der Figur sind oben Größen bei einem Laststrom von 100A und unten bei einem Laststrom von 500A angegeben. Zu Grunde ge- legt sind in diesem Rechenbeispiel die Benutzung eines MOS- FETs mit einem Durchlasswiderstand RDSon von 3,9mΩ wie ihn beispielsweise der Infineon MOSFET IPT039N15N5 aufweist, wodurch man eine Drain-Source-Spannung VDS=iL*RDSon=100A*3,9mΩ=390mV erhält. Die Treiberspannung liegt bei 10V, was der Gatespannung VGate1 des MOSFETs M1 (bezogen auf Source bzw. den eingezeichneten „Reference point Gate Unit“) entspricht. Die Gatespannungen der MOSFETs M2 und M3 sind um den Spannungsabfall bei dem MOSFET M1 bzw. den MOS- FETs M1 und M2 erniedrigt, d.h. VGate2=VGate1-VDS=10V-0,39V=9,61V und VGate3=VGate1-2*VDS=10V-0,74V=9,22V (bei baugleichen MOSFETs M1-M3). Für 500A erhält man entsprechend VDS=iL*RDSon=500A*3,9mΩ=1,95V und damit VGate2=8,05V und VGa- te3=6,1V. Fig. 7 zeigt den linearen Bereich und den Sättigungsbereich bei einem typischen MOSFET. Für verschiedene Werte der Gate- spannung ist der durch den MOSFET fließende Strom IDS in Ab- hängigkeit der zwischen Drain und Source abfallenden Spannung gezeigt. Die Grenze zwischen linearem Bereich und Sättigungs- bereich ist dabei dadurch gegeben, dass UDS=UGS-Uth gilt, wobei Uth die Schwellenspannung bzw. Threshold-Spannung Uth ist, ab der der MOSFET leitend wird. Der Wert des Stroms IDS, ab dem ein MOSFET im Sättigungsbereich arbeitet, hängt also von der Gatespannung UGS ab und ist umso geringer, je niedriger die Gatespannung UGS ist. Im Beispiel von Fig.6 sind die Parameter so gewählt, dass die MOSFETs M1 und M2 (mit Gatespannungen von 10V und 8,05V) (noch) im linearen Bereich arbeiten, MOSFET M3 mit einer Gatespannung von 6,1V aber nicht mehr. D.h., der Durchlasswiderstand RDSon von MOSFET M3 ist auch nicht mehr ungefähr 3,9mΩ wie bei den MOSFETs M1 und M2, son- dern entsprechend höher. Bei einem Strom von 100A kann diese Reihenschaltung dagegen den Strom führen, ohne dass eine sig- nifikante Erhöhung des Durchlasswiderstands RDSon erfolgen 202300630 13 würde. Bei 500A ist der oberste MOSFET der Reihenschaltung dagegen nicht mehr im linearen Bereich seiner Kennlinie, wie anhand von Fig. 7 illustriert. Somit baut dieser MOSFET M3 bei einem Strom von 500A Spannung auf und reduziert die treibende Spannung um seine Avalanche – Spannung bzw. auf die Spannung des dazugehörigen spannungsbe- grenzenden Netzwerkes (z.B. TVS Diode mit 120V Begrenzungs- spannung). Ist die aufgebaute Gegenspannung gleich der trei- benden Spannung, dann ist der Stromanstieg null, auch im Kurzschluss. Der Schalteranordnung begrenzt nun intrinsisch den Strom, im Kurzschluss eben auch den Kurzschlussstrom. Das geht natürlich mit Verlusten im MOSFET und dem Überspannungs- netzwerk einher – aber wenige µs kann der Schalter und die TVS Diode das aushalten, und genau diese Zeit ist notwendig, um die Anforderungen an die Kurzschlussstromerkennung und - abschaltung gering bzw. in einem akzeptablen Rahmen zu hal- ten. Es wäre nun weiterhin vorteilhaft für die praktische Anwen- dung dieser Schaltung, wenn der maximale Kurzschlussstrom einstellbar wäre, und das möglichst einfach. Dies ist bei dieser Schaltung gegeben. Durch Veränderung der Versorgungsspannung der Gate Unit V2 ist der max. Kurzschlussstrom in einem weiten Bereich ein- stellbar. Dies wird anhand der Beispiele von Fig. 8a – 8c il- lustriert. Zu Grunde gelegt ist den in diesen Figuren gezeig- ten Tabellen wieder die Benutzung eines MOSFET mit einem Durchlasswiderstand RDSon von 3,9mΩ (im linearen Bereich), wie ihn beispielsweise der Infineon MOSFET IPT039N15N5 auf- weist. In den verschiedenen Tabellen wurde die Treiberspan- nung verändert von 9V in Tabelle 1 (Fig. 8a), auf 10V in Ta- belle 2 (Fig. 8b) und 11V in Tabelle 3 (Fig. 8c). In der ers- ten Spalte sind dabei die einzelnen MOSFETs bzw. Schaltermo- dule durchnummeriert. Dabei entspricht die Auflistung einem zunehmenden Abstand zum Treiber, d.h. die Daten der ersten Zeile entsprechen dem zum Treiber nächstgelegenen MOSFET (in 202300630 14 Fig. 5 z.B. MOSFET M1), die Daten der zweiten Zeile dem sich anschließenden MOSFET (in Fig. 5 z.B. MOSFET M2) etc. Die Spalten 2-5 listen die Gatespannungen UGS für verschiedene Lastströme (50A, 100A, 200A und 400A) auf. In der letzten Zeile ist der gesamte nominelle Durchlasswiderstand RDSon von den MOSFETs gemäß Anzahl aufgeführt (d.h. Anzahl gem. erster Spalte multipliziert mit dem Durchlasswiderstand RDSon von 3,9mΩ, Z.B. 2*3,9mΩ = 7,8mΩ, 3*3,9mΩ = 11,7mΩ etc.). Bei den dargestellten Werten für die Gatespannungen UGS ent- sprechen in größerer Schrift dargestellte Werte MOSFETs im linearen Bereich und alle in kleinerer Schrift dargestellte Werte MOSFETs im Sättigungsbereich (bei MOSFETs auch als Ab- schnürbereich bezeichnet) bzw. Sperrbereich, d.h. dem Bereich mit Gatespannungen unter der Thresholdspannung Uth (vgl. Fig. 7 – Uth beträgt bei den dem Rechenbeispiel zugrunde gelegten MOSFETs ca. 3,8 V), für den dann – wie in Fig. 3 illustriert - der Widerstand entsprechend erhöht ist (d.h. größer als 3,9mΩ). Alle MOSFETs mit einer in kleinerer Schrift darge- stellten Gatespannung werden in der Realität eine Gegenspan- nung aufbauen. Ist die Summe der Gegenspannungen gleich der treibenden Spannung, wird sich ein Gleichgewicht aufbauen und der resultierende Stromanstieg im Kurzschluss ist null. Die Schaltung begrenzt somit aktiv und intrinsisch den Kurz- schlussstrom in Abhängigkeit der angelegten Treiberspannung. Fig. 8a – Fig. 8c zeigen, dass es zwei Parameter gibt, mit denen sich eine Kurzschlussspannungsbegrenzung festlegen lässt, nämlich die Anzahl der MOSFETs bzw. Schaltungsmodule und die Höhe der Treiberspannung. Dabei ist eine mögliche Strategie, die Anzahl der Schaltungsmodule für eine Grobein- stellung bzw. für einen möglichen Bereich von Werten der Kurzschlussspannung zu wählen und mittels der Treiberspannung eine Feineinstellung vorzunehmen. Das erfindungsgemäße Konzept kann auf verschiedene Weise schaltungstechnisch realisiert werden. Dies wird im Folgenden anhand eines weiteren Ausführungsbeispiels illustriert. 202300630 15 In Fig. 4c ist ein anderer möglicher Aufbau eines erfindungs- gemäßen Schaltungsmoduls gezeigt. Mit Schaltermodulen dieses Typs kann ein erfindungsgemäßer Schalter aufgebaut werden. Dies ist in Fig. 9 gezeigt. Die erfindungsgemäße Reihenschal- tung von Fig. 9 umfasst zwei Schaltungsmodule entsprechend Fig. 4c mit einer einfachen Ansteuerschaltung unter Verwen- dung von nur einer Treiberschaltung und nur einer notwendigen Treiberstromversorgung. Es gibt also wie bei dem Schalter von Fig. 5 nur eine Treiberstromversorgung und auch nur einen Treiber, in Fig. 9 symbolhaft durch die Pulsspannungsquelle V2 dargestellt ist. Die Pulsspannungsquelle V2 ist über den Widerstand R1 mit zwei Funktionseinheiten verbunden, die identisch aufgebaut sind. Die obere Funktionseinheit (ent- sprechend Fig. 4c) weist eine Schutzdiode D6 auf, über die der Widerstand R1 mit der Funktionseinheit verbunden ist, und die nur Strom in Richtung der Funktionseinheit erlaubt. Der Diode D6 nachgeschaltet ist ein PNP Bipolartransistor Q2, d.h. dessen Emitter, Basis und Kollektor, wobei eine weitere Diode D4 in die Verbindung zum Emitter und ein Widerstand R5 in die Verbindung zum Kollektor vom PNP Bipolartransistor Q2 geschaltet sind. Der Emitter ist verbunden mit dem Gate- Anschluss Gate3 eines N-Kanal-Metalloxid-Halbleiter- Feldeffekttransistors bzw. N-Kanal-MOSFETs M3, der Kollektor mit dem Source-Anschluss source3 des MOSFETs M3. In Reihe zu dem MOSFET M3 ist ein weiteres N-Kanal-MOSFET M6 mit entge- gengesetzter Durchlassrichtung geschaltet, wobei der Gate- Anschluss Gate3 und der Source-Anschluss source3 der MOSFETs M3 und M6 einander entsprechen. Der Drain-Anschluss Drain2 des MOSFETs M6 ist mit einer weiteren, in Reihe geschalteten Funktionseinheit verbunden. Parallel zu den MOSFETs M3 und M6 ist ein Überspannungsschutz bzw. eine Überspannungsbegrenzung U1 (z.B. in Form einer Supressordiode oder eines Varistors) geschaltet, welche mit den Drain-Anschlüssen Drain3 und Drain2 der MOSFETs M3 bzw. M2 verbunden ist. Die weitere Funktionseinheit besitzt einen zur ersten Funkti- onseinheit identischen Aufbau, wobei die Elemente D1, D2, R4, 202300630 16 Q1, Gate2, source2, M2, M7 und U2 der zweiten Funktionsein- heit jeweils den Elementen D6, D4, R5, Q2, Gate3, source3, M3, M6 und U1 der ersten Funktionseinheit entsprechen. Der Drain-Anschluss von MOSFET M7 ist mit der Last (Lastwider- stand RLast) verbunden, die durch die Spannung V1 gespeist wird, welche über die Funktionseinheiten und den Lastwider- stand abfällt. Im Folgenden wird die Wirkungsweise der Schaltung gem. Fig. 9 erklärt. Ist das Signal der Pulsquelle V20V oder negativ (bspw. -15V), dann liegt am Anschluss Gate20V gegen An- schluss source2 und am Anschluss Gate30V gegenüber Anschluss source3 an. Die in Reihe geschalteten Funktionseinheit (MOS- FETs) sind also ausgeschaltet. Liegt eine positive Spannung an Anschluss Drain3, dann sper- ren MOSFETs M2 und M3, während MOSFETs M6 und M7 leitfähig sind (durch die Freilaufdiode bzw. Bodydiode der MOSFETs, bei Verwendung von IGBTs durch die dann zwingend notwendige anti- parallele Diode). Liegt eine negative Spannung an Drain3 an, dann sperren die MOSFETs M6 und M7; MOSFETs M3 und M4 sind dann leitfähig. Im Folgenden wird das Einschalten der Schaltung von Fig. 9 beschrieben. Wird nun durch den Treiber V2 eine positive Spannung angelegt, werden die Dioden D1 und D2 leitend. Am Gate-Anschluss Gate2 von den MOSFETs M2 und M7 liegt eine po- sitive Spannung bezogen auf den Source-Anschluss source2 an. Ist diese Spannung größer als die Thresholdspannung bzw. die Schwellenspannung der MOSFETs, dann schalten diese ein. Bei einer positiven Spannung zwischen Drain Drain2 und Source source2 des MOSFETs M2 wird der MOSFET M2 leitend (MOSFET M7 leitet wegen seiner Bodydiode), zwischen Drain und Source liegt nun nur noch der Kanalwiderstand RDSon. Ist der Lastwi- derstand RLast viel größer als der Kanalwiderstand RDSon, dann fällt der allergrößte Teil der Spannung über der Last ab, der Spannungsabfall über den Widerstand RDSon ist sehr gering, für die Erklärung der Wirkungsweise dieser Schaltung 202300630 17 vernachlässigbar. Somit bricht also die Spannung über dem MOSFET zusammen, Drain hat das Potential von Source. Damit hat nun aber auch Source von dem oberen Schalter (source3) das Potential von Source des unteren Schalters (source2). Die Dioden D6 und D4 werden leitfähig, der Gate-Anschluss Gate3 wird positiv gegenüber dem Gate-Anschluss source3. Die MOS- FETs M3 und M6 schalten ein. Nun ist die gesamte Strecke zwi- schen Drain-Anschluss Drain3 und der Last leitfähig. Die Rei- henschaltung der MOSFETs ist eingeschaltet. Der Verlauf von relevanten Signalen beim Einschaltvorgang ist in Fig. 10 näher beschrieben. Nach dem Anlegen einer positi- ven Treiberspannung führt das zuerst zu einem Steuersignal am MOSFET M2 und in kurzer zeitlicher Folge zu einem Steuersig- nal am MOSFET M3. Die MOSFETs schalten ein, wodurch ein Last- strom fließen kann und die Spannung über dem Schalter zusam- menbricht (vgl. Fig. 10). Der Ausschaltvorgang läuft wie im Folgenden beschrieben ab. Gibt der Treiber V2 nun eine Spannung 0V aus (oder auch ein Spannungssignal von -15V), dann liegt an den Dioden D1 und D2 kein Gatesignal mehr an. Der PNP Bipolartransistor Q1 schal- tet ein. Dadurch wird die Strecke zwischen Gate2 und source2 kurzgeschlossen und die Gatekapazität von den MOSFETs M2 und M7 entladen. Die MOSFETs M2 und M7 schalten aus (bzw. werden hochohmig). Bei positiver Spannung an Anschluss Drain3 baut sich eine Spannung über MOSFET M2 auf, bei negativer Spannung über MOSFET M7. Das Potential von Anschluss source3 ist nun größer als das Potential von Anschluss source2. Dioden D6 und D4 sperren nun ebenfalls, der PNP Bipolartransistor Q2 schal- tet ein und entlädt nun die Gatekapazitäten von den MOSFETs M3 und M6, wodurch diese ebenfalls ausschalten. Die Reihen- schaltung wird hochohmig, der Spannungsabfall über den Wider- stand RLast wird vernachlässigbar. Relevante Signalverläufe beim Ausschaltvorgang sind in Fig. 11 gezeigt. Das Steuersignal bei Mostfet M2 und mit kurzem Zeitabstand das bei MOSFET M3 werden abgeschaltet, so dass 202300630 18 die MOSFETs sperren. Der Laststrom wird abgeschaltet und über der Last fällt keine signifikante Spannung ab. Die Dioden D1 und D2 und der PNP Transistor Q1 der Schaltung aus Fig. 9 können weggelassen werden, ohne die Wirkungsweise der Schaltung zu beeinträchtigen (heißt im Endeffekt: die un- tere Stufe kann auch einen ganz normalen Treiber besitzen). Für ein möglichst gleichzeitiges Abschalten aller in Reihe geschalteter Bauelemente sind sie aber von Vorteil. Der Aufbau ist modular. Fig. 4c stellt das Modul dar, wobei auf die Spannungsbegrenzung U1 verzichtet werden kann, solan- ge die Avalanchefestigkeit der Bauelemente ausreicht, um die Energie durch Überspannungen beim Ein – und Ausschalten auf- zunehmen. Die Module können nun seriell verschaltet werden, wobei die Entkoppeldiode D6 jeweils zum Treiberausgang ge- führt werden muss, wie schon in Fig. 9 bzw. für das andere Ausführungsbeispiel in Fig. 5 dargestellt ist. Es ist auch möglich, diese Schaltung für Bauelemente zu be- nutzen, die intrinsisch eine Common-Drain-Struktur besitzen, wie z.B. bidirektionale GaN Bauelemente. Bezogen auf Fig. 9 würden die MOSFETs M2 und M6 zu einem Bauelement verschmel- zen, eine mögliche Überspannungsbegrenzung würde dann zwi- schen Source3 und Source2 liegen, der Rest der Schaltung bliebe gleich. Auch für ein bidirektionales GaN Device in Einzelschaltung ist diese Schaltung vorteilhaft, da es mit dem gleichen Ansatz elegant das Problem der zwei vorhandenen Gates auf verschiedenen Potentialen lösen würde, wie in Fig. 12 gezeigt ist.

Claims

202300630 19 Patentansprüche 1. Schaltungsmodul für einen Halbleiterschalter, mit - einem ersten Transistor (M3) mit einem Quellenanschluss (source3), einem Steueranschluss (Gate3) und einem Senkenan- schluss, wobei -- der Quellenanschluss (source3) ein Source-Anschluss oder ein Emitter-Anschluss, der Steueranschluss (Gate3) ein Gate- Anschluss oder ein Basis-Anschluss und der Senkenanschluss ein Drain-Anschluss oder ein Kollektor-Anschluss ist, - einem zweiten Transistor (Q2) mit einem Quellenanschluss, einem Steueranschluss und einem Senkenanschluss, wobei -- der Quellenanschluss mit dem Steueranschluss (Gate3) des ersten Transistors (M3) verbunden ist, -- der Senkenanschluss mit dem Quellenanschluss (source3) des ersten Transistors (M3) verbunden ist, und -- eine Verbindung von dem Steueranschluss des zweiten Tran- sistors (Q2) zu einem Treiber (V2) vorgesehen ist. 2. Schaltungsmodul nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem ersten Transistor (M3) um einen unipolaren Transistor handelt. 3. Schaltungsmodul nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem ersten Transistor (M3) um einen MOSFET oder einen IGBT mit antiparalleler Schutzdiode handelt. 4. Schaltungsmodul nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem zweiten Transistor (Q2) um einen Bipolartran- sistor handelt. 5. Schaltungsmodul nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass 202300630 20 die Verbindung mit einem Leiterabschnitt gebildet ist, in die eine Diode (D6) eingebracht ist, welche in Richtung des Trei- bers (V2) sperrt. 6. Schaltungsmodul nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Verbindung mit einem Leiterabschnitt gebildet ist, in die eine Sicherung eingebracht ist. 7. Schaltungsmodul nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass - der Steueranschluss und der Quellenanschluss des zweiten Transistors (Q2) miteinander verbunden sind, und - zwischen dem Steueranschluss und dem Quellenanschluss des zweiten Transistors (Q2) eine Diode (D4) angeordnet ist, wel- che in Richtung des Steueranschlusses sperrt. 8. Schaltungsmodul nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass - der Steueranschluss und der Senkenanschluss des zweiten Transistors (Q2) miteinander verbunden sind, und - zwischen dem Steueranschluss und dem Senkenanschluss des zweiten Transistors (Q2) ein Widerstand (R5) angeordnet ist. 9. Schaltungsmodul nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu dem ersten Transistor (M3) eine Spannungsbegren- zung (U1) vorgesehen ist. 10. Schaltungsmodul nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu dem ersten Transistor (M3) ein kapazitiver Wider- stand (C1) vorgesehen ist. 11. Schaltungsmodul nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass 202300630 21 - der Steueranschluss (Gate3) und der Quellenanschluss (source3) des ersten Transistors (M3) miteinander verbunden sind, und - zwischen dem Steueranschluss (Gate3) und dem Quellenan- schluss (source3) des ersten Transistors (M3) eine Diode (D5) angeordnet ist, welche in Richtung des Quellenanschlusses (source3) sperrt. 12. Schaltungsmodul nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass - das Schaltungsmodul mit einem dritten Transistor (M6) ge- bildet ist, wobei -- der dritte Transistor (M6) vom selben Typ wie der erste Transistor (M3) ist und der erste und der dritte Transistor jeweils direkt mit dem Quellenanschluss (source3) miteinander verbunden sind, -- der Quellenanschluss des zweiten Transistors (Q2) mit den Steueranschlüssen (Gate3) des ersten und dritten Transistors (M3, M6) verbunden ist, und -- der Senkenanschluss des zweiten Transistors (Q2) mit der Verbindung der Quellenanschlüsse (source3) vom ersten und dritten Transistor (M3, M6) verbunden ist. 13. Halbleiterschalter mit einer Mehrzahl von in Reihe ge- schalteten Schaltungsmodulen nach den Ansprüchen 1 bis 12, mit einem Treiber (V2), der über die jeweiligen Verbindungen mit den Steueranschlüssen der jeweiligen zweiten Transistoren (Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6) der einzelnen Schaltungsmodule ver- bunden ist. 14. Halbleiterschalter nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltungsmodul mit dem geringsten Abstand zum Treiber ohne zweiten Transistor (Q2) gebildet ist. 15. Halbleiterschalter nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass 202300630 22 zwischen den Verbindungen mit den Steueranschlüssen der je- weiligen zweiten Transistoren (Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6) der einzelnen Schaltungsmodule und dem Treiber (V2) ein Wider- stand (R1) vorgesehen ist. 16. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 13 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Halbleiterschalter mit genau einem Treiber (V2) gebildet ist. 17. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 13 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass - er eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten Schaltungsmodu- len nach einem der Ansprüche 1 bis 11 aufweist, und - zwei der Schaltungsmodule in entgegengesetzter Durchschalt- richtung nacheinander geschaltet sind. 18. Halbleiterschalter nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass - er eine gerade Anzahl von Schaltungsmodulen aufweist, - die erste Hälfte der Schaltungsmodule mit derselben Durch- schaltrichtung in Reihe geschaltet sind, und - die zweite Hälfte der Schaltungsmodule mit der entgegenge- setzten Durchschaltrichtung in Reihe geschaltet sind. 19. Halbleiterschalter nach Anspruch 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, dass ein Ausgang des Treibers (V2) mit der Verbindung der zwei in gegensätzlicher Durchschaltrichtung geschalteten Schaltungs- module verbunden ist. 20. Halbleiterschalter nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden in gegensätzlicher Durchschaltrichtung geschalte- ten Schaltungsmodule ohne zweiten Transistor (Q2) gebildet sind. 202300630 23 21. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 17 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsmodule mit Ausnahme des jeweils lastseitig letzten Schaltungsmoduls der ersten und zweiten Hälfte der Schaltungsmodule gemäß Anspruch 11 mit einer Diode (D5) zwi- schen dem Steueranschluss (Gate3) und dem Quellenanschluss (source3) des ersten Transistors (M3) ausgestaltet sind. 22. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 13 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass - er eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten Schaltungsmodu- len nach Anspruch 12 aufweist, - der Halbleiterschalter bei Einbau ein definiertes Schal- tungsmodul aufweist, das die Reihenschaltung von Schaltungs- modulen lastseitig abschließt, und - der Treiber zwischen einer Verbindung mit der Verbindung der Quellenanschlüsse (source3) vom ersten und dritten Tran- sistor (M3, M6) des lastseitig abschließenden Schaltungsmodul und einer Verbindung zu den Verbindungen mit den Steueran- schlüssen der jeweiligen zweiten Transistoren (Q2, Q1) der einzelnen Schaltungsmodule angeordnet ist. 23. Halbleiterschalter nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein dritter Transistor (M6) eines ersten Schal- tungsmodul des Halbleiterschalters und ein erster Transistor (M2) eines zweiten, dem ersten Schaltungsmodul benachbarten Schaltungsmoduls zusammen integriert als ein bidirektionales Bauelement ausgeführt sind. 24. Halbleiterschalter nach einem der vorhergehenden Ansprü- che 13 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass - der Halbleiterschalter für eine Begrenzung des Kurzschluss- stroms ausgebildet ist, und - der Halbleiterschalter mit einer für die Festlegung einer vorgegebenen obere Grenze für den Kurzschlussstrom ausrei- chenden Anzahl von Halbleitermodulen gebildet ist. 202300630 24 25. Leistungselektronisches Schalt- oder Schutzgerät mit ei- nem Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 13 bis 24. 26. Verfahren zur Festlegung der Kurzschlussstrombegrenzung eines Halbleiterschalters nach Anspruch 24, gekennzeichnet durch Festlegung der Treiberspannung des Halbleiterschalters nach Maßgabe einer oberen Grenze für den Kurzschlussstrom.
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