EP4193813A1 - Hochfrequenz-zuleitung und elektronische komponente mit hochfrequenz-zuleitung - Google Patents

Hochfrequenz-zuleitung und elektronische komponente mit hochfrequenz-zuleitung

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EP4193813A1
EP4193813A1 EP21752689.6A EP21752689A EP4193813A1 EP 4193813 A1 EP4193813 A1 EP 4193813A1 EP 21752689 A EP21752689 A EP 21752689A EP 4193813 A1 EP4193813 A1 EP 4193813A1
Authority
EP
European Patent Office
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conductor
signal conductor
deflection
signal
deflection area
Prior art date
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Pending
Application number
EP21752689.6A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Andreas Krause
Karsten Droegemüller
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Schott AG
Original Assignee
Schott AG
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Filing date
Publication date
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Priority claimed from EP21169730.5A external-priority patent/EP4080999B1/de
Application filed by Schott AG filed Critical Schott AG
Publication of EP4193813A1 publication Critical patent/EP4193813A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H05K1/02—Details
    • H05K1/0213—Electrical arrangements not otherwise provided for
    • H05K1/0237—High frequency adaptations
    • H05K1/0242—Structural details of individual signal conductors, e.g. related to the skin effect
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B3/00—Line transmission systems
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    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
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    • H05K—PRINTED CIRCUITS; CASINGS OR CONSTRUCTIONAL DETAILS OF ELECTRIC APPARATUS; MANUFACTURE OF ASSEMBLAGES OF ELECTRICAL COMPONENTS
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    • H05K2201/09727—Varying width along a single conductor; Conductors or pads having different widths

Definitions

  • the invention relates generally to high frequency leads.
  • the invention relates to high-frequency leads with changes in the direction of the course.
  • the invention relates to electronic components with such high-frequency feed lines.
  • High-frequency feed lines are known in principle.
  • such leads are required to supply electronic components with data. This is described, for example, in the applicant's application DE 10 2020 105 772.5.
  • radio frequency leads are used which are arranged on a submount and comprise a signal conductor and a ground conductor.
  • a disadvantage of designing the deflection with a 45° bevel is that the deflection section acts as an antenna, so that reflection losses occur in the deflection area of the conductor. Such a configuration of the deflection also limits the bandwidth of the high-frequency signals that can be transmitted on the conductor.
  • higher-order waves can also occur at very high frequencies, or they can propagate from a certain cut-off frequency, so that not only the fundamental wave but also higher-order waves propagate along the line.
  • the fundamental wave and all higher-order waves are called the natural waves of the line.
  • the natural waves On an undisturbed line, the natural waves are independent and do not interfere with each other.
  • the natural waves are coupled, so that the properties of the fundamental wave also change as soon as a higher-order wave propagates. If a line is no longer uniform or inhomogeneous in the direction of propagation, waves of a higher order are excited. A change in direction represents such an inhomogeneity.
  • a conduction angle is therefore also referred to as a discontinuity.
  • the capacitance is compensated by the bevel, i.e. by an abrupt change in the cross-section of the conductor track. For this reason, higher-order waves are excited at correspondingly high frequencies at this conduction angle.
  • the invention is therefore based on the object of providing a high-frequency feed line which, compared to the prior art, has lower reflection losses in deflection areas and preferably also a higher limit frequency for higher-order waves and allows the use of a higher bandwidth compared to the prior art.
  • a conductor track arrangement for high-frequency signals with a carrier and arranged on the carrier by at least one Inner edge and at least one outer edge delimited layered signal conductor, which extends from one end to another end of the signal conductor and preferably a ground conductor arranged on the carrier, wherein the signal conductor of the conductor track arrangement changes its direction in a deflection area between the ends, in particular between two legs and has a width, the width in the deflection area of the signal conductor being smaller at least in sections than a width at at least one of the ends of the signal conductor, so that the actually increased capacitance in the deflection area is compensated.
  • the width of the signal conductor in the deflection area can also be smaller than the width of the signal conductor at the, in particular both, ends of the signal conductor.
  • leg is typically understood as a particularly straight section of the signal conductor which preferably has no change in direction and/or as a section which is defined by an inner edge and an outer edge, both of which have no change in direction.
  • the inner edge and the outer edge of a leg can have the same length, or the inner edge is longer than the outer edge, or the outer edge is longer than the inner edge of a leg.
  • Each leg preferably extends from one end of the signal conductor to the deflection area.
  • One embodiment provides a conductor track arrangement for high-frequency signals, with a carrier and a layered signal conductor arranged on the carrier, delimited by at least one inner edge and at least one outer edge, which extends from one end to the other end of the signal conductor, the signal conductor of the conductor track arrangement changes its direction in a deflection area between the ends and has a minimum width, the minimum width in the deflection area of the signal conductor being smaller than the widths at the ends of the signal conductor, and at least one of the edges in the deflection area being curved at least in sections.
  • the outer edge and the inner edge can be curved at least in sections in the deflection area.
  • the increased capacitance in the deflection area can be more strongly compensated.
  • One embodiment therefore also provides for the minimum width to be reduced by a factor in the range from 0.5 to 0.95, preferably in the range from 0.6 to 0.8, compared to the width at one of the ends of the signal conductor.
  • the curvature of the inner edge and the curvature of the outer edge each have a center, with the center of curvature of the inner edge and the center of curvature of the outer edge being offset from one another, in particular so that the curvature of the inner edge and the curvature of the outer edge are formed eccentrically to one another in particular, the centers differ from each other,
  • the radius of curvature of the outer edge is greater than the radius of curvature of the inner edge
  • the width of the signal conductor changes constantly in the deflection area, with the progression of the width preferably being continuously differentiable at least twice,
  • the minimum width of the signal conductor is within the middle third of the deflection area, preferably in the middle of the deflection area.
  • the width of the signal conductor in the deflection area, or between at least one curved edge and the other edge, preferably between two curved edges, is defined in the sense of the invention by the distance of a tangent of the inner curvature of the inner edge to the tangent of the inner curvature of the outer edge, in particular defined by a common Perpendicular to the tangent of the inside curve of the outside edge and the tangent of the inside curve of the inside edge.
  • one perpendicular is preferably vertical, ie at a 90° angle to the two tangents of the inner curvatures, with the length of the perpendicular corresponding to the width of the signal conductor or the distance between the inner edges and the outer edge.
  • the curvature of the inner edge and the curvature of the outer edge can be arranged concentrically to one another, the curvatures of the outer edge and inner edge have a common center.
  • the curvature of the inner edge and the curvature of the outer edge can be formed eccentrically to one another, in particular not concentrically, and preferably in such a way that the width of the signal conductor in the deflection area is less than at one end, preferably both ends of the signal conductor. This leads to an increase in the cut-off frequency of the higher-order waves, so that the higher-order waves only arise at a higher frequency and the fundamental wave is no longer disturbed or only slightly disturbed. If the width of the signal conductor changes constantly and/or the outer edge and the inner edge are curved continuously, in particular continuously, a jump in capacitance can also be avoided and capacitance compensation can therefore also take place without an abrupt jump in the conductor track cross section.
  • the shape of the signal conductor can also be adapted to the geometric design of the submount without having to forego the aforementioned advantages.
  • the signal conductor in the deflection area, or the deflection area is shaped asymmetrically or symmetrically, in particular such that the deflection area has a mirror axis along the bisector of the deflection angle.
  • the deflection area can also extend from one end to the other end of the signal conductor. In this way, the signal conductor can be curved over its entire length, for example, so that the signal line is not disturbed by a kink.
  • a conductor track arrangement for high-frequency signals is provided, with a carrier and a layered signal conductor arranged on the carrier and delimited by two edges, as well as a ground conductor arranged on the carrier, the signal conductor of the conductor track arrangement changing its direction in a deflection area between two legs changes, wherein in the deflection area at least one of the edges of the signal conductor has at least two deflection sections which are at an angle to one another. Accordingly, an at least two-stage deflection of the edge in the new direction is provided. Surprisingly, it turns out that not only the return loss can be reduced in this way. A fine adjustment can also be made with the configuration of the deflection sections, so that the impedance can be adapted to the intended signal frequency.
  • one edge for example the inner or outer edge, is curved at least in sections and the other edge, preferably the outer edge or inner edge, has at least two or more deflection sections having.
  • the signal conductor is deflected by 90°, or by an angle close to 90°.
  • the deflection in the deflection area takes place at an angle in the range from 75° to 105°, preferably 90° as mentioned.
  • the conductor track arrangement is designed as a microstrip line, as a coplanar waveguide or as a CB CP W arrangement.
  • a conductor track arrangement designed as a microstrip line is preferred. This enables a particularly compact design and, in particular, also simple production with comparatively few production steps.
  • the conductor track arrangement preferably comprises a ground conductor, in particular in the form of a layer, which is arranged opposite the signal conductor in the form of a layer, with at least one of the following features applying to the distance between the ground conductor and the signal conductor:
  • the distance is in the range of 0.025 mm and 0.5 mm, preferably in the range of 0.05 mm to 0.4 mm,
  • the width at one end of the signal conductor is greater than the distance between the ground conductor and the signal conductor by a factor in the range from 0.5 to 7.5, preferably in a range from 0.6 to 5,
  • the ratio of the distance between the signal conductor and the ground conductor to the difference in the width of the signal conductor at one of its ends (35, 36) and the minimum width of the signal conductor has a value in the range from 0.5 to 2. These ranges are particularly favorable when impedances are provided between 15 ohms and 65 ohms, in particular between 20 ohms and 60 ohms or even at exactly 20 ohms or 60 ohms. Such value ranges are preferred when the signal conductor is arranged on a submount, preferably made of glass or ceramic, in particular ALN or Al2O3, with the submount typically being able to have a thickness of between 0.025 mm and 0.5 mm.
  • the capacitance with the aforementioned values of these parameters can be optimally adjusted to a desired application, but in particular to particularly good signal transmission at very high frequencies, for example at over 80 GHz can be set.
  • the conductor track arrangement is therefore designed in such a way that a limit frequency, in particular for the formation of higher-order waves, is above 60 GHz, preferably above 70 GHz.
  • This relates in particular to the formation of the line curvature of the signal conductor and/or a reduced width Wmin in the deflection area, in particular in connection with curved edges 2, 3. The invention is explained in more detail below with reference to the attached figures.
  • FIG. 1 shows the geometry of a conductor track arrangement with a 45° deflection according to the prior art.
  • FIG. 2 shows a conductor track arrangement with two deflection sections on the outer edge in the area of the deflection.
  • 3 to 8 show further different embodiments of the conductor track arrangement with a different number of deflection sections on the inner or outer edge.
  • FIGS. 1-10 Various configurations of conductor track arrangements are shown in FIGS.
  • 12 shows the return loss as a function of the signal frequency for three different trace configurations.
  • 13 shows the return loss as a function of the signal frequency for different deflection angles of a deflection section.
  • Fig. 16 shows a trace arrangement with two curved edges, in which the signal conductor has a constant width.
  • 17 shows, in two partial images, conductor track arrangements with two curved edges, in which the signal conductor is narrower in the deflection area than at the ends of the signal conductor.
  • Figure 19 shows insertion loss as a function of signal frequency for a signal conductor with a 45° taper when used in a transistor outline (TO) package.
  • Figure 20 shows return loss as a function of signal frequency for a signal conductor with a 45° taper when used in a TO package.
  • Figure 21 shows insertion loss as a function of signal frequency for a signal conductor with constant line width and curved edges when used in a TO package.
  • Figure 22 shows return loss as a function of signal frequency for a signal conductor with constant line width and curved edges when used in a TO package.
  • Figure 23 shows insertion loss as a function of signal frequency for a signal conductor with variable line width and curved edges when used in a TO package.
  • Figure 24 shows return loss as a function of signal frequency for a signal conductor with variable line width and curved edges when used in a TO package.
  • Figure 25 shows the insertion loss and that as a function of signal frequency for various signal conductor geometries on a thick submount.
  • 26 shows the return loss as a function of signal frequency for various signal conductor geometries on a thick submount.
  • Figure 27 shows insertion loss as a function of signal frequency for various signal conductor geometries on a thin submount.
  • 29 schematically shows a signal conductor for use in a TO package.
  • 30 shows a submount in cross section with different electrical fields in three partial images.
  • the signal conductor 10 in the form of a conductor track or layer has an outer edge 2 and an inner edge 3 .
  • the outer edge 2 bends by a deflection angle of 45° to the previous direction of propagation, so that the contour of the conductor has a bevel 8.
  • the optimal miter is:
  • H denotes the thickness of the conductor track.
  • the signal conductor 10 is generally designed as a flat conductor, in particular a layered conductor, for example in the form of a conductor track.
  • the signal conductor 10 is shown in plan.
  • the elongated signal conductor 10 has a deflection area 4 which connects two legs 13, 14 and in which the signal conductor 10 changes its direction. Due to the change in direction, the legs 13, 14 are at an angle to one another. As in the example in FIG. 1, the change in direction is 90°.
  • the signal conductor 10 is delimited by two edges 2,3. One of the edges, namely edge 2 forms an outer edge, the other edge 3 is an inner edge.
  • An outer edge is defined in that the change in direction of the signal conductor 10 leads it away from the outer edge. At the inner edge, the change in direction leads to a straight line applied to the inner edge intersecting the signal conductor 10 in the deflection area 4 .
  • the contour of the outer edge 2 in the deflection area is convex overall, and the contour of the inner edge 3 is concave overall.
  • FIG. 2 is based on an embodiment in which the outer edge 2 has two deflection sections 5 which are at an angle to one another.
  • the deflection sections 5 are preferably straight or slightly curved.
  • At least two deflection sections 5 are connected by a corner 12 . Due to the corner, the deflection sections 5 are at an angle to one another.
  • a corner is therefore more generally understood to be a section of the edge 2 or 3 whose length is at most 1/10 of the length of the shorter of the adjacent deflection sections 5 .
  • the signal conductor 10 according to FIG. 4 has three deflection sections 5 on the edge 2 in the deflection area 4, with the edge 2 forming the outer edge.
  • the other edge 3, which forms the inner edge has no deflection sections 5, as in an example shown in FIG. Overall, there is a change in the line direction of 90°.
  • the deflection sections 5 are each inclined at different angles to one another.
  • the signal conductor 10 has at least one curved deflection section 5, 6 in the deflection area 4, and thus in particular no straight or angled deflection sections on the respective edge 2, 3, which has the curved deflection section.
  • the inner edge 3, that is to say in particular at least one deflection section 6 of the inner edge 3, is curved.
  • several deflection sections, which are at an angle to one another, for example, can also be curved.
  • This curved deflection section 5 or these curved deflection sections 5 can be located on the inner edge 2 and/or on the outer edge 2 .
  • the inner edge 2 and/or the outer edge 2 can have deflection sections.
  • deflection sections 5 can be arranged, for example, only on the outer edge 2, or only one edge, for example the outer edge 2, needs to be modified or optimized in favor of an improved return loss.
  • the deflection sections 5 can have different lengths.
  • At least one deflection section 5, 6 is inclined or runs counter to the direction of deflection of the signal conductor 10.
  • This embodiment is also implemented in the example shown in FIG. In this example, these are the two inner deflection sections 6, in particular two inner deflection sections 6 are located opposite one another.
  • deflection sections 5 are also present, which run counter to the direction of deflection, but here at the outer edge. In the example, this is every second deflection section 5.
  • the edge 3 in the deflection area 4 is formed by several short deflection sections 5 arranged at right angles to one another, resulting in a stepped configuration on the outer edge. A total of six deflection sections are present in the deflection area 4 . Overall, the signal conductor 10 changes by 90°.
  • both edges 2, 3 have deflection sections 5, 6.
  • each of the two edges 2, 3 has more than two deflection sections 5, 6, namely three deflection sections 5, 6 each.
  • more than three deflection sections 5, 6 can also be provided, preferably on the outer edge 2 or the inner edge 3, in particular in such a way that a large number of deflection sections 5, 6 approach a curved edge.
  • FIG. 8 shows an example of a particularly preferred embodiment of the conductor track arrangement according to the invention, or of the signal conductor 10 of the conductor track arrangement.
  • This embodiment is based on the deflection area 4 being shaped asymmetrically. In particular, there is no mirror axis as a line of symmetry. In contrast to this, the deflection area of the example in FIG. 2 has a mirror axis along the bisector 38 of the deflection angle, in particular the edge 3 .
  • the outer edge 2 in the deflection area has two deflection sections 5 of unequal length, the edge from the leg 13 to the first deflection section 5 having a change in direction by a deflection angle ⁇ .
  • this change in direction, or the deflection angle ⁇ is approximately 16°.
  • another embodiment provides that the change in direction or the deflection angle at an edge 2, 3, preferably at the outer edge 2 at the transition from a leg 13, 14 to the adjacent deflection section 5, is less than 45°, preferably less than 40°.
  • FIG. 9 to 11 preferred configurations of conductor track arrangements 1 are shown.
  • An example of a particularly preferred configuration is shown in FIG. 9.
  • the signal conductor 10 and the ground conductor 11 are arranged on opposite sides of the carrier 16.
  • FIG. One such configuration is known to those skilled in principle as a so-called microstrip line.
  • the carrier 16 can be a submount 17 .
  • Such a submount can be arranged on a base of a housing for an electronic component.
  • the shape of the signal conductor 10 with two deflection sections on the outer edge corresponds to the example in FIG.
  • the submount 17 can, for example, be made of aluminum nitride ceramic, more generally a ceramic containing aluminum nitride, or aluminum oxide (Al2O3). Other materials with good thermal conductivity can also be used, for example glass, or glass and ceramics. A glass submount 17 can also be used for the high-frequency feed line. Due to the small thickness, thin glass can be particularly suitable. If the submount is less than 0.2mm thick, for example, the significantly poorer thermal conductivity can be partially compensated. The so-called thermal resistance is decisive. The thinner a substrate, the lower its thermal resistance.
  • FIG. 10 The configuration of FIG. 10 is based on the signal conductor 10 and the ground conductor 11 being arranged on the same side of the carrier 16 .
  • the signal conductor 10 runs in a gap 18 in the ground conductor 11.
  • CBCPW conductor backed coplanar waveguide
  • Curve (a) in Fig. 12 shows the return loss for a deflection area provided with a rounded outer edge. As wide a range as possible is achieved when the radius of curvature is wider than the trace, i.e. when the following applies:
  • Curve (b) is the return loss for a deflection area with a single 45° bevel, ie a deflection area as shown in the example in FIG.
  • the return loss at an asymmetric two-stage deflection according to this disclosure ie an example similar to the signal conductor 10 according to FIG. 8, is shown by curve (c).
  • the deflection angle a between the edge on the leg 13 and the first deflection section is 30° here.
  • the signal flow direction is from the leg 13 via the deflection area 4 into the leg 14.
  • the width 10 of the signal conductor tracks 10 on the legs 13, 14 is 0.6 mm in all examples.
  • the return loss of the conductor track arrangement 1 with two deflection sections 5 and an asymmetrical deflection area is significantly lower in a wide frequency range from 10 GHz to 50 GHz than in the comparison arrangements.
  • FIG. 13 shows the return loss in dB as a function of the signal frequency for different deflection angles a of the deflection section 5.
  • the curves are labeled with the respective deflection angle, which varies between 28° and 32°.
  • the carrier on which the conductor track arrangement designed as a microstrip is applied consists of aluminum nitride ceramic with a permittivity of 8.8.
  • the dielectric loss factor tan( ⁇ ) is 0.001.
  • the conductor tracks, in particular the Signal conductor 10 is made of gold.
  • the conductivity of the gold track is 41000000 Siemens/m.
  • the simple 45° bevel shows the highest losses.
  • the arrangement with a deflection angle of 30° shows particularly low attenuation.
  • the magnitudes of the scattering parameter Sn are particularly small. All curves are below -15 dB, even below -20 dB, so that according to an embodiment of the invention without limitation to the examples shown, it is generally provided that the deflection area 4 is shaped in such a way that the absolute value mag(Sn), or the magnitude of the scattering parameter Sn over the frequency range under consideration, in particular from 1 GHz to 50 GHz, is less than -15 dB, preferably less than -20 dB, preferably less than -25 dB.
  • FIG. 14 shows a diagram with the amplitudes summed up in steps of 220 MHz in the frequency range from 1 GHz to 50 GHz, or absolute values mag(Sn) of the return loss Sn for the different deflection angles from 28° to 32°.
  • the course of the curve shown shows a clear minimum for a deflection angle of 30°.
  • the total return loss at the deflection section according to equation (3) is less than 1000 for deflection angles in the range from 28° to 30°.
  • Such values can also be achieved with other geometries of deflection areas with several deflection sections along one edge.
  • the deflection area 4 is shaped in such a way that the sum S of the magnitudes of the scattering parameter SI 1 for frequencies at a distance of 1 GHz according to equation (3) is less than 1000 in a frequency range from 1 GHz to 50 GHz.
  • one embodiment generally provides that the deflection angle of an edge 2, 3, preferably the outer edge 3 at the transition from a leg 13, 14 of the signal conductor 10 to the adjacent deflection section 5, is between 29° and 31 ° is.
  • This disclosure generally also relates to electronic components which are installed in a housing and are connected to the conductor track arrangement described here in order to transmit high-frequency electrical signals.
  • a component of the housing is typically a base on which the electronic component is attached and via which the signal is fed.
  • a base 20 for an electronic component with an electronic component 28 and a conductor track arrangement 1 according to this disclosure is provided for this purpose, the base having an electrical feedthrough 22, and the electronic component 28 and the electrical feedthrough 22 both being connected to the signal conductor 10 of FIG Conductor track arrangement 1 are connected, so that electrical signals are routed from the feedthrough 22 via the signal conductor 10 to the component 28 .
  • the bushing 22 and the electronic component are connected to one of the legs 13, 14 in each case, so that the electrical signals flow through one leg, the deflection region 4 and then the other leg in succession.
  • the electronic component 30 is a component with a housing in which the electronic component 28 and the conductor track arrangement 1 are enclosed.
  • the housing can include a base 20 and a cap 31 .
  • An electronic component 30 with such a base 20 is shown schematically in FIG. 15.
  • An optoelectronic converter is preferably used as the electronic component 28 in the electronic component 30 .
  • the electronic component 28 can be a laser diode in order to convert high-frequency electrical signals for optical signal transmission.
  • the electronic component 28 can also be a photodiode in order to convert optically transmitted data back into electrical signals.
  • the cap 31 connected to the base 20 can have a window 32 for an optoelectronic converter as the electronic component 28 .
  • the window 32 can be connected to the sheet metal of the cap 31 by means of a glass solder.
  • a signal line direction is defined depending on the direction in which the signals are converted.
  • the signal line direction is along the signal conductor 10 from the feedthrough 22 to the laser diode.
  • the deflection section 5 adjoining the leg 13 through which the electrical signals first flow has a deflection angle of less than 45°, preferably less than 40°.
  • Which leg 13, 14 is first traversed by the electrical signals is determined by the direction of the signal line.
  • the leg 13 is preferably the one through which electrical signals flow first, determined by the signal flow direction.
  • a deflection of the signal conductor 10, as described in this disclosure, can be advantageous, for example, when the electronic component 28 is to be thermally decoupled from the base 20.
  • the electronic component 28 is arranged on a pedestal 24, which is cooled with a thermoelectric cooler 26, the carrier 16 with the signal conductor 10 next to the pedestal 24 and separated from the pedestal 24 by a gap 27 is arranged.
  • the gap 27 prevents thermal contact with the carrier 16 of the conductor track arrangement 1.
  • the deflection then serves to guide the signal conductor 10 in the direction of the electronic component 28, as can be seen from the example in FIG.
  • the gap 27 can then be bridged with a bonding wire 29 attached to one end of the signal conductor 10 , in particular to the end of the leg 14 .
  • the electrical connection to the electronic component 28, as shown in the example, is made from the feedthrough 22 to a first leg 13 of the signal conductor 10, via the deflection area 4 to the second leg 14 to the end of the signal conductor 10, which is typically also the end of the second leg 14 is, and from the end of the signal conductor 10 via the bonding wire 29.
  • the bonding wire 29 can contact the electronic component 29 directly, or establish the connection to a further conductor track on the pedestal 24. In the example shown in FIG. 15 , the electronic component 28 is connected directly to the bonding wire 29 .
  • the conductor track arrangement 1 and the base 20 with the conductor track arrangement and the electronic component formed with the base 20 are not limited to the specific examples shown.
  • an additional leg can also be connected to one or both legs 13, 14 via a further deflection area.
  • the signal conductor 10 can be U-shaped, for example, or the other leg runs laterally offset parallel to the first leg.
  • these signal conductors 10 may be coplanar on either side of the carrier 16 with a common ground conductor on the opposite side.
  • Fig. 17a and 17b therefore show a conductor track arrangement 1 with two curved edges, in which the signal conductor 10 is narrower in the deflection area 4 than at the ends of the signal conductor 10.
  • the signal conductor 10 has the width W.
  • the line is thus adapted to the required line impedance at the beginning and at the end.
  • the width W preferably changes continuously over the angle of curvature of preferably 0° to 90°.
  • the signal conductor 10 preferably has its minimum width Wmin in the area of half the angle of curvature between 35° and 60°.
  • the minimum width Wmin can also be above 60° or below 35°.
  • the width W increases again, in order to reach the width W again at the end at 90°. In this way, a better transmission behavior at high frequencies is achieved in comparison to conductor tracks from the prior art, which is shown, for example, in FIG.
  • the signal conductor 10 with two curved edges and a width W that is narrower in comparison to the ends in the deflection area can be designed differently.
  • the curvature of the inner edge 3 and the curvature of the outer edge 2 preferably have an elliptical or circular contour. It is therefore conceivable that the center point of the circle formed by the inner edge 3 is arranged closer to the signal conductor 10 than the center point of the circle formed by the outer edge 2 .
  • the circular section formed by the outer edge 2 can be smaller than 90°, or preferably larger than 90°.
  • the angle between the inside of the outer edge 2 and a line defined by the width W of the signal conductor 10 at the beginning of the curvature of the outer edge 2 can have a value of 90° or less.
  • the angle between the inside of the inner edge 3 and a line defined by the width W of the signal conductor 10 at the beginning of the curvature of the inner edge 3 can have a value of 90° or less.
  • the beginning of the curvature of the outer edge 2 offset in the direction of the length of the signal conductor 10 compared to the The beginning of the curvature of the inner edge 3 is arranged, preferably in such a way that at least the outer edge and/or the inner edge 3 has at least one straight, in particular non-curved section in the deflection area 4 .
  • 17b shows a different geometry of the signal conductor 10, the angle between the inside of the outer edge 2 and the line defined by the width W of the signal conductor 10 at the beginning of the curvature of the outer edge 2 having a value of 90° or more.
  • the circular section formed by the outer edge 2 is then smaller than 90° or preferably exactly 90°.
  • the angle between the inside of the inner edge 3 and the line defined by the width W of the signal conductor 10 at the beginning of the curvature of the inner edge 3 can have a value of 90° or more.
  • the circle section formed by the inner edge 3 is greater than 90°, preferably greater than 130°, preferably greater than 180°.
  • the beginning of the curvature of the outer edge 2 is offset relative to the beginning of the curvature of the inner edge 3, preferably in such a way that at least the outer edge and/or the inner edge 3 has a straight, in particular non-curved, section in the deflection area 4.
  • FIG. 18 shows how a preferred width Wmin in the deflection area 4 can be determined.
  • a construction with a conductor track as presented in FIG. 16 is shown, with a constant line width W in the line bend in the deflection area 4.
  • An auxiliary circuit 34 is also shown.
  • the center of the auxiliary circle 34 is defined by the fact that the distance from the center of the circle to the outer contour or edge points 33 of the bend in the line is the same at the beginning or one end 35 and at the other end 36 of the bend or the deflection area 4.
  • the two contour points 33 are circled with dashed lines. If the radius Rh of the auxiliary circle 34 is greater than the radius of the outer edge 2 of the signal conductor 10, the auxiliary circle 34 cuts off a sickle-like surface 40 from the curvature of the line.
  • a preferred curvature of the line is now obtained by subtracting the crescent surface 40 from the curvature of the line.
  • the crescent surface 40 consists of two circular segments of different radii. The distance between these two circle segments is zero at the angles of curvature 0° and 90° and is maximum at the angle of curvature of 45°. This means that at 0° and 90° the line bend is not cut.
  • the width W of the signal conductor 10 remains the same or unchanged. On the other hand, at a bend angle of 45° in particular, most of the bends in the line are cut off. There, the width Wmin of the signal conductor 10 is preferably minimal.
  • a suitable radius Rh of the auxiliary circuit 34 can be determined by simulations as a function of the carrier material, the desired line impedance and the radius of the bend in the line. This typically represents a compromise between the shift in the limit frequency of the higher-order waves and the required return loss.
  • an ellipse or a parabola to be used instead of the auxiliary circuit 34 .
  • the auxiliary surface is formed by a continuous function to avoid abrupt changes and that the outer edge of the signal conductor 10 intersects the auxiliary surface at at least two points. Based on such simulations and their results, the advantage of the reduced width Wmin of the signal conductor 10 in the deflection area 4 is to be documented below.
  • a favorable shape of the signal conductor 10 can be obtained if the outer edge and the inner edge represent segments of non-concentric curves, in particular non-concentric circles or ellipses.
  • the curvature or the curve of the inner edge 3 and the curvature of the outer edge each have a center, with the center of the curvature of the inner edge 3 and the center of curvature of the outer edge being offset from one another, in particular so that the curvature of the inner edge 3 and the curvature of the Outer edge 2 are formed eccentrically.
  • the center of the curve of the inner edge 3 can be arranged closer to the signal conductor 10 than the center of the curve of the outer edge 2.
  • this offset of the centers is along the bisector 38 of the deflection, which in the case of outer and inner edges in the shape of a segment of a circle leads to a mirror-symmetrical shape of the deflection area with respect to the bisector 38, preferably also of the entire signal conductor 10.
  • pictograms For better illustration and comparability of the diagrams, suitable pictograms have been inserted in each case, which show the respective of the aforementioned three configurations of the signal conductor 10 with which the illustrated results were achieved.
  • the pictograms correspond to the embodiments of the signal conductor 10 shown in Figures 1, 16 and 17, partial images a, b.
  • FIGS. 19 to 24 show the course of the scattering parameters S21 and Sn describing the signal damping on a transistor outline header (TO header) with a signal line connected to a feedthrough.
  • the line bend according to the invention in FIGS. 23 and 24 shows significantly better properties at high frequencies than the line angle known from the prior art (FIGS. 19 and 20), or bend with constant line width W (FIGS. 21 and 22).
  • singular points mark the cut-off frequency for higher-order waves.
  • the lower cut-off frequency is around 65-70 GHz.
  • the limit frequency is advantageously above 80 GHz, or no longer in the measuring range.
  • the limit frequency is thus shifted to significantly higher values due to the reduced width Wmin in the deflection area 4 and the curvature of the edges 2, 3, so that the fundamental wave at higher frequencies is no longer impaired by higher-order waves than is the case with signal conductors from the prior art is possible.
  • the overall return loss is greater than that of the 90° line angle with a 45° bevel.
  • the increased capacitance can be compensated very well and therefore also shows an improved return loss compared to the 45° bevel 8 or the constant width W.
  • the diagrams show that the line angle with a 45° bevel 8 and the line bends with a constant width above the cut-off frequency no longer is to be used for undisturbed signal transmission.
  • the frequency curves of the scattering parameters for the different shapes of the signal conductor 10 are identified using the line representation.
  • the frequency curves on the known arrangement with a 45′′ bevel are each shown with a dotted line, the curves on a curved signal conductor 10 with a constant width W with a dashed line and the curves on a curved signal conductor 10 with a variable width W with a solid line.
  • the respective curves are marked with pictograms that represent the different conductor track shapes.
  • 25 shows the insertion losses of the simulation results in which the simulation was carried out with a carrier board or a submount 17 with a thickness or height of 0.2 mm.
  • FIG. 26 shows the corresponding results of the return loss for the properties mentioned for FIG.
  • FIG. 27 shows the insertion loss with a submount 17 with a height of 0.15 mm.
  • FIG. 28 shows the corresponding results of the return loss for the properties mentioned for FIG.
  • FIGS. 25, 26 and 27, 28 therefore differ in the values of the height or the thickness of the submount 17 and the width W of the signal conductor 10 that are typical for an application in TO.
  • FIGS. 25 to 28 it is clear It can be seen that the cut-off frequency for the excitation of higher-order waves with a 45° bevel and a constant trace width W is already around 70 GHz, with the cut-off frequency when using a thinner submount 17 being between 80 and 100 GHz.
  • the cut-off frequency is at a signal conductor 10 with reduced width Wmin and curved edges 2,3 admittedly significantly higher in all cases.
  • the cut-off frequency is increased by around 20 GHz and more.
  • Figure 29 shows schematically a signal conductor 10 with reduced width Wmin and curved edges 2,3 in use with another electronic component with a socket 20 and its base 21.
  • An electronic component preferably an optoelectronic converter, in particular a laser diode or a light sensor, can be provided as the electronic component 28, as is also described in FIG. Without being restricted to the example shown here, the electronic component 28 can be connected to two signal conductors 10, which can each be electrically connected to a pin for further signal transmission. In order to achieve good reflection damping, it is generally advantageous if one end 35 of the deflection area or of the signal conductor 10 is electrically coupled to a pin and another end 36 is electrically coupled to the component 28 . The deflection typically serves to guide the signal conductor or conductors 10 from the pin in the direction of the component 28 .
  • the signal conductors 10 are preferably electrically separated from one another, for example by a gap 27, or decoupled. At least one signal conductor can preferably be electronically connected to the component 28 with at least one bonding wire. It is typically provided that the other signal conductor is coupled directly, in particular without a bonding wire, to a connection of the component.
  • a deflection of the signal conductor 10, as is described in this disclosure, can be advantageous, for example, when the electronic component 28 is to be thermally decoupled from the base 20, as is illustrated in FIG. For this purpose it can be provided that the component 28 is arranged on a pedestal 24 which is cooled with a thermoelectric cooler 26 . However, in contrast to what is shown in FIG.
  • the electronic component 28 is cooled without a thermoelectric cooler 26 and in particular thermally with the pedestal 24 is coupled.
  • a submount 17 or a carrier 16 is also preferably arranged on the pedestal 24, on the upper side of which the signal conductor or conductors 10 are arranged.
  • a ground conductor is arranged for the purpose of grounding, so that the conductor track arrangement 1 can be designed as a microstrip line or as a CB CP W arrangement.
  • the conductor track arrangement 1 or the signal conductor(s) 10 has a deflection area 4, the width Wmin in the deflection area 4 being smaller at least in sections than the width W at at least one of the ends 35, 36 of the deflection area 4.
  • the curvature of the inner edge 3 and the curvature of the outer edge 3 is preferably formed eccentrically, so that the radius of the curvature of the outer edge 2 is greater than the radius of the curvature of the inner edge 3.
  • the deflection area 4 can extend from one end to the other end of the or extend the signal conductor.
  • FIGS. 9 and 29 show a cross-section of a microstrip line in three partial images and the field lines 42 that form between the signal conductors
  • the submount 17 has a height h, which is small compared to 14 of the wavelength. Because of this, no higher waves exist in the vertical direction. However, higher-order waves can propagate in the horizontal direction if the width W is in the order of a multiple of half the wavelength (n ⁇ /2). In this case, further standing waves can form in the transverse direction. Therefore, there is a cut-off frequency from which higher-order waves can propagate or exist. Higher-order waves can also be excited by disturbances in the signal conductor 10.
  • the microstrip line has an inhomogeneous material filling and therefore does not carry a pure transversal electromagnetic wave (TEM wave). However, they behave Fundamental waves over wide frequency ranges almost like a TEM wave and are therefore also referred to as quasi-TEM waves. These can be used for signal transmission.
  • the field lines of the electric field (E-field) as shown in partial image (a), are directed in the same direction over the cross section of the signal conductor 10 or over the width W of the signal conductor 10, i.e. constant .
  • the field lines of the higher-order waves change direction over the width W of the signal conductor 10, so that the E-field disappears between such changes in direction.
  • the partial images (b) and (c) show the field lines of the first two harmonics, or waves of higher order.
  • the fundamental wave and all higher order waves are referred to as natural waves of the signal conductor 10 .
  • the natural waves move independently of one another and do not interfere with one another.
  • the natural waves i.e. the fundamental waves and the higher-order waves
  • the properties of the fundamental wave change as soon as a higher-order wave propagates.
  • the microstrip line described above now has the advantage that it has a simple design compared to more complex conductor track systems, such as CBCPW arrangements, and the properties of the natural waves are largely determined by the geometry of the signal conductor 10, in particular by the curvature and the width W, respectively the cross section of the signal conductor 10 is influenced, and by the thickness of the submount 17 or the carrier board of the signal conductor 10. Without being restricted to the examples discussed here, this relationship is explained using a few example values.
  • the cut-off frequency for higher-order waves is therefore a third lower for a 25 Q line than for a standard 50 Q line.
  • the cutoff frequency of the higher-order waves could be determined by those presented in Figs. 17a, b, 18 and 29 in particular Embodiments are shifted to high frequency values, for example above 80 GHz, so that the fundamental waves, i.e. the signal line up to frequency values of up to 80 GHz, preferably up to 90 GHz, preferably even at values above 100 GHz, are only slightly disturbed, or even not disturbed at all .

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Leiterbahnanordnung (1) für hochfrequente Signale, mit einem Träger (16) und einem auf dem Träger (16) angeordneten, durch zumindest eine Innenkante (3) und zumindest eine Außenkante (2) begrenzten schichtförmigen Signalleiter (10), welcher sich von einem Ende zu einem anderen Ende des Signalleiters (10) erstreckt, wobei der Signalleiter (10) der Leiterbahnanordnung (1) in einem Umlenkbereich (4) zwischen den Enden seine Richtung ändert und eine minimale Breite (Wmin) aufweist, wobei die minimale Breite (Wmin) im Umlenkbereich (4) des Signalleiters (10) kleiner ist, als die Breiten (W) an den Enden des Signalleiters (10), und wobei zumindest eine der Kanten (2, 3) im Umlenkbereich (4) zumindest abschnittsweise gekrümmt ist.

Description

Hochfrequenz-Zuleitung und elektronische Komponente mit Hochfrequenz- Zuleitung
Gebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Hochfrequenz-Zuleitungen. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf Hochfrequenz-Zuleitungen mit Veränderungen der Richtung des Verlaufs. Ferner bezieht sich die Erfindung auf elektronische Komponenten mit solchen Hochfrequenz-Zuleitungen.
Hintergrund der Erfindung
Hochfrequenz -Zuleitungen sind grundsätzlich bekannt. Insbesondere werden derartige Zuleitungen benötigt, um elektronische Komponenten mit Daten zu versorgen. Dies wird beispielsweise in der Anmeldung DE 10 2020 105 772.5 der Anmelderin beschrieben.
In solchen Fällen werden auf einem Submount angeordnete Hochfrequenz- Zuleitungen verwendet, die einen Signal-Leiter und einen Masseleiter umfassen.
Derartige Leiterbahnen und ihre Eigenschaften sind beispielsweise beschrieben in Agilent Technologies, Advanced Design System 1.5, Circuit Components, Distributed Components, Kapitel 2 (Zu finden unter der Internetadresse http://literature.cdn.keysight.com/litweb/pdf/adsl5/ccdist/ccdist026.html).
Je nach Anordnung und Verschaltung der zu versorgenden Komponenten kann aus Geometriegründen eine Richtungsänderung der Leitungen erforderlich sein. Hierbei besteht das Problem, dass es durch die Umlenkung zu Kapazitätsänderungen entlang der Leitung kommen kann. Diese Kapazitätsänderungen können zu einer unerwünschten erhöhten Rückflussdämpfung (engl.: „return loss“) führen. Eine abrupte 90°-Änderung führt sogar zu erheblicher Reflexion. Soll sich die Richtung um 90° ändern, so ist nach dem Stand der Technik vorgesehen, dass die Außenseite der Leiterbahn zur bisherigen und zur neuen Ausbreitungsrichtung jeweils in einem Umlenkwinkel von 45° steht, so dass ein zu beiden Ausbreitungsrichtungen schräg stehender Umlenkabschnitt, beziehungsweise eine Fase entsteht. Eine weitere Möglichkeit ist das Vorsehen eines abgerundeten Leitungsabschnitts. Diese Möglichkeit hat aber den Nachteil, mehr Platz zu benötigen.
Nachteilig bei einer Gestaltung der Umlenkung mit einer 45°-Fase ist andererseits, dass der Umlenkabschnitt als Antenne wirkt, so dass im Umlenkbereich des Leiters Reflexionsverluste auftreten. Auch wird durch eine solche Gestaltung der Umlenkung die Bandbreite der auf dem Leiter übertragbaren Hochfrequenzsignale begrenzt.
Neben Reflexionsverlusten können bei sehr hohen Frequenzen auch Wellen höherer Ordnung auftreten, beziehungsweise sich ab einer bestimmten Grenzfrequenz ausbreiten, sodass sich nicht nur die Grundwelle, sondern auch Wellen höherer Ordnung auf der Leitung ausbreiten. Die Grundwelle und alle Wellen höherer Ordnung werden als Eigenwellen der Leitung bezeichnet. Auf einer ungestörten Leitung sind die Eigenwellen unabhängig und stören sich nicht. Bei einer Störung tritt allerdings eine Verkopplung der Eigenwellen auf, sodass sich auch die Eigenschaften der Grundwelle ändern, sobald sich eine Welle höherer Ordnung ausbreitet. Ist eine Leitung also nicht mehr gleichförmig oder inhomogen in Ausbreitungsrichtung, werden Wellen höherer Ordnung angeregt. Eine Richtungsänderung stellt eine solche Inhomogenität dar. Bei einem Leitungswinkel spricht man daher auch von einer Diskontinuität. Bei der zuvor genannten 45°-Fase wird eine Kompensation der Kapazität durch die Abschrägung, also durch eine abrupte Änderung des Leiterbahnquerschnitts erreicht. Deshalb werden bei entsprechend hohen Frequenzen bei diesem Leitungswinkel Wellen höhere Ordnung angeregt.
Daher liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Hochfrequenz -Zuleitung bereitzustellen, die im Vergleich zum Stand der Technik geringere Reflektionsverluste in Umlenkbereichen sowie vorzugsweise auch eine höhere Grenzfrequenz für Wellen höherer Ordnung aufweist und die Nutzung einer im Vergleich zum Stand der Technik höheren Bandbreite erlaubt.
Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand der unabhängigen Ansprüche gelöst. Weitere Ausführungsformen und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Demgemäß ist eine Leiterbahnanordnung für hochfrequente Signale vorgesehen, mit einem Träger und einem auf dem Träger angeordneten, durch zumindest eine Innenkante und zumindest eine Außenkante begrenzten schichtförmigen Signalleiter, welcher sich von einem Ende zu einem anderen Ende des Signalleiters erstreckt und vorzugsweise einem auf dem Träger angeordneten Masseleiter, wobei der Signalleiter der Leiterbahnanordnung in einem Umlenkbereich zwischen den Enden, insbesondere zwischen zwei Schenkeln seine Richtung ändert und eine Breite aufweist, wobei die Breite im Umlenkbereich des Signalleiters zumindest abschnittsweise kleiner ist, als eine Breite an zumindest einem der Enden des Signalleiters, sodass die eigentlich erhöhte Kapazität im Umlenkbereich kompensiert ist. Dabei kann die Breite des Signalleiters im Umlenkbereich auch kleiner sein, als die Breite des Signalleiters an den, insbesondere beiden Enden des Signalleiters.
Dabei wird der Begriff Schenkel typischerweise verstanden, als ein insbesondere grader Abschnitt des Signalleiters, welcher vorzugsweise keine Richtungsänderung aufweist und/oder als ein Abschnitt, welcher durch eine Innenkante und eine Außenkante definiert wird, welche beide keine Richtungsänderung aufweisen. Die Innenkante und die Außenkante eines Schenkels können dieselbe Länge aufweisen, oder aber die Innenkante ist länger ausgebildet, als die Außenkante, oder die Außenkante ist länger ausgebildet, als die Innenkante eines Schenkels. Jeder Schenkel erstreckt sich vorzugsweise von einem Ende des Signalleiters bis zu dem Umlenkbereich.
Eine Ausführungsform sieht eine Leiterbahnanordnung für hochfrequente Signale vor, mit einem Träger und einem auf dem Träger angeordneten, durch zumindest eine Innenkante und zumindest eine Außenkante begrenzten schichtförmigen Signalleiter, welcher sich von einem Ende zu einem anderen Ende des Signalleiters erstreckt, wobei der Signalleiter der Leiterbahnanordnung in einem Umlenkbereich zwischen den Enden seine Richtung ändert und eine minimale Breite aufweist, wobei die minimale Breite im Umlenkbereich des Signalleiters kleiner ist, als die Breiten an den Enden des Signalleiters, und wobei zumindest eine der Kanten im Umlenkbereich zumindest abschnittsweise gekrümmt ist. Durch die Reduzierung der Leiterbahnbreite kann im Umlenkbereich weniger Metall für den Signalleiter verwendet werden, wodurch die üblicherweise erhöhte Kapazität im Umlenkbereich kompensiert werden kann. Vorteilhafterweise können die Außenkante und die Innenkante im Umlenkbereich zumindest abschnittsweise gekrümmt sein. Hierdurch kann die im Umlenkbereich erhöhte Kapazität stärker kompensiert werden. In einer Ausführungsform ist daher auch vorgesehen, dass die minimale Breite gegenüber der Breite an einem der Enden des Signalleiters um einen Faktor im Bereich von 0,5 bis 0,95, vorzugsweise im Bereich von 0,6 bis 0,8 reduziert ist.
Um die Kompensation der Kapazität individuell anpassbar zu gestalten, ist zumindest eines der folgenden Merkmale vorgesehen:
- die Krümmung der Innenkante und die Krümmung der Außenkante besitzen jeweils ein Zentrum, wobei das Zentrum der Krümmung der Innenkante und das Zentrum Krümmung der Außenkante versetzt zueinander angeordnet sind, insbesondere sodass die Krümmung der Innenkante und die Krümmung der Außenkante exzentrisch zueinander ausgebildet ist, sich insbesondere die Zentren voneinander unterscheiden,
- der Radius der Krümmung der Außenkante ist größer, als der Radius der Krümmung der Innenkante,
- die Krümmung der Außenkante und/oder der Innenkante ist kontinuierlich, insbesondere ununterbrochen ausgebildet,
- die Krümmung der Außenkante und/oder der Innenkante ist stetig,
- die Krümmung der Außenkante und/oder der Innenkante ist unstetig
- die Breite des Signalleiters ändert sich im Umlenkbereich stetig, wobei der Verlauf der Breite vorzugsweise mindestens zwei Mal stetig differenzierbar ist,
- die minimale Breite des Signalleiters liegt innerhalb des mittleren Drittels des Umlenkbereichs, vorzugsweise in der Mitte des Umlenkbereichs.
Die Breite des Signalleiters im Umlenkbereich, beziehungsweise zwischen mindestens einer gekrümmten Kante und der anderen Kante, vorzugsweise zwischen zwei gekrümmten Kanten ist im Sinne der Erfindung definiert durch den Abstand einer Tangente der Innenkrümmung der Innenkante zur Tangente der Innenkrümmung der Außenkante, insbesondere definiert durch eine gemeinsame Senkrechte der Tangente der Innenkrümmung der Außenkante und der Tangente der Innenkrümmung der Innenkante. Bevorzugt steht die eine Senkrechte in diesem Fall senkrecht, also in einem 90°-Winkel zu den beiden Tangenten der Innenkrümmungen, wobei die Länge der Senkrechten, der Breite des Signalleiters, beziehungsweise dem Abstand der Innenkanten zur Außenkante entspricht. In einer bevorzugten Ausführungsform ist vorgesehen, dass die Krümmung der Innenkante und die Krümmung der Außenkante konzentrisch zueinander angeordnet sein können, die Krümmungen der Außenkante und Innenkante ein gemeinsames Zentrum besitzen. In einer anderen Ausführungsform können die Krümmung der Innenkante und die Krümmung der Außenkante exzentrisch zueinander, insbesondere nicht konzentrisch ausgebildet sein, und vorzugsweise derart, dass die Breite des Signalleiters im Umlenkbereich geringer ist, als an einem Ende, bevorzugt beiden Enden des Signalleiters. Dies führt zu einer Erhöhung der Grenzfrequenz der Wellen höherer Ordnung, sodass die Wellen höherer Ordnung erst bei einer höheren Frequenz entstehen und die Grundwelle nicht mehr, oder nur wenig gestört wird. Wenn die Breite des Signalleiters sich stetig ändert und/oder die Außenkante und die Innenkante durchgehend, insbesondere kontinuierlich gekrümmt sind, kann zudem ein Kapazitätssprung vermieden werden, und daher auch eine Kapazitätskompensation erfolgen ohne abrupten Sprung des Leiterbahnquerschnittes.
Vorteilhafterweise kann die Form des Signalleiters auch an die geometrische Ausgestaltung des Submounts angepasst werden, ohne auf die vorgenannten Vorteile verzichten zu müssen. Hierzu ist vorgesehen, dass der Signalleiter im Umlenkbereich, beziehungsweise der Umlenkbereich ist asymmetrisch geformt, oder symmetrisch, insbesondere derart, dass der Umlenkbereich eine Spiegelachse entlang der Winkelhalbierenden des Umlenkwinkels aufweist. Der Umlenkbereich kann sich auch von einem Ende bis zum anderen Ende des Signalleiters erstrecken. Auf diese Weise kann der Signalleiter beispielsweise über seine gesamte Länge gebogen geformt sein, sodass die Signalleitung nicht durch einen Knick gestört wird.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist eine Leiterbahnanordnung für hochfrequente Signale vorgesehen, mit einem Träger und einem auf dem Träger angeordneten, durch zwei Kanten begrenzten schichtförmigen Signalleiter, sowie einen auf dem Träger angeordneten Masseleiter, wobei der Signalleiter der Leiterbahnanordnung in einem Umlenkbereich zwischen zwei Schenkeln seine Richtung ändert, wobei im Umlenkbereich zumindest eine der Kanten des Signalleiters mindestens zwei Umlenkabschnitte aufweist, die in einem Winkel zueinander stehen. Demgemäß ist eine mindestens zweistufige Umlenkung der Kante in die neue Richtung vorgesehen. Es zeigt sich überraschend, dass auf diese Weise nicht nur die Rückflussdämpfung reduziert werden kann. Mit der Ausgestaltung der Umlenkabschnitte kann auch eine Feinjustierung vorgenommen werden, so dass die Impedanz an die vorgesehene Signalfrequenz angepasst werden kann.
Um die vorgenannten Vorteile der Reduzierung der Rückflussdämpfung und der reduzierten Kapazität zu kombinieren, kann es auch vorgesehen sein, dass eine Kante, beispielsweise die Innen- oder Außenkante zumindest abschnittsweise gekrümmt ist und die andere Kante, vorzugsweise die Außenkante oder Innenkante mindestens zwei oder mehr Umlenkabschnitte aufweist.
In einer besonders bevorzugten Ausgestaltung wird der Signalleiter um 90°, oder um einen Winkel nahe von 90° umgelenkt. Im Speziellen ist dabei vorgesehen, dass die Umlenkung im Umlenkbereich um einen Winkel im Bereich von 75° bis 105°, vorzugsweise wie gesagt 90° erfolgt.
Vorteilhafterweise ist die Leiterbahnanordnung als Microstrip-Line, als koplanarer Wellenleiter oder als CB CP W- Anordnung ausgebildet ist. Bevorzugt wird eine als Microstrip-Line ausgebildete Leiterbahnanordnung. Dies ermöglicht eine besonders kompakte Bauweise, sowie insbesondere auch eine einfache Herstellung mit vergleichsweise wenigen Fertigungsschritten.
Bei koplanaren Wellenleitern oder CBCPW- Anordnungen umfasst die Leiterbahnanordnung hierzu vorzugsweise einen insbesondere schichtförmigen Masseleiter, welcher gegenüber dem schichtförmigen Signalleiter angeordnet ist, wobei für den Abstand zwischen Masseleiter und Signalleiter zumindest eines der folgenden Merkmale gilt:
- der Abstand liegt im Bereich von 0,025 mm und 0.5mm, vorzugsweise im Bereich von 0,05 mm bis 0,4mm,
- die Breite an einem Ende des Signalleiters ist um einen Faktor im Bereich von 0.5 bis 7.5, vorzugsweise in einem Bereich von 0.6 bis 5 größer als der Abstand zwischen Masseleiter und Signalleiter,
- Das Verhältnis des Abstands zwischen Signalleiter und Masseleiter zur Differenz der Breite des Signalleiters an einem seiner Enden (35, 36) und der minimalen Breite des Signalleiters hat einen Wert im Bereich von 0,5 bis 2. Diese Bereiche sind besonders günstig bei vorgesehenen Impedanzen zwischen 15 Ohm und 65 Ohm, insbesondere zwischen 20 Ohm und 60 Ohm oder sogar bei genau 20 Ohm oder 60 Ohm. Bevorzugt werden derartige Wertebereiche, wenn der Signalleiter auf einem Submount, vorzugsweise aus Glas oder Keramik, insbesondere ALN oder AI2O3 angeordnet ist, wobei der Submount typischerweise eine Dicke zwischen 0,025mm und 0,5mm aufweisen kann.
Da die Breite des Signalleiters und der Abstand des Signalleiters zum Masseleiter in hohem Maße die Kapazität beeinflussen, kann die Kapazität mit den vorgenannten Werten dieser Parameter optimal auf eine gewünschte Anwendung, insbesondere jedoch auf eine besonders gute Signalübertragung bei sehr hohen Frequenzen, beispielsweise bei über 80 GHz eingestellt werden. Die Leiterbahnanordnung ist daher derart ausgebildet, dass eine Grenzfrequenz, insbesondere der Entstehung von Wellen höherer Ordnung oberhalb von 60 GHz, vorzugsweise oberhalb von 70 GHz liegt. Dies betrifft besonders die Ausbildung der Leitungskrümmung des Signalleiters und/oder eine verringerte Breite Wmin im Umlenkbereich, insbesondere in Verbindung mit gekrümmten Kanten 2, 3. Die Erfindung wird nachfolgend anhand der beigefügten Figuren näher erläutert.
Kurzbeschreibung der Figuren:
Fig. 1 zeigt die Geometrie einer Leiterbahnanordnung mit einer 45° - Umlenkung nach dem Stand der Technik.
Fig. 2 zeigt eine Leiterbahnanordnung mit zwei Umlenkungsabschnitten an der Außenkante im Bereich der Umlenkung.
Fig. 3 bis Fig. 8 zeigen weitere verschiedene Ausführungsformen der Leiterbahnanordnung mit unterschiedlicher Anzahl von Umlenkungsabschnitten an der Innen- oder der Außenkante.
In den Fig. 9 bis 11 sind verschiedene Konfigurationen von Leiterbahnanordnungen gezeigt.
Fig. 12 zeigt die Rückflussdämpfung als Funktion der Signalfrequenz für drei ver schi edene Leiterb ahn-Konfigurati onen . Fig. 13 zeigt die Rückflussdämpfung als Funktion der Signalfrequenz für verschiedene Umlenkwinkel eines Umlenkabschnitts.
Fig. 14 zeigt ein Diagramm mit der in einem breiten Frequenzbereich aufsummierten Rückflussdämpfung als Funktion des Umlenkwinkels.
Fig. 15 zeigt eine elektronische Komponente.
Fig. 16 zeigt eine Leiterbahnanordnung mit zwei gekrümmten Kanten, bei der der Signalleiter eine konstante Breite aufweist.
Fig. 17 zeigt in zwei Teilbildem Leiterbahnanordnungen mit zwei gekrümmten Kanten, bei denen der Signalleiter im Umlenkbereich schmaler ist, als an den Enden des Signalleiters.
Fig. 18 zeigt eine Konstruktion zur Ermittlung einer gewünschten Breite des Signalleiters im Umlenkbereich.
Fig. 19 zeigt die Einfügungsdämpfung als Funktion der Signalfrequenz für einen Signalleiter mit einer 45° Anschrägung bei Verwendung in einem Transistor-Outline- Gehäuse (TO-Gehäuse).
Fig. 20 zeigt die Reflexionsdämpfung als Funktion der Signalfrequenz für einen Signalleiter mit einer 45° Anschrägung bei Verwendung in einem TO-Gehäuse.
Fig. 21 zeigt die Einfügungsdämpfung als Funktion der Signalfrequenz für einen Signalleiter mit konstanter Leitungsbreite und gekrümmten Kanten bei Verwendung in einem TO-Gehäuse.
Fig. 22 zeigt die Reflexionsdämpfung als Funktion der Signalfrequenz für eine Signalleiter mit konstanter Leitungsbreite und gekrümmten Kanten bei Verwendung in einem TO-Gehäuse.
Fig. 23 zeigt die Einfügungsdämpfung als Funktion der Signalfrequenz für einen Signalleiter mit variabler Leitungsbreite und gekrümmten Kanten bei Verwendung in einem TO-Gehäuse.
Fig. 24 zeigt die Reflexionsdämpfung als Funktion der Signalfrequenz für eine Signalleiter mit variabler Leitungsbreite und gekrümmten Kanten bei Verwendung in einem TO-Gehäuse.
Fig. 25 zeigt die Einfügungsdämpfung und die als Funktion der Signalfrequenz für verschiedene Signalleitergeometrien auf einem dicken Submount. Fig. 26 zeigt die Reflexionsdämpfung als Funktion der Signalfrequenz für verschiedene Signalleitergeometrien auf einem dicken Submount.
Fig. 27 zeigt die Einfügungsdämpfung als Funktion der Signalfrequenz für verschiedene Signalleitergeometrien auf einem dünnen Submount.
Fig. 28 zeigt die Reflexionsdämpfung als Funktion der Signalfrequenz für verschiedene Signalleitergeometrien auf einem dünnen Submount.
Fig. 29 zeigt schematisch einen Signalleiter zur Verwendung in einem TO- Gehäuse.
Fig. 30 zeigt in drei Teilbildern einen Submount im Querschnitt mit unterschiedlichen elektrischen Feldern.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
Fig. 1 zeigt den Signalleiter 10 einer Leiterbahnanordnung 1 mit einer Umlenkung um 90° in Bezug auf die bisherige und die neue Ausbreitungsrichtung in einem Umlenkbereich 4, beziehungsweise einen Umlenkbereich mit einer Anschrägung der Außenkante. Der leiterbahnförmige oder schichtförmige Signalleiter 10 weist eine Außenkante 2 und eine Innenkante 3 auf. Im Umlenkbereich 4 knickt die Außenkante 2 um einen Umlenkwinkel von 45° zur bisherigen Ausbreitungsrichtung ab, so dass die Kontur des Leiters eine Anschrägung 8 aufweist.
Wenn der Signalleiter 10, wie in Fig. 1 gezeigt, eine Breite W aufweist, so weist eine eckige Verbindung eine Breite D des Signalleiters 10 entlang der Spiegelachse auf, die durch die Anschrägung um einen Wert X und aufgrund der beschriebenen Ausgestaltung der Umlenkung eine Gehrung X entsteht. Für die optimale Gehrung gilt gemäß der genannten Quelle von Agilent Technologies:
(1) - = 0,52 + 0,65 x e-W5x / v 7 H D
H bezeichnet dabei die Dicke der Leiterbahn. Für D gilt offensichtlich D = V2 x W.
Für typische Dimensionen von W = 500 pm und H = 150 pm erhält man für die Gehrung X: io
X = 372,8 pm
Dies wird weiter als Referenzmodell verwendet.
Fig. 2 zeigt ein Beispiel eines Signalleiters 10 einer Leiterbahnanordnung für hochfrequente Signale gemäß dieser Offenbarung. Der Signalleiter 10 ist allgemein als flacher, insbesondere schichtförmiger Leiter, etwa in Gestalt einer Leiterbahn ausgebildet. Wie in Fig. 1 ist der Signalleiter 10 in Aufsicht gezeigt. Der langgestreckte Signalleiter 10 weist einen Umlenkbereich 4 auf, welcher zwei Schenkel 13, 14 verbindet und in welchem der Signalleiter 10 seine Richtung ändert. Aufgrund der Richtungsänderung stehen die Schenkel 13, 14 in einem Winkel zueinander. Wie auch bei dem Beispiel der Fig. 1 beträgt die Richtungsänderung 90°. Der Signalleiter 10 ist durch zwei Kanten 2, 3 begrenzt. Eine der Kanten, nämlich Kante 2 bildet eine Außenkante, die andere Kante 3 ist eine Innenkante. Eine Außenkante ist dadurch bestimmt, dass die Richtungsänderung des Signalleiters 10 diesen von der Außenkante wegführt. Bei der Innenkante führt die Richtungsänderung dazu, dass eine an der Innenkante angelegte Gerade den Signalleiter 10 im Umlenkbereich 4 schneidet. Anders ausgedrückt ist die Kontur der Außenkante 2 im Umlenkbereich insgesamt konvex, die Kontur der Innenkante 3 insgesamt konkav.
Dem Beispiel der Fig. 2 liegt eine Ausführungsform zugrunde, bei welcher die Außenkante 2 zwei Umlenkabschnitte 5 aufweist, die in einem Winkel zueinander stehen. Insbesondere sind die Umlenkabschnitte 5 vorzugsweise geradlinig oder leicht gebogen.
Gemäß einer weiteren, allgemeinen Ausführungsform, die auch in dem Beispiel der Fig. 2 realisiert ist, sind zumindest zwei Umlenkabschnitte 5 durch eine Ecke 12 verbunden. Durch die Ecke stehen die Umlenkabschnitte 5 in einem Winkel zueinander. Gemäß noch einer weiteren, ebenfalls im Beispiel der Fig. 2 realisierten Ausführungsform geht die jeweilige Kante 2 oder 3 über eine Ecke 12 in einen Umlenkabschnitt 5 über. Eine Ecke als im mathematischen Sinn punktförmige Struktur ist in der Strukturierung von realen Leiterbahnen nicht möglich. Als eine Ecke wird daher allgemeiner ein Abschnitt der Kante 2 oder 3 verstanden, dessen Länge höchstens 1/10 der Länge des kürzeren der angrenzenden Umlenkungsabschnitte 5 beträgt. Der Signalleiter 10 gemäß Fig. 4 weist im Umlenkbereich 4 drei Umlenkabschnitte 5 an der Kante 2 auf, wobei die Kante 2 die Außenkante bildet. Die andere Kante 3, welche die Innenkante bildet, weist wie bei einem in Fig. 3 gezeigten Beispiel keine Umlenkabschnitte 5 auf. Insgesamt ergibt sich eine Änderung der Leitungsrichtung von 90°. Die Umlenkabschnitte 5 sind jeweils um verschiedene Winkel zueinander geneigt.
In der, in Figur 3 gezeigten Ausführungsform weist der Signalleiter 10 im Umlenkbereich 4 zumindest einen gekrümmten Umlenkabschnitt 5, 6 auf, und somit insbesondere keine graden, bzw. angewinkelten Umlenkabschnitte an der jeweiligen Kante 2, 3, welche den gekrümmten Umlenkabschnitt aufweist. In der gezeigten Ausführungsform ist die Innenkante 3, das heißt also, insbesondere zumindest ein Umlenkabschnitt 6 der Innenkante 3 gekrümmt ausgebildet. Es können aber auch mehrere Umlenkabschnitte, welche beispielsweise in einem Winkel zueinander stehen gekrümmt sein. Dieser gekrümmte Umlenkabschnitt 5, oder diese gekrümmten Umlenkabschnitte 5 können sich an der Innenkante 2 und/oder an der Außenkante 2 befinden. Allgemein, ohne Beschränkung auf die in den Figuren dargestellten Beispiele, kann die Innenkante 2 und/oder an die Außenkante 2 Umlenkabschnitte aufweisen. Mit anderen Worten, können Umlenkabschnitte 5 beispielsweise nur an der Außenkante 2 angeordnet sein, bzw. es braucht nur eine Kante, beispielsweise die Außenkante 2 zu Gunsten einer verbesserten Rückflussdämpfung modifiziert, bzw. optimiert werden.
Außerdem können allgemein gemäß noch einer Ausführungsform, wie im Beispiel der Fig. 4 die Umlenkabschnitte 5 unterschiedliche Längen haben. Im Unterschied zu den bisher gezeigten Ausführungsformen sind bei dem in Fig. 5 gezeigten Beispiel Umlenkabschnitte 6 an der Kante 3 vorhanden, welche die Innenkante bildet.
Weiterhin ist gemäß einer Ausführungsform möglich, dass zumindest ein Umlenkabschnitt 5, 6 entgegen der Umlenkungsrichtung des Signalleiters 10 geneigt ist, beziehungsweise verläuft. Auch diese Ausführungsform ist bei dem in Fig. 5 gezeigten Beispiel realisiert. In diesem Beispiel sind dies die beiden inneren Umlenkabschnitte 6, insbesondere liegen sich zwei innere Umlenkabschnitte 6 gegenüber.
Bei dem in Fig. 6 gezeigten Beispiel sind ebenfalls Umlenkabschnitte 5 vorhanden, die entgegen der Umlenkungsrichtung verlaufen, hier jedoch an der Außenkante. Im Beispiel sind dies jeweils jeder zweite Umlenkungsabschnitt 5. Bei dem Beispiel wird die Kante 3 im Umlenkungsbereich 4 durch mehrere rechtwinklig zueinander angeordnete, kurze Umlenkungsabschnitte 5 gebildet, so dass sich an der Außenkante eine treppenförmige Ausgestaltung ergibt. Insgesamt sind im Umlenkbereich 4 sechs Umlenkabschnitte vorhanden. Insgesamt ergibt sich eine Änderung des Signalleiters 10 um 90°.
Bei dem in Fig. 7 gezeigten Beispiel weisen beide Kanten 2, 3 Umlenkabschnitte 5, 6 auf. Außerdem sind an beiden Kanten 2, 3 auch jeweils mehr als zwei Umlenkabschnitte 5, 6, nämlich jeweils drei Umlenkabschnitte 5, 6 vorhanden. Es können aber auch mehr als drei Umlenkabschnitte 5, 6, vorzugsweise an der Außenkante 2 oder der Innenkante 3 vorgesehen sein, insbesondere derart, dass sich eine Vielzahl von Umlenkabschnitten 5, 6 einer gebogenen Kante annähert.
Fig. 8 zeigt ein Beispiel einer besonders bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Leiterbahnanordnung, beziehungsweise des Signalleiters 10 der Leiterbahnanordnung. Diese Ausführungsform basiert darauf, dass der Umlenkbereich 4 asymmetrisch geformt ist. Insbesondere ist keine Spiegelachse als Symmetrielinie vorhanden. Im Unterschied dazu weist etwa der Umlenkbereich des Beispiels der Fig. 2 eine Spiegelachse entlang der Winkelhalbierenden 38 des Umlenkwinkels, insbesondere der Kante 3 auf. Während die innere Kante 3 des Signalleiters 10 im Umlenkbereich 4 keine Umlenkabschnitte aufweist, hat die äußere Kante 2 im Umlenkbereich zwei Umlenkabschnitte 5 ungleicher Länge, wobei die Kante vom Schenkel 13 zum ersten Umlenkabschnitt 5 eine Richtungsänderung um einen Umlenkwinkel a aufweist. Im dargestellten Beispiel beträgt diese Richtungsänderung, beziehungsweise der Umlenkwinkel a etwa 16°. Allgemein, ohne Beschränkung auf das dargestellte Beispiel ist dabei gemäß noch einer Ausführungsform vorgesehen, dass die Richtungsänderung, beziehungsweise der Umlenkwinkel an einer Kante 2, 3, vorzugsweise an der äußeren Kante 2 am Übergang von einem Schenkel 13, 14 zum angrenzenden Umlenkungsabschnitt 5 weniger als 45°, vorzugsweise weniger als 40° beträgt.
In den Fig. 9 bis 11 werden bevorzugte Konfigurationen von Leiterbahnanordnungen 1 gezeigt. Ein Beispiel einer besonders bevorzugten Konfiguration zeigt Fig. 9. Der Signalleiter 10 und der Massel eiter 11 sind auf gegenüberliegenden Seiten des Trägers 16 angeordnet. Eine solche Konfiguration ist dem Fachmann prinzipiell als sogenannte Mikrostreifenleitung bekannt. Generell kann der Träger 16 ein Submount 17 sein. Ein solcher Submount kann auf einem Sockel eines Gehäuses für eine elektronische Komponente angeordnet sein. Gedacht ist hier insbesondere an einen Sockel für ein TO-Gehäuse (TO=Transistor Outline). Die Form des Signalleiters 10 mit zwei Umlenkabschnitten an der äußeren Kante entspricht dem Beispiel der Fig. 2.
Der Submount 17 kann beispielsweise aus Aluminiumnitrid-Keramik, allgemeiner einer Aluminiumnitrid enthaltenden Keramik, oder Aluminiumoxid (AI2O3) gefertigt sein. Auch andere Materialien mit guter thermischer Leitfähigkeit können verwendet werden, beispielsweise Glas, oder Glas und Keramik. Für die Hochfrequenzzuleitung kann auch ein Submount 17 aus Glas verwendet werden. Aufgrund der geringen Dicke kann besonders Dünnglas geeignet sein. Bei Dicken des Submounts unter 0.2mm kann beispielsweise die deutlich schlechtere Wärmeleitfähigkeit zum Teil kompensiert werden. Entscheidend ist der sogenannte Thermische Widerstand. Je dünner ein Substrat, desto geringer ist dessen thermischer Widerstand.
Die Konfiguration der Fig. 10 basiert darauf, dass der Signalleiter 10 und der Masseleiter 11 auf der gleichen Seite des Trägers 16 angeordnet sind. Der Signalleiter 10 verläuft dabei in einem Spalt 18 im Massel eiter 11. Das Beispiel stellt damit eine koplanare Leiterbahnanordnung (CP W=“ coplanar waveguide“) dar.
Eine Variante einer koplanaren Leiterbahnanordnung 1 zeigt Fig. 11. Hierbei ist zusätzlich zu den koplanaren zum Signalleiter 10 angeordneten Leiterbahnen des Massel eiters 11 auch eine auf der gegenüberliegenden Seite des Trägers 16 angeordnete Leiterbahn des Masseleiters 11 vorhanden. Eine solche Anordnung wird als CBCPW („conductor backed coplanar waveguide“) bezeichnet. Alle Ausführungsbeispiele haben gemeinsam, dass die Umlenkung mindestens zweistufig erfolgt.
Im Folgenden wird ein Vergleich der Rückflussdämpfung einer Leiterbahnanordnung gemäß dieser Offenbarung mit anderen Anordnungen erläutert. Fig. 12 zeigt dazu die mit einer Simulationsrechnung berechnete Rückflussdämpfung als Funktion der Signalfrequenz für drei verschiedene Anordnungen.
Kurve (a) in Fig. 12 zeigt die Rückflussdämpfung für einen Umlenkbereich, der mit einer abgerundeten äußeren Kante versehen ist. Eine möglichst große Bandbreite wird dabei erreicht, wenn der Krümmungsradius breiter als die Leiterbahn ist, wenn also gilt:
Kurve (b) ist die Rückflussdämpfung für einen Umlenkbereich mit einer einzelnen 45°-Anschrägung, also einem Umlenkbereich, wie er im Beispiel der Fig. 1 gezeigt ist.
Die Rückflussdämpfung an einer asymmetrischen zweistufigen Umlenkung gemäß dieser Offenbarung, also einem Beispiel ähnlich wie beim Signalleiter 10 nach Fig. 8 zeigt Kurve (c). Der Umlenkwinkel a zwischen der Kante am Schenkel 13 und dem ersten Umlenkabschnitt beträgt hier 30°. Dabei ist die Signalflussrichtung vom Schenkel 13 über den Umlenkbereich 4 in den Schenkel 14. Die Breite 10 der Signalleiterbahnen 10 an den Schenkeln 13, 14 beträgt bei allen Beispielen 0,6 mm.
Wie anhand der Fig. 12 ersichtlich ist, ist die Rückflussdämpfung der Leiterbahnanordnung 1 mit zwei Umlenkabschnitten 5 und asymmetrischem Umlenkungsbereich in einem weiten Frequenzbereich von 10 GHz bis 50 GHz deutlich geringer als bei den Vergleichsanordnungen.
Anhand von Fig. 13 wird der Einfluss des Umlenkwinkels a des Umlenkabschnitts 5 zur angrenzenden Kante des Schenkels 13 diskutiert. Fig. 13 zeigt dazu die Rückflussdämpfung in dB als Funktion der Signalfrequenz für verschiedene Umlenkwinkel a des Umlenkabschnitts 5. Die Kurven sind mit dem jeweiligen Umlenkwinkel bezeichnet, der zwischen 28° und 32° variiert. Zum Vergleich ist noch eine Kurve für eine Anordnung mit einer einfachen 45°-Abschrägung, also einer Anordnung gemäß Fig. 1 dargestellt. Diese Kurve ist mit der Bezeichnung „45°“ gekennzeichnet.
Für die Leiterbahnanordnungen wurden folgende Modellparameter zugrunde gelegt: Der Träger, auf dem die als Microstrip ausgebildete Leiterbahnanordnung aufgebracht ist, besteht aus Aluminiumnitrid-Keramik mit einer Permittivität von 8,8. Der dielektrische Verlustfaktor tan(ö) beträgt 0,001. Die Leiterbahnen, insbesondere der Signalleiter 10 ist aus Gold gefertigt. Die Leitfähigkeit der Gold-Leiterbahn beträgt 41000000 Siemens/m.
Wie anhand der Kurven zu erkennen ist, zeigt die einfache 45°-Anschrägung die höchsten Verluste. Bei hohen Signalfrequenzen zwischen 30 GHz und 45 GHz zeigt die Anordnung mit einem Umlenkwinkel von 30° eine besonders niedrige Dämpfung.
Wie in Fig. 13 ersichtlich ist, sind die Magnituden des Streuparameters Sn, also insbesondere der Rückflussdämpfung besonders gering. Alle Kurven liegen dabei unterhalb von -15 dB, sogar unterhalb von -20 dB, so dass gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ohne Beschränkung auf die gezeigten Beispiele allgemein vorgesehen ist, dass der Umlenkbereich 4 so geformt ist, dass der Absolutbetrag mag(Sn), beziehungsweise die Magnitude des Streuparameters Sn über den betrachteten Frequenzbereich, insbesondere von 1 GHz bis 50 GHz kleiner ist als - 15 dB, bevorzugt kleiner als -20 dB, bevorzugt kleiner als -25 dB.
Um die Winkelabhängigkeit der Reflexionsdämpfung im gesamten Hochfrequenzbereich bewerten zu können, wurden die Dämpfungen mag(Sl 1(f)) für Frequenzen fn im Bereich von 1 GHz bis 50 GHz aufsummiert:
(3)
Das Ergebnis dieser Summation ist in Fig. 14 dargestellt. Fig. 14 zeigt ein Diagramm mit der im Frequenzbereich von 1 GHz bis 50 GHz in Schritten von 220 MHz aufsummierten Amplituden, beziehungsweise Absolutbeträge mag(Sn) der Rückflussdämpfung Sn für die verschiedenen Umlenkwinkel von 28° bis 32°. Der Verlauf der gezeigten Kurve zeigt ein deutliches Minimum für einen Umlenkwinkel von 30°. Die aufsummierte Rückflussdämpfung am Umlenkabschnitt gemäß Gleichung (3) beträgt bei Umlenkwinkeln im Bereich von 28° bis 30° weniger als 1000. Solche Werte können auch mit anderen Geometrien von Umlenkbereichen mit mehreren Umlenkabschnitten entlang einer Kante erreicht werden. Daher ist allgemein in einer Ausführungsform vorgesehen, dass der Umlenkbereich 4 so geformt ist, dass die Summe S der Größen des Streuparameters SI 1 für Frequenzen im Abstand von 1 GHz gemäß Gleichung (3) in einem Frequenzbereich von 1 GHz bis 50 GHz kleiner als 1000 beträgt.
Durch diese Wahl der Umlenkwinkel und ungleicher Länge der Umlenkabschnitte werden die folgenden Vorteile erzielt:
Es wird, im Vergleich zu einer einfachen 45°-Umlenkung gemäß dem Stand der Technik, eine bessere Steuerung der Kapazität der Ecke der Leiterbahn im Umlenkbereich erreicht. Dies erhöht die Bandbreite der zur Datenübermittlung genutzten Signal. Aufgrund des Minimums um einen Umlenkwinkel von 30° ist gemäß einer Ausführungsform allgemein vorgesehen, dass der Umlenkwinkel einer Kante 2, 3, vorzugsweise der äußeren Kante 3 am Übergang von einem Schenkel 13, 14 des Signalleiters 10 zum angrenzenden Umlenkungsabschnitt 5 zwischen 29° und 31° beträgt.
Diese Offenbarung betrifft allgemein auch elektronische Bauelemente, welche in einem Gehäuse verbaut und zur Übermittlung hochfrequenter elektrischer Signale mit der hier beschriebenen Leiterbahnanordnung verbunden sind. Ein Bestandteil des Gehäuses ist typischerweise ein Sockel, auf dem das elektronische Bauelement befestigt und über welchen die Signalzuführung erfolgt. Allgemein ist dazu ein Sockel 20 für ein elektronisches Bauteil mit einem elektronischen Bauelement 28 und einer Leiterbahnanordnung 1 gemäß dieser Offenbarung vorgesehen, wobei der Sockel eine elektrische Durchführung 22 aufweist, und wobei das elektronische Bauelement 28 und die elektrische Durchführung 22 beide mit dem Signalleiter 10 der Leiterbahnanordnung 1 verbunden sind, so dass elektrische Signale von der Durchführung 22 über den Signalleiter 10 zum Bauelement 28 geleitet werden. Insbesondere erfolgt der Anschluss von Durchführung 22 und elektronischem Bauelement an jeweils einem der Schenkel 13, 14, so dass die elektrischen Signale nacheinander einen Schenkel, den Umlenkungsbereich 4 und dann den anderen Schenkel durchfließen.
Weiterhin betrifft diese Offenbarung auch eine elektronische Komponente mit einem Sockel. Die elektronische Komponente 30 ist ein Bauteil mit einem Gehäuse, in welchem das elektronische Bauelement 28 und die Leiterbahnanordnung 1 eingeschlossen sind. Insbesondere kann das Gehäuse einen Sockel 20 und eine Kappe 31 umfassen. Eine elektronische Komponente 30 mit einem solchen Sockel 20 zeigt schematisch Fig. 15. Als elektronisches Bauelement 28 in der elektronischen Komponente 30 wird vorzugsweise ein optoelektronischer Wandler verwendet. So kann das elektronische Bauelement 28 eine Laserdiode sein, um hochfrequente elektrische Signale für die optische Signalübertragung zu wandeln. Umgekehrt kann das elektronische Bauelement 28 auch eine Photodiode sein, um optisch übertragene Daten zurück in elektrische Signale zu wandeln.
Das Gehäuse der elektronischen Komponente 30 kann beispielsweise ein TO- Gehäuse sein (TO=“Transistor Outline“). Für einen optoelektronischen Wandler als elektronisches Bauelement 28 kann die mit dem Sockel 20 verbundene Kappe 31 ein Fenster 32 aufweisen. Beispielsweise kann das Fenster 32 mit dem Blech der Kappe 31 mittels eines Glaslots verbunden sein.
Je nachdem, in welche Richtung die Signale gewandelt werden, wird eine Signalleitungsrichtung definiert. Bei einem elektro-opti sehen Wandler wie einer Laserdiode ist die Signalleitungsrichtung entlang des Signalleiters 10 von der Durchführung 22 aus zur Laserdiode. Um eine gute Reflexionsdämpfung zu erreichen, ist es dabei generell, ohne Beschränkung auf das dargestellte Beispiel besonders bevorzugt, wenn der an den zuerst von den elektrischen Signalen durchflossene Schenkel 13 angrenzende Umlenkungsabschnitt 5 zur Kante, vorzugsweise zur äußeren Kante 3 des Schenkels 13 einen Umlenkwinkel von weniger als 45°, vorzugsweise weniger als 40° aufweist. Welcher Schenkel 13, 14 zuerst von den elektrischen Signalen durchflossen wird, wird dabei durch die Signalleitungsrichtung bestimmt. Vorzugsweise ist der Schenkel 13 derjenige, welcher bestimmt durch die Signalflussrichtung zuerst von elektrischen Signalen durchflossen wird.
Eine Umlenkung des Signalleiters 10, wie sie in dieser Offenbarung beschrieben wird, kann etwa dann von Vorteil sein, wenn das elektronische Bauelement 28 thermisch vom Sockel 20 entkoppelt werden soll. Dazu kann gemäß einer Ausführungsform vorgesehen sein, dass die elektronische Komponente 28 auf einem Podest 24 angeordnet ist, welches mit einem thermoelektrischen Kühler 26 gekühlt wird, wobei der Träger 16 mit dem Signalleiter 10 neben dem Podest 24 und vom Podest 24 durch einen Spalt 27 getrennt angeordnet ist. Der Spalt 27 verhindert einen thermischen Kontakt zum Träger 16 der Leiterbahnanordnung 1. Durch diese Anordnung verläuft dann aber der Signalleiter neben dem thermoelektrischen Kühl el em ent 26 und dem Podest. Die Umlenkung dient dann dazu, den Signalleiter 10 in Richtung zum elektronischen Bauelement 28 zu führen, wie anhand des Beispiels der Fig. 15 ersichtlich ist.
Der Spalt 27 kann dann mit einem an einem Ende des Signalleiters 10, insbesondere am Ende des Schenkels 14 angebrachten Bonddraht 29 überbrückt werden. Dabei erfolgt die elektrische Verbindung zum elektronischen Bauelement 28 wie im Beispiel dargestellt von der Durchführung 22 zu einem ersten Schenkel 13 des Signalleiters 10, über den Umlenkbereich 4 zum zweiten Schenkel 14 bis zum Ende des Signalleiters 10, welches typischerweise auch das Ende des zweiten Schenkels 14 ist, und vom Ende des Signalleiters 10 über den Bonddraht 29. Der Bonddraht 29 kann das elektronische Bauelement 29 direkt kontaktieren, oder die Verbindung zu einer weiteren Leiterbahn auf dem Podest 24 herstellen. Bei dem in Fig. 15 gezeigten Beispiel ist das elektronische Bauelement 28 direkt mit dem Bonddraht 29 verbunden.
Es ist dem Fachmann ersichtlich, dass die Leiterbahnanordnung 1, sowie der Sockel 20 mit der Leiterbahnanordnung und die mit dem Sockel 20 gebildete elektronische Komponente nicht auf die speziellen dargestellten Beispiele beschränkt sind. So kann sich an einen oder beide Schenkel 13, 14 auch über einen weiteren Umlenkbereich ein zusätzlicher Schenkel anschließen. Auf diese Weise kann der Signalleiter 10 beispielsweise U-förmig sein, oder der weitere Schenkel verläuft seitlich versetzt parallel zum ersten Schenkel. Weiterhin ist es auch denkbar, auf dem Träger 16 zwei oder mehr Signalleiter 10 vorzusehen. So können gemäß einer Ausführungsform diese Signalleiter 10 koplanar auf einer der Seiten des Trägers 16 verlaufen, wobei auf der gegenüberliegenden Seite ein gemeinsamer Masseleiter vorhanden ist.
Aus dem Stand der Technik sind zwar Signalleiter bekannt, bei denen beide Kanten gekrümmt sind, jedoch ändern sich deren Querschnittsbreiten der Leiterbahn nicht während der Krümmung, wie dies beispielsweise in Fig. 16 gezeigt ist. Aufgrund der kontanten Querschnittsbreite weist die Krümmung eine erhöhte Kapazität auf, welche die Leitungsimpedanz ändert. Damit ist eine Fehlanpassung der Leitung verbunden, was zu einer höheren Reflexionsdämpfung des Signals in der Krümmung führt. Dies wird dadurch vermieden, dass sich die Breite W des Signalleiters 10 im Umlenkbereich 4 ändert, wodurch die Kapazität an die benötigte Impedanz angepasst, insbesondere verringert wird.
Fig. 17a und 17b zeigen daher eine Leiterbahnanordnung 1 mit zwei gekrümmten Kanten, bei der der Signalleiter 10 im Umlenkbereich 4 schmaler ist, als an den Enden des Signalleiters 10. Am Anfang, beziehungsweise an einem Ende und am anderen Ende der Leitungskrümmung, beziehungsweise des Umlenkbereichs 4, insbesondere des Signalleiters 10, hat der Signalleiter 10 die Breite W. Damit ist die Leitung am Anfang und am Ende auf die benötigte Leitungsimpedanz angepasst. Über die Krümmungswinkel von vorzugsweise 0° bis 90° verändert sich die Breite W vorzugsweise kontinuierlich. Bevorzugt hat der Signalleiter 10 im Bereich des halben Krümmungswinkels zwischen 35° und 60° seine minimale Breite Wmin. Im Fall einer asymmetrischen Ausbildung des Umlenkungsbereichs kann die minimale Breite Wmin allerdings auch oberhalb von 60° oder unterhalb von 35° liegen. Im weiteren Verlauf steigt die Breite W wieder an, um am Ende bei 90° wieder die Breite W zu erreichen. Auf diese Weise wird ein im Vergleich zu Leiterbahnen aus dem Stand der Technik, welche beispielweise in Fig. 16 gezeigt ist, ein besseres Übertragungsverhalten bei hohen Frequenzen erreicht.
Der Signalleiter 10 mit zwei gekrümmten Kanten und einer im Vergleich zu den Enden schmaleren Breite W im Umlenkbereich kann unterschiedlich ausgebildet sein. Vorzugsweise weisen die Krümmung der Innenkante 3 und die Krümmung der Außenkante 2 eine ellipsen-, oder kreisförmige Kontur auf. Es ist daher denkbar, dass der Mittelpunkt des durch die Innenkante 3 gebildeten Kreises näher am Signalleiter 10 angeordnet ist, als der Mittelpunkt des durch die Außenkante 2 gebildeten Kreises.
Dabei kann, wie in Fig. 17a gezeigt, der von der Außenkante 2 geformte Kreisabschnitt kleiner als 90° sein, oder vorzugsweise auch größer als 90° sein. Gleichfalls, kann der Winkel zwischen der Innenseite der Außenkante 2 und einer durch die Breite W des Signalleiters 10 definierten Linie am Beginn der Krümmung der Außenkante 2 einen Wert von 90° oder weniger aufweisen. Der Winkel zwischen der Innenseite der Innenkante 3 und einer durch die Breite W des Signalleiters 10 definierten Linie am Beginn der Krümmung der Innenkante 3 kann einen Wert von 90° oder weniger aufweisen. Dabei ist es möglich, dass der Begin der Krümmung der Außenkante 2 in Richtung der Länge des Signalleiters 10 versetzt gegenüber dem Beginn der Krümmung der Innenkante 3 angeordnet ist, vorzugsweise derart, dass zumindest die Außenkante und/oder die Innenkante 3 zumindest einen graden, insbesondere nicht gekrümmten Abschnitt im Umlenkbereich 4 aufweist.
Fig. 17b zeigt eine andere Geometrie des Signalleiters 10, wobei der Winkel zwischen der Innenseite der Außenkante 2 und der durch die Breite W des Signalleiters 10 definierten Linie am Beginn der Krümmung der Außenkante 2 einen Wert von 90° oder mehr aufweist. Der von der Außenkante 2 geformte Kreisabschnitt ist dann kleiner als 90° oder vorzugsweise genau 90°. Der Winkel zwischen der Innenseite der Innenkante 3 und der durch die Breite W des Signalleiters 10 definierten Linie am Beginn der Krümmung der Innenkante 3 kann einen Wert von 90° oder mehr aufweisen. In diesem Fall ist der von Innenkante 3 gebildete Kreisabschnitt größer als 90°, bevorzugt größer als 130°, bevorzugt größer als 180°. Es kann denkbar sein, dass der Begin der Krümmung der Außenkante 2 versetzt gegenüber dem Beginn der Krümmung der Innenkante 3 angeordnet ist, vorzugsweise derart, dass zumindest die Außenkante und/oder die Innenkante 3 einen graden, insbesondere nicht gekrümmten Abschnitt im Umlenkbereich 4 aufweist.
In Fig. 18 ist dargestellt, wie eine bevorzugte Breite Wmin im Umlenkbereich 4 ermittelt werden kann. Abgebildet ist eine Konstruktion mit einer Leiterbahn, wie sie in Fig. 16 vorgestellt ist, mit konstanter Leitungsbreite W in der Leitungskrümmung im Umlenkbereich 4. Weiterhin ist ein Hilfskreis 34 gezeigt. Der Mittelpunkt des Hilfskreises 34 ist dadurch definiert, dass der Abstand des Kreismittelpunktes zu den äußeren Kontur-, beziehungsweise Kantenpunkten 33 der Leitungskrümmung am Anfang, beziehungsweise einem Ende 35 und am anderen Ende 36 der Krümmung, beziehungsweise des Umlenkbereichs 4 gleich groß ist. Die beiden Konturpunkte 33 sind gestrichelt umkreist. Ist der Radius Rh des Hilfskreises 34 größer als der Radius der Außenkante 2 des Signalleiters 10, schneidet der Hilfskreis 34 von der Leitungskrümmung eine sichelartige Fläche 40 ab. Eine bevorzugte Leitungskrümmung entsteht nun durch Subtraktion der Sichelfläche 40 von der Leitungskrümmung. Die Sichelfläche 40 besteht aus zwei Kreissegmenten unterschiedlicher Radien. Der Abstand dieser beiden Kreissegmente ist bei den Krümmungswinkeln 0° und 90° null und beim Krümmungswinkel von 45° maximal. Das bedeutet, das bei 0° und 90° die Leitungskrümmung nicht beschnitten wird. Am Anfang 35 und am Ende 35 des Umlenkbereichs 4 bleibt die Breite W des Signalleiters 10 gleich, beziehungsweise unverändert. Insbesondere beim Krümmungswinkel 45° wird hingegen am meisten von der Leitungskrümmung abgeschnitten. Dort ist die Breite Wmin des Signalleiters 10 vorzugsweise minimal.
Abhängig vom Trägermaterial, der gewünschten Leitungsimpedanz und des Kurvenradius der Leitungskrümmung ist durch Simulationen ein passender Radius Rh des Hilfskreises 34 ermittelbar. Dieser stellt typischerweise einen Kompromiss aus der Verschiebung der Grenzfrequenz der Wellen höherer Ordnung und der benötigten Reflexionsdämpfung dar. Es ist allerdings auch denkbar, dass statt des Hilfskreises 34 eine Ellipse oder eine Parabel verwendet wird. Dabei ist jedoch wichtig, dass die Hilfsfläche von einer stetigen Funktion gebildet wird, um abrupte Änderungen zu vermeiden und dass die Außenkante des Signalleiters 10 die Hilfsfläche an zumindest zwei Punkten schneidet. Anhand derartiger Simulationen und deren Ergebnisse soll im Folgenden der Vorteil der im Umlenkbereich 4 verminderten Breite Wmin des Signalleiters 10 belegt werden.
Anhand der Fig. 17a, 17b und 18 ist ersichtlich, dass eine günstige Form des Signalleiters 10 ohne Beschränkung auf die speziellen dargestellten Beispiele erhalten werden kann, wenn die Außenkante und die Innenkante Segmente nicht konzentrischer Kurven, insbesondere nicht konzentrischer Kreise oder Ellipsen darstellen. Demgemäß besitzen die Krümmung, beziehungsweise der Kurvenverlauf der Innenkante 3 und die Krümmung der Außenkante jeweils ein Zentrum, wobei das Zentrum der Krümmung der Innenkante 3 und das Zentrum Krümmung der Außenkante versetzt zueinander angeordnet sind, insbesondere sodass die Krümmung der Innenkante 3 und die Krümmung der Außenkante 2 exzentrisch ausgebildet sind. Insbesondere kann dazu das Zentrum der Kurve der Innenkante 3 näher zum Signalleiter 10 angeordnet sein, als das Zentrum der Kurve der Außenkante 2. Dies ist auch bei beiden Konfigurationen der Fig. 17 der Fall. Bei den Beispielen liegt dieser Versatz der Zentren entlang der Winkelhalbierenden 38 der Umlenkung, was bei kreissegmentförmigen Außen- und Innenkanten zu einer in Bezug auf die Winkelhalbierende 38 spiegelsymmetrischen Form des Umlenkbereichs, vorzugsweise auch des ganzen Signalleiters 10 führt.
In den Figuren 19, 21, 23, 25 und 27 werden daher die Einfügungsdämpfung und in den Figuren 20, 22, 24, 26 und 28 die Reflexionsdämpfung des aus dem Stand der Technik bekannten 90° Leitungswinkel mit einer 45° Anschrägung 8, wie sie in Fig. 1 dargestellt ist, sowie die Leitungskrümmung mit konstanter Leitungsbreite W aus Fig. 16 dargestellt. Die Einfügungsdämpfung und die Reflexionsdämpfung, welche mit der erfindungsgemäßen Ausgestaltung der Krümmung des Signalleiters 10 im Umlenkbereich 4, erreicht werden kann, wobei beide Kanten 2, 3 gekrümmt sind und die Breite Wmin des Signalleiters 10 im Umlenkbereich 4 kleiner ist als die Breite W an den Enden 35, 36 des Umlenkbereichs 4 ist ebenfalls dargestellt. Zur besseren Veranschaulichung und Vergleichbarkeit der Diagramme wurden jeweils passende Piktogramme eingefügt, die die jeweilige der zuvor genannten drei Ausbildungen des Signalleiters 10 zeigen, mit der die dargestellten Ergebnisse erzielt wurden. Die Piktogramme entsprechen dabei den in den Figuren 1, 16 und 17, Teilbilder a, b gezeigten Ausführungsformen der Signalleiters 10.
Die Fig. 19 bis 24 zeigen dazu den Verlauf der die Signaldämpfung beschreibenden Streuparameter S21 und Sn an einem Transistor Outline Header (TO Header) mit einer an eine Durchführung angeschlossenen Signalleitung. Die erfindungsgemäße Leitungskrümmung in den Figuren 23 und 24 zeigt deutlich bessere Eigenschaften bei hohen Frequenzen als der aus dem Stand der Technik bekannte Leitungswinkel (Fig. 19 und 20), beziehungsweise -Krümmung mit konstanter Leitungsbreite W (Fig. 21 und 22). In der Einfügungsdämpfung markieren singuläre Stellen dabei die Grenzfrequenz für Wellen höherer Ordnung. Bei den zwei bekannten Umlenkungen eines Signalleites 10 liegt die untere Grenzfrequenz bei ca. 65-70 GHz. Bei der Leitungskrümmung mit verringerter Breite Wmin und gekrümmten Kanten 2, 3 liegt die Grenzfrequenz vorteilhafterweise bei über 80 GHz, beziehungsweise nicht mehr im Messbereich. Die Grenzfrequenz wird also durch die verringerte Breite Wmin im Umlenkbereich 4 und die Krümmung der Kanten 2, 3 zu deutlich höheren Werten verschoben, sodass die Grundwelle bei höheren Frequenzen nicht mehr durch Wellen höherer Ordnung beeinträchtigt wird, als dies mit Signalleitern aus dem Stand der Technik möglich ist.
Da die Leitungskrümmung mit konstanter Leiterbahnbreite W die erhöhte Kapazität der Ecke nicht kompensieren kann, ist die Reflexionsdämpfung insgesamt größer als die des 90° Leitungswinkels mit 45° Anschrägung. Bei der Leitungskrümmung mit verringerter Breite Wmin und gekrümmten Kanten 2, 3 kann die erhöhte Kapazität jedoch sehr gut kompensiert werden und zeigt daher auch eine verbesserte Reflexionsdämpfung im Vergleich zur 45°Anschrägung 8 oder der konstanten Breite W. Die Diagramme zeigen, dass der Leitungswinkel mit 45° Anschrägung 8 und die Leitungskrümmungen mit konstanter Breite über der Grenzfrequenz nicht mehr für eine ungestörte Signalübertragung zu verwenden ist.
Um die Anwendungsbreite eines Signalleiters 10 mit verbesserter Leitungskrümmung mit verringerter Breite Wmin und gekrümmten Kanten 2, 3 zu zeigen, wurde die Simulation mit zwei unterschiedlichen Trägerplatinen durchgeführt.
In den Fig. 19 bis 24 und auch den Diagrammen der Fig. 25 bis 28 sind die Frequenzverläufe der Streuparameter für die verschiedenen Formen der Signalleiter 10 anhand der Liniendarstellung gekennzeichnet. Die Frequenzverläufe an der bekannten Anordnung mit einer 45 “-Abschrägung sind jeweils mit gepunkteter Linie, die Verläufe an einem gekrümmten Signalleiter 10 mit konstanter Breite W mit gestrichelter Linie und die Verläufe an einem gekrümmten Signalleiter 10 mit variabler Breite W mit durchgezogener Linie dargestellt. Zusätzlich sind die jeweiligen Kurven mit Piktogrammen gekennzeichnet, welche die verschiedenen Leiterbahnformen darstellen. In Fig. 25 sind die Einfügungsdämpfungen der Simulationsergebnisse dargestellt, bei denen die Simulation mit einer Trägerplatine, beziehungsweise einem Submount 17 mit einer Dicke, beziehungsweise Höhe von 0,2mm durchgeführt wurde. Fig. 26 zeigt die entsprechenden Ergebnisse der Reflexionsdämpfung für die zu Fig. 25 genannten Eigenschaften.
Fig. 27 zeigt die Einfügungsdämpfung mit einem Submount 17 mit einer Höhe von 0,15mm. Fig. 28 zeigt die entsprechenden Ergebnisse der Reflexionsdämpfung für die zu Fig. 27 genannten Eigenschaften.
Die in Fig. 25, 26 und 27, 28 vorgestellten Simulationen unterscheiden sich demnach in für eine Anwendung in TO typischen Werten der Höhe, beziehungsweise der Dicke des Submounts 17 und der Breite W des Signalleiters 10. In den Fig. 25 bis 28 ist deutlich zu erkennen, dass die Grenzfrequenz für die Anregung von Wellen höherer Ordnung bei einer 45° Anschrägung und einer konstanten Leiterbahnbreite W bereits bei etwa 70 GHz liegt, wobei die Grenzfrequenz bei Verwendung eines dünneren Submounts 17 zwischen 80 und 100 GHz liegt. Die Grenzfrequenz bei einem Signalleiter 10 mit verringerter Breite Wmin und gekrümmten Kanten 2, 3 liegt hingegeben in allen Fällen deutlich höher. Hier ist die Grenzfrequenz um etwa 20 GHz und mehr erhöht. Im Falle des dünnen Submounts ist bei etwa 90 GHz ein sehr geringer Knick in der Einfügungsdämpfung erkennbar, der auf eine Grenzfrequenz hinweist, die aber durch geeignete Wahl der Breite Wmin bis zur Bedeutungslosigkeit minimiert werden kann. Auch in der Reflexionsdämpfung sind im Vergleich zu einer 45° Anschrägung und einer konstanten Leiterbahnbreite W verbesserte Werte deutlich erkennbar.
Fig. 29 zeigt schematisch einen Signalleiter 10 mit verringerter Breite Wmin und gekrümmten Kanten 2, 3 in Verwendung mit einer weiteren elektronischen Komponente mit einem Sockel 20 und seiner Basis 21 zeigt. Als elektronisches Bauelement 28 kann eine elektronische Komponente, vorzugsweise ein optoelektronischer Wandler, insbesondere eine Laserdiode oder ein Lichtsensor vorgesehen sein, so wie es auch in Fig. 15 beschrieben ist. Das elektronische Bauelement 28 kann ohne Beschränkung auf das hier dargestellte Beispiel an zwei Signalleiter 10 angeschlossen sein, welche mit jeweils einem Pin zur weiteren Signalübertragung elektrisch verbunden sein können. Um eine gute Reflexionsdämpfung zu erreichen, ist es generell vorteilhaft, wenn jeweils ein Ende 35 des Umlenkbereichs, beziehungsweise des Signalleiters 10 elektrisch mit einem Pin und ein anderes Ende 36 elektrisch mit dem Bauteil 28 gekoppelt ist. Die Umlenkung dient typischerweise dazu, den oder die Signalleiter 10 vom Pin in Richtung zum Bauelement 28 zu führen.
Vorzugsweise sind die Signalleiter 10 elektrisch, beispielsweise durch einen Spalt 27 voneinander getrennt, beziehungsweise entkoppelt. Zumindest ein Signalleiter kann vorzugsweise mit zumindest einem Bonddraht elektronisch mit dem Bauelement 28 verbunden sein. Typischerweise ist vorgesehen, dass der andere Signalleiter direkt, insbesondere ohne Bonddraht, mit einem Anschluss des Bauelements gekoppelt ist. Eine Umlenkung des Signalleiters 10, wie sie in dieser Offenbarung beschrieben wird, kann etwa dann von Vorteil sein, wenn das elektronische Bauelement 28 thermisch vom Sockel 20 entkoppelt werden soll, so wie es in Fig. 15 dargestellt ist. Dazu kann vorgesehen sein, dass das Bauelement 28 auf einem Podest 24 angeordnet ist, welches mit, thermoelektrischen Kühler 26 gekühlt wird. Bevorzugt wird allerdings, anders als in Fig. 15 dargestellt, dass das elektronische Bauelement 28 ohne einen thermoelektrischen Kühler 26 gekühlt wird und insbesondere thermisch mit dem Podest 24 gekoppelt ist. Auf dem Podest 24 ist weiterhin vorzugsweise ein Submount 17 oder ein Träger 16 angeordnet, auf dessen Oberseite der oder die Signalleiter 10 angeordnet sind. An der Unterseite des Trägers 16, insbesondere mit elektrischem Kontakt zum Podest 24 ist zwecks Erdung ein Masseleiter angeordnet, sodass die Leiterbahnanordnung 1 als Microstrip-Line oder auch als CB CP W- Anordnung ausgebildet sein kann.
Die Leiterbahnanordnung 1, beziehungsweise der oder die Signalleiter 10 weisen einen Umlenkbereich 4 auf, wobei die Breite Wmin im Umlenkbereich 4 zumindest abschnittsweise kleiner ist, als die Breite W an zumindest einem der Enden 35, 36 des Umlenkbereichs 4. Bevorzugt sind die Kanten 2, 3, insbesondere die Außen- 2 und Innenkante 3 zumindest eines Signalleiters 10, bevorzugt von beiden Signalleitern
10 zumindest abschnittsweise, insbesondere kontinuierlich gekrümmt. Dabei ist die Krümmung der Innenkante 3 und die Krümmung der Außenkante 3 vorzugsweise exzentrisch ausgebildet, sodass der Radius der Krümmung der Außenkante 2 größer ist, als der Radius der Krümmung der Innenkante 3. Der Umlenkbereich 4 kann sich von einem Ende bis zum anderen Ende des oder der Signalleiter erstrecken.
Um die Wirkungsweise und insbesondere den Effekt der zuvor beschriebenen Leiterbahnanordnung zu verstehen, wird im Folgenden die Entstehung von Wellen höherer Ordnung auf einer Microstrip-Line, wie sie beispielsweise in Fig. 9 und 29 beschrieben ist, kurz erläutert. Fig. 30 zeigt dazu in drei Teilbildern eine Microstrip- Line im Querschnitt und die sich ausbildenden Feldlinien 42 zwischen dem Signalleiter
11 und dem gegenüberliegend auf dem Submount 17 angeordneten Masseleiter 11 Der Submount 17 hat eine Höhe h, die klein gegen 14 der Wellenlänge ist. Aus diesem Grund existieren keine höheren Wellen in vertikaler Richtung. In horizontaler Richtung können Wellen höher Ordnung allerdings ausbreitungsfähig sein, wenn die Breite W in die Größenordnung von einem Vielfachen der halben Wellenlängen (n X/2) kommt. In diesem Fall können sich weitere stehende Wellen in transversaler Richtung bilden. Daher gibt es eine Grenzfrequenz, ab der sich Wellen höherer Ordnung ausbreiten, beziehungsweise existieren können. Wellen höherer Ordnung können auch durch Störungen des Signalleiters 10 angeregt werden.
Die Microstrip-Line hat eine inhomogene Stofffüllung und führt daher keine reine transversalelektromagnetische Welle (TEM Welle). Allerdings verhalten sich die Grundwellen über weite Frequenzbereiche nahezu wie eine TEM Welle und werden daher auch als Quasi-TEM Wellen bezeichnet. Diese können gut zur Signalübertragung genutzt werden. Bei diesen Grundwellen, beziehungsweise Quasi-TEM Wellen sind die Feldlinien des elektrischen Feldes (E-Feld), wie in Teilbild (a) gezeigt über den Querschnitt des Signalleiters 10, beziehungsweise über die Breite W des Signalleiters 10 in dieselbe Richtung gerichtet, also konstant. Die Feldlinien der Wellen höherer Ordnung wechseln über die Breite W des Signalleiters 10 hingegen ihre Richtung, sodass zwischen derartigen Richtungswechseln das E-Feld verschwindet. Die Teilbilder (b) und (c) zeigen dazu die Feldlinien der beiden ersten Oberwellen, beziehungsweise Wellen höherer Ordnung.
Die Grundwelle und alle Wellen höhere Ordnung werden als Eigenwellen der Signalleiters 10 bezeichnet. Auf einer ungestörten Leitung bewegen sich die Eigenwellen unabhängig voneinander und stören sich nicht. Bei einer Störung, wie beispielsweise einer Richtungsänderung oder einem Knick des Signalleiters, tritt eine Verkopplung der Eigenwellen, also der Grundwellen und der Wellen höherer Ordnung auf. Hierdurch ändern sich die Eigenschaften der Grundwelle, sobald sich eine Welle höherer Ordnung ausbreitet.
Die zuvor beschriebene Microstrip-Line hat nun den Vorteil, dass sie eine im Vergleich zu komplexeren Leiterbahnsystemen, wie CBCPW-Anordnungen einfache Bauweise aufweist und die Eigenschaften der Eigenwellen maßgeblich durch die Geometrie des Signalleiters 10, insbesondere durch die Krümmung und die Breite W, beziehungsweise den Querschnitt des Signalleiters 10 beeinflusst wird, sowie durch die Dicke des Submounts 17, beziehungsweise der Trägerplatine des Signalleiters 10. Ohne Beschränkung auf die hier diskutierten Beispiele, wird dieser Zusammenhang anhand einiger Beispielwerte erläutert. Die Grenzfrequenz der Wellen höherer Ordnung liegt umso tiefer, je größer die Breite W des Signalleiters 10 ist. Ist die Leitungsimpedanz etwa die Hälfte der sonst üblichen 50 Q, also nur 25 Q, bei gleicher Trägerplatine, so ist die 25 Q Leitung dreimal breiter als eine 50 Q Leitung. Die Grenzfrequenz für Wellen höherer Ordnung ist bei einer 25 Q Leitung daher um ein Drittel niedriger als bei einer üblichen 50 Q Leitung.
Wie in den Figuren 19 bis 28 gezeigt ist, konnte die Grenzfrequenz der Wellen höherer Ordnung durch die, insbesondere in den Figuren 17a, b, 18 und 29 vorgestellten Ausführungsformen zu hohen Frequenzwerten verschoben, beispielsweise über 80 GHz werden, sodass die Grundwellen, also die Signalleitung bis zu Frequenzwerten bis 80 GHz, vorzugsweise bis zu 90 GHz, vorzugsweise sogar bei Werten oberhalb von 100 GHz nur wenig gestört, oder sogar gar nicht gestört wird.
Bezugszeichenliste

Claims

Patentansprüche: Leiterbahnanordnung (1) für hochfrequente Signale, mit einem Träger (16) und einem auf dem Träger (16) angeordneten, durch zumindest eine Innenkante (3) und zumindest eine Außenkante (2) begrenzten schichtförmigen Signalleiter (10), welcher sich von einem Ende zu einem anderen Ende des Signalleiters (10) erstreckt, wobei der Signalleiter (10) der Leiterbahnanordnung (1) in einem Umlenkbereich (4) zwischen den Enden seine Richtung ändert und eine minimale Breite (Wmin) aufweist, wobei die minimale Breite (Wmin) im Umlenkbereich (4) des Signalleiters (10) kleiner ist, als die Breiten (W) an den Enden des Signalleiters (10), und wobei zumindest eine der Kanten (2, 3) im Umlenkbereich (4) zumindest abschnittsweise gekrümmt ist. Leiterbahnanordnung gemäß dem vorstehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, dass die minimale Breite (Wmin) gegenüber der Breite (W) an einem der Enden (35, 36) des Signalleiters um einen Faktor im Bereich von 0,5 bis 0,95, vorzugsweise im Bereich von 0,6 bis 0,8 reduziert ist. Leiterbahnanordnung (1) gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Außenkante (2) und die Innenkante (3) im Umlenkbereich zumindest abschnittsweise gekrümmt sind. Leiterbahnanordnung (1) gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch zumindest eines der folgenden Merkmale:
- die Krümmung der Innenkante (3) und die Krümmung der Außenkante besitzen jeweils ein Zentrum, wobei das Zentrum der Krümmung der Innenkante (3) und das Zentrum Krümmung der Außenkante versetzt zueinander angeordnet sind, insbesondere sodass die Krümmung der Innenkante (3) und die Krümmung der Außenkante (2) exzentrisch ausgebildet sind,
- die Krümmung der Außenkante (2) und/oder der Innenkante (3) ist kontinuierlich, insbesondere ununterbrochen ausgebildet, - die Krümmung der Außenkante (2) und/oder der Innenkante (3) ist stetig,
- die Breite des Signalleiters (10) ändert sich im Umlenkbereich (4) stetig,
- die minimale Breite (Wmin) des Signalleiters (10) liegt innerhalb des mittleren Drittels des Umlenkbereichs (4), vorzugsweise in der Mitte des Umlenkbereichs (4). Leiterbahnanordnung (1) gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sich der Umlenkbereich (4) von einem Ende bis zum anderen Ende des Signalleiters erstreckt. Leiterbahnanordnung (1) gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eines der folgenden Merkmale:
- der Umlenkbereich (4) ist asymmetrisch geformt,
- der Umlenkbereich (4) weist eine Spiegelachse entlang der Winkelhalbierenden (38) des Umlenkwinkels auf. Leiterbahnanordnung (1) für hochfrequente Signale, mit einem Träger (16) und einem auf dem Träger (16) angeordneten, durch zwei Kanten begrenzten schichtförmigen Signalleiter (10), sowie einen auf dem Träger (16) angeordneten Masseleiter (11), wobei der Signalleiter (10) der Leiterbahnanordnung (1) in einem Umlenkbereich (4) zwischen zwei Schenkeln (13, 14) seine Richtung ändert, wobei im Umlenkbereich (4) zumindest eine der Kanten des Signalleiters (10) mindestens zwei Umlenkabschnitte (5) aufweist, die in einem Winkel zueinander stehen. Leiterbahnanordnung (1) gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalleiter (10) im Umlenkbereich (4) um einen Winkel im Bereich von 75° bis 105°, vorzugsweise um einen Winkel von 90° umgelenkt wird. Leiterbahnanordnung (1) gemäß einem der Ansprüche 7 oder 8, gekennzeichnet durch zumindest eines der folgenden Merkmale: - zumindest zwei Umlenkabschnitte (5) sind durch eine Ecke (12) verbunden,
- eine Kante (2, 3) geht über eine Ecke (12) in einen Umlenkabschnitt (5) über,
- die Umlenkabschnitte (5) haben unterschiedliche Längen,
- zumindest ein Umlenkabschnitt (5) ist entgegen der Umlenkungsrichtung des Signalleiters (10) geneigt. Leiterbahnanordnung (1) gemäß einem der Ansprüche 7-9, gekennzeichnet durch mindestens eines der folgenden Merkmale:
- der Umlenkbereich (4) ist asymmetrisch geformt,
- der Umlenkwinkel einer Kante (2, 3), vorzugsweise der äußeren Kante (3) am Übergang von einem Schenkel (13, 14) des Signalleiters (10) zum angrenzenden Umlenkungsabschnitt (5) beträgt weniger als 45°, vorzugsweise weniger als 40°,
- der Umlenkwinkel einer Kante (2, 3), vorzugsweise der äußeren Kante (3) am Übergang von einem Schenkel (13, 14) des Signalleiters (10) zum angrenzenden Umlenkungsabschnitt (5) beträgt zwischen 29° und 31°. Leiterbahnanordnung (1) gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Umlenkbereich (4) so geformt ist, dass die Summe der Amplituden mag (Sn) des Streuparameters Sn für Frequenzen im Abstand von 220 MHz in einem Frequenzbereich von 1 GHz bis 50 GHz kleiner als 1000 beträgt. Leiterbahnanordnung (1) gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Umlenkbereich 4 so geformt ist, dass der Absolutbetrag mag(Sn), beziehungsweise die Magnitude des Streuparameters Sn über den, insbesondere über einen Frequenzbereich von 1 GHz bis 50 GHz, kleiner ist als -15 dB, bevorzugt kleiner als -20 dB, bevorzugt kleiner als -25 dB. Leiterbahnanordnung (1) gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Leiterbahnanordnung (1) als Microstrip-Line, als koplanarer Wellenleiter oder als CB CP W -Anordnung ausgebildet ist. Leiterbahnanordnung gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Leiterbahnanordnung (1) einen schichtförmigen Massel eiter (11) umfasst, welcher gegenüber dem schichtförmigen Signalleiter (10) angeordnet ist, wobei für den Abstand zwischen Masseleiter (11) und Signalleiter (10) zumindest eines der folgenden Merkmale gilt:
- der Abstand liegt im Bereich von 0,025 mm und 0.5mm, vorzugsweise im Bereich von 0,05 mm bis 0,4mm,
- die Breite (W) an einem Ende (35, 36) des Signalleiters (10) ist um einen Faktor im Bereich von 0.5 bis 7,5, vorzugsweise in einem Bereich von 0.6 bis 5 größer als der Abstand zwischen Masseleiter (11) und Signalleiter (10),
- das Verhältnis des Abstands zwischen Signalleiter (10) und Masseleiter (11) zur Differenz der Breite (W) des Signalleiters (10) an einem seiner Enden (35, 36) und der minimalen Breite (Wmin) des Signalleiters (1) hat einen Wert im Bereich von 0,5 bis 2,
- die Leiterbahnanordnung (1) ist derart ausgebildet ist, dass eine Grenzfrequenz, insbesondere eine Grenzfrequenz für die Entstehung von Wellen höherer Ordnung oberhalb von 60 GHz, vorzugsweise oberhalb von 70 GHz liegt. Leiterbahnanordnung (1) gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch zumindest eines der folgenden Merkmale:
- die Leiterbahnanordnung (1) ist auf einem Submount (17) angeordnet,
- der Träger (16) umfasst Aluminiumnitrid-Keramik, eine Aluminiumnitrid enthaltende Keramik, Aluminiumoxid (AI2O3), Glas, oder Glas und Keramik. Sockel (20) für eine elektronische Komponente mit einem elektronischen Bauelement (28) und einer Leiterbahnanordnung (1) gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, wobei der Sockel eine elektrische Durchführung (22) aufweist, und wobei das elektronische Bauelement (28) und die elektrische Durchführung (22) beide mit dem Signalleiter (10) der Leiterbahnanordnung (1) verbunden sind, so dass elektrische Signale von der Durchführung (22) über den Signalleiter (10) zum Bauelement (28) geleitet werden. Elektronische Komponente (30) in Form eines Bauteils mit einem Gehäuse, in welchem ein elektronisches Bauelement (28) und die Leiterbahnanordnung (1) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche eingeschlossen sind.
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