EP3482448A1 - Steuerbares phasenstellglied für elektromagnetische wellen - Google Patents

Steuerbares phasenstellglied für elektromagnetische wellen

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EP3482448A1
EP3482448A1 EP17737506.0A EP17737506A EP3482448A1 EP 3482448 A1 EP3482448 A1 EP 3482448A1 EP 17737506 A EP17737506 A EP 17737506A EP 3482448 A1 EP3482448 A1 EP 3482448A1
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EP
European Patent Office
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controllable phase
phase actuator
polarizers
holder
phase
Prior art date
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EP17737506.0A
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English (en)
French (fr)
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EP3482448B1 (de
Inventor
Jörg Oppenländer
Alexander Mössinger
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Lisa Draexlmaier GmbH
Original Assignee
Lisa Draexlmaier GmbH
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Publication date
Application filed by Lisa Draexlmaier GmbH filed Critical Lisa Draexlmaier GmbH
Publication of EP3482448A1 publication Critical patent/EP3482448A1/de
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Publication of EP3482448B1 publication Critical patent/EP3482448B1/de
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/165—Auxiliary devices for rotating the plane of polarisation
    • H01P1/17—Auxiliary devices for rotating the plane of polarisation for producing a continuously rotating polarisation, e.g. circular polarisation
    • H01P1/172—Auxiliary devices for rotating the plane of polarisation for producing a continuously rotating polarisation, e.g. circular polarisation using a dielectric element
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
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    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/165—Auxiliary devices for rotating the plane of polarisation
    • H01P1/17—Auxiliary devices for rotating the plane of polarisation for producing a continuously rotating polarisation, e.g. circular polarisation
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/18—Phase-shifters
    • H01P1/182—Waveguide phase-shifters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/32—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by mechanical means

Definitions

  • the invention relates to a controllable phase actuator for electromagnetic waves, in particular for the GHz frequency range and in particular for antennas.
  • Controllable phase shifters are used in a variety of RF systems in signal processing.
  • An important field of application are antennas or
  • phase shifters controllable phase actuators
  • Antenna groups can be spatially changed.
  • the main beam in different directions.
  • Phase actuators change the relative phase of the signals from different individual antennas
  • Group antenna are received or sent. Is the relative phase of the signals of the individual antennas using the
  • aircraft or ships have the task of controlling the main beam of the array during the phase control always optimally align the spatial movement of the mobile carrier with a target.
  • a moving target can be tracked using phase control.
  • phase actuators are mostly off
  • solid state phase shifters mostly ferrites, microswitches (MEMS technology, binary switches), or liquid crystals ("liquid cristals”).
  • High frequency power is dissipated in the phase actuators. Especially in applications in the GHz range, the sinks
  • phased array antennas in which
  • phase actuator technology allows the reliable instantaneous, i. immediate, possible without additional calculation, determination of the phase position of the signal after the phase actuator. For this purpose, it would be necessary to be able to reliably determine the state of the phase actuator at any time. However, this is practically impossible for solid state, MEMS or liquid crystal phase shifters.
  • a dining system for a parabolic antenna can be removed, which is mounted on a rotatable support, and includes a polarizer and a polarization diverter.
  • the object of the invention is therefore a controllable phase actuator, in particular in the GHz frequency range and
  • a controllable phase control element comprises a drive unit (2) and a holder (3) on which at least two polarizers (4) arranged one after the other in the direction of incidence of a shaft are mounted.
  • Each polarizer (4) is designed so that it can convert a circularly polarized signal into a linearly polarized signal.
  • the drive unit (2) is designed so that the holder (3) can be rotated. This also turns the polarizers (4) by one
  • FIG. 2 shows a phase shift of a circular wave
  • FIG. 3 shows a polarizer in plan view
  • FIG. 4 shows a phase actuator in a waveguide
  • FIG. 5 shows a plurality of phase actuators within an antenna
  • FIG. 6 shows a further exemplary embodiment of one
  • Figure 9-11 further embodiments of a
  • Phase actuator with additional polarizers and a phase shift of a circular wave The basic mode of operation of the invention is shown in FIG. An incident wave (5a) with circular
  • Polarization and phase position ⁇ is transformed by the first polarizer (4a) into a wave with linear polarization (5b). These are reconverted by the second polarizer (4b) into a circular polarization wave (5c).
  • phase actuator (1) now with the aid of the drive unit (2) rotated by an angle .DELTA. ⁇ , then rotates the
  • the dependence of the phase angle difference between outgoing (5c) and incoming (5b) circular waves from the rotation of the phase actuator (1) is strictly linear, continuous and strictly 2n periodic.
  • any phase rotation or phase shift can be adjusted continuously by the drive unit (2).
  • the phase actuator (1) is advantageously a purely passive component, which does not have to contain any nonlinear components, its function is completely reciprocal. That is, a wave which passes from bottom to top through the phase actuator (1), in is rotated in phase in the same way as a wave, which runs from top to bottom through the phase actuator (1).
  • the wave impedance of the arrangement is by design completely independent of the relative phase of incoming and outgoing wave, which is not the case with non-linear phase shifters such as semiconductor phase shifters or liquid crystal phase shifters. There, the wave impedance depends on the relative phase angle, which makes these components difficult to control.
  • the at least two polarizers (4a) and (4b) are preferably mounted perpendicular to the propagation direction of the incident wave and parallel to each other in the holder (3).
  • the axis of rotation (6) is preferably in the propagation direction of the incident wave.
  • the controllable phase actuator works practically
  • induced losses are very small. At frequencies of 20 GHz, for example, the total losses are less than 0.2 dB, which corresponds to an efficiency of more than 95%. By contrast, conventional phase shifters typically already have losses of several dB at these frequencies.
  • the drive unit (2) is also equipped with an angular position sensor or if it is already self-aligning (as is the case, for example, with some piezo motors), then the
  • phase control can be very fine. Because of the simple structure of the phase actuator (1) and the fact that only very simple design drives (2) are required, the phase control can be very
  • the polarizers (4a, b) may e.g. from simple, even
  • Meander polarizers which are placed on a substrate, e.g. a high frequency suitable board, are applied. These polarizers can be produced by known etching processes or by additive processes ("circuit printing").
  • Polarizers (4a) and (4b) preferably a symmetrical to the axis (5) shape.
  • the polarizer (4a, b) shown in FIG. 3 is referred to as
  • Meander polarizer executed.
  • electromagnetic wave polarizers that can transform a circular polarization wave into a linear polarization wave.
  • dielectric materials such as low-density closed-cell foams which have very low HF losses, but also plastic materials such as polytetrafluoroethylene (Teflon) or polyimides can be used. Because of the small size of the phase actuator in the range of one wavelength, especially at frequencies above 10 GHz, the HF losses with a corresponding impedance matching also remain very small here.
  • FIG. 4 shows schematically in an exemplary application an antenna element (6), which is preceded by a phase control according to the invention.
  • the signal via a coupling (31) in the waveguide section (2) is fed.
  • the signal then passes through the phase actuator (1) and is the output (32) for
  • Antenna element (6) passed. With the aid of the drive (2), which rotates the phase actuator (1) in the waveguide with the aid of the connecting element (33), the phase position of the signal generated by the
  • Antenna element (6) is radiated, can be set arbitrarily.
  • the processing of a received signal is carried out in the same way: the signal received by the antenna element (6) is in the
  • the phase of the received signal can be set arbitrarily again with the aid of the drive (2).
  • a receiver amplifier can already be installed to compensate, for example, power network losses.
  • the connecting element (33) is designed as an axis and is preferably made of a non-metallic, dielectric material such as plastic. This has the advantage that
  • cylindrical cavity modes do not, or are disturbed very little if the axis is mounted symmetrically in the waveguide.
  • the coupling-in structure (31) or the coupling-out structure (32) can be designed as a loop, as shown in FIG. 4, so that a cylindrical cavity mode is directly excited.
  • embodiments are also conceivable in which two signals with orthogonal pins on or
  • the phase position of the two signals is then such that a cylindrical cavity mode is also excited.
  • the shape of the waveguide is preferably a hollow cylinder.
  • FIG. 5 Another embodiment of the invention is shown in FIG. 5
  • the phase actuator (1) consists of the two polarizing plates (4a, 4b) and the holder (3) and is mounted in a cylindrical waveguide piece (50).
  • the Waveguide piece (50) is in another cylindrical
  • Waveguide (51) introduced such that the waveguide piece
  • a drive unit (2) has a roller (53), so that the hollow conductor piece (50) and thus also the phase actuator (1) can be rotated by the drive unit (2).
  • phase control according to the invention does not affect the propagation direction, then this waveguide mode becomes a phase angle imprinted, which depends linearly on the angular position of the phase actuator.
  • the holder (3) is designed as a dielectric filling body which completely fills the hollow conductor piece (50) and in which the polarizers (4a, 4b) are embedded.
  • the waveguide piece (50) is equipped with an outer sprocket (54), so that over the
  • Gear coupling (55), the drive unit (2) the waveguide piece (50) together with phase actuator (1) can rotate.
  • the polarizers (4a, 4b) are designed here as two pairs. This can have the advantage of higher polarization decoupling and / or greater frequency bandwidth.
  • the polarizers of a pair have a distance from each other that is much smaller than a wavelength. Both pairs are spaced from each other by about half the wavelength to couple both
  • the holder is designed as a dielectric filling body, which completely fills a hollow conductor piece, then it is also conceivable to metallize the dielectric filling body on its outer side, where it touches the hollow conductor piece (50). This is advantageous if the component should be very light, because then the waveguide piece (50) can be omitted.
  • Embodiments are also conceivable in which the conversion of the signal polarization is not effected by planar polarizers or
  • Supported structures are made (e.g., septum polaristors). For the function of the invention, it is only important that these structures have an incident wave with circular
  • FIGS. 4, 5 and 6 can typically be easily integrated into the feed networks of group antennas because of their small space requirement.
  • a frequency of 20 GHz e.g. are the dimensions
  • the holder (3) is designed as a dielectric filling body and the dielectric constant chosen to be correspondingly large, then also much smaller construction volumes can be realized. Although the Ohmic losses rise slightly, they are still only in the percentage range.
  • Phase control especially in the frequency range above 10 GHz, is then typically only a few grams. Added to this is the very low dissipation of the phase control according to the invention.
  • the heat input of the phase actuators is negligible because of the very low Ohmic losses. If electric motors are used as drive units, then their efficiency is typically> 95%, so that the
  • FIG. 7 A further advantageous embodiment of the invention is shown in FIG. 7.
  • the holder (3) is designed here as a star-shaped packing with a cylindrical outer contour.
  • four slots are provided for the pairs of polarizers (4a, 4b), as well as a central bore for the shaft (56).
  • the advantage lies in the simple production.
  • the polarizers (4a, 4b) can be inserted directly into the slots of the holder (3)
  • phase actuator (1) results.
  • the axis (56) can be glued directly into a hole in the holder (3) and connected to the drive unit (2).
  • the axis (56) is directly the axis of an electric motor, which thus directly the required
  • FIG. 1 A further development of the invention for direct processing of signals with linear polarization is shown in FIG.
  • the further development provides that in front of the phase actuator (1) at least one further polarizer (41) is mounted, which signals with linear polarization in signals with circular
  • Polarization can be transformed, and after the phase actuator (1) at least one further polarizer (42) is mounted, which signals of circular polarization in signals linear
  • the phase actuator (1) further consists of the holder (3) and the polarizers (4) and has a drive unit (2) which is designed and with the
  • Phase actuator (1) or the holder (3) is connected such that the holder (3) and the phase actuator (1) can be rotated.
  • FIG. 9 An incident wave of linear polarization (7a) with phase position ⁇ is converted by the polarizer (41) mounted in front of the phase actuator (1) into a signal with circular
  • Polarization (7b) then falls on the rotatable phase actuator (1) and becomes more linear from the polarizer (4a) into a wave
  • the spatially rotated signal of linear polarization is then transformed by the polarizer (4b) into a signal of circular polarization (7d) whose phase position now depends in a linear manner on the rotation of the phase actuator. Will the phase actuator rotated by an angle ⁇ , then the circular shaft (7d) has the phase position ⁇ + 2 ⁇ .
  • the double change 2 ⁇ is due to the co-rotation of the polarizers (4a) and (4b).
  • the signal circular polarization (7d) with phase angle ⁇ + 2 ⁇ is finally transformed back by the polarizer (42) into a signal with linear polarization (7e), which then also has the phase position ⁇ + 2 ⁇ .
  • the position of the vector of linear polarization of the shaft (7e) relative to the position of the polarization vector of the incident wave (7a) in the plane perpendicular to the propagation direction depends on the relative orientation of the two polarizers (5) and (6). If these are the same, then they are
  • Polarization vectors of the waves (7a) and (7e) are the same. If, on the other hand, the polarizers (5) and (6) are oriented differently, then the polarization vectors of the waves (7a) and (7e) form an angle which depends on the relative orientation of the waves
  • Polarizers (41) and (42) is determined.
  • Antenna applications may occur, one or both polarizers (41) and (42) to design rotatable and with its own
  • Phase actuator (1) are rotated, then the polarizer (41) can follow a rotation of the linear polarization (7a) of the incident wave. This creates a novel arrangement, with their Help simultaneously tracked the signal polarization and the phase angle of the signal can be adjusted.
  • FIG. 11 shows by way of example a phased array antenna with 4 antenna elements, which in its
  • Supply network (10) contains controllable phase actuators.
  • the signals of all four antenna elements are transmitted via the
  • Feed network (10) merged.
  • the control of the drives of the individual phase controls takes place e.g. through a
  • Microprocessor (11) Are the phase controls now using the microprocessor (11) set so that between the
  • Phase difference ⁇ shows the main beam of the
  • the antenna pattern of the array is in each state of
  • Group antenna i.e., at any time
  • the array antennas contain several thousand individual antennas, as e.g. In the frequency range above 10 GHz is typically the case, with the help of a Fast Fourier Transformation (FFT), the corresponding antenna pattern with relatively low computing power can be calculated very accurately.
  • FFT Fast Fourier Transformation
  • FIGS. 1 to 7 apply analogously also to those shown in FIGS. 8-10

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Description

Steuerbares Phasenstellglied für elektromagnetische Wellen
Die Erfindung betrifft ein steuerbares Phasenstellglied für elektromagnetische Wellen, insbesondere für den GHz- Frequenzbereich und insbesondere für Antennen.
Steuerbare Phasenstellglieder ("phase shifters") kommen m einer Vielzahl von HF-Systemen bei der Signalverarbeitung zur Anwendung . Ein wichtiges Anwendungsfeld sind dabei Antennen oder
Antennensysteme, wobei es dort hauptsächlich um die
phasenkohärente Überlagerung von Signalen geht.
So ist bekannt, dass mit Hilfe von steuerbaren Phasenstellgliedern ("phase shifters") das Antennendiagramm von stationären
Antennengruppen räumlich verändert werden kann. So lässt sich z.B. der Hauptstrahl in verschiedene Richtungen schwenken. Die
Phasenstellglieder verändern dabei die relative Phasenlage der Signale, die von verschiedenen einzelnen Antennen einer
Gruppenantenne empfangen oder gesendet werden. Wird die relative Phasenlage der Signale der einzelnen Antennen mit Hilfe der
Phasenstellglieder entsprechend eingestellt, dann zeigt die
Hauptkeule ("main beam") des Antennenrichtdiagramms der
Gruppenantenne in die gewünschte Richtung.
Bei Gruppenantennen auf mobilen Trägern wie etwa Fahrzeugen,
Flugzeugen oder Schiffen zum Beispiel hat die Phasensteuerung die Aufgabe, den Hauptstrahl der Gruppenantennen während der räumlichen Bewegung des mobilen Trägers immer optimal auf ein Ziel aus zurichten .
In umgekehrter Weise kann, wie etwa bei stationären Radarantennen, ein sich bewegendes Ziel mit Hilfe der Phasensteuerung verfolgt werden .
Die derzeit bekannten Phasenstellglieder sind meist aus
nichtlinearen Festkörpern ("solid State phase shifters"), meist Ferriten, Mikroschaltern (MEMS-Technologie, binäre Schalter) , oder Flüssigkristallen ("liquid cristals") aufgebaut.
Alle diese Technologien haben jedoch den Nachteil, dass sie zu einem oft erheblichen Signalverlust führen, da ein Teil der
Hochfrequenzleistung in den Phasenstellgliedern dissipiert wird. Insbesondere bei Anwendungen im GHz-Bereich sinkt die
Antenneneffizienz der Gruppenantennen dadurch stark ab.
Zudem sind phasengesteuerte Gruppenantennen, bei denen
herkömmliche Phasenstellglieder verwendet werden sehr teuer.
Insbesondere für zivile Anwendungen oberhalb von 10 GHz verhindert dies eine Verwendung.
Ein weiteres Problem stellen die Anforderungen an die genaue
Kontrolle des Antennendiagramms der Gruppenantennen dar. Werden die Gruppenantennen in Riehtfunkanwendungen mit Satelliten
eingesetzt, dann bestehen strenge Anforderungen an die
regulatorische Konformität des Antennendiagramms. Für jede
HauptStrahlrichtung muss im Sendebetrieb das Diagramm der
regulatorischen Maske gehorchen. Dies kann nur dadurch zuverlässig gewährleistet werden, dass zu jedem Zeitpunkt sowohl die Amplitude als auch die Phase jedes einzelnen Antennenelements der
Gruppenantenne bekannt ist.
Keine der derzeit bekannten Technologien für Phasenstellglieder erlaubt jedoch die zuverlässige instantane, d.h. sofortige, ohne Zusatzberechnung mögliche, Bestimmung der Phasenlage des Signals nach dem Phasenstellglied. Hierzu wäre es erforderlich den Zustand des Phasenstellglieds jederzeit zuverlässig bestimmen zu können. Dies ist jedoch praktisch weder bei Festkörper-, noch bei MEMS- oder Flüssigkristallphasenschiebern möglich.
Aus der DE 37 41 501 Cl ist Speisesystem für eine Antenne bekannt, das unterschiedliche polarisierte Wellen übertragen kann. Das Speisesystem verwendet einen festen 90° Phasenschieber und eine beweglichen 180° Phasenschieber, so dass die Phasenlage beider Wellen zueinander einstellbar ist. Die EP 0 196 081 A2 zeigt einen Hochfrequenz-Koppler mit mehreren sequenziell angeordneten
Phasenschiebern. Aus der DE 39 20 563 AI ist ein Speisesystem für eine Parabolantenne entnehmbar, das auf einer drehbaren Halterung montiert ist, und einen Polarisator und eine Polarisationsweiche enthält .
Die Aufgabe der Erfindung besteht daher darin, ein steuerbares Phasenstellglied, insbesondere im GHz-Frequenzbereich und
insbesondere für Antennen, zur Verfügung zu stellen, welches
1. die exakte Steuerung der relativen Phasenlage von Signalen erlaubt ,
2. keine, oder nur sehr geringe Verluste induziert,
3. zu jedem Zeitpunkt die instantane Bestimmung der Phasenlage eines anliegenden Signals zulässt und
4. kostengünstig realisierbar ist. Diese Aufgabe wird durch ein erfindungsgemäßes steuerbares Phasenstellglied und eine Antenne mit einer solchen
Phasenstellglied nach den Merkmalen der Ansprüche 1 bzw. 19 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen, der Beschreibung und den Figuren zu
entnehmen .
Ein erfindungsgemäßes steuerbares Phasenstellglied umfasst eine Antriebseinheit (2) und eine Halterung (3), an der mindestens zwei, in Einfallrichtung einer Welle hintereinander angeordnete Polarisatoren (4) angebracht sind. Jeder Polarisator (4) ist derart gestaltet, dass er ein zirkulär polarisiertes Signal in ein linear polarisiertes Signal umwandeln kann. Die Antriebseinheit (2) ist so ausgelegt, dass die Halterung (3) gedreht werden kann. Damit werden auch die Polarisatoren (4) gedreht und zwar um einen
Winkel, der frei wählbar ist und die Phase des Signals wie
gewünscht einstellt. Das Funktionsprinzip ist in Figur 1
erläutert, wobei die übrigen Figuren zeigen:
Figur 2 eine Phasenverschiebung einer zirkulären Welle, Figur 3 einen Polarisator in Draufsicht,
Figur 4 ein Phasenstellglied in einem Hohlleiter,
Figur 5 mehreren Phasenstellglieder innerhalb einer Antenne, Figur 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines
Phasenstellgliedes mit seitlich angeordneten
Antrieb,
Figur 7, weitere Ausführungsbeispiele eines
Phasenstellgliedes mit Polarisatorpaaren,
Figur 9-11 weitere Ausführungsbeispiele eines
Phasenstellgliedes mit zusätzlichen Polarisatoren und einer Phasenverschiebung einer zirkulären Welle. Die prinzipielle Funktionsweise der Erfindung ist in Fig. 2 dargestellt. Eine einfallende Welle (5a) mit zirkularer
Polarisation und Phasenlage φ wird durch den ersten Polarisator (4a) in eine Welle mit linearer Polarisation (5b) transformiert. Diese werden durch den zweiten Polarisator (4b) in eine Welle mit zirkularer Polarisation (5c) rückverwandelt.
Wird das Phasenstellglied (1) jetzt mit Hilfe der Antriebseinheit (2) um einen Winkel ΔΘ gedreht, dann rotiert der
Polarisationsvektor (5b) der linearen Welle zwischen den beiden Polarisatoren (4a) und (4b) in einer Ebene senkrecht zur
Fortpflanzungsrichtung mit. Da sich auch die Polarisatoren (4a) und (4b) ebenfalls mit drehen, hat die zirkuläre Welle (5c) , welche vom zweiten Polarisator (4b) generiert wird, jetzt eine Phasenlage von φ + 2 ΔΘ, wie aus Figur 2 ersichtlich ist.
Bedingt durch die Konstruktion des erfindungsgemäßen steuerbaren Phasenstellglieds ist die Abhängigkeit der Phasenwinkeldifferenz zwischen auslaufender (5c) und einlaufender (5b) zirkularer Welle von der Drehung des Phasenstellglieds (1) streng linear, stetig und streng 2n periodisch. Zudem kann jede beliebige Phasendrehung bzw. Phasenschiebung kontinuierlich durch die Antriebseinheit (2) eingestellt werden.
Da es sich beim Phasenstellglied (1) elektrodynamisch betrachtet vorteilhafterweise um ein rein passives Bauelement handelt, welches keinerlei nichtlineare Komponenten enthalten muss, ist seine Funktion vollständig reziprok. D.h., dass eine Welle, welche von unten nach oben durch das Phasenstellglied (1) läuft, in gleicher Weise in ihrer Phase gedreht wird wie eine Welle, welche von oben nach unten durch das Phasenstellglied (1) läuft.
Auch die Wellenimpedanz der Anordnung ist konstruktionsbedingt vollkommen unabhängig von der relativen Phasenlage von ein- und auslaufender Welle, was bei nichtlinearen Phasenschiebern wie etwa Halbleiterphasenschiebern oder Flüssigkristallphasenschiebern nicht der Fall ist. Dort ist die Wellenimpedanz von der relativen Phasenlage abhängig, was diese Bauteile schwierig zu steuern macht .
Die mindestens zwei Polarisatoren (4a) und (4b) sind vorzugsweise senkrecht zur Ausbreitungsrichtung der einfallenden Welle und parallel zueinander in der Halterung (3) angebracht. Die Drehachse (6) liegt vorzugsweise in Ausbreitungsrichtung der einfallenden Welle .
Das steuerbare Phasenstellglied arbeitet dabei praktisch
verlustlos, da bei entsprechender Auslegung die durch die
Polarisatoren (4a, b) und den dielektrischen Halter (3)
induzierten Verluste sehr klein sind. Bei Frequenzen von 20 GHz zum Beispiel betragen die gesamten Verluste weniger als 0,2 dB, was einer Effizienz von mehr als 95% entspricht. Konventionelle Phasenschieber dagegen haben typischerweise bei diesen Frequenzen bereits Verluste von mehreren dB.
Wird die Antriebseinheit (2) zudem mit einem Winkellagegeber ausgestattet oder ist sie selbst schon winkellagegebend (wie dies z.B. bei manchen Piezomotoren der Fall ist), so kann die
Phasenlage der auslaufenden Welle (5c) zu jedem Zeitpunkt
instantan exakt bestimmt werden. Wegen des einfachen Aufbaus des Phasenstellglieds (1) und der Tatsache, dass lediglich sehr einfach aufgebaute Antriebe (2) erforderlich sind, lässt sich die Phasensteuerung sehr
kostengünstig realisieren. Auch eine Reproduktion mit großen
Stückzahlen ist ohne weiteres möglich.
Als Antriebseinheiten (2) kommen dabei zum Beispiel sowohl
kostengünstige Elektromotoren, als auch Piezomotoren, oder
einfache Aktuatoren, die aus elektroaktiven Materialen aufgebaut sind, in Frage.
Die Polarisatoren (4a, b) können z.B. aus einfachen, ebenen
Mäanderpolarisatoren bestehen, welche auf ein Trägermaterial, z.B. eine hochfrequenztaugliche Platine, aufgebracht sind. Hergestellt werden können diese Polarisatoren durch bekannte Ätzverfahren oder durch additive Verfahren ("circuit printing").
Wie in Fig. 3 dargestellt, besitzen die mindestens zwei
Polarisatoren (4a) und (4b) vorzugsweise eine zur Achse (5) symmetrische Form.
Der in Fig. 3 dargestellte Polarisator (4a, b) ist als
Mäanderpolarisator ausgeführt. Wie dem Fachmann bekannt, gibt es jedoch auch eine Vielzahl von anderen möglichen Ausführungsformen von Polarisatoren für elektromagnetische Wellen, welche eine Welle zirkularer Polarisation in eine Welle linearer Polarisation transformieren können.
Für die Halterung (3) können dielektrische Materialien wie z.B. geschlossenzellige Schäume mit geringer Dichte, welche sehr geringe HF-Verluste aufweisen, aber auch Plastikmaterialien wie Polytetrafluorethylen (Teflon) oder Polyimide verwendet werden. Wegen der insbesondere bei Frequenzen oberhalb von 10 GHz geringen Größe des Phasenstellglieds im Bereich einer Wellenlänge, bleiben die HF-Verluste bei entsprechender Impedanzanpassung auch hier sehr klein.
Anhand der folgenden Figuren wird die Funktionsweise der Erfindung mittels mehrerer Ausführungsbeispiele erläutert.
In Fig. 4 ist schematisch in einer beispielhaften Anwendung ein Antennenelement (6) dargestellt, welchem eine erfindungsgemäße Phasensteuerung vorgeschaltet ist.
Im Sendebetrieb wird das Signal über eine Einkopplung (31) in das Hohlleiterstück (2) eingespeist. Das Signal passiert dann das Phasenstellglied (1) und wird über die Auskopplung (32) zum
Antennenelement (6) geleitet. Mit Hilfe des Antriebs (2), welcher mit Hilfe des Verbindungselements (33) das Phasenstellglied (1) im Hohlleiter dreht, kann die Phasenlage des Signals, das vom
Antennenelement (6) abgestrahlt wird, beliebig eingestellt werden.
Da die erfindungsgemäße Phasensteuerung konstruktionsbedingt vollständig reziprok arbeitet, erfolgt die Verarbeitung eines Empfangssignals in gleicher Weise: das vom Antennenelement (6) empfangene Signal wird mit Hilfe der Einkopplung (31) in den
Hohlleiter eingespeist. Das Signal passiert dann das
Phasenstellglied (1) und wird mit der Auskopplung (32) aus dem Hohlleiter ausgekoppelt. Die Phase des Empfangssignals kann mit Hilfe des Antriebs (2) wieder beliebig eingestellt werden. Direkt an der Auskopplung (32) kann auch bereits ein Empfangsverstärker angebracht werden, um z.B. Speisenetzwerkverluste auszugleichen. Das Verbindungselement (33) ist dabei als Achse ausgelegt und besteht bevorzugt aus einem nichtmetallischen, dielektrischen Material wie z.B. Kunststoff. Dies hat den Vorteil, dass
zylindrische Hohlraummoden nicht, oder nur sehr wenig gestört werden, wenn die Achse symmetrisch im Hohlleiter angebracht wird.
Die Einkopplungsstruktur (31) bzw. die Auskopplungsstruktur (32) kann dabei wie in Fig. 4 dargestellt als Schlaufe ausgelegt werden, so dass eine zylindrische Hohlraummode direkt angeregt wird. Es sind jedoch auch Ausführungsformen denkbar, bei denen zwei Signale mit orthogonal liegenden Stiften ein- bzw.
ausgekoppelt werden. Die Phasenlage der beiden Signale ist dann so, dass ebenfalls eine zylindrische Hohlraummode angeregt wird. Die Form des Hohlleiters ist vorzugsweise ein Hohlzylinder.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 5
schematisch dargestellt. Das Phasenstellglied (1), besteht aus den zwei Polarisationsplättchen (4a, 4b) und der Halterung (3) und ist in einem zylindrischen Hohlleiterstück (50) angebracht. Die
Halterung (3) ist fest mit dem Hohlleiterstück (50) verbunden. Das Hohlleiterstück (50) ist in einen weiteren zylindrischen
Hohlleiter (51) derart eingebracht, dass sich das Hohlleiterstück
(50) , in dem sich das Phasenstellglied (1) befindet, frei um die Hohlleiterachse (52) drehen kann. Eine Antriebseinheit (2) verfügt über eine Walze (53), so dass das Hohlleiterstück (50) und damit auch das Phasenstellglied (1) durch die Antriebseinheit (2) gedreht werden kann.
Läuft nun eine zylindrische Hohlleitermode durch den Hohlleiter
(51) , wobei es wegen der Reziprozität der Funktion der
erfindungsgemäßen Phasensteuerung auf die Ausbreitungsrichtung nicht ankommt, dann wird dieser Hohlleitermode ein Phasenwinkel aufgeprägt, welcher von der Winkelstellung des Phasenstellglieds linear abhängt. Durch Rotation des Hohlleiterstücks (50) und damit des Phasenstellglieds (1) mit Hilfe der Antriebseinheit (2) kann dieser Phasenwinkel beliebig eingestellt werden.
In der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform ist die Halterung (3) als dielektrischer Füllkörper, welcher das Hohlleiterstück (50) vollständig ausfüllt, und in welchen die Polarisatoren (4a, 4b) eingebettet sind, ausgeführt. Das Hohlleiterstück (50) ist mit einem äußeren Zahnkranz (54) ausgestattet, so dass über die
Zahnradkupplung (55) die Antriebseinheit (2) das Hohlleiterstück (50) samt Phasenstellglied (1) drehen kann.
Die Polarisatoren (4a, 4b) sind hier als zwei Paare ausgeführt. Dies kann den Vorteil höherer Polarisationsentkopplung und/oder größerer Frequenzbandbreite haben. Die Polarisatoren eines Paars haben dabei einen Abstand voneinander, der wesentlich kleiner als eine Wellenlänge ist. Beide Paare sind voneinander um etwa die halbe Wellenlänge beabstandet, um eine Verkopplung beider
Polarisatoren zu reduzieren.
Für Anwendungen im Frequenzbereich größer 20 GHz können darüber hinaus Ausführungsformen vorteilhaft sein, welche über mehr als 4 Polarisatoren verfügen.
Wenn die Halterung als dielektrischer Füllkörper ausgeführt ist, welcher ein Hohlleiterstück vollständig ausfüllt, dann ist es zudem denkbar, den dielektrischen Füllkörper an seiner Außenseite, dort wo er das Hohlleiterstück (50) berührt, zu metallisieren. Dies ist von Vorteil, wenn das Bauteil sehr leicht sein soll, weil dann das Hohlleiterstück (50) entfallen kann. Auch sind Ausführungsformen denkbar, bei denen die Umwandlung der Signalpolarisation nicht durch ebene Polarisatoren bzw.
Polarisationsplättchen sondern z.B. durch räumlich in der
Halterung verteilte Strukturen erfolgt (z.B. Septum-Polaristoren) . Für die Funktion der Erfindung kommt es lediglich darauf an, dass diese Strukturen eine einfallende Welle mit zirkularer
Polarisation zunächst in eine Welle mit linearer Polarisation transformieren und anschließend in eine Welle mit zirkularer
Polarisation zurücktransformieren können.
Die in den Figuren 4, 5 und 6 dargestellten Ausführungsformen lassen sich wegen ihres geringen Bauraumbedarfs typischerweise problemlos in die Speisenetzwerke von Gruppenantennen integrieren. Bei einer Frequenz von 20 GHz z.B. liegen die Abmessungen
typischerweise im Bereich kleiner als eine Wellenlänge, d.h. ca. lern x lern. Wird die Halterung (3) als dielektrischer Füllkörper ausgelegt und die Dielektrizitätszahl entsprechend groß gewählt, dann können auch sehr viel kleinere Bauvolumina realisiert werden. Die Ohmschen Verluste steigen dann zwar leicht an, liegen aber immer noch lediglich im Prozentbereich.
Auch das Gewicht des steuerbaren Phasenstellglieds ist
typischerweise sehr klein. Werden die Polarisatoren in
Dünnschichttechnologie auf dünnen HF-Substraten ausgeführt, und wird die Halterung aus geschlossenzelligem Schaum hergestellt, dann beträgt das Gewicht des Phasenstellglieds typischerweise nur wenige Gramm. Daher sind auch für die Antriebseinheit nur sehr kleine und leichte Aktuatoren, wie etwa Mikro-Elektromotoren, erforderlich. Das Gewicht solcher Mikro-Elektromotoren liegt ebenfalls im Grammbereich. Das Gewicht einer einzelnen
Phasensteuerung, insbesondere im Frequenzbereich oberhalb von 10 GHz, liegt dann bei typischerweise nur einigen Gramm. Hinzu kommt die sehr geringe Dissipation der erfindungsgemäßen Phasensteuerungen. Der Wärmeeintrag der Phasenstellglieder ist wegen der sehr geringen Ohmschen Verluste vernachlässigbar. Werden Elektromotoren als Antriebseinheiten verwendet, dann beträgt deren Wirkungsgrad typischerweise > 95%, so dass auch die
Antriebseinheiten praktisch keinen Wärmeeintrag hervorrufen. Zudem liegt die Leistungsaufnahme etwa von Mikro-Motoren lediglich im mW-Bereich .
Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 7 dargestellt. Die Halterung (3) ist hier als sternförmiger Füllkörper mit zylindrischer Außenkontur ausgeführt. Zusätzlich sind vier Schlitze für die Paare von Polarisatoren (4a, 4b) vorgesehen, sowie eine zentrale Bohrung für die Achse (56) .
Der Vorteil liegt in der einfachen Fertigung. Die Polarisatoren (4a, 4b) können direkt in die Schlitze der Halterung (3)
eingeklebt werden, was ohne weitere Verfahrensschritte ein
erfindungsgemäßes Phasenstellglied (1) ergibt. Ebenso kann die Achse (56) direkt in eine Bohrung in der Halterung (3) eingeklebt und mit der Antriebseinheit (2) verbunden werden.
Es ist zudem denkbar, dass die Achse (56) unmittelbar die Achse eines Elektromotors ist, welche damit direkt die geforderte
Verbindung mit dem Phasenstellglied (1) herstellt und somit alle funktionalen Anforderungen erfüllen kann.
Auch anderer, z.B. zylindrische oder im Querschnitt dreiecks- oder kreuzförmige, dielektrische Füllkörper sind denkbar. Eine Weiterentwicklung der Erfindung zur direkten Verarbeitung von Signalen mit linearer Polarisation ist in Fig. 8 dargestellt. Die Weiterentwicklung sieht vor, dass vor dem Phasenstellglied (1) mindestens ein weiterer Polarisator (41) angebracht ist, welcher Signale mit linearer Polarisation in Signale mit zirkularer
Polarisation transformieren kann, und nach dem Phasenstellglied (1) mindestens ein weiterer Polarisator (42) angebracht ist, welcher Signale zirkularer Polarisation in Signale linearer
Polarisation transformieren kann.
Das Phasenstellglied (1) besteht erfindungsgemäß weiterhin aus der Halterung (3) und den Polarisatoren (4) und verfügt über eine Antriebseinheit (2), welche derart ausgelegt ist und mit dem
Phasenstellglied (1) bzw. der Halterung (3) derart verbunden ist, dass die Halterung (3) bzw. das Phasenstellglied (1) gedreht werden kann.
Die Funktionsweise der Weiterentwicklung der Erfindung ist in Fig. 9 dargestellt. Eine einfallende Welle linearer Polarisation (7a) mit Phasenlage φ wird durch den vor dem Phasenstellglied (1) angebrachten Polarisator (41) in ein Signal mit zirkularer
Polarisation (7b) transformiert. Die Welle mit zirkularer
Polarisation (7b) fällt dann auf das drehbare Phasenstellglied (1) ein und wird vom Polarisator (4a) in eine Welle linearer
Polarisation (7c) transformiert. Wird das Phasenstellglied
gedreht, dann dreht sich der Feldvektor (bzw. die E- und H-Feld Vektoren) der linearen Polarisation (7c) entsprechend in einer Ebene senkrecht zur Fortpflanzungsrichtung der Welle mit. Das so räumlich gedrehte Signal linearer Polarisation wird dann durch den Polarisator (4b) in ein Signal zirkularer Polarisation (7d) transformiert, dessen Phasenlage nun in linearer Weise von der Drehung des Phasenstellglieds abhängt. Wird das Phasenstellglied um einen Winkel ΔΘ gedreht, dann besitzt die zirkuläre Welle (7d) die Phasenlage φ + 2 ΔΘ . Die doppelte Änderung 2 ΔΘ ist dabei durch die Mitdrehung der Polarisatoren (4a) und (4b) bedingt. Das Signal zirkularer Polarisation (7d) mit Phasenwinkel φ + 2 ΔΘ wird durch den Polarisator (42) schließlich in ein Signal mit linearer Polarisation (7e) zurücktransformiert, welches dann ebenfalls die Phasenlage φ + 2 ΔΘ besitzt.
Die Lage des Vektors der linearen Polarisation der Welle (7e) relativ zur Lage des Polarisationsvektors der einfallenden Welle (7a) in der Ebene senkrecht zu Fortpflanzungsrichtung hängt von der relativen Orientierung der beiden Polarisatoren (5) und (6) ab. Sind diese gleich orientiert, dann sind die
Polarisationsvektoren der Wellen (7a) und (7e) gleich. Sind dagegen die Polarisatoren (5) und (6) unterschiedlich orientiert, dann schließen die Polarisationsvektoren der Wellen (7a) und (7e) einen Winkel ein, der von der relativen Orientierung der
Polarisatoren (41) und (42) bestimmt ist.
Es ist deshalb denkbar, z.B. dann wenn die Signalpolarisation nachgeführt werden muss, was in bestimmten mobilen
Antennenanwendungen vorkommen kann, einen oder beide Polarisatoren (41) bzw. (42) drehbar auszugestalten und mit einer eigenen
Antriebseinheit zu versehen.
Wird z.B. der Polarisator (41) drehbar mit einer eigenen
Antriebseinheit ausgestaltet, der Polarisator (42) nicht drehbar ausgestaltet, und kann der Polarisator (41) unabhängig vom
Phasenstellglied (1) gedreht werden, dann kann der Polarisator (41) eine Drehung der linearen Polarisation (7a) der einfallenden Welle folgen. Damit entsteht eine neuartige Anordnung, mit deren Hilfe simultan die Signalpolarisation nachgeführt und die Phasenlage des Signals eingestellt werden kann.
Wie in Fig. 10 dargestellt funktioniert die Weiterentwicklung der Erfindung konstruktionsbedingt auch für zwei Signale mit
orthogonaler linearer Polarisation. Zu beachten ist hier lediglich die Festlegung der Konvention für den Drehsinn des Phasenwinkels bei der rechts- bzw. linkspolarisierten Welle.
Aus Fig. 10 wird zudem deutlich, dass die Funktion der
Phasensteuerung nach Fig. 1 unabhängig davon ist ob eine links- oder rechtszirkulare Welle einfällt. Wegen der Reziprozität und der Linearität der Funktion gilt dies auch für jede Überlagerung bzw. auch dann, wenn Wellen unterschiedlicher Zirkularität
simultan einfallen.
In Fig. 11 ist exemplarisch eine phasengesteuerte Gruppenantenne mit 4 Antennenelementen dargestellt, welche in ihrem
Speisenetzwerk (10) steuerbare Phasenstellglieder enthält.
Die Signale aller vier Antennenelemente werden über das
Speisenetzwerk (10) zusammengeführt. Die Steuerung der Antriebe der einzelnen Phasensteuerungen erfolgt z.B. durch einen
Mikroprozessor (11). Werden die Phasensteuerungen nun mit Hilfe des Mikroprozessors (11) so eingestellt, dass zwischen den
Signalen der Einzelelemente eine konstante relative
Phasendifferenz Δφ besteht, dann zeigt der Hauptstrahl der
Gruppenantenne in eine bestimmte, von der Phasendifferenz Δφ abhängige Richtung.
Da über das Speisenetzwerke (10) die Amplitudenrelationen der gesendeten bzw. empfangenen Signale der Einzelantennen genau bekannt sind und zusätzlich über die Phasensteuerungen die Phasenlage jedes dieser Signale genau bestimmbar ist, ist das Antennendiagramm der Gruppenantenne in jedem Zustand der
Gruppenantenne (d.h. auch zu jedem beliebigen Zeitpunkt)
vollständig deterministisch bestimmt.
Wenn die erforderliche Rechenleistung im Mikroprozessor (11) oder an einer anderen Stelle des Antennensystems zur Verfügung steht, ist es daher sogar möglich, das gesamte Antennendiagramm zu jedem Zeitpunkt mit sehr hoher Genauigkeit analytisch zu berechnen. Dies stellt, insbesondere im Hinblick auf die typischerweise in zivilen Anwendungen geforderte regulatorische Konformität des
Antennendiagramms, einen wesentlichen Vorteil erfindungsgemäßer Anordnungen dar.
Auch wenn die Gruppenantennen mehrere tausend Einzelantennen beinhalten, wie dies z.B. im Frequenzbereich oberhalb von 10 GHz typischerweise der Fall ist, kann mit Hilfe einer Fast Fourier Transformation (FFT) das entsprechende Antennendiagramm mit relativ geringer Rechenleistung sehr genau berechnet werden.
Entsprechend schnelle FFT Algorithmen sind hinlänglich bekannt.
Die beschriebenen Ausführungsformen der Fig. 1 bis 7 gelten in analoger Weise auch für die in Fig. 8 - 10 gezeigte
Weiterentwicklung der Erfindung, so dass eine Vielzahl von
Variationen und Kombinationen möglich ist. Bezugs zeichen
Phasenstellglied 1
Antriebseinheit 2
Halterung 3
Polarisatoren 4, 4a,
Drehachse 5
Antennenelement 6
Speisenetzwerk 10
Mikroprozessor 11
Auskopplung 31
Einkopplung 32
Ver indungselement 33
Zusätzlichen Polarisatoren 41, 42
Hohlleiterstück 50
Hohlleiter 51
Hohlleiterachse 52
Walze 53
Zahnkranz 54
Zahnradkupplung 55
Achse 56

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Steuerbares Phasenstellglied (1) für elektromagnetische Wellen, mit
einer Antriebseinheit (2),
einer Halterung (3) , und
mindestens zwei Polarisatoren (4),
wobei
die mindestens zwei Polarisatoren (4) an der Halterung (3)
angebracht sind,
jeder Polarisator (4) zur Umwandlung eines zirkulär polarisiertes Signals in ein linear polarisiertes Signal ausgelegt ist, und die Antriebseinheit (2) mit der Halterung (3) derart verbunden ist, dass die Polarisatoren (4) gedreht werden können.
2. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach Anspruch 1, wobei die Polarisatoren (4) senkrecht zur Ausbreitungsrichtung einer
einfallenden Welle und parallel zueinander an der Halterung (3) angebracht sind.
3. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Halterung (3) um eine Achse, welche in
Ausbreitungsrichtung einer einfallenden Welle liegt, gedreht werden kann.
4. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Polarisatoren (4) und/oder die Halterung (3) einen zur Drehachse der Halterung (3) rotationssymmetrische Form aufweisen .
5. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Polarisatoren (4) als Mäanderpolarisatoren oder als Septum-Polarisatoren ausgelegt sind.
6. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Halterung (3) über eine Achse verfügt, und diese Achse mit der Antriebseinheit (2) verbunden ist.
7. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Halterung (3) aus einem Kunststoff besteht.
8. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Halterung (3) aus geschlossenzelligem Schaum besteht .
9. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einer achsensymmetrischen Form.
10. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Antriebseinheit (2) einen Elektromotor oder einen Piezomotor enthält.
11. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Antriebseinheit (2) einen Aktuator enthält, welcher elektroaktive Materialen beinhaltet.
12. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einem Winkellagegeber, der die Winkelstellung der Halterung (3) bestimmt.
13. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Halterung (3) in einem zylinderförmigen
Hohlleiter angebracht ist.
14. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach Anspruch 13, wobei die Halterung (3) mit dem Hohlleiter fest verbunden ist, der
Hohlleiter drehbar und mit der außerhalb des Hohlleiters liegenden Antriebseinheit (2) derart verbunden ist, dass die Antriebseinheit den Hohlleiter und die innenliegende Halterung (3) drehen kann.
15. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Polarisatoren (4) aus jeweils zumindest einem zueinander parallel angeordneten Polarisationspaare (4a, 4b) bestehen, wobei deren Abstand wesentlich kleiner als die
Wellenlänge ( λ ) ist.
16. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Abstand der Polarisatoren (4) ca. die halbe Wellenlänge ( λ ) beträgt.
17. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Halterung (3) ein dielektrischer Füllkörper ist, der an seinen Außenseiten metallisiert ist.
18. Steuerbares Phasenstellglied (1) für elektromagnetische Wellen nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit zwei zusätzlichen Polarisatoren (41, 42), die in Ausbreitungsrichtung einer
einfallenden Welle vor bzw. hinter den Polarisatoren (4)
angebracht sind und jeder der zusätzlichen Polarisatoren (41, 42) derart ausgelegt ist, dass er ein zirkulär polarisiertes Signal in ein linear polarisiertes Signal umwandeln kann.
19. Steuerbares Phasenstellglied (1) nach Anspruch 18, wobei mindestens einer der Polarisatoren (41, 42) drehbar ausgestaltet ist und über eine Antriebseinheit verfügt, mit welcher er
unabhängig von der Halterung (3) gedreht werden kann.
20. Antenne mit einem steuerbares Phasenstellglied (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das steuerbare
Phasenstellglied (1) in eine Speisestruktur ("feeding structure") der Antenne eingebracht ist.
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