EP2553761A1 - Wellenleiterantenne für eine radarantennenanordnung - Google Patents

Wellenleiterantenne für eine radarantennenanordnung

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EP2553761A1
EP2553761A1 EP11715864A EP11715864A EP2553761A1 EP 2553761 A1 EP2553761 A1 EP 2553761A1 EP 11715864 A EP11715864 A EP 11715864A EP 11715864 A EP11715864 A EP 11715864A EP 2553761 A1 EP2553761 A1 EP 2553761A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
waveguide
mode
antenna according
bottom plate
waveguide antenna
Prior art date
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Application number
EP11715864A
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English (en)
French (fr)
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EP2553761B1 (de
Inventor
Arnold MÖBIUS
Wolfgang Fey
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Aumovio Microelectronic GmbH
Original Assignee
Conti Temic Microelectronic GmbH
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Filing date
Publication date
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Publication of EP2553761A1 publication Critical patent/EP2553761A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP2553761B1 publication Critical patent/EP2553761B1/de
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Anticipated expiration legal-status Critical

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/03—Details of HF subsystems specially adapted therefor, e.g. common to transmitter and receiver
    • G01S7/032—Constructional details for solid-state radar subsystems
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/27—Adaptation for use in or on movable bodies
    • H01Q1/32—Adaptation for use in or on road or rail vehicles
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/20—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/28—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave comprising elements constituting electric discontinuities and spaced in direction of wave propagation, e.g. dielectric elements or conductive elements forming artificial dielectric

Definitions

  • the invention relates to a waveguide antenna for a radar antenna arrangement, in particular for use in motor vehicles.
  • Such antennas are known, for example, from US Pat. No. 5,572,228, which are realized in a mechanically pivoting manner in which they rotate a surface-structured drum in the immediate vicinity of a dielectric waveguide.
  • the surface structuring of the drum is carried out by individual metal strips, the distance of which is determined by the rotation of the
  • Drum changed in the region of the dielectric waveguide. This causes a rotation angle-dependent power extraction via a so-called leaky wave from the dielectric waveguide.
  • the decoupled power is distributed in space in the form of a radiation writable by a directional antenna characteristic.
  • the polarization of the radiated wave is oriented parallel to the metal strip present on the drum.
  • an alternative waveguide type is used, which is arranged in the vicinity of an interference structure, such as a surface-structured drum.
  • the waveguide has spaced metallic surfaces, between which a dielectric medium is arranged.
  • the electromagnetic wave is coupled in between the metallic surfaces in the longitudinal direction.
  • the metallic surfaces extend in the longitudinal direction, are open to a first transverse direction to the interfering structure and to the opposite side and spaced from each other in a second transverse direction, wherein the second transverse direction is perpendicular to both the first transverse direction and the longitudinal direction of the waveguide.
  • Such a waveguide has large ohmic lighten up.
  • An increased number of components leads to an increase in manufacturing costs and causes due to the rotating roller a susceptible application of the antenna.
  • the rotating roller necessitates a reduction of manufacturing tolerances and mechanical loads, so that the production outlay additionally increases and such a waveguide is cost-intensive.
  • a metallic waveguide leads a radar wave of a first mode and radiation of the radar wave in a second mode different from the first mode takes place from the waveguide by structural elements.
  • the waveguide extends in an x-direction and limits the propagation of the radar wave in the first
  • Mode in the x direction an interior, in which the structural elements extend.
  • the structure elements act on the radar wave guided in the waveguide in the first mode as impurities, at which part of the guided power is converted into the second mode and coupled out, thereby obtaining a phased array antenna. It has been found that with a suitably spaced arrangement of the structural elements along the x-direction, it is possible to selectively decouple the power from the first mode from the radar wave guided in the waveguide into the second mode. For this purpose, a distance of neighboring structural elements be greater than half the free space wavelength of the first mode radar wave.
  • the waveguide wavelength can be smaller than the free space wavelength and the distance of the adjacent structural elements in this case must be greater than half a waveguide wavelength.
  • the structure elements along the x-direction, different emission directions of the emitted wave in the second mode can be adjusted in accordance with the phase assignments produced thereby.
  • a plane of symmetry is rotated by 90 ° with respect to the first output mode.
  • the structural elements having a transverse axis are arranged obliquely such that their transverse axis and the longitudinal axis of the waveguide form an acute angle.
  • a waveguide antenna according to claim 3 ensures constant radiation properties on the structural elements.
  • a waveguide arrangement according to claim 4 has a robust construction and can be produced inexpensively.
  • the use of ribs as structural elements enables the integrated fabrication of the structural elements on sidewalls of the waveguide.
  • Structural elements which are designed in accordance with a waveguide antenna according to claim 5, on the one hand enable the coupling according to the invention of the guided in the waveguide radar wave and at the same time the suppression of so-called diffraction lobes, which are also referred to as Grating praise.
  • Grating praise can occur when the wavelength of the guided in the waveguide radar wave is greater than or equal to the free space wavelength.
  • a waveguide antenna according to claim 6 enables a rotation of the plane of symmetry of the decoupled second mode with respect to the guided in the waveguide first mode.
  • the wavelength of the radar wave guided in the waveguide is shortened in relation to that of the free space for the purpose of suppressing gratings.
  • a dielectric or periodically arranged diaphragms are provided in the waveguide.
  • a waveguide antenna according to claim 8 is robust.
  • such a waveguide antenna has a high mechanical strength.
  • a waveguide antenna according to claim 9 can be easily and inexpensively manufactured by the structural elements are arranged on the bottom plate.
  • the radar wave guided in the waveguide in particular a TEIO mode, can not escape even through an opening of the waveguide arranged at an upper end.
  • the radar wave fed in the x-direction is trapped in the waveguide and radiates no power except through the structural elements.
  • the shaping of the radiated radar wave is further improved in the y direction.
  • a constructive superimposition of the radiated second mode can take place in only a few and in particular in only one direction.
  • the manufacturing process is further simplified, so that the production of such a waveguide antenna can be cost-reduced.
  • a non-periodic arrangement of structural elements of a waveguide antenna according to claim 13 undesirable, contrary to a propagation direction of the radar wave fed into the waveguide in the first mode occurring constructive overlays can be suppressed.
  • the non-periodic arrangement of the structural elements is also referred to as jittering.
  • Fig. 2 is a sectional view in parallel to an x-z plane
  • FIG. 3 is a perspective view of a bottom plate according to a further exemplary embodiment of a waveguide antenna according to FIG. 1, FIG.
  • FIG. 4 is a perspective view corresponding to FIG. 1 of a waveguide antenna according to a further exemplary embodiment, FIG.
  • FIG. 5 is a perspective view of a waveguide antenna according to another exemplary embodiment with a aufminden on a bottom plate waveguide in a non-connected state
  • Fig. 6 is a sectional view in parallel to a y-z plane
  • FIG. 7 shows a representation corresponding to FIG. 5 of the waveguide antenna in a connected state of waveguide and base plate, FIG.
  • Fig. 8 is a sectional view in parallel to a y-z plane
  • FIG. 9 is an enlarged view of a connection of the waveguide to the bottom plate detail IX in FIG. 8, 10 is a schematic representation of a plurality of waveguide antennas according to a further embodiment with a waveguide, egg ner bottom plate and a cover, Fig. 11 is a sectional view in parallel to a yz plane
  • FIG. 12 is a sectional view corresponding to FIG. 11 of a further embodiment with a cover placed on a plurality of waveguide antennas,
  • FIG. 13 is an enlarged detail view according to FIG. 12 for illustrating the connection of the cover to the waveguide antennas
  • FIG. 14 is a sectional view corresponding to FIG. 11 of a further embodiment of a waveguide antenna.
  • the waveguide antenna 1 and 2 show a first embodiment of a waveguide antenna 1 for a radar antenna arrangement, which can be used in particular in motor vehicles for a distance determination and / or distance monitoring.
  • the waveguide antenna 1 is integrated into the radar antenna arrangement in a manner known per se.
  • the waveguide antenna 1 has a metallic waveguide 2, which extends in an x-direction and has a longitudinal axis 3 running parallel to the x-direction.
  • the waveguide 2 limits an inner space 4 to propagate a radar wave of a first mode in the x direction.
  • the radar wave in the first mode propagates in the inner space 4 with a waveguide wavelength ⁇ 1 .
  • the waveguide antenna 1 according to the exemplary embodiment shown is particularly suitable for guiding the fundamental mode TE10 in the waveguide 2.
  • the waveguide 2 has a substantially U-shaped cross-section oriented in a z-direction that is perpendicular to the x-direction and has two symmetrically opposite side walls 5, which are of identical design.
  • the side walls 5 have with respect to the vertical z-direction in each case a lower side wall portion 6 and integrally formed thereon upper side wall portion 7 having a greater wall thickness s 2 along a direction perpendicular to both the x-direction and z-direction y-direction has as a wall thickness S of the lower side wall portion 6.
  • the interior 4 is tapered along the z-direction upwards.
  • the waveguide 2 with an essentially rectangular outer contour has an opening 8 at an upper end, it can extend along the x-direction in FIG.
  • Waveguide 2 propagating TEIO mode of the radar wave do not emerge from the waveguide 2 through the opening 8. Thus, no power of the radar wave is radiated through the opening 8.
  • the waveguide antenna 1 is formed with the waveguide 2 substantially symmetrically to a symmetry plane S parallel to the x-z plane.
  • the waveguide 2 is fixedly connected at one of the opening 8 arranged opposite bottom with a bottom plate 9, for example by gluing or Angalvantician, so that the waveguide 2 is sealed down to the bottom.
  • the bottom plate has a rectangular cross section and is adapted in shape to the waveguide 2.
  • the waveguide 2 has a plurality of structural elements in the form of ribs 10 arranged in the x-direction and extending into the interior 4.
  • the ribs 10 each have a transverse axis 11 which encloses an acute angle with the longitudinal axis 3.
  • the ribs 10 connect the two opposite side walls 5 and are integrally formed according to the embodiment shown in Figs. 1 and 2 to the side walls 5. It is also possible that the ribs 10 are produced independently of the side walls 5 and then connected to these.
  • the ribs 10 serve to selectively decouple the guided in the waveguide 2 along the x-direction TEIO mode from the waveguide 2 by conversion to another mode, preferably in the TEO 1 mode.
  • the radar wave propagates in the second mode with a waveguide wavelength ⁇ 2 , which is generally different from the waveguide wavelength ⁇ of the radar wave in the first mode.
  • a symmetry plane of the TEIO mode is rotated by 90 °, which means that a transverse direction 12, which is parallel to the z direction, has a symmetrical field distribution of the TEIO mode. Mode is converted into an asymmetrical field distribution along the transverse direction 12 of the TEO 1 mode.
  • the ribs 10 are asymmetrical with respect to a direction of propagation 13 of the radar wave of the TEIO mode which is parallel to the x-direction, ie arranged obliquely, in that the transverse axis 11 encloses a sharp angle with the longitudinal axis 3.
  • the TEO1 mode is emitted from the waveguide 2 in the xz plane.
  • the emission direction of the TEO1 mode is in an angular range of ⁇ 20 ° about the z axis. If the TEO1 mode is emitted from the waveguide 2, the radar shaft again shows the free space Wavelength ⁇ 0 .
  • the waveguide wavelength ⁇ 2 can be influenced such that it corresponds approximately to the free space wavelength ⁇ 0 .
  • the ribs 10 are arranged for specific conversion of the first mode, for example, the TEIO mode, in a different second mode, for example, the TEOl mode, the radar wave and for coupling the second mode from the waveguide 2 in the x-direction spaced from one another , In this case, at least some adjacent ribs 10 may be arranged in the x-direction with a periodic distance d p to each other.
  • adjacent fins 10 have a non-periodic distance d ap in the x-direction, which deviates by less than 5% from the periodic distance d p according to the illustrated embodiment.
  • periodic arrangement of the ribs 10 it is achieved that the radiated radar wave is structurally superimposed in the TEO1 mode in only a few, and in particular in only one direction.
  • periodic distance d p which corresponds to an integer multiple of the half waveguide wavelength ⁇ radar wave in the first mode, constructive overlaps may occur, which counter to the propagation direction 13 of the radar wave of the TEIO Counteract mode.
  • the ribs 10 are at least partially along the x-direction with slightly varying distances d ap each other and thus arranged non-periodically.
  • the distances d p and d ap are greater than half the first wavelength ⁇ Waveguide ⁇ ⁇ 2 the radar wave of the first mode, so the mode Teio or greater than half the free-space wavelength ⁇ 0/2.
  • the ribs 10 have a perpendicular to the transverse axis 11 oriented rectangular cross section, wherein a structural height H along the transverse axis 11 of the ribs 10 is constant.
  • the grooves 10a are also arranged along the x-direction at periodic intervals d p and non-periodic distances d ap . It is also possible that the structural elements are provided in the form of ribs, not shown, on the bottom plate 9a, wherein these ribs protrude into the interior of the waveguide. In the following, a further embodiment of the invention will be described with reference to FIG. Structurally identical parts are given the same reference numerals as in the first embodiment, to the description of which reference is hereby made. Constructively different borrowed, but functionally similar parts receive the same reference numerals with trailing b. As in the first embodiment, the structural elements are provided as ribs 10b on the waveguide 2b. According to the embodiment shown in Fig. 4, the ribs 10b are formed with respect to the transverse axis 1 lb as a two-stage rib. The ribs 10b are designed in two stages such that the ribs 10b extend along the x-axis.
  • the T-shaped cross section of the rib 10b formed by the structural heights H 2 and H max also has constant structural heights H 2 , H max along the transverse axis I Ib.
  • the ribs 10b are integrally formed on the waveguide 2, which is milled, for example, from a metallic block.
  • the ribs 10b are arranged inclined with respect to the transverse direction 12, so that the transverse axes Ib and the longitudinal axis 3 of the waveguide 2b form an acute angle. Due to the two-stage design of the ribs 1 Ob it is on the one hand possible to decouple the radar wave with the second mode from the waveguide 2b of the waveguide antenna lb and at the same time to suppress the so-called Grating praise.
  • the ribs 10 b are provided on inner sides 14 of the oppositely disposed side walls 5 b. Along the x-direction, the ribs 10b are arranged offset on the opposite side walls 5b, so that as a result, the asymmetrical arrangement of the structural elements necessary for the conversion and decoupling of the TEIO mode into the TEO 1 mode is ensured.
  • the cross section of the waveguide 2b and thus the interior 4b are designed substantially hourglass-shaped, in which the side walls 5b each have a directed towards the interior 4b bulge 15th
  • Such a design of the waveguide 2b with the corresponding inner space 4b serves, on the one hand, for improved guidance of the TEIO mode inserted in the x direction and, on the other hand, adjustment of a defined characteristic of the radiated TEO1 mode, both in its propagation direction and in its direction azimuthal direction.
  • the shaping of the characteristic of the radiated TEO 1 mode in the azimuthal direction can be improved by designing the cross section of the waveguide 2 b with the interior 4 b.
  • the waveguide 2b For the beam shaping of the guided in the waveguide 2b radar wave in the TEIO mode in the transverse direction 12, the waveguide 2b has an opening 8b towards increasing cross-section. Due to its curved contour, this section of waveguide 2b is referred to as non-linear output taper 16.
  • the two side walls 5b are integrally connected to one another via a rear wall 17. It is also possible that at ends connected to the rear wall 17 opposite ends of the side walls 5b connects a so-called transition segment to the waveguide 2b. In this case, the side walls 5b are additionally connected by a front wall, not shown, having an opening for feeding in the radar shaft.
  • FIGS. 5 to 9 Structurally identical parts are given the same reference numerals as in the first embodiment, to the description of which reference is hereby made. Constructively different, but functionally similar parts receive the same reference numerals with a c.
  • the waveguide 2c can be frictionally and positively connected to the base plate 9c. It is also possible that the waveguide 2c with the bottom plate 9c is either non-positively or positively connected.
  • the bottom plate 9c has a bottom plate profile 19 extending away from an upper side 18 of the bottom plate 9c, which cooperates with a corresponding waveguide profile 20 for frictional and / or positive connection of the waveguide 2c to the bottom plate 9c. In a corresponding to FIGS. 5 and 6 not connected state of the waveguide 2c with the bottom plate 9c, both the bottom plate profile 19 and the waveguide profile 20 can be seen.
  • the bottom plate profile 19 comprises the structural elements in the form of ribs 10c, which are arranged in the x-direction and extend into the internal space 4c and are formed as two-stage ribs symmetrical with respect to their transverse axis 11c.
  • the ribs 10c are arranged offset on the opposite side walls 5c along the x direction and, as already described above, are arranged at periodic intervals d p and / or non-periodic distances d ap spaced from each other.
  • the waveguide profile 20 is disposed at the lower, the bottom plate 9 c facing ends of the side walls 5 c.
  • the waveguide profile 20 comprises two parallel to the x-direction and spaced from each other arranged mounting rows 21, the 22c to the ribs 10c and arranged between spaced-apart ribs openings 22 corresponding recesses 23 and fastening webs 24 have.
  • the waveguide profile 20 is located with an interior 4c facing the inside 25 on a the interior 4c from facing outside 26 of the bottom plate profile flat.
  • the fastening webs 24 of the waveguide profile 20 engage in the openings 22 between adjacent ribs 10c.
  • the waveguide 2c is positively connected to the bottom plate 9c in the x-direction.
  • the openings 22 are open in the z-direction upwards, so that the waveguide 2c can be used with the fastening webs 24 from above against the z-direction in the openings 22.
  • the waveguide antenna lc is made of plastic. By metallizing the plastic, the beam guidance in the waveguide antennas 1c is achieved. Because the waveguide antenna 1c is made of plastic, the side walls 5c have an elasticity required for the mounting operation of the waveguide 2c on the bottom plate 9c.
  • the elasticity of the side walls 5 c is required because a distance y H of the mounting rows 21 on the oppositely disposed side walls 5 c is smaller than an extension y B of the bottom plate profile 19 in the y direction. This means that by placing from above against the z-direction of the waveguide 2c on the bottom plate 9c, the side walls 5c by the ribs 10c of the bottom plate profile 19 elastically from each other weggebogen and thus the interior 4 c is widened. As a result of the elastic reaction forces in the side walls 5c, which are each directed to the oppositely disposed side wall 5c, the waveguide 2c is held on the bottom plate 9c non-positively, especially in the z-direction.
  • the outer sides 26 are at least partially inclined relative to the upper side 18 of the bottom plate 9c and include an acute angle ⁇ .
  • an undercut 27 is formed between the outer side 26 of the ribs 10c, into which the side wall 5c can engage with its lower end. This makes it possible that the waveguide 2c can be clipped onto the bottom plate 9c and thus detachably connected to the bottom plate 9c.
  • the waveguide antenna 1c that is both the waveguide 2c and the bottom plate 9c, are made of plastic, it is possible to produce the hollow conductor 2c and the bottom plate 9c by injection molding. It is also possible to produce one of the two components, that is to say waveguides 2c and bottom plate 9c, in particular the bottom plate 9c, by means of metal die-casting methods such as zinc die-casting. It is important that at least one of the two components is so elastically deformable that a connection by clipping the components is possible.
  • FIGs. 5 to 9 there is shown an arrangement 28 having three waveguide antennas 1c, wherein the bottom plate 9c and the waveguide 2c are formed such that a plurality of waveguide antennas 1c are juxtaposed in the y-direction.
  • FIGS. 10 and 11 corresponds to an arrangement of a plurality of waveguide antennas 1 d, which are arranged next to one another in the y-direction.
  • a plurality of waveguide 2 d are arranged on the bottom plate 9 in the y-direction side by side.
  • a cover 29 is placed on the waveguide 2d in each case in an opening 8d of the waveguide 2d.
  • the cover 29 must ensure that radiation of the radar wave in the second mode in the transverse direction 12 is possible.
  • the thickness D of the cover 29 in the transverse direction 12 depends on a wavelength of the radar wave in the medium m of the cover 29ab resulting from the free space - Can determine wavelength ⁇ 0 and the dielectric constant of the medium.
  • the thickness D is an integer multiple of half the wavelength in the medium ⁇ , ie:
  • the cover 29 is made of polytetrafluoroethylene, which is also known under the trade name Teflon, and has SiC as a damping material.
  • Teflon polytetrafluoroethylene
  • SiC SiC as a damping material.
  • Cover 29 must be greater than 0, a deviation of the thickness D of the zero times the half wavelength in the medium X m is required. This deviation is less than 20% of the entire wavelength in the medium ⁇ , ⁇ and in particular less than 10% of the entire wavelength in the medium ⁇ ,.
  • the waveguide 2d has an hourglass-shaped cross-section, wherein the side walls 5d each have a curvature 15 directed into the interior 4d.
  • the cross-section of the waveguide 2d thus changes in the z-direction.
  • the cover 29 rests flat against the output taper 16 which widens toward the opening 8d, ie the cover 29 lies at least partially flat against the bulges 15 of the side walls 5d. Overcoupling of the guided in the waveguide 2 d radar wave in the first mode in an adjacent waveguide 2 d is not affected.
  • the arrangement 28e has a common, integrally formed cover 29e which extends at least partially into the upper openings 8e of the waveguide antennas le.
  • the waveguide antennas le are arranged adjacent to each other and parallel to the x direction in the y direction, corresponding to the arrangement 28d according to the embodiment in FIGS. 10 and 11.
  • the sidewalls 5e of adjacent waveguide antennas le are formed integrally with each other and include a sidewall cavity 36. It is also possible to connect the side walls 5e in one piece in such a way that no cavity but a common, solid web is formed.
  • the side walls 5e have, at an upper end facing the cover 29e, a groove 30 extending along the x-direction.
  • the groove 30 has a rectangular cross-section perpendicular to the x-direction and serves to receive at least one latching projection 31 of the cover 29e for latching connection of the cover 29e with the waveguide antennas le of the arrangement 28e.
  • the cover 29e can be placed on the assembly 28e by clipping particularly quickly and easily, so that the waveguide antennas le can be produced particularly quickly, easily and inexpensively.
  • the latching projection 31 also extends in the x-direction and may in particular have the same length in the x-direction as the groove 30. It is also possible that a plurality of latching projections 31 are arranged one behind the other along the x-direction.
  • the latching projection 31 has a centrally arranged, down to the side walls 5 e open towards the deformation slot 32. Furthermore, the latching projection 31 has a width y R in the y-direction, which in the unassembled state of the cover 29 e on the arrangement 28 e is greater than a width b R of the groove 30 in the y-direction. Since the cover 29e is made of polytetrafluoroethylene, ie of plastic, it is elastically deformable, so that the cover 29e can be latched in the grooves 30 with the latching projections 31. In this case, the width y R of the latching projection is reduced by the latching projection 31 is compressed in the y-direction. This compression is made possible by the deformation slot 32.
  • the widths b R of the groove 30 and y R of the latching projection 31 are identical.
  • the groove 30 and the latching projection 31 are designed in such a way that the cover 29e in the arrangement 28e is held securely, non-positively and at the same time detachably again.
  • the latching projection 31 has insertion bevels 33 and extension slopes 34 for easier assembly and disassembly of the arrangement 28e.
  • the groove 30 serves to prevent the coupling of radar wave guided in a waveguide antenna into an adjacent waveguide antenna.
  • Structurally identical parts receive the same reference numerals as in the first exemplary embodiment, to the description of which reference is hereby made.
  • Structurally different, but functionally similar parts receive the same reference numerals with a following f.
  • the waveguide antenna lf also has a cover 29f, which, however, does not protrude into the inner space 4f of the waveguide 2f.
  • the cover 29f is thus similar to the bottom plate 9 formed flat with a rectangular cross-section.
  • the bottom plate 9 and the cover 29f are respectively attached to a lower and upper end of the waveguide 2f in the z-direction.
  • the attachment of bottom plate 9 and cover 29f on the waveguide 2f can be done for example by gluing or Angalvan Budapest.
  • the cover 29f in the waveguide antenna lf acts as a waveguide for a part of the power to be radiated from the TEO1 mode.
  • power from the TEOl mode to be radiated is coupled via the cover 29f into the TEO1 mode of a waveguide antenna adjacent in the y direction and converted at the rib structures into the TEIO mode guided in the adjacent waveguide.
  • This so-called crossover of radiated power from a waveguide antenna into a waveguide antenna adjacent thereto is reduced by the use of a cover of material with damping properties.
  • the cover 29, 29e Because of the small thickness D of the cover 29, 29e (see Fig. 10 to 13) is the from the TEOl mode in the z direction radiated power only slightly damped.
  • the power coupled into the adjacent waveguide is much more attenuated because of the longer path length in the damping cover 29, 29e. Further reduction of the cross talk is achieved by the groove 30 according to the waveguide antenna le shown in Figs.
  • a compact structure of a radar system based on the waveguide antenna according to the invention is specified.
  • the radar system comprises, in addition to the antenna, a device for processing high-frequency signals, in particular for controlling the antenna or the generation of the signal to be radiated.
  • a device for processing low-frequency signals to control the radar system and i.d.R. provided for data evaluation, a device for processing low-frequency signals.
  • the components of a device for processing low-frequency signals are i.d.R. spatially greatly expanded.
  • Some components e.g. Capacitors are not readily available in a flat design.
  • FIG. 12 an example of an antenna arrangement is shown in which there is a space (36) between the antennas.
  • components (37) are now arranged in the spaces (36) as shown in FIG.
  • components (capacitors, circuit boards, etc.) are integrated in the bottom plate (9) in order to use the space efficiently

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Abstract

Eine Wellenleiterantenne für eine Radarantennenanordnung, insbesondere zum Einsatz in Kraftfahrzeugen, umfasst einen sich in einer x-Richtung erstreckenden, metallischen Hohlleiter (2; 2b; 2c; 2d; 2f) mit einer Längsachse (3), der zur Ausbreitung einer Radarwelle einer ersten Mode in der x-Richtung einen Innenraum (4; 4b; 4c; 4d; 4f) begrenzt, wobei zur gezielten Umwandlung der ersten Mode in eine davon verschiedene zweite Mode der Radarwelle und zur Auskopplung der zweiten Mode aus dem Hohlleiter (2; 2b; 2c; 2d; 2f) mehrere in der x-Richtung angeordnete, sich in den Innenraum (4; 4b; 4c; 4d; 4f) erstreckende Strukturelemente (10; 10a; 10b; 10c) vorgesehen sind, und wobei benachbarte Strukturelemente (10; 10a; 10b; 10c) einen Abstand (dp; dap) aufweisen, der größer ist als eine halbe Hohlleiter-Wellenlänge (?1/2) der Radarwelle der ersten Mode bzw. größer ist als eine halbe Freiraum-Wellenlänge (?0/2), je nachdem welche der beiden Wellenlängen (?1, ?0) kleiner ist.

Description

Wellenleiterantenne für eine Radarantennenanordnung
Die Erfindung betrifft eine Wellenleiterantenne für eine Radarantennenanordnung, insbesondere zum Einsatz in Kraftfahrzeugen.
Derartige Antennen sind beispielsweise aus der US 5 572 228 bekannt, die mechanisch schwenkend realisiert sind, in dem sie eine oberflächenstrukturierte Trommel in unmittelbarer Nähe eines dielektrischen Wellenleiters rotieren lassen. Die Oberflächenstrukturierung der Trommel ist durch ein- zelne Metallstreifen ausgeführt, deren Abstand sich bei Rotation der
Trommel im Bereich des dielektrischen Wellenleiters verändert. Dadurch wird eine rotationswinkelabhängige Leistungsauskopplung über eine sogenannte Leckwelle aus dem dielektrischen Wellenleiter bewirkt. Die ausgekoppelte Leistung verteilt sich im Raum jeweils in Form einer durch eine gerichtete Antennencharakteristik beschreibbaren Abstrahlung. Die Polarisation der abgestrahlten Welle ist dabei parallel zu den auf der Trommel vorhandenen Metallstreifen orientiert.
Gemäß der WO 2006/039 896 AI wird ein alternativer Wellenleitertyp eingesetzt, der in der Nähe einer Störstruktur wie beispielsweise einer oberflächenstrukturierten Trommel angeordnet ist. Der Wellenleiter weist be- abstandete metallische Flächen auf, zwischen welchen ein dielektrisches Medium angeordnet ist. Die elektromagnetische Welle wird zwischen die metallischen Flächen in Längsrichtung eingekoppelt. Die metallischen Flä- chen verlaufen in Längsrichtung, sind einer ersten Querrichtung zur Störstruktur und der dazu gegenüberliegenden Seite hin offen und zueinander in einer zweiten Querrichtung beabstandet, wobei die zweite Querrichtung sowohl senkrecht zur ersten Querrichtung als auch zur Längsrichtung des Wellenleiters steht. Ein derartiger Wellenleiter weist große ohmsche Ver- luste auf. Eine erhöhte Bauteileanzahl führt zu einer Steigerung der Herstellkosten und bewirkt aufgrund der rotierenden Walze eine störanfällige Anwendung der Antenne. Weiterhin macht die rotierende Walze eine Reduzierung von Fertigungstoleranzen und mechanischen Belastungen erfor- derlich, so dass der Fertigungsaufwand zusätzlich steigt und ein derartiger Wellenleiter kostenintensiv ist.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Wellenleiterantenne für eine Radarantennenanordnung zu gestalten, bei der geringe Verluste während ihrer Anwendung auftreten und die gleichzeitig robust und kostengünstig herstellbar ist.
Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß gelöst durch eine Wellenleiterantenne mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen.
Erfmdungs gemäß wurde erkannt, dass ein metallischer Hohlleiter eine Radarwelle einer ersten Mode führt und eine Abstrahlung der Radarwelle in einer von der ersten Mode verschiedenen zweiten Mode aus dem Hohlleiter durch Strukturelemente erfolgt. Dabei erstreckt sich der Hohlleiter in einer x-Richtung und begrenzt zur Ausbreitung der Radarwelle in der ersten
Mode in der x-Richtung einen Innenraum, in den sich die Strukturelemente erstrecken. Die Strukturelemente wirken auf die in dem Hohlleiter in der ersten Mode geführte Radarwelle als Störstellen, an welchen ein Teil der geführten Leistung in die zweite Mode umgewandelt und ausgekoppelt wird, wodurch man eine Phased-Array- Antenne bekommt. Es wurde gefunden, dass bei einer geeignet beabstandeten Anordnung der Strukturelemente entlang der x-Richtung eine gezielte Auskopplung der Leistung von der ersten Mode von der in dem Hohlleiter geführten Radarwelle in die zweite Mode möglich ist. Dazu muss ein Abstand benachbarter Struktur- elemente größer sein als eine halbe Freiraumwellenlänge der Radarwelle der ersten Mode. Für den Fall, dass ein Dielektrikum im Hohlleiter angeordnet ist, kann die Hohlleiter- Wellenlänge kleiner als die Freiraumwellenlänge werden und der Abstand der benachbarter Strukturelemente muss in diesem Fall größer sein als eine halbe Hohlleiter- Wellenlänge. Durch die Anordnung der Strukturelemente entlang der x-Richtung können entsprechend der damit erzeugten Phasenbelegungen verschiedene Abstrahlrichtungen der abgestrahlten Welle in der zweiten Mode eingestellt werden. Bei einer Gestaltung der Strukturelemente gemäß Anspruch 2 wird bei der Auskopplung der zweiten Mode eine Symmetrieebene um 90° gegenüber der ersten Ausgangsmode gedreht. Somit kann beispielsweise von der in dem Hohlleiter geführten Grundmode, der TEIO-Mode, der Radarwelle eine weitere Grundmode, die TEOl-Mode, ausgekoppelt werden. Das be- deutet, dass die in einer transversalen Richtung symmetrische Verteilung des elektromagnetischen Feldes unsymmetrisch gewandelt werden muss. Daher sind die eine Querachse aufweisenden Strukturelemente derart schräg angeordnet, dass deren Querachse und die Längsachse des Hohlleiters einen spitzen Winkel einschließen.
Eine Wellenleiterantenne nach Anspruch 3 gewährleistet konstante Abstrahleigenschaften an den Strukturelementen.
Eine Wellenleiteranordnung gemäß Anspruch 4 weist einen robusten Auf- bau auf und kann kostengünstig hergestellt werden. Die Verwendung von Rippen als Strukturelemente ermöglicht die integrierte Fertigung der Strukturelemente an Seitenwänden des Hohlleiters. Strukturelemente, die entsprechend einer Wellenleiterantenne nach Anspruch 5 gestaltet sind, ermöglichen einerseits die erfindungsgemäße Auskopplung der in dem Hohlleiter geführten Radarwelle und gleichzeitig die Unterdrückung von sogenannten Beugungs-Keulen, die auch als Gräting Lobes bezeichnet werden. Gräting Lobes können auftreten, wenn die Wellenlänge der im Hohlleiter geführten Radarwelle größer oder gleich der Freiraumwellenlänge ist. Bei geeigneter Gestaltung der Strukturelemente als zweistufige Rippen gemäß dem Anspruch 5 können üblicherweise notwendige Zusatzmaßnahmen zur Unterdrückung von Gräting Lobes vermie- den werden.
Eine Wellenleiterantenne nach Anspruch 6 ermöglicht eine Drehung der Symmetrieebene der ausgekoppelten zweiten Mode gegenüber der in dem Hohlleiter geführten ersten Mode.
Mit einer Wellenleiterantenne nach Anspruch 7 wird zur Unterdrückung von Gräting Lobes die Wellenlänge der in dem Hohlleiter geführten Radarwelle gegenüber der des freien Raums verkürzt. Dafür sind in dem Hohlleiter entweder ein Dielektrikum oder periodisch angeordnete Blenden vorgesehen.
Eine Wellenleiterantenne nach Anspruch 8 ist robust aufgebaut. Insbesondere weist eine derartige Wellenleiterantenne eine hohe mechanische Festigkeit auf.
Eine Wellenleiterantenne nach Anspruch 9 kann unkompliziert und kostengünstig hergestellt werden, indem die Strukturelemente an der Bodenplatte angeordnet sind. Bei einer Gestaltung des Hohlleiters bei einer Wellenleiterantenne nach Anspruch 10 kann die in dem Hohlleiter geführte Radarwelle, insbesondere eine TEIO-Mode, auch durch eine an einem oberen Ende angeordnete Öffnung des Hohlleiters nicht entweichen. In einem derartigen Hohlleiter ist die in x-Richtung eingespeiste Radarwelle in dem Hohlleiter gefangen und strahlt - außer über die Strukturelemente - keine Leistung ab.
Bei einer gewölbten Gestaltung der Seitenwände des Hohlleiters gemäß einer Wellenleiterantenne nach Anspruch 1 1 ist die Formung der abge- strahlten Radarwelle in der y-Richtung weiter verbessert.
Bei einer Anordnung benachbarter Strukturelemente entsprechend einer Wellenleiterantenne nach Anspruch 12 kann eine konstruktive Überlagerung der abgestrahlten zweiten Mode in nur wenige und insbesondere in nur eine Richtung erfolgen. Bei einer periodischen Anordnung aller Strukturelemente entlang der x-Richtung des Hohlleiters ist das Fertigungsverfahren weiter vereinfacht, so dass die Herstellung einer derartigen Wellenleiterantenne kostenreduziert erfolgen kann. Durch eine nicht-periodische Anordnung von Strukturelementen einer Wellenleiterantenne nach Anspruch 13 können unerwünschte, entgegen einer Ausbreitungsrichtung der in den Hohlleiter eingespeisten Radarwelle in der ersten Mode auftretende konstruktive Überlagerungen unterdrückt werden. Die nicht-periodische Anordnung der Strukturelemente wird auch als Ver- jittern bezeichnet.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. In dieser zeigen: Fig. 1 eine Wellenleiterantenne mit einer Bodenplatte gemäß einem ersten Ausfuhrungsbeispiel,
Fig. 2 eine Schnittdarstellung in einer zu einer x-z-Ebene parallelen
Schnittebene entlang der Schnittlinie II-II in Fig. 1,
Fig. 3 eine perspektivische Darstellung einer Bodenplatte gemäß einem weiteren Ausfuhrungsbeispiel für eine Wellenleiterantenne gemäß Fig. 1,
Fig. 4 eine Fig. 1 entsprechende perspektivische Darstellung einer Wellenleiterantenne gemäß einem weiteren Ausfuhrungsbeispiel,
Fig. 5 eine perspektivische Darstellung einer Wellenleiterantenne gemäß einem weiteren Ausfuhrungsbeispiel mit einem auf eine Bodenplatte aufzusetzenden Hohlleiter in einem nicht verbundenen Zustand,
Fig. 6 eine Schnittdarstellung in einer zu einer y-z-Ebene parallelen
Schnittebene entlang der Schnittlinie VI- VI in Fig. 5,
Fig. 7 eine Fig. 5 entsprechende Darstellung der Wellenleiterantenne in einem verbundenen Zustand von Hohlleiter und Bodenplatte,
Fig. 8 eine Schnittdarstellung in einer zu einer y-z-Ebene parallelen
Schnittebene entlang der Schnittlinie VIII-VIII in Fig. 7,
Fig. 9 eine vergrößerte Ansicht einer Anbindung des Hohlleiters an die Bodenplatte Detail IX in gemäß Fig. 8, 10 eine schematische Darstellung mehrerer Wellenleiterantennen ge mäß einem weiteren Ausführungsbeispiel mit einem Hohlleiter, ei ner Bodenplatte und einer Abdeckung, Fig. 11 eine Schnittdarstellung in einer zu einer y-z-Ebene parallelen
Schnittebene entlang der Schnittlinie XI-XI in Fig. 10,
12 eine Fig. 11 entsprechende Schnittdarstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels mit einer auf mehrere Wellenleiterantennen aufgesetzten Abdeckung,
13 eine vergrößerte Detailansicht gemäß Fig. 12 zur Darstellung der Verbindung der Abdeckung an den Wellenleiterantennen und Fig. 14 eine Fig. 11 entsprechende Schnittdarstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Wellenleiterantenne.
Die Fig. 1 und 2 zeigen ein erstes Ausführungsbeispiel einer Wellenleiterantenne 1 für eine Radarantennenanordnung, die insbesondere in Kraft- fahrzeugen für eine Abstandsermittlung und/oder Abstandsüberwachung eingesetzt werden kann. Dabei ist die Wellenleiterantenne 1 in an sich bekannter Weise in die Radarantennenanordnung integriert. Die Wellenleiterantenne 1 weist einen metallischen Hohlleiter 2 auf, der sich in einer x- Richtung erstreckt und eine zu der x-Richtung parallel verlaufende Längs- achse 3 aufweist. Der Hohlleiter 2 begrenzt zur Ausbreitung einer Radarwelle einer ersten Mode in der x-Richtung einen Innenraum 4. Die Radarwelle in der ersten Mode breitet sich in dem Innenraum 4 mit einer Hohlleiter-Wellenlänge λ1 aus. Die Wellenleiterantenne 1 gemäß dem gezeigten Ausfuhrungsbeispiel ist besonders geeignet, um die Grundmode TE10 in dem Hohlleiter 2 zu führen. Dazu weist der Hohlleiter 2 einen in einer zur x-Richtung senkrechten z-Richtung orientierten, im Wesentlichen U-förmigen Querschnitt auf, der zwei symmetrisch gegenüberliegend angeordnete Seitenwände 5 aufweist, die identisch ausgebildet sind. Die Seitenwände 5 weisen bezogen auf die vertikale z-Richtung jeweils einen unteren Seitenwandabschnitt 6 und einen einstückig daran angeformten oberen Seitenwandabschnitt 7 auf, der eine größere Wandstärke s2 entlang einer sowohl zu der x-Richtung als auch z-Richtung senkrecht orientierten y-Richtung aufweist als eine Wandstärke S\ des unteren Seitenwandabschnitts 6. Damit ist der Innenraum 4 entlang der z-Richtung nach oben verjüngt. Obwohl der Hohlleiter 2 mit einer im Wesentlichen rechteckigen Außenkontur an einem oberen Ende eine Öffnung 8 aufweist, kann die sich entlang der x-Richtung in dem
Hohlleiter 2 ausbreitende TEIO-Mode der Radarwelle nicht aus dem Hohlleiter 2 über die Öffnung 8 austreten. Durch die Öffnung 8 wird somit keine Leistung der Radarwelle abgestrahlt. Infolge der identischen Gestaltung der Seitenwände 5 ist die Wellenleiterantenne 1 mit dem Hohlleiter 2 im Wesentlichen symmetrisch zu einer zur x-z-Ebene parallelen Symmetrieebene S ausgebildet.
Der Hohlleiter 2 ist an einer der Öffnung 8 gegenüberliegend angeordneten Unterseite mit einer Bodenplatte 9 beispielsweise durch Verkleben oder Angalvanisieren fest verbunden, so dass der Hohlleiter 2 nach unten dicht abgeschlossen ist. Die Bodenplatte weist einen rechteckigen Querschnitt auf und ist in ihrer Form dem Hohlleiter 2 angepasst. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel weist der Hohlleiter 2 mehrere in der x-Richtung angeordnete, sich in den Innenraum 4 erstreckende Strukturelemente in Form von Rippen 10 auf. Die Rippen 10 weisen jeweils eine Querachse 11 auf, die mit der Längsachse 3 einen spitzen Winkel ein- schließt. Die Rippen 10 verbinden die beiden gegenüberliegenden Seitenwände 5 und sind gemäß dem gezeigten Ausführungsbeispiel in den Fig. 1 und 2 einstückig an die Seitenwände 5 angeformt. Es ist auch möglich, dass die Rippen 10 unabhängig von den Seitenwänden 5 hergestellt und anschließend mit diesen verbunden werden.
Die Rippen 10 dienen dazu, die in dem Hohlleiter 2 entlang der x-Richtung geführte TEIO-Mode gezielt aus dem Hohlleiter 2 auszukoppeln durch Umwandlung in eine andere Mode, bevorzugt in die TEO 1 -Mode. Die Radarwelle breitet sich in der zweiten Mode mit einer Hohlleiter-Wellenlänge λ2 aus, die von der Hohlleiter- Wellenlänge λ} der Radarwelle in der ersten Mode im Allgemeinen verschieden ist. Bei der Umwandlung von der TEIO-Mode in die TEO 1 -Mode wird eine Symmetrieebene der TEIO-Mode um 90° gedreht, was gleichbedeutend damit ist, dass eine entlang einer zur z-Richtung parallelen transversalen Richtung 12 symmetrische Feldvertei- lung der TEIO-Mode in eine unsymmetrische Feldverteilung entlang der transversalen Richtung 12 der TEO 1 -Mode umgewandelt wird. Dazu sind die Rippen 10 bezüglich einer zur x-Richtung parallelen Ausbreitungsrichtung 13 der Radarwelle der TEIO-Mode unsymmetrisch, d. h. schräg angeordnet, indem die Querachse 11 mit der Längachse 3 einen spitzen Win- kel einschließt. Die TEOl-Mode wird in der x-z- Ebene aus dem Hohlleiter 2 abgestrahlt. Die Abstrahlrichtung der TEOl-Mode liegt dabei in einem Winkelbereich von ± 20° um die z- Achse. Wird die TEOl-Mode aus dem Hohlleiter 2 abgestrahlt, weist die Radarwelle wieder die Freiraum- Wellenlänge λ0 auf. Bei geeigneter Wahl der Länge des Hohlleiters kann die Hohlleiter- Wellenlänge λ2 derart beeinflusst werden, dass sie in etwa der Freiraum- Wellenlänge λ0 entspricht. Die Rippen 10 sind zur gezielten Umwandlung der ersten Mode, beispielsweise der TEIO-Mode, in eine davon verschiedene zweite Mode, beispielsweise der TEOl-Mode, der Radarwelle und zur Auskopplung der zweiten Mode aus dem Hohlleiter 2 in der x-Richtung beabstandet zueinander angeordnet. Dabei können zumindest einige benachbarte Rippen 10 in der x-Richtung mit einem periodischen Abstand dp zueinander abgeordnet sein. Weiterhin ist es möglich, dass benachbarte Rippen 10 einen nichtperiodischen Abstand dap in der x-Richtung aufweisen, der gemäß dem gezeigten Ausführungsbeispiel um weniger als 5 % von dem periodischen Abstand dp abweicht. Infolge der periodischen Anordnung der Rippen 10 wird erreicht, dass sich die abgestrahlte Radarwelle in der TEOl-Mode in nur wenigen und insbesondere in nur einer Richtung konstruktiv überlagert. Für den Fall, dass alle Rippen 10 in einem identischen, periodischen Abstand dp angeordnet sind, der einem ganzzahligen Vielfachen der halben Hohlleiter- Wellenlänge χΙΙάοχ Radarwelle in der ersten Mode entspricht, können konstruktive Überlagerungen auftreten, die entgegen der Ausbreitungsrichtung 13 der Radarwelle der TEIO-Mode entgegenwirken. Um diesen negativen Effekt zu vermeiden, sind die Rippen 10 zumindest teilweise entlang der x-Richtung mit leicht variierenden Abständen dap zueinander und damit nicht-periodisch angeordnet. Um einerseits die Anzahl der Ab- Strahlungsrichtungen, in welchen sich die TEOl-Mode konstruktiv überlagert, so gering wie möglich zu halten und gleichzeitig die konstruktive Überlagerung entgegen der Ausbreitungsrichtung der TEIO-Mode in dem Hohlleiter 2 zu minimieren, weicht der nicht-periodische Abstand dap in- sbesondere um weniger als 2 % und insbesondere um weniger als 1 % von dem periodischen Abstand dp ab. In jedem Fall sind die Abstände dp und dap größer als die halbe erste Hohlleiter- Wellenlänge λ\Ι2 der Radarwelle der ersten Mode, also der TEIO-Mode bzw. größer als die halbe Freiraum- Wellenlänge λ0/2.
Die Rippen 10 weisen einen senkrecht zur Querachse 11 orientierten rechteckigen Querschnitt auf, wobei eine Strukturhöhe H entlang der Querachse 11 der Rippen 10 konstant ist.
Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf die Fig. 3 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Konstruktiv identische Teile erhalten dieselben Bezugszeichen wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel, auf dessen Beschreibung hiermit verwiesen wird. Konstruktiv unterschied- liehe, jedoch funktionell gleichartige Teile erhalten dieselben Bezugszeichen mit einem nachgestellten a. Wesentlicher Unterschied der in Fig. 3 dargestellten Bodenplatte 9a, die mit einem nicht dargestellten Hohlleiter zu einer Wellenleiterantenne verbindbar ist, ist die Tatsache, dass die Strukturelemente in Form von Rillen 10a in die Bodenplatte 9 integriert sind. Jede Rille 10a weist einen entlang der Querachse I Ia rechteckigen Querschnitt mit einer konstanten Strukturhöhe H auf, wobei die Querachsen 1 la und die Längsachse 3 jeweils einen spitzen Winkel α einschließen. Die Rillen 10a sind entlang der x-Richtung ebenfalls in periodischen Abständen dp und nicht-periodischen Abständen dap angeordnet. Es ist auch möglich, dass die Strukturelemente in Form von nicht dargestellten Rippen auf der Bodenplatte 9a vorgesehen sind, wobei diese Rippen in den Innenraum des Hohlleiters hineinragen. Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf Fig. 4 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Konstruktiv identische Teile erhalten dieselben Bezugszeichen wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel, auf dessen Beschreibung hiermit verwiesen wird. Konstruktiv unterschied- liehe, jedoch funktionell gleichartige Teile erhalten dieselben Bezugszeichen mit nachgestellten b. Wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel sind die Strukturelemente als Rippen 10b an dem Hohlleiter 2b vorgesehen. Gemäß der gezeigten Ausführungsform in Fig. 4 sind die Rippen 10b bezüglich der Querachse 1 lb als zweistufige Rippe ausgebildet. Die Rippen 10b sind derart zweistufig gestaltet, dass die Rippen 10b entlang der x-
Richtung und bezogen auf die Querachse I Ib eine maximale Strukturhöhe Hmax aufweisen, die ausgehend von der Querachse 1 lb in beiden Richtungen symmetrisch stufenförmig auf eine gegenüber der maximalen Strukturhöhe Hraax reduzierte Strukturhöhe H2 abnimmt. Der von den Struktur- höhen H2 und Hmax gebildete T-förmige Querschnitt der Rippe 10b weist entlang der Querachse I Ib ebenfalls konstante Strukturhöhen H2, Hmax auf. Die Rippen 10b sind einstückig an den Hohlleiter 2 angeformt, der beispielsweise aus einem metallischen Block gefräst wird. Die Rippen 10b sind gegenüber der transversalen Richtung 12 geneigt angeordnet, so dass die Querachsen I Ib und die Längsachse 3 des Hohlleiters 2b einen spitzen Winkel einschließen. Durch die zweistufige Gestaltung der Rippen 1 Ob ist es einerseits möglich, die Radarwelle mit der zweiten Mode aus dem Hohlleiter 2b der Wellenleiterantenne lb auszukoppeln und gleichzeitig die sogenannten Gräting Lobes zu unterdrücken.
Die Rippen 10b sind an Innenseiten 14 der gegenüberliegend angeordneten Seiten wände 5b vorgesehen. Entlang der x-Richtung sind die Rippen 10b an den gegenüberliegenden Seitenwänden 5b versetzt angeordnet, so dass dadurch die zur Umwandlung und Auskopplung der TEIO-Mode in die TEO 1 -Mode notwendige unsymmetrische Anordnung der Strukturelemente gewährleistet ist. Der Querschnitt des Hohlleiters 2b und damit der Innenraum 4b sind im Wesentlichen sanduhrförmig gestaltet, in dem die Seiten wände 5b jeweils eine zum Innenraum 4b hin gerichtete Wölbung 15 aufweisen. Eine derartige Gestaltung des Hohlleiters 2b mit dem entsprechenden Innenraum 4b dient einerseits einer verbesserten Führung der in der x-Richtung einges- peisten TEIO-Mode und andererseits einer Einstellung einer definierten Charakteristik der abgestrahlten TEO 1 -Mode, sowohl in deren Ausbreitungsrichtung als auch in deren azimutaler Richtung. Insbesondere die Formung der Charakteristik der abgestrahlten TEO 1 -Mode in azimutaler Richtung kann durch Gestaltung des Querschnitts des Hohlleiters 2b mit dem Innenraum 4b verbessert werden. Für die Strahlformung der in dem Hohlleiter 2b geführten Radarwelle in der TEIO-Mode in der transversalen Richtung 12 weist der Hohlleiter 2b einen zur Öffnung 8b hin sich vergrößernden Querschnitt auf. Dieser Abschnitt des Hohlleiters 2b wird aufgrund seiner gekrümmten Kontur als nicht linearer Ausgangstaper 16 be- zeichnet.
Die beiden Seitenwände 5b sind über eine Rückwand 17 einstückig und fest miteinander verbunden. Es ist auch möglich, dass an mit der Rückwand 17 verbundenen Enden gegenüberliegenden Enden der Seitenwände 5b ein so genanntes Übergangssegment an den Hohlleiter 2b anschließt. In diesem Fall sind die Seitenwände 5b zusätzlich durch eine nicht dargestellte, eine Öffnung zur Einspeisung der Radarwelle aufweisende Frontwand verbunden. Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf die Fig. 5 bis 9 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Konstruktiv identische Teile erhalten dieselben Bezugszeichen wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel, auf dessen Beschreibung hiermit verwiesen wird. Konstruktiv un- terschiedliche, jedoch funktionell gleichartige Teile erhalten dieselben Bezugszeichen mit einem nachgestellten c. Das hier gezeigte Ausführungsbeispiel unterscheidet sich im Wesentlichen von den zuvor dargestellten Ausfuhrungsbeispielen dadurch, dass der Hohlleiter 2c mit der Bodenplatte 9c kraftschlüssig und formschlüssig verbindbar ist. Es ist auch möglich, dass der Hohlleiter 2c mit der Bodenplatte 9c entweder kraftschlüssig oder formschlüssig verbindbar ist. Dazu weist die Bodenplatte 9c ein sich von einer Oberseite 18 der Bodenplatte 9c wegerstreckende Bodenplattenprofil 19 auf, das mit einem korrespondierenden Hohlleiterprofil 20 zur kraftschlüssigen und/oder formschlüssigen Verbindung des Hohlleiters 2c mit der Bodenplatte 9c zusammenwirkt. In einem den Fig. 5 und 6 entsprechenden nicht verbundenen Zustand des Hohlleiters 2c mit der Bodenplatte 9c sind sowohl das Bodenplattenprofil 19 als auch das Hohlleiterprofil 20 erkennbar. Das Bodenplattenprofil 19 umfasst die in der x-Richtung angeordneten sich in den Innenraum 4c erstreckenden Strukturelemente in Form von Rippen 10c, die als bezüglich ihrer Querachse 11c symmetrische zweistufige Rippen ausgebildet sind. Die Rippen 10c sind an den gegenüberliegenden Seitenwänden 5c entlang der x-Richtung versetzt angeordnet und wie vorste- hend bereits beschrieben in periodischen Abständen dp und/oder nichtperiodischen Abständen dap zueinander beabstandet angeordnet.
Das Hohlleiterprofil 20 ist an unteren, der Bodenplatte 9c zugewandten Enden der Seiten wände 5 c angeordnet. Das Hohlleiterprofil 20 umfasst zwei parallel zu der x-Richtung und beabstandet zueinander angeordnete Befestigungsreihen 21, die zu den Rippen 10c und zwischen beabstandeten Rippen 10c angeordneten Durchbrüchen 22 korrespondierende Ausnehmungen 23 bzw. Befestigungsstege 24 aufweisen. In einem verbundenen Zustand von Hohlleiter 2c mit Bodenplatte 9c, der in den Fig. 7 bis 9 dargestellt ist, liegt das Hohlleiterprofil 20 mit einer dem Innenraum 4c zugewandten Innenseite 25 an einer dem Innenraum 4c ab gewandten Außenseite 26 des Bodenplattenprofils flächig an. Dabei greifen die Befestigungsstege 24 des Hohlleiterprofils 20 in die Durchbrüche 22 zwischen benach- harten Rippen 10c ein. Dadurch, dass die Befestigungsstege 24 den Durchbrüchen 22 korrespondierend geformt sind, ist der Hohlleiter 2c mit der Bodenplatte 9c in der x-Richtung formschlüssig verbunden. Die Durchbrüche 22 sind in der z-Richtung nach oben geöffnet, so dass der Hohlleiter 2c mit den Befestigungsstegen 24 von oben entgegen der z-Richtung in die Durchbrüche 22 eingesetzt werden kann.
Gemäß dem gezeigten Ausführungsbeispiel in den Fig. 5 bis 9 ist die Wellenleiterantenne lc aus Kunststoff hergestellt. Durch eine Metallisierung des Kunststoffs wird die Strahlführung in der Wellenleiterantennen lc er- reicht. Dadurch, dass die Wellenleiterantenne lc aus Kunststoff hergestellt ist, weisen die Seitenwände 5c eine für den Montagevorgang des Hohlleiters 2c an der Bodenplatte 9c erforderliche Elastizität auf.
Die Elastizität der Seiten wände 5 c ist erforderlich, da ein Abstand yH der Befestigungsreihen 21 an den gegenüberliegend angeordneten Seitenwänden 5c kleiner ist als eine Erstreckung yB des Bodenplattenprofils 19 in der y-Richtung. Das bedeutet, dass durch ein Aufstecken von oben entgegen der z-Richtung des Hohlleiters 2c auf die Bodenplatte 9c die Seitenwände 5c durch die Rippen 10c des Bodenplattenprofils 19 elastisch voneinander weggebogen werden und damit der Innenraum 4c aufgeweitet wird. Infolge der elastischen Reaktionskräfte in den Seitenwänden 5c, die jeweils auf die gegenüberliegend angeordnete Seitenwand 5c gerichtet sind, ist der Hohlleiter 2c an der Bodenplatte 9c kraftschlüssig vor allem in der z-Richtung gehalten. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel sind die Außenseiten 26 gegenüber der Oberseite 18 der Bodenplatte 9c zumindest teilweise geneigt und schließen einen spitzen Winkel ß ein. Dadurch wird zwischen der Außenseite 26 der Rippen 10c eine Hinterschneidung 27 gebildet, in die die Seitenwand 5c mit ihrem unteren Ende einrasten kann. Dadurch ist es mög- lieh, dass der Hohlleiter 2c auf die Bodenplatte 9c aufgeclipst werden kann und damit lösbar mit der Bodenplatte 9c verbunden ist.
Da die Wellenleiterantenne lc, also sowohl der Hohlleiter 2c als auch die Bodenplatte 9c, aus Kunststoff hergestellt sind, ist es möglich, den Hohllei - ter 2c und die Bodenplatte 9c durch Spritzgießen herzustellen. Es ist auch möglich, eine der beiden Komponenten, also Hohlleiter 2c und Bodenplatte 9c, insbesondere die Bodenplatte 9c, durch die Metalldruckgussverfahren wie beispielsweise Zinkdruckguss herzustellen. Wichtig ist, dass mindestens eine der beiden Komponenten derart elastisch verformbar ist, dass ein Verbinden durch Aufclipsen der Komponenten möglich ist. Aufgrund der Gestaltung des Hohlleiters 2c mit der Rückwand 17 und den daran angeformten Seitenwänden 2c sowie der Bodenplatte 9c mit dem Bodenplattenprofil 19 können diese Teile durch mehrstufige Entformungsschritte, beispielsweise zunächst ein vertikales Entformen entlang der z-Richtung und anschließend ein axiales Entformen entlang der x-Richtung, entformt werden. Dadurch ist eine unkomplizierte und insbesondere kostengünstige Herstellung der Wellenleiterantenne lc vor allem bei hohen Stückzahlen möglich. Auch die Montage der Wellenleiterantenne lc ist dadurch vereinfacht und kostengünstig.
Es hat sich gezeigt, dass auftretende Wandströme im Bereich der Rippen 10c in etwa in der gleichen Größenordnung liegen wie bei einem Hohlleiter ohne Strukturelemente. In den Durchbrüchen 22 wird die Leistung abgeschirmt, so dass in diesem Bereich die Wandströme vergleichbar gering sind. In diesen Bereichen ist die Trennstelle zwischen dem zu verbindenden Hohlleiter 2c und Bodenplatte 9c gewählt. An den Rippen 10c ist die Stromdichte dagegen hoch, so dass dort die kraftschlüssige Verbindung zwischen dem Hohlleiter 2c und der Bodenplatte 9c herrscht.
Gemäß den Darstellungen in den Fig. 5 bis 9 ist eine Anordnung 28 mit drei Wellenleiterantennen lc dargestellt, wobei die Bodenplatte 9c und der Hohlleiter 2c derart ausgebildet sind, dass mehrere Wellenleiterantennen lc in der y-Richtung nebeneinander angeordnet sind.
Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf die Fig. 10 und 11 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Konstruktiv identische Teile erhalten dieselben Bezugszeichen wie bei dem ersten Ausführungs- beispiel, auf dessen Beschreibung hiermit verwiesen wird. Konstruktiv unterschiedliche, jedoch funktionell gleichartige Teile erhalten dieselben Bezugszeichen mit einem nachgestellten d. Das in den Fig. 10 und 11 dargestellte Ausführungsbeispiel entspricht einer Anordnung mehrerer Wellenlei- terantennen ld, die in der y-Richtung nebeneinander angeordnet sind. Dazu sind mehrere Hohlleiter 2d auf der Bodenplatte 9 in der y-Richtung nebeneinander angeordnet. Weiterhin ist jeweils in einer Öffnung 8d des Hohlleiters 2d eine Abdeckung 29 auf den Hohlleiter 2d aufgesetzt. Dadurch ist gewährleistet, dass der Innenraum 4d der Wellenleiterantenne ld nicht nur nach unten durch die Bodenplatte 9, sondern auch nach oben durch die Abdeckung 29 abgeschlossen und damit vor Umwelteinflüssen, insbesondere vor Verschmutzung und Feuchtigkeit geschützt ist. Andererseits muss die Abdeckung 29 gewährleisten, dass eine Abstrahlung der Radarwelle in der zweiten Mode in der transversalen Richtung 12 möglich ist. Um eine Transparenz der Abdeckung 29 bezüglich der Radarwelle in der zweiten, der TEOl-Mode zu ermöglichen, hängt die Dicke D der Abdeckung 29 in transversaler Richtung 12 von einer Wellenlänge der Ra- darwelle im Medium m der Abdeckung 29ab, die sich aus der Freiraum- Wellenlänge λ0 und der Dielektrizitätskonstanten des Mediums bestimmen lässt. Insbesondere beträgt die Dicke D ein ganzzahliges Vielfaches der halben Wellenlänge im Medium λπ,, also:
D = n - ^m/2).
Die Abdeckung 29 ist aus Polytetrafluorethylen, das auch unter dem Handelsnamen Teflon bekannt ist, hergestellt und weist als Dämpfungsmaterial SiC auf. Um die in transversaler Richtung 12 abgestrahlte zweite Mode der Radarwelle so gering wie möglich zu dämpfen, wird bevorzugter Weise angestrebt, die Abdeckung 29 mit einer möglichst geringen Dicke D auszustatten, beispielsweise durch die Wahl n = 0 oder n = 1. Da die Dicke der Abdeckung 29 größer 0 sein muss, ist eine Abweichung der Dicke D von dem Nullfachen der halben Wellenlänge im Medium Xm erforderlich. Diese Abweichung beträgt weniger als 20 % der ganzen Wellenlänge im Medium λ,η und insbesondere weniger als 10 % der ganzen Wellenlänge im Medium λπ, . Der Hohlleiter 2d weist einen sanduhrförmig gestalteten Querschnitt auf, wobei die Seitenwände 5d jeweils eine in den Innenraum 4d gerichtete Wölbung 15 aufweisen. Der Querschnitt des Hohlleiters 2d ver- ändert sich somit in der z-Richtung. Die Abdeckung 29 liegt flächig an dem zur Öffnung 8d hin sich aufweitenden Ausgangstaper 16 an, d. h. die Abdeckung 29 liegt zumindest teilweise flächig an den Wölbungen 15 der Seitenwände 5d an. Ein Überkoppeln der in dem Hohlleiter 2d geführten Radarwelle in der ersten Mode in einen benachbarten Hohlleiter 2d wird davon nicht beeinflusst.
Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf die Fig. 12 und 13 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Konstruktiv identische Teile erhalten dieselben Bezugszeichen wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel, auf dessen Beschreibung hiermit verwiesen wird. Konstruktiv unterschiedliche, jedoch funktionell gleichartige Teile erhalten dieselben Bezugszeichen mit einem nachgestellten e. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel weist die Anordnung 28e eine gemeinsame, einstückig ausgebildete Abdeckung 29e auf, die sich zumindest teilweise in die oberen Öffnungen 8e der Wellenleiterantennen le erstreckt. Die Wellenleiterantennen le sind entsprechend der Anordnung 28d gemäß dem Ausführungsbeispiel in den Fig. 10 und 11 in der y-Richtung nebeneinander und parallel zur x- Richtung angeordnet.
Die Seitenwände 5e benachbarter Wellenleiterantennen le sind einstückig miteinander ausgebildet und schließen einen Seitenwand-Hohlraum 36 ein. Es ist auch möglich, die Seitenwände 5e einstückig derart miteinander zu verbinden, dass kein Hohlraum sondern ein gemeinsamer, massiver Steg gebildet wird. Die Seitenwände 5e weisen an einem oberen, der Abdeckung 29e zugewandten Ende eine sich entlang der x-Richtung erstreckende Rille 30 auf. Die Rille 30 weist einen senkrecht zur x-Richtung rechteckigen Querschnitt auf und dient zur Aufnahme mindestens eines Rastvorsprungs 31 der Abdeckung 29e zur rastenden Verbindung der Abdeckung 29e mit den Wellenleiterantennen le der Anordnung 28e. Dadurch kann die Abdeckung 29e besonders schnell und umkompliziert auf die Anordnung 28e durch Aufclipsen aufgesetzt werden, sodass die Wellenleiterantennen le besonders schnell, unkompliziert und kostengünstig hergestellt werden können.
Der Rastvorsprung 31 erstreckt sich ebenfalls in der x-Richtung und kann insbesondere eine gleiche Länge in der x-Richtung aufweisen wie die Rille 30. Es ist auch möglich, dass mehrere Rastvorsprünge 31 entlang der x- Richtung hintereinander angeordnet sind.
Der Rastvorsprung 31 weist einen zentral angeordneten, nach unten zu den Seiten wänden 5 e hin geöffneten Deformationsschlitz 32 auf. Weiterhin weist der Rastvorsprung 31 eine Breite yR in der y-Richtung auf, die im unmontierten Zustand der Abdeckung 29e auf der Anordnung 28e größer ist als eine Breite bR der Rille 30 in y-Richtung. Da die Abdeckung 29e aus Polytetrafluethylen, also aus Kunststoff, hergestellt ist, ist diese elastisch deformierbar, sodass die Abdeckung 29e mit den Rastvorsprüngen 31 in den Rillen 30 verrastbar ist. Dabei wird die Breite yR des Rastvorsprungs reduziert, indem der Rastvorsprung 31 in der y-Richtung zusammengedrückt wird. Diese Kompression wird durch den Deformationsschlitz 32 ermöglicht. In dem montierten Zustand der Abdeckung 29e auf der Anordnung 28e gemäß der Darstellung in Fig. 13 sind die Breiten bR der Rille 30 und yR des Rastvorsprungs 31 identisch. Die Rille 30 und der Rastvor- sprung 31 sind derart gestaltet, dass die Abdeckung 29e in der Anordnung 28e sicher, kraftschlüssig und gleichzeitig wieder lösbar gehalten ist. Weiterhin weist der Rastvorsprung 31 Einführschrägen 33 und Ausführschrägen 34 zum leichteren Montieren und Demontieren der Anordnung 28e auf. Weiterhin dient die Rille 30 der Verhinderung einer Überkopplung von in einer Wellenleiterantenne le geführten Radarwelle in eine benachbarte Wellenleiterantenne le. Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf Fig. 14 ein weiteres Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Konstruktiv identische Teile erhalten dieselben Bezugszeichen wie beim ersten Ausfuhrungsbeispiel, auf dessen Beschreibung hiermit verwiesen wird. Konstruktiv unterschiedliche, jedoch funktionell gleichartige Teile erhalten dieselben Bezugszeichen mit einem nachgestellten f. Die Wellenleiterantenne lf weist ebenfalls eine Abdeckung 29f auf, die jedoch nicht in den Innenraum 4f des Hohlleiters 2f hineinragt. Die Abdeckung 29f ist damit ähnlich wie die Bodenplatte 9 flächig mit einem rechteckigen Querschnitt ausgebildet. Die Bodenplatte 9 und die Abdeckung 29f sind jeweils an einem unteren bzw. oberen Ende des Hohlleiters 2f in der z-Richtung angebracht. Die Befestigung von Bodenplatte 9 und Abdeckung 29f an dem Hohlleiter 2f kann beispielsweise durch Kleben oder Angalvanisieren erfolgen.
Es ist möglich, dass die Abdeckung 29f bei der Wellenleiterantenne lf für einen Teil der abzustrahlenden Leistung aus der TEOl-Mode wie ein Wellenleiter wirkt. Das bedeutet, dass Leistung aus der abzustrahlenden TEOl- Mode über die Abdeckung 29f in die TEOl-Mode einer in y-Richtung benachbarten Wellenleiterantenne gekoppelt und an den Rippenstrukturen in die in dem benachbarten Wellenleiter geführte TEIO-Mode gewandelt wird. Diese so genannte Überkopplung von abzustrahlender Leistung von einer Wellenleiterantenne in eine dazu benachbarte Wellenleiterantenne wird durch die Verwendung einer Abdeckung aus Material mit dämpfenden Eigenschaften verringert. Wegen der geringen Dicke D der Abdeckung 29, 29e (vgl. Fig. 10 bis 13) wird die aus der TEOl-Mode in z-Richtung abgestrahlte Leistung nur geringfügig gedämpft. Jedoch wird die in den benachbarten Wellenleiter überkoppelte Leistung wegen der größeren Weglänge in der dämpfenden Abdeckung 29, 29e sehr viel stärker gedämpft. Eine weitere Reduzierung der Überkopplung wird durch die Rille 30 gemäß der in den Fig. 12 und 13 dargestellten Wellenleiterantenne le erreicht.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel wird ein kompakter Aufbau eines Radarsystems basierend auf der erfindungsgemäßen Wellenleiterantenne angegeben. Das Radarsystem umfasst zusätzlich zur Antenne eine Vorrichtung zur Verarbeitung von Hochfrequenzsignalen insbesondere zur Ansteuerung der Antenne bzw. der Erzeugung des abzustrahlenden Signals. Weiterhin ist zur Steuerung des Radarsystems und i.d.R. zur Datenauswertung eine Vorrichtung zur Verarbeitung von Niederfrequenzsignalen vorgesehen. Insbesondere die Bauteile einer Vorrichtung zur Verarbeitung von Niederfrequenzsignalen sind i.d.R. räumlich stark ausgedehnt. Einige Bauteile z.B. Kondensatoren sind in einer flachen Ausführung nicht ohne weiteres erhältlich. In Fig. 12 ist ein Beispiel für eine Antennenanordnung angegeben, bei der sich ein Raum (36) zwischen den Antennen befindet. Um einen kompakten Aufbau zu erlangen, werden nun Bauteile (37) in den Zwischenräumen (36) angeordnet wie in Fig. 15 dargestellt. Alternativ oder zusätzlich werden Bauteile (Kondensatoren, Platinen etc.) in die Bodenplatte (9) integriert, um den Bauraum effizient zu nutzen

Claims

Patentansprüche
1. Wellenleiterantenne für eine Radarantennenanordnung, insbesondere zum Einsatz in Kraftfahrzeugen, mit einem sich in einer x-Richtung erstreckenden, metallischen Hohlleiter (2; 2b; 2c; 2d; 2f) mit einer
Längsachse (3), der zur Ausbreitung einer Radarwelle einer ersten Mode in der x-Richtung einen Innenraum (4; 4b; 4c; 4d; 4f) begrenzt, a. wobei zur gezielten Umwandlung der ersten Mode in eine davon verschiedene zweite Mode der Radarwelle und zur Auskopplung der zweiten Mode aus dem Hohlleiter (2; 2b; 2c; 2d; 2f) mehrere in der x-Richtung angeordnete, sich in den Innenraum (4; 4b; 4c; 4d; 4f) erstreckende Strukturelemente (10; 10a; 10b; 10c) vorgesehen sind, b. wobei benachbarte Strukturelemente (10; 10a; 10b; 10c) einen Abstand (dp, dap) aufweisen, der größer ist als eine halbe Hohlleiter- Wellenlänge (λ^) der Radarwelle der ersten Modebzw. größer ist als eine halbe Freiraum- Wellenlänge (λ0/2), je nachdem welche der beiden Wellenlängen (λΐ 5λ0) kleiner ist.
2. Wellenleiterantenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sich die Strukturelemente (10; 10a; 10b; 10c) jeweils entlang einer
Querachse (11; I Ia; 11 b; 11c) erstrecken, die mit der Längsachse (3) einen spitzen Winkel einschließt.
3. Wellenleiterantenne nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Strukturelemente (10; 10a; 10b; 10c) entlang der Querachse (11;
I Ia; 1 lb; 11c) eine konstante Strukturhöhe (H; Hmax, H2) aufweisen.
4. Wellenleiterantenne nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Hohlleiter (2; 2b; 2c; 2d; 2f) einen in einer zur x-Richtung senkrechten z-Richtung orientierten Querschnitt mit zwei gegenüberliegend angeordneten Seitenwänden (5; 5b; 5c; 5d; 5e; 5f) aufweist, an deren Innenseiten (14) Rippen (10; 10b) als Strukturelemente vorgesehen sind.
5. Wellenleiterantenne nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine bezüglich der Querachse (1 lb) symmetrische zweistufige Rippe (10b).
6. Wellenleiterantenne nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Rippen (10; 10b) gegenüberliegender Seiten wände (1 1; I Ib) entlang der x-Richtung versetzt angeordnet sind.
7. Wellenleiterantenne nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zur Verkürzung der Hohlleiter- Wellenlänge (λι, λ2) in dem Hohlleiter (2; 2b; 2c; 2d; 2f) ein Dielektrikum oder mit periodischem Abstand angeordnete Blenden vorgesehen sind.
8. Wellenleiterantenne nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Hohlleiter (2; 2b; 2c; 2d; 2f) mit einer Bodenplatte (9; 9a; 9c) verbunden ist.
9. Wellenleiterantenne nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch an der Bodenplatte (9a; 9c) angeordnete Rillen (10a) oder Rippen (10c) als Strukturelemente.
10. Wellenleiterantenne nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sich ein Querschnitt des Hohlleiters (2; 2b; 2c; 2d; 2f) in der vertikalen z-Richtung verändert.
11. Wellenleiterantenne nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Querschnitt des Hohlleiters (2b; 2c; 2d; 2f) sanduhrförmig gestaltet ist, wobei die Seitenwände (5b; 5c; 5d; 5e; 5f) jeweils eine zum Innenraum (4; 4b; 4c; 4d; 4f) gerichtete Wölbung (15) aufweisen.
12. Wellenleiterantenne nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest einige benachbarte Strukturelemente (10; 10a; 10b; 10c) in der x-Richtung mit einem periodischen Abstand (dp) zueinander angeordnet sind.
13. Wellenleiterantenne nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass ein nicht-periodischer Abstand (dap) benachbarter Strukturelemente (10; 10a; 10b; 10c) in der x-Richtung um weniger als 5%, insbesondere um weniger als 2% und insbesondere um weniger als 1% von dem periodischen Abstand (dp) abweicht.
14) Radarsensor umfassend
-zumindest zwei Wellenleiterantennen nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Antennen auf einer Bodenplatte (9) derart angeordnet sind, dass ein Raum (36) zwischen den Seitenwänden der Antennen gebildet wird
- eine Vorrichtung zur Verarbeitung von Hochfrequenzsignalen
-eine Vorrichtung zur Verarbeitung von Niederfrequenzsignalen
wobei Bauteile (37) der Vorrichtung zur Verarbeitung von Hochfrequenzsignalen und bzw. oder Vorrichtung zur Verarbeitung von Niederfrequenz- signalen in die Bodenplatte (9) integriert und bzw. oder in einem Raum (36) zwischen den Seiten wänden der Antennen angeordnet sind.
15) Radarsensor nach Anspruch 14, wobei die Vorrichtung zur Verarbei- tung von Niederfrequenzsignalen eine Platine umfasst und diese in die Bodenplatte integriert angeordnet ist.
16) Radarsensor nach Anspruch X, wobei zumindest ein Kondensator als Bauteil der Vorrichtung zur Verarbeitung von Niederfrequenzsignalen in einem Raum (36) zwischen den Seiten wänden der Antennen angeordnet ist.
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