EP2095459A1 - Hochfrequenzfilter mit sperrkreiskopplung - Google Patents

Hochfrequenzfilter mit sperrkreiskopplung

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Publication number
EP2095459A1
EP2095459A1 EP07856439A EP07856439A EP2095459A1 EP 2095459 A1 EP2095459 A1 EP 2095459A1 EP 07856439 A EP07856439 A EP 07856439A EP 07856439 A EP07856439 A EP 07856439A EP 2095459 A1 EP2095459 A1 EP 2095459A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
coupling
frequency
frequency filter
inner conductor
filter according
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP07856439A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Wilhelm Weitzenberger
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Original Assignee
Kathrein Werke KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Kathrein Werke KG filed Critical Kathrein Werke KG
Publication of EP2095459A1 publication Critical patent/EP2095459A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/205—Comb or interdigital filters; Cascaded coaxial cavities
    • H01P1/2053—Comb or interdigital filters; Cascaded coaxial cavities the coaxial cavity resonators being disposed parall to each other
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
    • H—ELECTRICITY
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    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/205—Comb or interdigital filters; Cascaded coaxial cavities
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    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
    • H01P1/2136—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies using comb or interdigital filters; using cascaded coaxial cavities

Definitions

  • the invention relates to a high-frequency filter with blocking circuit coupling according to the preamble of claim 1.
  • High frequency filters are used in a wide range.
  • the mobile subscriber's communication with the base station is handled by transmit-receive antennas provided in the base station. It is desirable to use only a common antenna for the transmit and receive signals.
  • Transmit and receive signals use different frequency ranges.
  • the antenna used must be capable of transmitting and receiving in both frequency ranges.
  • a suitable frequency filtering is required, which ensures that on the one hand, the transmission signals from the transmitter only to the antenna (and not in the direction of the receiver) and on the other the received signals from the antenna are only forwarded to the receiver.
  • a pair of high-frequency filters can be used, both of which pass through a specific, namely the respectively desired frequency band (bandpass filter).
  • bandpass filter a specific frequency band
  • band-stop filters One speaks here of band-stop filters.
  • a pair of high-frequency filters consisting of a first filter that passes frequencies below a frequency lying between the transmit and receive band and the overlying areas blocks (low-pass filter), and a second filter, which frequencies below this between the transmit and receive band frequency blocks and passes the higher frequencies. It is then a so-called high-pass filter.
  • Other combinations of the mentioned filter types can be used.
  • the transmission-Empfangsbandaufsplittung within the base station is performed in this case usually with duplex switches, which have the mentioned task, the transmission-reception path as possible without interference on the common antenna together.
  • the duplexer consists of two interconnected bandpass filters, namely the so-called transmit bandpass (TX bandpass) and the Empfangsband- pass (RX bandpass), with separate connections for the receiving branch, the transmitting branch and the jointly connected antenna are provided.
  • the bandpasses used inside the duplexer must be On the one hand, therefore, they have the selection (ie the necessary stop attenuation) necessary for the interconnection of the transmitting and receiving bandpass filters (TX / RX) and, on the other hand, they are intended to attenuate the useful signals as little as possible in their respective passband.
  • the bandpass structures used in duplex switches are predominantly composed of coaxial resonators in the common mobile radio frequency ranges (e.g., GSM / UMTS).
  • bandpasses (so-called Cauer bandpasses) which have transmission zeros (so-called blocking poles) in the stopband.
  • This type of filter is very often realized in conjunction with coaxial resonators by so-called cross-coupling.
  • non-adjacent resonators ie, in the course of the signal not directly consecutive resonators
  • a bandpass structure such capacitive or inductive coupled together that arise due signal splitting with subsequent phase-shifted merge amplitude cancellations (transmission zeros or blocking points) in the transmission characteristic.
  • Such a cross-coupling technique is described, for example, in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 4, April 2003 "Cross-Coupling in Coaxial Cavity Filters - A tutorial Overview", J. Brian Thomas, pages 1368-1376. - A -
  • a generic high-frequency filter with blocking circuit coupling in particular in the form of a duplexer, can generally be taken as known from WO 2004/100305 A1. It is a high-frequency filter with a plurality of resonators, which are arranged between three terminals, namely between a terminal for a transmitting branch, a connection for the receiving branch and a connection for the common antenna.
  • the doubly coupled resonators oscillate in the coupled state in two mutually different coupling resonance frequencies which are different from the resonant frequency, which strongly strengthens the two Coupled resonators considered individually in each case in the frequency range between the transmitting and receiving band have or tuned to the resonators.
  • coupling tuning elements are provided on a separating wall located between two inner conductors of two adjacent coaxial resonators, above which a coupling window is formed to the upper waveguide wall, which can be adjusted in order to change the coupling.
  • JP 09-199906 A describes the use of adjusting loops between two resonators in order to change the coupling.
  • each resonator can be additionally adjusted by screws similar to the aforementioned prior art.
  • the resonators are inductively or capacitively coupled to each other, wherein the inductive or capacitive coupling can be adjusted primarily by varying the ratio between the distance between the shafts and the distance between the heads of the inner conductors. For fine adjustment also serve screws between the individual resonators.
  • Object of the present invention is in contrast to provide an improved high-frequency filter, the one improved passage and / or blocking effect for predetermined frequencies or frequency ranges, with restrictions on the filter topology should not be possible.
  • the improvement over the prior art is achieved essentially by the fact that the high-frequency filter comprising electromagnetically coupled coaxial resonators, with respect to at least one selected coaxial resonator pair whose two coaxial resonators are immediately adjacent to one another in the transmission path, can be specifically preselected and / or presettable Coupling impedance is assigned, which is dimensioned so that due to the combination of capacitive and inductive coupling results in a coupling impedance resonance with a defined stop frequency. Since this type of coupling generates a blocking point in the transmission behavior of the high-frequency filter, it is also referred to below as blocking-circuit coupling.
  • this blocking circuit coupling so the blocking frequency, so that it lies on the one hand outside the passband of the RF filter, and on the other hand within the stop band of an RF filter.
  • the blocking frequency can be predefined primarily by changing and / or setting and / or preselecting two variables which essentially influence or determine the blocking frequency.
  • a defined capacitive coupling takes place.
  • the defined inductive coupling may be e.g. be set over the distance of the resonators to be coupled.
  • the required capacitive coupling can be contrasted, for example, realized by an elongated extension at the top of the resonators to be coupled.
  • the desired coupling of adjacent resonators can be set so changed by specifying the inductive and capacitive coupling that the desired attenuation outside of the passband of a RF filter and within a stopband of an RF filter.
  • the distance between two inner conductors can be reduced by providing them with radial extensions on their upper side. This can also be used to reduce the overall height of the filter.
  • FIG. 1 The schematic structure of a high-frequency filter in the case of a duplex switch in a schematic basic representation
  • FIG. 2 shows a schematic top view of a high-frequency filter with a signal path
  • Figure 3 is a schematic axial section along the line III-III in Figure 2;
  • Figure 4 is a Ersat zschaltsent with respect to the embodiment of Figures 2 and 3;
  • FIG. 5 shows a diagram for the reproduction of the transmission and attenuation behavior of a bandpass filter according to the invention for a duplexer
  • FIGS. 6a to 6f show different views of different settings of a coupling capacitance or coupling inductance.
  • the RF filter 1 shows a schematic diagram of a high-frequency filter in the form of a duplexer 3, wherein the RF filter 1 comprises three terminals 5, 7 and 9, namely a terminal TX, RX and a terminal for the antenna port AP, so that transmission signals via a first signal path from the transmitting terminal 5 coming from the antenna port AP (from there the common antenna) and vice versa, the received signals from the antenna via the antenna port AP (terminal 9) the receiving terminal 7 can be supplied.
  • the duplexer 3 comprises in the two signal paths a corresponding bandpass filter 11 or 13, which have the necessary selection (ie stop attenuation), thus From the transmission terminal no signals can get into the reception branch.
  • the pass-bands for the useful signals should be damped as little as possible.
  • a high-frequency filter 1 with a signal path 10 is shown, for example, from a connection 5 to a connection 9, that is, from a transmission connection to an antenna port connection (ie, only the shows a branch of a duplexer) and thereby comprises six coaxial resonators 15.
  • the coaxial resonators 15 are arranged in a conductive housing 17 with a plurality of resonator chambers 19, where in the embodiment shown in the middle or rather in the central region perpendicular to the housing bottom 17a each have a conductive inner conductor 21 extends - as is apparent from the illustration in Figure 3 - the at a suitable distance below an attachable to the housing 17 electrically conductive housing cover 17b ends.
  • Each coaxial resonator 15 thus has a circumferential housing wall 17c, wherein along the signal path coupling openings 23, so-called apertures are provided in the respective housing wall 17c, whereby windows are formed, through which the electromagnetic waves can propagate.
  • FIG. 3 shows only a schematic sectional illustration, for example, through a section for the bandpass filter 11 provided for the transmitting branch, whereby the signal path for the second reception branch of the duplex divider not shown in FIG could connect.
  • the corresponding equivalent circuit diagram is reproduced in FIG. 4, namely with the signal path 10 from the connection 5 to the connection 9, wherein the six resonators 11 are represented as parallel resonant circuits 111 whose one output is grounded and the opposite output is in the corresponding sequence is connected to the signal path 10.
  • the parallel resonant circuits 24 are characterized in a known manner by a capacitor and an inductance.
  • the distances between the connection points 25 of the individual parallel resonant circuits 24 can also be described by inductances 27, as far as conventional couplings between Coaxial resonators, so not to the below-explained coupling of the invention.
  • connection between two mutually parallel adjacent parallel resonant circuits can not be described by an inductive coupling, but by a blocking circuit coupling in the form of a parallel resonant circuit with a capacitance and an inductance, as shown in Figure 4 .
  • a capacitive cross-coupling using a capacitor C is additionally realized (see FIG. 2 and FIG. 4).
  • a coupling according to the invention is realized between the first and the second coaxial resonators 15.1 and 15.2 as well as between the second and third coaxial resonators 15.2 and 15.3 as well as the third and fourth coaxial resonators 15.3 and 15.4.
  • a conventional coupling (cross-coupling) between the first and the fifth coaxial resonators 15.1 and 15.5 is shown, which is also discussed below.
  • This capacitive coupling is shown, for example, between inner conductor sections 21a on the two inner conductors 21 of the two first coaxial resonators 15.1 and 15.2 in FIG. 3, by correspondingly drawn E-field vectors 121 '(FIG. 2).
  • the inductive coupling is ultimately preselected and / or adjusted accordingly.
  • the inductive coupling can be preset or selected differently by other alternative or supplementary, ie additional measures.
  • the coupling capacitances and coupling inductances necessary for setting the blocking circuit coupling can be set by known coupling setup variants.
  • the coupling diaphragms ie the passage openings between two adjacent coaxial resonators in the height and / or width can be set differently, whereby the degree of coupling changes).
  • coupling pins can be provided between the resonators, coupling loops or coupling webs.
  • the coupling webs would extend, for example, in a partial height between two inner conductors, ie also extend parallel to the inner conductors (preferably perpendicular to the bottom wall) and thereby be electrically connected to the bottom of the coupling resonators.
  • the Coupling loops can be electrically and mechanically connected in the manner of an inverted U-bracket between two inner conductors on the ground. It is also possible for a coupling loop to be positioned in a vertical orientation (ie lying in a vertical plane) or in a plane slightly inclined thereto via a vertical axis of rotation with respect to the ground and can thereby be rotated in the circumferential direction. The larger the area penetrated by the magnetic surfaces, the greater the coupling effect.
  • the mentioned effects can also be used in combination or parts thereof in combination in order to implement and implement the desired coupling setting options accordingly.
  • FIG. 6b On the basis of Figure 6b is shown in plan view that along the connecting line of two adjacent inner conductor 21 is provided from the ground uplifting web, which extends there against the height of the inner nenleiter in a partial height. This is a so-called coupling web 307.
  • This coupling web 307 is electrically connected to the bottom 17a of the housing 17 of the RF filter.
  • a first window opening 303 (coupling diaphragm) between the coaxial resonator 15.1 and 15.2 is significantly reduced and, on the other hand, a further coupling diaphragm 303 between the resonator 15.2 and 15.3 becomes clear is enlarged, so that the coupling aperture in any case has a greater width parallel to the bottom or top surface.
  • a coupling loop 305 for changing the coupling inductance which is positioned in the bottom in the manner of an inverted "U" is shown.
  • a coupling loop is shown with reference to FIG. 6f, which can be rotated about its vertical axis 305 ', so that the magnetic field strength passing through the loop changes, whereby the coupling inductance can be changed and set differently.
  • the desired blocking position can be generated with a defined blocking frequency outside the passband of an HF filter. It is crucial that in addition to the aforementioned defined inductive resonator coupling a defined capacitive coupling is present.
  • the aforementioned inductive coupling can be adjusted by the distance 321 of the resonators to be coupled (position of the inner conductor 21 of the relevant resonator), whereas the capacitive coupling is adjusted via the clear distance 121 between two adjacent inner conductors 21 of two adjacent resonators, the size of which can be predetermined by the clear distance of the mentioned elongated (radially protruding) inner conductor extensions 21.
  • the second inner conductor of the second Koaxialresonators 15.2 is formed in the manner of a T-shaped, namely with another, usually parallel to the ground and thus transversely or radially to the inner conductor protruding, opposite réelleleitererwei- sion 21 a.
  • the third inner conductor 21 of the third coaxial resonator 15.3 to be coupled therewith could also be provided with a corresponding inner conductor extension 21a, the distance between these two adjacent inner conductor extensions 21a being much greater than the distance between the first and second coaxial resonators.
  • an additional bridging member 221 is further provided for this purpose, which is held and positioned in isolation with respect to the housing.
  • the sum distance formed from the two individual distances 121a and 121b gives the size which is decisive for the specification of the desired defined capacitance coupling.
  • the additional inner conductor 21 does not see two inner conductor extensions 180 'opposite each other (as the second inner conductor 21 of the second coaxial resonator 15.2 does) due to the further coupling between the third and fourth coaxial resonators 15.3 and 15.4 ), but has two inner conductor extensions 21a, which are arranged at a 90 ° angle to each other, namely according to the signal path of the electromagnetic waves angled at 90 ° .
  • the fact that the two inner conductors 21 are positioned more densely with respect to the second and third resonators 15.2 and 15.3 results from the illustration of Figure 2 in plan view.
  • a bandpass filter can be realized, as reproduced in FIG. 4, with one or more blocking frequencies f s , ie one or more so-called blocking poles.
  • This transmission characteristic shows that, in accordance with the number of coaxial resonators coupled within the scope of the invention, the plurality of blocking poles (blocking frequencies) can be generated such that these blocking frequencies lie, for example, in the passband (frequency range) of an adjacent bandpass filter which is offset.
  • another coupling according to the invention may also be implemented at any other arbitrary point, that is to say, for example, between the fourth and fifth and / or fifth and sixth coaxial resonators.
  • n-coaxial resonators therefore, five, namely n-1 coupling impedances can be dimensioned such that a coupling impedance results in each case with a defined frequency f s due to the communication of capacitive and inductive coupling, ie a blocking point by the type of coupling in the transmission behavior of the high-frequency filter at the at least one or more mutually offset frequencies f sl , f s2 , f s3 , etc. to f Sn results, which may be referred to as blocking circuit coupling.
  • a conventional coupling is additionally realized, which can also be additionally provided in the case of the HF filter according to the invention.
  • This conventional coupling (cross-coupling) is also shown in the equivalent circuit diagram according to FIG. 4, namely there via the connecting path 131 with the capacitor C provided there.
  • a coupling element 31 which acts between the first and fifth coaxial resonators and is usually formed by an electrically conductive coupling element projecting into the respective cavity of the associated resonator and having a "bone-shaped" side view Generated by its enlarged opposite conclusion with the associated inner conductor in the respective coaxial resonator capacitive coupling.
  • This is also included in the equivalent circuit diagram. characterized, namely by the capacitive coupling path 131.
  • FIG. 5 a diagram of the bandpass behavior of a bandpass filter 11 for a transmission branch and for a bandpass filter 13 for a reception branch (in dashed lines) is reproduced.
  • This shows the number of blocking poles f RS / f ⁇ s , depending on the number of blocking circuit couplings used.
  • the increasing frequency F is reproduced on the X-axis and the damping D on the Y-axis.
  • the at least one or more blocking poles can be laid so that they lie, for example, in a frequency range of an adjacent bandpass offset from the passband of the relevant bandpass.
  • the one or more blocking poles are arranged, in whole or in part, at least in such a way that they lie outside the actual passband of the bandpass filter in a frequency range which differs from the center frequency of the relevant bandpass filter. less than ⁇ 50%, in particular less than ⁇ 40%, ⁇
  • the advantages of the invention can still be realized to a sufficient extent, if at least one or more of the Sperrpole (blocking points) of a respective bandpass filter Considered by appropriate choice of suitable coupling capacitances and coupling inductances is so laid or be that this at least one Sperrpol in a frequency range is generated, not more than five times the duplex spacing (ie the frequency center distance of two adjacent band passes) of the center frequency the relevant bandpass away.
  • the blocking poles viewed from a bandpass filter, should be arranged outside the passband of the bandpass filter such that the blocking poles are not more than five times, in particular not more than four times, three times, twice or even less than the duplex spacing (ie the second frequency spacing second) neighboring bandpasses).
  • one or more of the blocking poles can also be positioned in a frequency range of the adjacent bandpass.
  • the inductive or the capacitive coupling can be determined whether the respective Sperrpol below a Bandpass filter or above a bandpass filter (ie with the bandpass filter lower frequency or higher frequency) is formed. This is achieved by selecting the coupling capacitance and coupling inductance of the trap coupling so that the resulting resonant frequency is either below or above the bandpass passband as needed.

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Abstract

Ein verbessertes Hochfrequenz f ilter weist folgende Merkmale auf: das Hochfrequenzfilter weist ein Übertragungsverhalten mit einer Koppelimpedanzresonanz mit zumindest einer Sperrstelle bei einer Frequenz (fs) auf, wobei die Sperrstelle bei der Frequenz (fs) durch Vorgabe und/oder Vorwahl einer definierter kapazitiven (12/') und induktiven (12/'') Kopplung zwischen zwei auf einem Signalweg (10) unmittelbar aufeinander folgenden Koaxialresonatoren (15) einstellbar ist.

Description

Hochfrequenzfilter mit Sperrkreiskopplung
Die Erfindung betrifft ein Hochfrequenzfilter mit Sperrkreiskopplung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Hochfrequenzfilter werden in einem weiten Bereich eingesetzt .
Beispielsweise in der digitalen Mobilfunktechnik wird die Kommunikation des Mobilteilnehmers mit der Basisstation über Sende-Empfangsantennen abgewickelt, die in der Basisstation vorgesehen sind. Dabei ist es wünschenswert, für die Sende- und Empfangssignale nur eine gemeinsame Antenne zu benutzen.
Sende- und Empfangssignale nutzen dabei unterschiedliche Frequenzbereiche. Die verwendete Antenne muss zum Senden und Empfangen in beiden Frequenzbereichen geeignet sein. Zur Trennung der Sende- und Empfangssignale ist eine geeignete Frequenz-Filterung erforderlich, die sicherstellt, dass einerseits die Sendesignale vom Sender nur zur Antenne (und nicht in Richtung des Empfängers) und andererseits die Empfangssignale von der Antenne nur zum Empfänger weitergeleitet werden.
Zu diesem Zweck kann ein Paar von Hochfrequenzfiltern eingesetzt werden, die beide ein bestimmtes, nämlich das jeweils erwünschte Frequenzband durchlassen (Bandpassfilter) . Es kann aber auch ein Paar von Hochfrequenzfiltern verwendet werden, die ein bestimmtes, nämlich das jeweils unerwünschte Frequenzband sperren. Man spricht hier von Bandsperrenfiltern. Möglich ist ferner auch die Verwendung von einem Paar von Hochfrequenzfiltern, bestehend aus einem ersten Filter, das Frequenzen unterhalb einer zwischen dem Sende- und Empfangsband liegenden Frequenz durchlässt und die darüber liegenden Bereiche sperrt (Tiefpassfilter) , und einem zweiten Filter, welches Frequenzen unterhalb dieser zwischen dem Sende- und Empfangsband liegenden Frequenz sperrt und die darüber liegenden Frequenzen durchlässt. Es handelt sich dabei dann um ein sogenanntes Hochpassfilter. Weitere Kombinationen aus den genannten Filtertypen können zur Anwendung kommen.
Die Sende-Empfangsbandaufsplittung innerhalb der Basisstation wird dabei in der Regel mit Duplexweichen durchgeführt, die die erwähnte Aufgabe haben, den Sende-Empfangs- pfad möglichst rückwirkungsfrei auf die gemeinsame Antenne zusammen zu schalten. Die Duplexweiche besteht dabei aus zwei zusammengeschalteten Bandpässen, nämlich dem sogenannten Sendebandpass (TX-Bandpass) und dem Empfangsband- pass (RX-Bandpass) , wobei separate Anschlüsse für den Empfangszweig, den Sendezweig und der gemeinsam zugeschalteten Antenne vorgesehen sind.
Die innerhalb der Duplexweiche verwendeten Bandpässe müs- sen also einerseits die zur Zusammenschaltung des Sende- und des Empfangsbandpasses (TX/RX) nötige Selektion (also die nötige Sperrdämpfung) aufweisen und sollen andererseits in ihrem jeweiligen Durchlassbereich die Nutzsignale möglichst wenig dämpfen.
Die in Duplexweichen verwendeten Bandpassstrukturen werden in den gängigen Mobilfunkfrequenzbereichen (z.B. GSM/UMTS) überwiegend aus Koaxialresonatoren aufgebaut.
Aufbau und Funktionsweise von Koaxialresonatoren sind aus dem Stand der Technik bekannt, beispielsweise "Ian Hunter: Theory and Design of Microwave Filters", IEE Electromagne- tic Waves Series, No. 48, 1. Microwave filters, Seite 197.
In der Filtertheorie werden Bandpässe (sogenannte Cauer- bandpässe) beschrieben, die im Sperrbereich Übertragungsnullstellen (sogenannte Sperrpole) aufweisen. Dieser Filtertyp wird in Verbindung mit Koaxialresonatoren sehr häu- fig durch sogenanntes Cross-Coupling (Überkopplung) realisiert. Hierbei werden nicht-benachbarte Resonatoren (d.h. also im Signalverlauf nicht unmittelbar aufeinander folgender Resonatoren) innerhalb einer Bandpassstruktur derart kapazitiv oder induktiv miteinander verkoppelt, dass sich bedingt durch Signalsplittung mit anschließender phasenverschobener Zusammenführung Amplitudenauslöschungen (Übertragungsnullstellen bzw. Sperrstellen) in der Übertragungscharakteristik ergeben. Eine derartige Cross- Coupling-Technik wird z.B. beschrieben in IEEE Transac- tions on microwave theory and techniques, Vol. 51, No. 4, April 2003 "Cross-Coupling in Coaxial Cavity Filters - A Tutorial Overview", J. Brian Thomas, Seiten 1368 bis 1376. - A -
Das sogenannte Cross-Coupling hat aber den Nachteil, dass die notwendige Verkopplung Resonatoren benötigt, die nicht benachbart zueinander sind, also nicht aufeinander folgend angeordnet sind. Dadurch werden aber Filter-Topologien gefordert, die diese Verkopplung mechanisch erst möglich machen.
Aufgrund der begrenzten Anzahl der geeigneten Resonatoren- Paare für das Cross-Coupling kann von daher nur eine be- grenzte Zahl von Sperrpolen erzeugt werden.
Ein gattungsbildendes Hochfrequenzfilter mit Sperrkreiskopplung insbesondere in Form einer Duplexweiche ist grundsätzlich aus der WO 2004/100305 Al als bekannt zu entnehmen. Es handelt sich dabei um einen Hochfrequenzfilter mit mehreren Resonatoren, die zwischen drei Anschlüssen angeordnet sind, nämlich zwischen einem Anschluss für einen Sendezweig, einem Anschluss für den Empfangszweig und einem Anschluss für die gemeinsame Antenne.
Gemäß dem gattungsbildenden Stand der Technik ist zur Verbesserung einer derartigen Duplexweiche vorgesehen, dass sie zumindest ein stark miteinander verkoppeltes Resonatorpaar aufweist, wobei die stark miteinander verkoppelten Resonatoren im gekoppelten Zustand in zwei voneinander verschiedenen Koppelresonanzfrequenzen schwingen, die unterschiedlich sind zur Resonanzfrequenz, die die beiden stark verkoppelten Resonatoren für sich alleine betrachtet jeweils im Frequenzbereich zwischen Sende- und Empfangs- band aufweisen bzw. auf die die Resonatoren abgestimmt sind.
So ist es beispielsweise aus der WO 02/054527 A2 bekannt, bei einem koaxialen Hochfrequenzfilter Maßnahmen vorzusehen, wodurch eine Verkopplung zwischen zwei benachbarten Resonatoren unterschiedlich eingestellt werden kann. Dazu sind beispielsweise auf einer zwischen zwei Innenleiter zweier benachbarter Koaxialresonatoren befindlichen Trennungswand, oberhalb der zur oberen Hohlleiterwand ein Koppelfenster gebildet ist, Koppelabstimmelemente vorgesehen, die verstellt werden können, um die Verkopplung zu verändern.
Eine insoweit grundsätzlich vergleichbare Lösung ist auch aus der JP 09-199906 A bekannt geworden, welche die Verwendung von Einstellschlaufen zwischen zwei Resonatoren beschreibt, um die Kopplung zu verändern.
Gemäß der US 4 216 448 wird auf einer Koppelstrecke, die vier Koaxialresonatoren umfasst, durch Eindrehen von Schrauben (in axialer Verlängerung des Innenleiters) das Resonanzverhalten des Filters entsprechend eingestellt. Zudem ist in dieser Vorveröffentlichung eine Verkopplung zwischen dem ersten und letzten Resonator auf dem Übertragungsweg (also nicht zwischen zwei auf dem Übertragungsweg benachbart hintereinander liegenden Resonatoren) vorgesehen, und zwar mittels eines zusätzlichen Koppel- fensters und in Richtung dieses zusätzlichen Koppelfensters hineinragenden Vorsprüngen.
Schließlich wird auch noch auf das Hochfrequenzfilter gemäß dem US 5 389 903 A verwiesen, welches T-förmige Innenleiter mit einem zylindrischen Kopf aufweist, der einen größeren Durchmesser als der darunter befindliche, den Kopf tragende Innenleiter aufweist. Dieser zylindrische Kopf kann exzentrisch zum Schaft des Innenleiters verschoben werden. Die Resonanzfrequenz eines jeden Resonators kann zusätzlich durch Schrauben ähnlich wie im vorstehend genannten Stand der Technik eingestellt werden. Die Resonatoren sind untereinander induktiv oder kapazitiv verkoppelt, wobei die induktive oder die kapazitive Kopplung primär durch Veränderung des Verhältnisses bezüglich der Entfernung zwischen den Schäften und der Entfernung zwischen den Köpfen der Innenleiter eingestellt werden kann. Zur Feineinstellung dienen zudem Stellschrauben zwischen den einzelnen Resonatoren.
All diese Vorveröffentlichungen zeigen, worauf bereits einleitend hingewiesen wurde, dass es durchaus bekannt ist, einzelne Koaxialresonatoren miteinander zu verkoppeln und die Verkopplung der Resoantoren zu verändern und unterschiedlich einzustellen.
Sollen allerdings insbesondere bei dem Aufbau von Bandpässen Sperrbereiche mit Übertragungsnullstellen (sog. Sperr- pole) erzeugt werden, so ist es bisher notwendig, zwei nicht unmittelbar benachbart zueinander liegende Resonatoren (also auf einem Signalübertragungsweg nicht unmittelbar aufeinander folgender Resonatoren) durch zusätzliche Maßnahmen kapazitiv oder induktiv so miteinander zu ver- koppeln, dass sich bedingt durch Signalsplitting mit anschließender phasenverschobener Zusammenführung Amplitu- denauslöschungen (Übertragungsnullstellen bzw. Sperrstellen) in der Übertragungscharakteristik ergeben. Dies erfolgt im Rahmen der eingangs erwähnten sog. Coupling-Tech- nik.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es demgegenüber, ein verbessertes Hochfrequenzfilter zu schaffen, das eine verbesserte Durchlass- und/oder Sperrwirkung für vorgebbare Frequenzen oder Frequenzbereiche aufweist, wobei Einschränkungen bezüglich der Filter-Topologie möglichst nicht gegeben sein sollen.
Die Erfindung wird entsprechend den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Es hat sich als völlig überraschend erwiesen, dass es möglich ist, zumindest eine Sperrstelle (also zumindest einen Sperrpol) bei einer Frequenz zu erzeugen, die weniger als + 50% von der Mittenfrequenz eines Bandfilters entfernt ist, und zwar durch eine entsprechende Verkopp- lung von zwei unmittelbar auf einem Signalweg benachbart zueinander vorgesehenen Koaxialresonatoren.
Erfindungsgemäß wird die Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik im Wesentlichen dadurch erzielt, dass das Hochfrequenzfilter, das elektromagnetisch gekoppelte Koaxialresonatoren umfasst, bezüglich zumindest eines ausgewählten Koaxialresonatorpaares, dessen beide Koaxialresonatoren im Übertragungsweg unmittelbar benachbart zueinander liegen, eine speziell vorwähl- und/oder voreinstell- bare Koppelimpedanz zugeordnet wird, die so dimensioniert ist, dass sich aufgrund der Kombination von kapazitiver und induktiver Kopplung eine Koppelimpedanzresonanz mit einer definierten Sperrfrequenz ergibt. Da diese Art der Verkopplung im Übertragungsverhalten des Hochfrequenzfil- ter eine Sperrstelle erzeugt, wird sie im Folgenden auch als Sperrkreiskopplung bezeichnet.
Mit anderen Worten lässt sich also im Rahmen der Erfindung diese Sperrkreiskopplung, also die Sperrfrequenz, so legen, dass sie zum einen außerhalb des Durchlassbereiches des HF-Filters, und zum anderen innerhalb des Sperrbereiches eines HF-Filters liegt.
Bevorzugt lässt sich die Sperrfrequenz vor allem durch Veränderung und/oder Einstellung und/oder Vorwahl von zwei die Sperrfrequenz im Wesentlichen beeinflussenden bzw. bestimmenden Größen vorgeben. Entscheidend ist dabei, dass neben einer definierten induktiven Resonatorkopplung eine definierte kapazitive Kopplung erfolgt. Die definierte induktive Kopplung kann dabei z.B. über den Abstand der zu verkoppelnden Resonatoren eingestellt werden. Die geforderte kapazitive Kopplung lässt sich demgegenüber z.B. durch eine längliche Erweiterung an der Oberseite der zu verkoppelnden Resonatoren realisieren. Auch wenn die Veränderung jeder der beiden vorstehend genannten Größen einen gewissen Einfluss auch auf die jeweils andere Größe ausübt, so lässt sich doch durch Vorgabe der induktiven sowie der kapazitiven Kopplung die gewünschte Verkopplung benachbarter Resonatoren so verändert einstellen, dass die gewünschte Dämpfung außerhalb des Durchlassbereiches eines HF-Filters und innerhalb eines Sperrbereiches eines HF- Filters liegt.
Im Rahmen der Erfindung lassen sich also somit folgende wesentliche Vorteile realisieren:
• Erstmals können nunmehr benachbarte Resonatoren so verkoppelt werden, dass darüber Sperrstellen erzeugt werden. Dies bietet den wesentlichen Vorteil, dass bei der Realisierung von Hochfrequenzfiltern keine derartigen Einschränkungen bei der Konzeption von Filter- Topologien, also bezüglich der Anordnung der Koaxialresonatoren, vorliegen, wie beim Stand der Technik. Beim Stand der Technik bestand der gravierende Nachteil, dass beim sogenannten "Cross-Coupling" (also bei der Herstellung einer Überkopplung) die notwendige Verkopplung nicht zwischen benachbarten Resonatoren durchgeführt werden konnte. Dies erforderte dann ganz spezifische Filter-Topologien, um eine Verkopplung zwischen zwei nicht benachbarten Resonatoren zu er- möglichen.
• Da im Rahmen der Erfindung eine Verkopplung zweier benachbarter Resonatoren möglich ist, bietet dies grundsätzlich auch die Option, beliebige mehrere benachbar- te Paare von Resonatoren miteinander zu verkoppeln. Es können im Rahmen der Erfindung bei n-Resonatoren sogar n-1 Sperrstellen erzeugt werden, also viel mehr als bei einem konventionellem Cross-Coupling.
• Im Rahmen der Erfindung kann zur entsprechenden Einstellung der kapazitiven Kopplung der Abstand zwischen zwei Innenleitern dadurch verringert werden, dass diese mit radialen Verlängerungen an ihrer Oberseite versehen sind. Dies kann auch zu einer Verringerung der Gesamtbauhöhe des Filters genutzt werden.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Zeichnungen näher erläutert. Dabei zeigen im Einzelnen:
Figur 1 : Den schematischen Aufbau eines Hochfrequenzfilters im Falle einer Duplexweiche in schematischer Grunddarstellung; Figur 2 : eine schematische Drauf s icht auf einen Hochfrequenzfilter mit einem Signalweg ;
Figur 3 eine schematische Axialschnittdarstellung längs der Linie III-III in Figur 2;
Figur 4 : ein Ersat zschaltbild bezüglich des Ausführungsbeispiels nach Figuren 2 und 3 ;
Figur 5 ein Diagramm zur Wiedergabe des Durchlassund Dämpfungsverhaltens eines erfindungsgemäßen Bandpassfilters für eine Duplex- weiche; und
Figur 6a bis 6f: verschiedene Darstellungen zu unterschiedlichen Einstellungen einer Koppelkapazität bzw. Koppelinduktivität.
In Figur 1 ist in schematischer Darstellung ein Hochfrequenzfilter in Form einer Duplexweiche 3 gezeigt, wobei das HF-Filter 1 drei Anschlüsse 5, 7 und 9 umfasst, nämlich einen Anschluss TX, RX und einen Anschluss für den Antennenport AP, so dass Sendesignale über einen ersten Signalweg vom Sendeanschluss 5 kommend dem Antennenport AP (von dort der gemeinsamen Antenne) und umgekehrt die von der Antenne empfangenen Signale über den Antennenport AP (Anschluss 9) dem Empfangsanschluss 7 zugeführt werden können.
Die Duplexweiche 3 umfasst dazu in den beiden Signalwegen ein entsprechendes Bandpassfilter 11 bzw. 13, die die notwendige Selektion (also Sperrdämpfung) aufweisen, damit vom Sendeanschluss keine Signale in den Empfangszweig gelangen können. Andererseits sollen die Durchlassbereiche für die Nutzsignale möglichst wenig gedämpft sein.
In Figur 2 ist dazu beispielsweise in schematischer Draufsicht (unter Weglassung einer oberen Abdeckung) ein Hochfrequenzfilter 1 mit einem Signalweg 10 gezeigt, der beispielsweise von einem Anschluss 5 zu einem Anschluss 9, also von einem Sendeanschluss zu einem Antennenportan- Schluss verläuft (also nur den einen Zweig einer Duplex- weiche zeigt) und dabei sechs Koaxialresonatoren 15 um- fasst .
Die Koaxialresonatoren 15 sind dabei in einem leitfähigen Gehäuse 17 mit mehreren Resonatorenkammern 19 angeordnet, wo sich im gezeigten Ausführungsbeispiel mittig oder eher im mittigen Bereich senkrecht zum Gehäuseboden 17a jeweils ein leitfähiger Innenleiter 21 erstreckt - wie es sich aus der Darstellung gemäß Figur 3 ergibt - der in einem ge- eigneten Abstand unterhalb eines auf das Gehäuse 17 aufsetzbaren elektrisch leitfähigen Gehäusedeckels 17b endet.
Jeder Koaxialresonator 15 weist somit eine umlaufende Gehäusewand 17c auf, wobei längs des Signalweges Koppel- Öffnungen 23, sogenannte Blenden, in der betreffenden Gehäusewand 17c vorgesehen sind, wodurch Fenster gebildet werden, durch die hindurch sich die elektromagnetischen Wellen ausbreiten können.
An den koaxialen Anschlüssen 5 und 9 sind in bekannter Weise Innenleiter 5a bzw. 9a vorgesehen, die in die zugeordneten Resonatorkammern 19 hinein ragen und beispielsweise in einem leitenden Flächenelemente 5b bzw. 9b enden, worüber mit dem zugeordneten Innenleiter in den betreffenden Koaxialresonatoren 15 durch die so gebildete Kapazität die Einkopplung des elektrischen Feldes beim Anschluss 5 und die entsprechende Auskopplung des elektrischen Feldes beim Anschluss 9 folgt (wobei beispielsweise umgekehrt das von der Antenne empfangene Signal über das leitende Flächenelemente 9b in den zugeordneten Resonator auf dem zweiten Signalweg eingekoppelt wird, und über einen zweiten Signalweg zu einem in Figur 2 nicht näher gezeigten Anschluss 7 führt) . Von daher ist in Figur 3 nur eine schematische Schnittdarstellung beispielsweise durch einen Abschnitt für den für den Sendezweig vorgesehenen Bandpassfilter 11 dargestellt, wobei über das in Figur 3 links liegende Blendentor 23a sich der Signalweg für den zweiten in Figur 3 nicht gezeigten Empfangszweig der Du- plexweiche anschließen könnte.
Bezüglich des erläuterten Signalweges vom Anschluss 5 zum Anschluss 9 sind auf diese Weise sechs Koaxialresonatoren 15.1 bis 15.6 miteinander verkoppelt.
Das entsprechende Ersatzschaltbild ist in Figur 4 wiedergegeben, und zwar mit dem Signalweg 10 vom Anschluss 5 zum Anschluss 9, wobei die sechs Resonatoren 11 als Par- allelschwingkreise 111 dargestellt sind, deren einer Ausgang auf Masse liegt und der gegenüber liegende Ausgang in der entsprechenden Reihenfolge an dem Signalweg 10 angeschlossen ist. Die Parallelschwingkreise 24 sind dabei in bekannter Weise durch einen Kondensator und eine Induk- tivität gekennzeichnet. Die Wegstrecken zwischen den Anschlusspunkten 25 der einzelnen Parallelschwingkreise 24 können ebenfalls durch Induktivitäten 27 beschrieben werden, soweit es sich um herkömmliche Kopplungen zwischen Koaxialresonatoren handelt, also nicht um die nachfolgend noch erläuterte erfindungsgemäße Verkopplung. Soweit eine erfindungsgemäße Verkopplung zum Tragen kommt, kann die Verbindung zwischen zwei miteinander erfindungsgemäß ver- koppelten benachbarten Parallelschwingkreisen nicht durch eine induktive Kopplung, sondern durch eine Sperrkreiskopplung in Form eines Parallelschwingkreises mit einer Kapazität und einer Induktivität beschrieben werden, wie dies in Figur 4 dargestellt ist. Zwischen dem ersten und fünften Koaxialresonator 15.1 bzw. 15.4 ist wie im Stand der Technik eine kapazitive Cross-Coupling unter Verwendung eines Kondensators C zusätzlich realisiert (siehe Figur 2 und Figur 4) .
Gemäß diesem Ersatzschaltbild nach Figur 4 ist gezeigt, dass zwischen dem ersten und dem zweiten Koaxialresonator 15.1 und 15.2 sowie zwischen dem zweiten und dritten Koaxialresonator 15.2 und 15.3 sowie dem dritten und vieren Koaxialresonatoren 15.3 und 15.4 eine erfindungsgemäße Verkopplung realisiert ist. Daneben ist in dem gezeigten Ausführungsbeispiel auch eine nach dem Stand der Technik herkömmliche Verkopplung (Cross-Coupling) zwischen dem ersten und dem fünften Koaxialresonatoren 15.1 und 15.5 gezeigt, worauf nachfolgend ebenfalls eingegangen wird.
Aus der Seitendarstellung gemäß Figur 3 ist zu ersehen, dass zur Verkopplung der unmittelbar benachbarten, d.h. im Signallauf unmittelbar aufeinander folgenden Resonatoren 15.1 und 15.2 die zugehörigen Innenleiter in ihrer Verbin- dungsrichtung liegend jeweils mit aufeinander zu weisenden, radial vorstehenden Innenleiterabschnitten 21a versehen sind. Dadurch wird der lichte Abstand 121 zwischen den beiden Innenleitern 21 so eingestellt, dass sich hierüber eine gewünschte kapazitive Kopplung ergibt.
Diese kapazitive Kopplung ist beispielsweise zwischen Innenleiterabschnitten 21a an den beiden Innenleitern 21 der beiden ersten Koaxialresonatoren 15.1 und 15.2 in Figur 3 dargestellt, und zwar durch entsprechend eingezeichnete E-Feld-Vektoren 121' (Figur 2).
Darüber hinaus ist in Figur 3 auch für die beiden ersten Resonatoren 15.1 und 15.2 eine induktive Verkopplung durch eine H-Feld-Linie 121" dargestellt. Durch Vorgabe des
Abstandes 321 zwischen den beiden Innenleitern 21 (ohne
Berücksichtigung der erwähnten radial vorstehenden Innen- leiterabschnitte 21a) wird letztlich die induktive Ver- kopplung entsprechend vorgewählt und/oder eingestellt.
Die induktive Verkopplung kann aber durch andere alternative oder ergänzende, also zusätzliche Maßnahmen unterschiedlich voreingestellt oder vorgewählt werden. Ganz allgemein wird angemerkt, dass die für die Einstellung der Sperrkreiskopplung notwendigen Koppelkapazitäten und Koppelinduktivitäten durch bekannte Koppeleinstellvarianten eingestellt werden können. So können beispielsweise die Koppelblenden (also die Durchtrittsöffnungen zwischen zwei benachbarter Koaxialresonatoren in der Höhe und/oder Breite unterschiedlich eingestellt werden, wodurch sich der Grad der Kopplung ändert) . Ebenso können Koppelstifte zwischen den Resonatoren vorgesehen sein, Koppelschleifen oder Koppelstege. Die Koppelstege würden beispielsweise in einer Teilhöhe zwischen zwei Innenleitern verlaufen, also sich ebenfalls parallel zu den Innenleitern erstrecken (bevorzugt senkrecht zur Bodenwandung) und dabei mit dem Boden der Koppelresonatoren elektrisch verbunden sein. Die Koppelschleifen können in Art eines umgekehrten U-Bügels zwischen zwei Innenleitern am Boden elektrisch und mechanisch verbunden sein. Möglich ist auch, dass eine Koppelschleife in Vertikalausrichtung (also in einer Vertikal- ebene liegend) oder in einer dazu leicht geneigten Ebene über eine vertikale Drehachse gegenüber dem Boden positioniert ist und dabei in Umfangsrichtung verdreht werden kann. Je größer die von den Magnetflächen durchsetzte Fläche ist, um so größer ist die Koppelwirkung. Die er- wähnten Effekte können auch in Kombination oder Teile davon in Kombination verwendet werden, um die gewünschten Koppeleinstellmöglichkeiten entsprechend zu realisieren und umzusetzen.
Die vorstehend erwähnten Einstellmöglichkeiten sind beispielsweise anhand von Figur 6a unter Verwendung von elektrisch leitfähigen Koppelstiften 301 wiedergegeben, wobei ein beispielsweise im oberen Deckel 17b vorgesehener Stift 301 zur Veränderung der Koppelkapazität zwischen zwei Innenleitern 21 in unterschiedlicher Höhenlage, also unterschiedlich weit in das Innere zwischen zwei Resonatoren eingedreht werden kann, wobei in Figur 6a auch ein im Boden 17a eingedrehter oder dort positionierter elektrisch leitfähiger Koppelstift 302 angeordnet ist, dessen Höhe und Durchmesser zur Veränderung der Koppelinduktivität beiträgt. Anhand von Figur 6b ist in Draufsicht dargestellt, dass längs der Verbindungslinie zweier benachbarter Innenleiter 21 ein sich vom Boden erhebender Steg vorgesehen ist, der sich dort gegenüber der Höhe der In- nenleiter in einer Teilhöhe erstreckt. Es handelt sich dabei um einen sogenannten Koppelsteg 307. Dieser Koppelsteg 307 ist dabei mit dem Boden 17a des Gehäuses 17 des HF-Filters elektrisch verbunden. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel gemäß Figur 6c in Draufsicht und gemäß Figur 6d im vertikalen Schnitt ist gezeigt, dass beispielsweise eine erste Fensteröffnung 303 (Koppelblende) zwischen dem Koaxialresonator 15.1 und 15.2 deutlich verringert ist und demgegenüber eine weitere Koppelblende 303 zwischen dem Resonator 15.2 und 15.3 deutlich vergrößert ist, so dass die Koppelblende auf jeden Fall eine größere Breite parallel zur Boden- oder Deckelfläche aufweist.
In dem Ausführungsbeispiel gemäß Figur 6e ist eine Koppelschleife 305 zur Veränderung der Koppelinduktivität gezeigt, die nach Art eines umgekehrten "U" im Boden positioniert ist. Alternativ ist anhand von Figur 6f die Ver- Wendung einer Koppelschleife gezeigt, die um ihre Vertikalachse 305' verdreht werden kann, so dass sich die Magnetfeldstärke, die die Schleife durchsetzt, verändert, wodurch die Koppelinduktivität verändert und unterschiedlich eingestellt werden kann.
Ganz allgemein wird angemerkt, dass die verschiedensten Möglichkeiten zur Erzeugung einer gewünschten kapazitiven, wie aber auch einer gewünschten induktiven Kopplung beliebig kombiniert werden können, eher sogar alle vorstehend genannten Varianten kumulativ angewendet werden können. Einschränkungen bestehen insoweit nicht.
Durch die abweichende Gestaltung der Koaxialresonatoren 15 mit der erläuterten abweichenden Resonatorform kann die gewünschte Sperrstelle mit einer definierten Sperrfrequenz außerhalb des Durchlassbereiches eines HF-Filters erzeugt werden. Entscheidend ist dabei, dass neben der erwähnten definierten induktiven Resonatorkopplung eine definierte kapazitive Kopplung vorliegt. Die erwähnte induktive Kopplung kann dabei wie erwähnt durch den Abstand 321 der zu verkoppelnden Resonatoren (Position des Innenleiters 21 des betreffenden Resonators) eingestellt werden, wohinge- gen die kapazitive Kopplung über den lichten Abstand 121 zwischen zwei benachbarten Innenleitern 21 zweier benachbarter Resonatoren eingestellt wird, deren Größe durch den lichten Abstand der erwähnten länglichen (radial vorstehenden) Innenleitererweiterungen 21 vorgebbar ist.
Im gezeigten Ausführungsbeispiel ist neben der Verkopplung zwischen dem ersten und zweiten Koaxialresonator 15.1 und 15.2 in der Folge eine weitere unmittelbar anschließende Verkopplung zwischen dem zweiten und dritten Koaxialreso- nator 15.2 und 15.3 realisiert.
In Abweichung zum ersten Innenleiter 21 des ersten Koaxialresonators 15.1, der in Querschnittsdarstellung nach Art eines umgekehrten L gebildet ist, ist nunmehr der zweite Innenleiter des zweiten Koaxialresonators 15.2 nach Art eines T-gebildet, nämlich mit einer weiteren, in der Regel parallel zum Boden und damit quer oder radial zum Innenleiter vorstehenden, gegenüberliegenden Innenleitererwei- terung 21a. Auch der dritte damit zu verkoppelnde Innen- leiter 21 des dritten Koaxialresonators 15.3 könnte ebenfalls mit einer entsprechenden Innenleitererweiterung 21a versehen sein, wobei der Abstand zwischen diesen beiden benachbarten Innenleitererweiterungen 21a sehr viel größer ist, als der Abstand zwischen dem ersten und zweiten Koa- xialresonator . In dem Beispiel der Verkopplung des zweiten und dritten Koaxialresonators ist dazu ferner ein zusätzliches Überbrückungsglied 221 vorgesehen, welches isoliert gegenüber dem Gehäuse gehalten und positioniert ist. Da- durch ergeben sich zwei Abstandsspalten 121a und 121b, in welchen die elektrischen Feldvektoren sich über Luft ausbreiten. Der Summen-Abstand gebildet aus den beiden Einzelabständen 121a und 121b ergibt jene Größe, die für die Vorgabe der gewünschten definierten Kapazitätenkopplung entscheidend ist.
Schließlich ist aus der Draufsicht gemäß Figur 2 auch zu ersehen, dass nunmehr durch die weitere Verkopplung zwi- sehen dem dritten und vierten Koaxialresonator 15.3 und 15.4 der zugehörige Innenleiter 21 nicht zwei um 180' gegenüberliegende Innenleitererweiterungen (wie der zweite Innenleiter 21 des zweiten Koaxialresonators 15.2), sondern zwei Innenleitererweiterungen 21a aufweist, die in einem 90" Winkel zueinander angeordnet sind, nämlich entsprechend des um 90' abgewinkelten Signalweges der elektromagnetischen Wellen. Dass die beiden Innenleiter 21 bezüglich des zweiten und dritten Resonators 15.2 und 15.3 dichter positioniert sind, ergibt sich aus der Darstellung gemäß Figur 2 in Draufsicht.
Stellt der erläuterte Signalweg beispielsweise den einen Signalweg einer Duplexweiche dar, so kann dadurch ein Bandpassfilter realisiert werden, wie es in Figur 4 wie- dergegeben ist, und zwar mit einer oder mehreren Sperrfrequenzen fs, also einem oder mehreren sogenannten Sperrpolen. Diese Übertragungscharakteristik zeigt, dass entsprechend der Anzahl der im Rahmen der Erfindung verkoppelten Koaxialresonatoren die mehreren Sperrpole (Sperr- frequenzen) so erzeugbar sind, dass diese Sperrfrequenzen beispielsweise in dem Durchlassbereich (Frequenzbereich) eines benachbarten, also versetzt liegenden, Bandpassfilters liegen. Im gezeigten Ausführungsbeispiel kann an jeder weiteren beliebigen Stelle, also beispielsweise auch zwischen dem vierten und fünften und/oder dem fünften und sechsten Koaxialresonator ebenfalls noch eine weitere erfindungs- gemäße Verkopplung realisiert sein. Allgemein lassen sich bei n-Koaxialresonatoren also fünf, nämlich n-1 Koppelimpedanzen so dimensionieren, dass sich aufgrund der Kommunikation von kapazitiver und induktiver Kopplung eine Koppelimpedanzresonanz mit jeweils definierter Frequenz fs ergibt, also durch die Art der Verkopplung im Übertragungsverhalten des Hochfrequenzfilters eine Sperrstelle bei der zumindest einen oder der mehreren versetzt zueinander liegenden Frequenzen fsl, fs2, fs3 usw. bis fSn ergibt, die als Sperrkreiskopplung bezeichnet werden kann.
Im gezeigten Ausführungsbeispiel ist zusätzlich auch eine herkömmliche Verkopplung realisiert, die auch weiterhin bei dem erfindungsgemäßen HF-Filter zusätzlich vorgesehen sein kann. Diese herkömmliche Verkopplung (Cross-Coupling) ist auch in dem Ersatzschaltbild gemäß Figur 4 eingezeichnet, nämlich dort über die Verbindungsstrecke 131 mit dem dort vorgesehenen Kondensator C.
Dazu ist beispielsweise in Figur 2 ein Verkopplungsglied 31 gezeigt, welches zwischen dem ersten und fünften Koaxialresonator wirkt und üblicherweise durch ein elektrisch leitfähiges, in den jeweiligen Hohlraum des zugehörigen Resonators hineinragendes, in Seitenansicht "knochenför- mig" gestaltetes Koppelelement gebildet ist, welches in der Regel durch seinen vergrößerten gegenüber liegenden Abschluss mit dem zugeordneten Innenleiter in dem betreffenden Koaxialresonator eine kapazitive Verkopplung erzeugt. Dies ist ebenfalls in dem Ersatzschaltbild einge- zeichnet, nämlich durch den kapazitiven Verkopplungsweg 131.
Demgegenüber ist im Rahmen der Erfindung eine Sperrkreis- kopplung 35 mit einer parallel geschalteten Induktivität und einer Kapazität realisiert, wie dies in dem Ersatzschaltbild gemäß Figur 4 ebenfalls gezeigt ist.
Abschließend wird noch auf Figur 5 Bezug genommen, in der ein Diagramm über das Bandpassverhalten eines Bandpassfilters 11 für einen Sendezweig und für einen Bandpassfilter 13 für einen Empfangszweig (in strichlierten Linien) wiedergegeben ist. Daraus sind die mehreren Sperrpole fRS/ fτs zu ersehen, in Abhängigkeit der Anzahl der verwendeten Sperrkreiskopplungen. In Figur 5 ist dabei auf der X-Achse die zunehmende Frequenz F und auf der Y-Achse die Dämpfung D wiedergegeben.
Für den einen Bandpassfilter ist zudem gezeigt, wie die Dämpfung verlaufen würde, wenn nicht die erfindungsgemäße
Kopplung realisiert werden würde (strichpunktierte Kurve) .
Bei dem erfindungsgemäßen Bandpassfilter kann der zumindest eine oder die mehreren Sperrpole so gelegt werden, dass sie beispielsweise in einem zu dem Durchlassbereich des betreffenden Bandpasses versetzt liegenden Frequenzbereich eines benachbarten Bandpasses liegen. Auf jeden Fall können noch ausreichende erfindungsgemäße Vorteile dann realisiert werden, wenn der eine oder die mehreren Sperrpole ganz oder teilweise zumindest so angeordnet sind, dass sie außerhalb des eigentlichen Durchlassbereiches des Bandpassfilters in einem Frequenzbereich liegen, der von der Mittenfrequenz des betreffenden Bandpassfil- ters weniger als ± 50%, insbesondere weniger als ± 40%, ±
30% , ± 20% und insbesondere weniger als ± 10% entfernt ist.
Im Falle zweier versetzt zueinander liegender Bandpass- durchlassfrequenzbereiche, wie sie im häufigsten Fall im Rahmen einer Duplexweiche eingesetzt werden, können die erfindungsgemäßen Vorteile auch dann immer noch in ausreichenden Maße realisiert werden, wenn zumindest einer oder mehrere der Sperrpole (Sperrstellen) von einem betreffenden Bandpassfilter aus betrachtet durch entsprechende Wahl geeigneter Kopplungskapazitäten und Kopplungsinduktivitäten so gelegt wird bzw. werden, dass dieser zumindest eine Sperrpol in einem Frequenzbereich er- zeugt wird, der nicht weiter als das fünffache des Duplex- abstandes (also des Frequenzmittenabstandes zweier benachbarter Bandpässe) von der Mittenfrequenz des betreffenden Bandpasses entfernt liegt. Bevorzugt sollen also die Sperrpole von einem Bandpassfilter aus betrachtet außer- halb des Durchlassbereiches des Bandpassfilters so angeordnet sein, dass die Sperrpole nicht weiter als das fünffache, insbesondere nicht weiter als das vierfache, dreifache, zweifache oder das einfache des Duplexabstandes (also des Mittenfrequenzabstandes zweiter benachbarter Bandpässe) zu liegen kommen.
Unabhängig davon können natürlich einzelne oder mehrere der Sperrpole auch in einem Frequenzbereich des benachbarten Bandpasses positioniert werden.
Abschließend wird angemerkt, dass bei entsprechender Wahl der induktiven bzw. der kapazitiven Kopplung festgelegt werden kann, ob der jeweilige Sperrpol unterhalb eines Bandpassfilters oder oberhalb eines Bandpassfilters (also mit zum Bandpassfilter niedrigerer Frequenz oder höherer Frequenz) ausgebildet wird. Dies wird dadurch erreicht, dass die Koppelkapazität und die Koppelinduktivität der Sperrkreiskopplung so gewählt werden, dass die resultierende Resonanzfrequenz je nach Bedarf entweder unterhalb oder oberhalb des Bandpassdurchlassbereiches liegt.

Claims

Patentansprüche :
1. Hochfrequenzfilter, insbesondere für eine Duplexweiche, mit mehreren elektromagnetisch gekoppelten Koaxialresonatoren (15) mit folgenden Merkmalen,
- das Hochfrequenzfilter weist ein koppelimpedanz-abhängi- ges Übertragungsverhalten auf, gekennzeichnet durch die folgenden weiteren Merkmal,
- das koppelimpedanz-abhängige Übertragungsverhalten des Hochfrequenzfilters umfasst zumindest eine Sperrstelle bei einer Frequenz (fs),
- die Sperrstelle liegt außerhalb des Durchlassbereiches des Hochfrequenzfilters und innerhalb des Sperrbereiches des Hochfrequenzfilters, und
- zwei auf einem Signalweg (10) unmittelbar aufeinander folgende Koaxialresonatoren (15) weisen dazu eine Koppelkapazität und eine Koppelinduktivität derart auf, dass die zumindest eine Sperrstelle bei einer Frequenz (fs) liegt, die von der Mittenfrequenz des Bandpassfilters nicht weiter als ± 20% entfernt ist.
2. Hochfrequenzfilter nach Anspruch 1, dadurch gekenn- zeichnet, dass die Sperrstelle bei der Frequenz (fs) durch Vorgabe und/oder Vorwahl einer Koppelkapazität und einer Koppelinduktivität zwischen zwei auf dem Signalweg (10) unmittelbar aufeinander folgenden Koaxialresonatoren (15) einstellbar ist.
3. Hochfrequenzfilter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zumindest eine Koppelkapazität und die zumindest eine Koppelinduktivität so gewählt sind, dass die zumindest eine Sperrstelle bei einer Frequenz (fs) liegt, die von der Mittenfrequenz des Bandpassfilters nicht weiter als ± 10% von der Frequenz des Bandpassfilters entfernt liegt.
4. Hochfrequenzfilter nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass n-Koaxialresonatoren
(15) auf einem Signalweg (10) miteinander verkoppelt sind, wobei mehr als eine und weniger als n-1 Sperrkreiskopplungen vorgesehen sind.
5. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Hochfrequenzfilter (1) zumindest zwei Bandpassfilter umfasst, wobei das pro Bandpassfilter zumindest eine Paar von im Signalweg unmittelbar aufeinander folgenden, benachbarten Koaxialresonatoren (15) eine Sperrkreiskopplung mit einer Frequenz (fs) derart aufweist, dass die Sperrstelle außerhalb des Durchlassbereiches des betreffenden Bandpassfilters liegt, wobei bevorzugt zumindest eine Sperrstelle in dem Durchlassbereich des jeweils anderen Bandpassfilters liegt.
6. Hochfrequenzfilter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die zumindest beiden Bandpassfilter Teil einer Duplexweiche (3) sind.
7. Hochfrequenzfilter nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die zumindest eine Sperrstelle oder vorzugsweise die mehreren Sperrstellen von der Mittenfrequenz eines Bandpassfilters aus betrachtet nicht weiter als das fünffache des Duplexabstandes, d.h. der Mitten- frequenzabstand der beiden Bandpassfilter einer Duplexwei- che entfernt sind, vorzugsweise weniger als das vierfache, dreifache, zweifache oder insbesondere das einfache des Duplexabstandes entfernt liegt bzw. liegen.
8. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere auf einem Signalweg (10) unmittelbar aufeinander folgende Koaxialresonator- Paare unter Erzeugung mehrerer definierter Sperrkreiskopplungen mit definierten Frequenzen (fsl> fs2; fs3,...) vorgesehen sind, wobei die Sperrfrequenzen zumindest teilweise unterschiedlich oder zumindest teilweise gleich sind.
9. Hochfrequenzfilter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die kapazitive und die induktive Kopplung so vorgebbar sind, dass die zumindest eine Frequenz (fs) der zugehörigen Sperrkreiskopplung eine niedrigere Frequenz oder eine höhere Frequenz als das Bandpassfilter aufweist.
10. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Grad der kapazitiven Verkopplung zwischen zwei benachbarten Innenleitern (21) zweier benachbarter Koaxialresonatoren (15) durch radial in Richtung des jeweils gekoppelten benachbarten Innenleiters (21) mit radial vorstehender Innenleitererweiterung (21a) und damit durch entsprechende Vorgabe des lichten Abstandes (121; 121a, 121b) zwischen zwei entsprechenden Innenleitern (21) bzw. zugehörigen Innenleitererweiterun- gen (21a) vorgebbar ist.
11. Hochfrequenzfilter nach Anspruch 10, dadurch gekenn- zβichnβt, dass die Innenleitererweiterung (21a) quer und vorzugsweise senkrecht zur Axialerstreckung eines zugehörigen Innenleiters (21) im oberen Endbereich des Innenleiters (21) gebildet ist.
12. Hochfrequenzfilter nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Innenleiter (21) mit einer entsprechenden Innenleitererweiterung (21a) nach Art eines umgekehrten L-gebildet ist.
13. Hochfrequenzfilter nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass ein Innenleiter (21) mit einem in der Signalstrecke (10) vorausgehenden und nachfolgenden Koaxialresonator (15) unter Erzeugung zweier Sperrkreiskopplungen verkoppelt ist, wozu der zugehörige Innenleiter (21) sowohl in Richtung des vorausgehenden als auch des nachfolgenden verkoppelten Koaxialresonators (15) mit einer Innenleitererweiterung (21a) versehen ist.
14. Hochfrequenzfilter nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Innenleiter (21) mit der zugehörigen Innenleitererweiterung (21a) T-förmig gebildet ist.
15. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen zwei Innenleitern (21), vorzugsweise in deren oberen freien Endbereich, ein die freie Wegstrecke zwischen den beiden Innenleitern (21) verkürzendes, elektrisch leitfähiges Brückenglied (221) vorgesehen ist, welches im Abstand zu den jeweiligen In- nenleitern (21) bzw. den dort ausgebildeten Innenleiter- erweiterungen (21a) angeordnet ist, wodurch ein vorgebbarer Summen-Abstand, bestehend aus den beiden lichten Abständen (121a, 121b) zwischen dem Brückenglied (221) und den angrenzenden Innenleitern (21) oder der zugehörigen Innenleitererweiterungen (21a) , vorgebbar ist, wodurch die kapazitive Kopplung einstellbar ist.
16. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass von der gegenüberliegenden Gehäuseseite (Deckel 17b) des Gehäuses (17) des Koaxialresonators (15) ein Koppelstift (301) zwischen zwei benachbarten Koaxialresonatoren (15) in den Resonatorinnenraum zur veränderten Einstellung der Koppelkapazität ragt.
17. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die induktive Kopplung zwischen zwei benachbarten Koaxialresonatoren (15) durch Vorgabe des Abstandes (321) zwischen der Position der Innenleiter (21) und/oder dem sich vom Gehäuseboden oder der Gehäuseabdeckung (17a, 17b) quer erstreckenden Innenleiter (21) vorgeb- und/oder veränderbar ist.
18. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass die induktive Kopplung zwischen zwei benachbarten Koaxialresonatoren (15) durch eine unterschiedliche Größe eines Koppelfensters (303) oder einer Koppelblende (303) zwischen zwei benachbarten Koaxi- alresonatoren vorgeb- und/oder veränderbar ist.
19. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass die induktive Kopplung zwischen zwei benachbarten Koaxialresonatoren (15) durch Koppelstifte (302) vorgeb- und/oder veränderbar ist, die an der gleichen Seite des Gehäuses (17) wie die Innenleiter (21) am Gehäuse (17; 17a) positioniert sind.
20. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass die induktive Kopplung zwischen zwei benachbarten Koaxialresonatoren (15) durch einen Koppelsteg (307) vorgeb- und/oder veränderbar ist, der sich zwischen zwei Innenleitern (21) in einer Teilhöhe gegenüber der Innenleiter erstreckt und bevorzugt auf der gleichen Gehäusewandung (Gehäuseboden 17a) positioniert ist, auf der die Innenleiter (21) elektrisch und mechanisch angebunden und gehalten sind.
21. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass die induktive Kopplung zwischen zwei benachbarten Koaxialresonatoren (15) durch zumindest eine Koppelschleife (305) vorgeb- und/oder ver- änderbar ist, die zwischen zwei Innenleitern (21) zweier benachbarter Koaxialresonatoren (15) angeordnet ist, wobei die Koppelschleife (305) zur Veränderung der Koppelinduktivität verbiegbar und/oder verdrehbar ist.
22. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass das Hochfrequenzfilter neben einer oder mehrerer Sperrkreiskopplungen eine oder mehrere kapazitive Überkopplungen (Cross-Coupling) aufweist.
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