EP2062346A1 - Verfahren zum betrieb einer umrichterschaltung sowie vorrichtung zur durchführung des verfahrens - Google Patents

Verfahren zum betrieb einer umrichterschaltung sowie vorrichtung zur durchführung des verfahrens

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EP2062346A1
EP2062346A1 EP07820230A EP07820230A EP2062346A1 EP 2062346 A1 EP2062346 A1 EP 2062346A1 EP 07820230 A EP07820230 A EP 07820230A EP 07820230 A EP07820230 A EP 07820230A EP 2062346 A1 EP2062346 A1 EP 2062346A1
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EP
European Patent Office
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component
power value
filter
transformation
filter output
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP07820230A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Leonardo Serpa
Srinivas Ponnaluri
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ABB Schweiz AG
Original Assignee
ABB Schweiz AG
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Filing date
Publication date
Application filed by ABB Schweiz AG filed Critical ABB Schweiz AG
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Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the invention relates to the field of power electronics. It is based on a method for operating a converter circuit and a device for carrying out the method according to the preamble of the independent claims.
  • Conventional converter circuits comprise a converter unit with a plurality of controllable power semiconductor switches, which are connected in a known manner for switching at least two switching voltage levels.
  • An LCL filter is connected to each phase connection of the inverter unit.
  • a capacitive energy store which is conventionally formed by one or more capacitors, is also connected to the converter unit.
  • a device is provided which has a control device for generating a hysteresis active power value, a hysteresis reactive power value and a selected flux sector, which via a drive circuit for forming a drive signal from the hysteresis. active power value, the hysteresis reactive power value and the selected flux sector is connected to the controllable power semiconductor switches. By means of the drive signal thus the power semiconductor switches are driven.
  • a problem with a converter circuit mentioned above is that the LCL filters cause a permanent distortion, i. can cause unwanted oscillations in the filter output currents and filter output voltages due to resonant oscillations of the LCL filters, as shown in a common time course of filter output currents according to FIG. 3.
  • a permanent distortion i. can cause unwanted oscillations in the filter output currents and filter output voltages due to resonant oscillations of the LCL filters, as shown in a common time course of filter output currents according to FIG. 3.
  • an electrical alternating voltage network typically connected to the filter outputs or in the case of an electrical load connected to the filter outputs, such distortions can lead to damage or even destruction and are therefore highly undesirable.
  • the object of the invention is therefore to provide a method for operating a converter circuit, by means of which distortions in the filter output currents and filter output voltages caused by LCL filters connected to the converter circuit can be actively damped. Furthermore, it is the object of the invention to provide a device with which the method can be carried out in a particularly simple manner.
  • the converter circuit has a converter unit with a large number of controllable power semiconductor switches and an LCL filter connected to each phase connection of the converter unit.
  • the controllable power semiconductor switches are now controlled by means of a drive signal formed from a hysteresis active power value, from a hysteresis flash power value and from a selected flux sector.
  • the hysteresis effective power value is formed from a differential active power value by means of a first hysteresis controller, and the difference active power value from the subtraction of an estimated active power value and a damping active power value from a reference an effective power value is formed, wherein the damping power value is formed from a multiplying a low-pass filtered d-component of the Park-Clarke transform of filter capacitance voltages by a d-component of the Park-Clarke transform of filter capacitance voltages filtered with respect to the fundamental of the filter output currents.
  • the hysteresis reactive power value is formed from a differential reactive power value by a second hysteresis controller, and the differential reactive power value is formed from subtracting an estimated reactive power value and an attenuation reactive power value from a reference reactive power value, the attenuation reactive power value being a negative multiplied by the adjustable attenuation factor of a Park Clarke low-pass filtered d component Transformation of filter capacitance voltages with a filtered with respect to the fundamental of the filter output currents q component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages is formed.
  • a further advantage of the method according to the invention is that no discrete, space-consuming, costly realized and therefore more expensive damping resistor has to be connected to the respective phase connection in order to be able to effectively dampen the undesired distortions.
  • the device according to the invention for carrying out the method for operating the converter circuit has a regulation device serving to generate a hysteresis active power value, a hysteresis reactive power value and a selected flux sector, which is connected to the controllable power semiconductor switches via a drive circuit for forming a drive signal.
  • the control means comprises a first calculation unit for forming the hysteresis power value, the hysteresis flow value and the selected flux sector, the first calculation unit comprising a first hysteresis controller for forming the hysteresis active power value from a differential active power value, a second hysteresis controller for forming the hysteresis reactive power value from a differential reactive power value and a vector - A -
  • the controller further comprises a first summer for forming the differential active power value from subtracting an estimated active power value and a damping active power value from a reference active power value and a second summer for forming the differential reactive power value from subtracting an estimated reactive power value and an attenuation reactive power value from a reference reactive power value.
  • control means comprises a second calculation unit for forming the damping active power value and the damping reactive power value, the damping active power value being divided by the adjustable damping factor multiplied by the low-pass filtered d-component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages with respect to the fundamental of the filter output currents d component of the Park-Clarke transform of filter capacitance voltages is formed.
  • the attenuation blank power value is further formed from the negative multiplied by the adjustable attenuation factor of the low-pass filtered d-component of the Park-Clarke transform of filter capacitance voltages with the q component of the Park-Clarke transform of filter capacitance voltages filtered with respect to the fundamental of the filter output currents.
  • the device according to the invention for carrying out the method for operating the converter circuit can thus be implemented very simply and cost-effectively, since the circuit complexity can be kept extremely low and, moreover, only a small number of components are required for the structure.
  • the inventive method is thus particularly simple to carry out.
  • Show it: 1 shows an embodiment of an inventive device for carrying out the inventive method for operating a converter circuit
  • Fig. 4 shows a time course of the filter output currents with active damping according to the inventive method
  • FIG. 5 shows an embodiment of a second calculation unit.
  • FIG. 1 shows an embodiment of a device according to the invention for carrying out the method according to the invention for operating a converter circuit.
  • the converter circuit has a converter unit 1 with a plurality of controllable power semiconductor switches and an LCL filter 3 connected to each phase connection 2 of the converter unit 1.
  • each LCL filter 3 has a first filter inductance L fl , a second filter inductance L fg and a filter capacitance C f , the first filter inductance L fl with the associated phase connection 2 of the converter unit 1, with the second filter inductance L fg and with the filter capacitance C f is connected.
  • the filter capacitances C f of the individual LCL filters 3 are connected to one another.
  • the power converter unit 1 is exemplified three-phase. It should be mentioned that the converter unit 1 is generally used as any converter unit 1 for switching> 2 switching voltage levels (multi-level converter circuit) with respect to the voltage of a drive unit connected to the converter unit. unit 1 connected capacitive energy storage 19 may be formed, in which case the capacitive energy storage 19 is formed by any number of capacities, which capacities are then adapted to the corresponding executed partial converter circuit are connected.
  • the controllable power semiconductor switches of the converter unit 1 are now controlled by means of a drive signal S formed from a hysteresis effective power value d P , a hysteresis flash power value d Q and a selected flux sector ⁇ n .
  • a drive signal S formed from a hysteresis effective power value d P , a hysteresis flash power value d Q and a selected flux sector ⁇ n .
  • a look-up table is commonly used, in which hysteresis active power values d P , hysteresis flash power values d Q and selected flow sectors ⁇ n are assigned to corresponding drive signals S, or a modulator based on the pulse width modulation.
  • the hysteresis effective power value dp is formed from a differential active power value P dlff by means of a first hysteresis regulator 16, as shown in FIG. 1. Furthermore, the differential active power value P d i ff is formed from the subtraction of an estimated active power value P and a damping active power value P d from a reference active power value P ref , where the damping effective power value P d is calculated from a multiplication of a low-pass filtered d divided by an adjustable damping factor k d.
  • the reference active power value P ref is freely adjustable and is the desired value of the active power, which should be present at the output of the LCL filter 3.
  • the hysteresis reactive power value d Q is formed from a differential reactive power value Q dlff by means of a second hysteresis controller 17 and the differential reactive power value Q dlff is derived from the subtraction of an estimated reactive power value Q and an attenuation reactive power value Q d from a reference reactive power value Q ref , the attenuation reactive power value Q d being negative the adjustable damping factor k d divided multiplication of a low-pass filter d-component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages u T c f , d with a q- component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages u G c f filtered with respect to the fundamental of the filter output currents i fg1 , i fg2 , i
  • the reference reactive power value Q ref is freely adjustable and is the target value of the reactive power which is to be present at the output of the LCL filter 3.
  • a further advantage of the method according to the invention is that no discrete, space-consuming, costly realized and therefore more expensive damping resistor has to be connected to the respective phase connection 2 in order to be able to effectively dampen the undesired distortions.
  • the inventive apparatus for carrying out the Inventions according to method for operating a converter circuit to one of the generation of the Hysteresewirk nowadaysshongs dp, the Hystereseblind orientalshongs d Q and the selected flux sector ⁇ to n serving control device 4, the one via a drive circuit 5 for forming Control signal S with the controllable power semiconductor switches is bound.
  • the drive circuit 5 comprises, for example, a look-up table in which hysteresis active power values d P , hysteresis reactive power values d Q and selected flow sectors ⁇ n are assigned to corresponding drive signals S, or a modulator based on the pulse width modulation.
  • the regulation device 4 comprises a first calculation unit 6 for forming the hysteresis reactive power value dp, the hysteresis flow value d Q and the selected flux sector ⁇ n , the first calculation unit 6 determining the first hysteresis controller 16 for forming the hysteresis effective power value d P from the differential effective power value P dlff second hysteresis controller 17 for forming the hysteresis reactive power value d Q from the differential reactive power value Q dlff and a vector mapper 18 for forming the selected flux sector ⁇ n .
  • control device 4 comprises a first summer 7 for forming the differential active power value P dlff from the subtraction of the estimated effective power value P and the damping active power value P d from the reference active power value P ref and a second summer 8 for forming the differential reactive power value Q dlff from the subtraction of the estimated one Reactive power value Q and of
  • the control device 4 comprises a second calculation unit 9 for forming the damping effective power value P d and the damping reactive power value Q d , the damping effective power value P d being determined from the multiplication of the low-pass filtered d component of the Park Clarke divided by the adjustable damping factor k d .
  • Transformation of filter capacitance voltages u T c f, d is formed with the respect to the fundamental of the filter output currents i f gi, i f g 2 , i f g3 filtered d-component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages u G c f, d and the Damping reactive power value Q d from the negative multiplication, divided by the adjustable damping factor k d , of the low-pass filtered d component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages u T c f, d with respect to the fundamental of the filter output currents i fg i, i fg2 , i fg3 q- component of the Park-Clarke transform of Fil terkapazticiansliden u G c f, q is formed.
  • the inventive device for carrying out the method for operating the converter circuit is therefore very easy and inexpensive to implement, since the circuit complexity can be kept extremely low and also only a small number of Components needed for the construction.
  • the method according to the invention is thus particularly easy to carry out.
  • x is a complex size
  • x d is the d-component of the Park-Clarke transformation of size x
  • x q is the q-component of the Park-Clarke transformation of size x.
  • the Park-Clarke transformation not only the fundamental of the complex variable x is transformed, but also all occurring harmonics of the complex magnitude x.
  • the low-pass filtered d component of the Park-Clarke transform of filter capacitance voltages u T c f, d , the d-component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages u G filtered with respect to the fundamental of the filter output currents i fg1 , i fg2 , i fg3 c f, d and the q component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages u G c f , q filtered with respect to the fundamental of the filter output currents i fg1 , i fg2 , i fg3 is preferably selected from the filter capacitance currents i Cf1 , i Cf2 , i Cf3 educated.
  • an embodiment of the second calculation unit 9 which also includes the formation of the low-pass filtered d-component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages u T c f, d , with respect to the fundamental of the filter output currents i f gi, i f g 2 , i f g3 filtered d-component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages u G c f, d and the fundamental with respect to the filter output currents i f gi, i f g 2 , i f g 3 filtered q-component of the Park-Clarke transform of filter capacitance voltages u G c f, q from the filter capacitance currents i Cf1 , i Cf2 , i Cf3 .
  • the ⁇ component and the ⁇ component of the space vector transformation of the filter capacitance currents i Cf, ⁇ ⁇ are formed from supplied filter capacitance currents i Cf1 , i Cf2 , ic f3 by space vector transformation. Thereafter, the ⁇ component and the ⁇ component of the space vector transformation of the filter capacitance currents i Cf, ⁇ ⁇ are integrated so that an ⁇ component and a ⁇ component of the space vector transformation of the filter terkapazticiansliden u Cf , ⁇ ß is generated.
  • the ⁇ component and the ⁇ component of the space vector transformation of the filter capacitance voltages u Cf , ⁇ Park Clarke transformed where only the resulting d component of the Park-Clarke transform of the filter capacitance voltages u Cf, d is further used.
  • the d-component of the Park-Clarke transformation of the filter capacitance voltages u Cf , d is filtered by means of a low-pass filter, so that said low-pass filtered d-component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages u T c f , d is generated.
  • the low-pass filtering advantageously has the effect that the low-pass filtered d component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages u T c f, d has only one fundamental oscillation component with respect to the filter output currents i fg1 , i fg2 , i fg3 and accordingly all the harmonics are filtered out.
  • the filter capacitance voltages u Cf , ⁇ with respect to the fundamental of the filter output currents i fg i, i fg2 , i fg3 by means of a band reject filter with respect to the fundamental of the filter output currents i fg1 , i fg2 , i fg3 filtered ⁇ component and ⁇ component of the space vector transformation of the filter capacitance voltages Gc f . ⁇ ß generated.
  • the filtering advantageously has the effect that the ⁇ component and ⁇ component of the space vector transformation of the filter capacitance voltages G Cf, ⁇ ⁇ , which are filtered with respect to the fundamental mode of the filter output currents i fg1 , advantageously only have harmonic components with respect to the filter output currents i fg1 , i fg2 , i fg3 and therefore the fundamental component is filtered out.
  • the fundamental oscillation component with respect to the filter output currents i fg1 , i fg2 , i fg3 advantageously corresponds to a resonance frequency depending on the second filter inductance L fg and the filter capacitance C f , which then increases
  • the ⁇ -component and ⁇ -component of the space-vector transformation of the filter capacitance voltages Q Cf , ⁇ are Park-Clarke-transformed with respect to the fundamental of the filter output currents i f gi, i fg 2 , i fg3 , whereby then the said one the basic oscillation of the filter output currents i fg i, i fg2 , i fg3 filtered d-component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages u G c f, d and the q- filtered with respect to the fundamental of the filter output currents i fg i, i fg2 , i fg3 Component of parking Clarke transformation of filter capacitance voltages u G c f , q is generated.
  • the attenuation waveguide value P d is then multiplied by the multiplication of the low-pass filtered d component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages u T c f , d by the divided damping factor k d the dc component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages Ucc f .d formed with respect to the fundamental of the filter output currents i fg i, i fg2 , i fg3 and the attenuation reactive power value Q d are formed from the negative multiplied low-pass filtered by the adjustable attenuation factor k d d component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages u T c f, d with the q component of the Park-Clarke transformation of filter capacitance voltages u G c f , q filtered with respect to the fundamental of the filter output
  • the above-mentioned estimated active power value P and the estimated reactive power value Q are respectively formed from an ⁇ component of the space vector transformation of filter output currents i fg ⁇ , from a ⁇ component of the space vector transformation of filter output currents i fg ⁇ , from an ⁇ component of the space vector transformation of filter output flows ⁇ L ⁇ and from a ß-component of the space pointer transformation of filter output flows ⁇ Lß formed, which illustrate in particular subsequent formulas.
  • the control device 4 In order to form the estimated effective power value P and the estimated reactive power value Q, the control device 4 according to FIG. 1 has a third calculation unit 10, by means of which the estimated active power value P and the estimated reactive power value Q are calculated in each case according to the above-mentioned formula.
  • the ⁇ component of the space vector transformation of filter output flows ⁇ L ⁇ is formed from an ⁇ component of the space vector transformation of estimated filter capacitance ⁇ c f und and from the ⁇ component of the space vector transformation of filter output currents i f g ⁇ , which illustrates in particular the following formula.
  • ⁇ L " ⁇ C fa - Lfa fg - 'i' fg ⁇
  • the ⁇ component of the space vector transformation of filter output flows ⁇ L ⁇ is formed from a ⁇ component of the space vector transformation of estimated filter capacitance ⁇ Cf ⁇ and from the ⁇ component of the space vector transformation of filter output currents i f g ⁇ , which illustrates in particular the following formula. - i fg
  • the control device 4 In order to form the ⁇ component of the space vector transformation of filter output flows ⁇ L ⁇ and the ⁇ component of the space vector transformation of filter output flows ⁇ Lss , the control device 4 according to FIG. 1 has a fourth calculation unit 1 1, by means of which the ⁇ component of the space vector transformation of filter output flows ⁇ L ⁇ and the ⁇ component of the space pointer transformation of filter output flows ⁇ L ⁇ is calculated in each case according to the above-mentioned formula.
  • the ⁇ component of the space vector transformation of filter output currents i fg ⁇ is formed from the ⁇ component of the space vector transformation of phase connection currents i f ⁇ , which is formed by space vector transformation of the phase connection currents i fl1 , i fl2 , i fl3 measured according to FIG. 1, and of the ⁇ component the space vector transformation of the filter capacitance currents b ⁇ , which is formed by space vector transformation of the measured according to FIG. 1 filter capacitance currents i C ⁇ , ict 2 , ict3, formed by summation.
  • the .beta.-component of the space vector transformation of filter output currents i will FGSS from the SS component of the space vector transformation of phase connection currents i fl ß, which measured by the space vector transformation of the FIG. 1 phase connection currents i fl i, i fl2, i is formed f ⁇ 3, and from the ß-component of the space vector transformation of the filter capacitance currents i Cf ß, which is formed by space pointer transformation of the measured according to FIG. 1 filter capacitance currents ic ⁇ , i Cf2 , ic f3 formed by summation.
  • a measurement of the filter output currents i fg1 , i fg2 , i fg3 can thus advantageously be dispensed with, as a result of which the device is simplified, since no measuring sensors, in particular no current transformers, are required.
  • the ⁇ component of the space vector transformation of estimated filter capacitance fluxes ⁇ c f ⁇ is formed from a current DC voltage value u dc of the capacitive energy store 19 connected to the converter unit 1, from the drive signal S and from the ⁇ component of the space vector transformation of phase connection currents i f ⁇ illustrates the following formula, where u C ⁇ is the ⁇ component of the phase connection voltage of the converter unit 1 formed from the current DC voltage value u dc and from the drive signal.
  • the ⁇ -component of the space-vector transformation is formed by estimated filter capacitance ⁇ c f ⁇ from the current DC voltage value u dc of the capacitive energy store 19 connected to the converter unit 1, from the drive signal S and from the ⁇ -component of the space-vector transformation of phase-terminal currents i fl ⁇ .
  • u C ⁇ ⁇ is the ⁇ component of the phase connection voltage of the converter unit 1 formed from the current DC voltage value u dc and from the drive signal.
  • the control unit 4 In order to form the ⁇ component of the space vector transformation of estimated filter capacitance fluxes ⁇ Cf ⁇ and the ⁇ component of the space vector transformation of estimated filter capacitance ⁇ c f ⁇ , the control unit 4 according to FIG. 1 has a fifth calculation unit 12, by means of which the ⁇ component of the space vector transformation of estimated filter capacitance ⁇ Cf ⁇ and the ⁇ component of the space vector transformation of estimated filter capacitance ⁇ Cf ⁇ each according to the above-mentioned formula is calculated.
  • a compensation reactive power value Q COmp is additionally added, the compensation reactive power value Qco m p being formed by low-pass filtering of an estimated filter capacitance reactive power value Q Cf by means of a low-pass filter 15. It is thus advantageously avoided that unwanted reactive power components of the LCL filters 3, in particular of the filter capacitances C f of the LCL filters 3, are present at the output of the LCL filters 3, so that it can be ensured that the output of the LCL filters 3 sets only a reactive power value according to the set reference reactive power value Q ref .
  • the second summer 8 is additionally supplied with the compensation reactive power value Q COm p.
  • the estimated filter capacitance reactive power value Q Cf is calculated from the ⁇ component of the space vector transformation of the filter capacitance currents aa , from the ⁇ component of the space vector transformation of the filter capacitance currents i Cf ⁇ , from the ⁇ component of the space vector transformation of the estimated filter capacitance ⁇ c f ⁇ and from the ⁇ Component of the space pointer transformation of the estimated filter capacity flows ⁇ Cf ß formed, which illustrates in particular the following formula.
  • the control means 4 comprises the formation of the estimated value Q Cf Filterkapazticiansblindleis- processing according to FIG. 1 of a sixth calculation unit 13, by means of which the estimated filter capacitance wattless component value Q Cf is calculated by above-mentioned formula.
  • At least one compensation harmonic active power value P h is additionally added with respect to the fundamental vibration of the filter output currents i fg i, i fg2 , i fg3 . Furthermore, in order to form the above-mentioned differential reactive power value Q dlff, in addition at least one compensation upper-harmonic reactive power value Q h is added relative to the basic oscillation of the filter output currents i fg1 , i fg2 , i fg3 . According to FIG. 1, the first summer 7 is additionally supplied with the compensation harmonic active power value P h in order to form the difference active power value P dlff .
  • the second summer 7 is additionally supplied with the compensation harmonic power value Q h in order to form the differential reactive power value Qdi ff according to FIG.
  • the compensation harmonic power value P h and the Kompensationsoberschwingungsblind orientalswert Q h is in each case from the ⁇ -component of the space vector transformation of the filter output currents i fg ⁇ , from the ß-component of the space pointer transformation of the filter output currents i fg ß, from the ⁇ -component of the space pointer transformation of the filter output flows ⁇ L ⁇ , from the ß-component of the space vector transformation of the filter output flows ⁇ L ß and from the fundamental oscillation angle ⁇ t with respect to the fundamental of the filter output currents i fg i, i formed fg2 , i fg3 .
  • the fundamental oscillation angle ⁇ t is provided to the calculation units 9, 10, 13, 14 and the vector allocator 18 according to FIG. 1 by a phase locked loop (PLL).
  • the control device 4 has a seventh calculation unit 14 for the calculation of the compensation harmonic active power value P h and the compensation upper harmonic power value Q h , an embodiment of the seventh calculation unit 14 being shown in FIG.
  • the addition or connection of at least one compensation harmonic active power value P h for forming the differential effective power value P dlff and at least one compensation harmonic power value Q h for forming the differential reactive power value Q dlff advantageously results in an active reduction of harmonics and thus a further improvement in the reduction of harmonics.
  • the ⁇ component of the space vector transformation of the filter output currents i fg ⁇ and the ⁇ component of the space vector transformation of the filter output currents i f gß are first formed from supplied filter output currents i fg1 , i fg2 , i fg3 by space vector transformation.
  • the ⁇ component of the space pointer transformation of the filter output currents i fg ⁇ and the ⁇ component of the space vector transformation of the filter output currents i fg ⁇ are Park-Clarke-transformed, low-pass filtered and d-component and the q-component of the Park-Clarke transformation of at least one desired one selected harmonic of the filter output currents i hd , i hq with respect to the fundamental of the filter output currents i fg i, i fg2 , i fg 3 output.
  • the d-component and the q-component of the Park-Clarke transformation of the desired selected h-th harmonic of the filter output currents i hd , i hq are each reduced to an associated predefinable reference value i * hd , i * hq , preferably a proportional-integral characteristic, corrected and then inverse-parking Clarke-transformed, whereby an ⁇ -component of the space- hysterestransform of the h-th harmonic of reference filter output currents i * h ⁇ and a ⁇ -component of the space-vector transformation of the h-th harmonic of reference filter output currents i * h ⁇ are formed.
  • the compensation harmonic active power value P h and the compensation harmonic power value Q h are respectively derived from the ⁇ -
  • FIG. 3 shows a common time profile of the filter output currents i fg1 , i fg2 , i fg3 .
  • FIG. 4 shows a time profile of the filter output currents i f gi, i f g 2 , i f g3, in which unwanted oscillations in the filter output currents i fg1 , i fg2 , i fg3 are actively attenuated so that these distortions are greatly reduced.
  • the additional active reduction of harmonics according to the method according to the invention described above brings about a further improvement in the reduction of harmonics.
  • All steps of the method according to the invention can be realized as software, which can then be loaded, for example, onto a computer system, in particular with a digital signal processor, and run on it.
  • the digital delay times occurring in such a system, in particular for the calculations, can generally be taken into account, for example, by adding an additional term to the fundamental frequency cot in the Park-Clarke transformation.
  • inventive device described above in detail also in a Computer system, in particular in a digital signal processor, be realized.
  • the device according to the invention for carrying out the method according to the invention for operating the converter circuit shown particularly in FIG. 1
  • the inventive method is particularly easy to carry out.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
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Abstract

Verfahren und Vorrichtung mit angeschlossenem LCL-Filter (3), bei dem die ansteuerbaren Leistungshalbleiterschalter mittels Hysteresewirkleistungswert (dP), Hystereseblindleistungswert (dQ) und ausgewähltem Flusssektor (On) angesteuert werden. Der Hysteresewirkleistungswert (dP) wird aus einem Differenzwirk- leistungswert (Pdiff) mittels eines ersten Hysteresereglers (16) und der Differenz- wirkleistungswert (Pfiff) aus der Subtraktion eines geschätzten Wirkleistungswertes (P) und eines Dämpf ungswirkleistungswertes (Pd) von einem Referenzwirk- leistungswert (Pref) gebildet, wobei der Dämpfungswirkleistungswert (Pd) aus einer durch einen einstellbaren Dämpfungsfaktor (kd) geteilten Multiplikation einer tiefpassgef ilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazi- tat s Spannungen (UTCf, d) mit einer bezüglich der Grundschwingung der Filteraus- gangsströme (ifgl, ifg2, ifg3) gefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transforma- tion von Filterkapazitätsspannungen (UGCf, d) gebildet wird. Der Hystereseblind¬ leistungswert (dQ) wird aus einem Differenzblindleistungswert (Qdiff) mittels eines zweiten Hysteresereglers (17) und der Differenzblindleistungswert (Qdiff) aus der Subtraktion eines geschätzten Blindleistungswertes (Q) und eines Dämpfungsblind- leistungswertes (Qd) von einem Referenzblindleistungswert (Qref) gebildet, wobei der Dämpfungsblindleistungswert (Qd) aus einer negativen durch den einstellbaren Dämpfungsfaktor (kd) geteilten Multiplikation einer tiefpassgef ilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen (UTCf, d) mit einer bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme (ifgl, ifg2, ifg3) gefilterten q-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen (UGCf, q) gebildet wird.

Description

Verfahren zum Betrieb einer Umrichterschaltung sowie Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens
BESCHREIBUNG
Technisches Gebiet
Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Leistungselektronik. Sie geht aus von einem Verfahren zum Berieb einer Umrichterschaltung sowie einer Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens gemäss dem Oberbegriff der unabhängigen Ansprüche.
Stand der Technik
Herkömmliche Umrichterschaltungen umfassen eine Umrichtereinheit mit einer Vielzahl an ansteuerbaren Leistungshalbleiterschaltern, welche in bekannter Weise zur Schaltung von mindestens zwei Schaltspannungsniveaus verschaltet sind. An jedem Phasenanschluss der Umrichtereinheit ist ein LCL-Filter angeschlossen. Mit der Umrichtereinheit ist ferner ein kapazitiver Energiespeicher verbunden, welcher gängigerweise durch einen oder mehrere Kon- densatoren gebildet ist. Für den Betrieb der Umrichterschaltung ist eine Vorrichtung vorgesehen, welche eine Regelungseinrichtung zur Erzeugung eines Hysteresewirkleistungswertes, eines Hystereseblindleistungswert und eines ausgewählten Flusssektors aufweist, die über eine Ansteuerschaltung zur Bildung eines Ansteuersignals aus dem Hysterese- wirkleistungswert, dem Hystereseblindleistungswert und dem ausgewählten Flusssektor mit den ansteuerbaren Leistungshalbleiterschaltern verbunden ist. Mittels des Ansteuersignals werden somit die Leistungshalbleiterschalter angesteuert.
Problematisch bei einer vorstehend genannten Umrichterschaltung ist, dass die LCL-Filter eine dauerhafte Verzerrung, d.h. unerwünschte Schwingungen, in den Filterausgangsströmen und Filterausgangsspannungen aufgrund von resonanten Schwingungen der LCL-Filter verursachen können, wie in einem gängigen zeitliche Verlauf von Filterausgangsströmen gemäss Fig. 3 gezeigt ist. In einem typischerweise an die Filterausgänge angeschlossenen elektrischen Wechselspannungsnetz oder bei einer an die Filterausgänge angeschlossenen elektrischen Last können solche Verzerrungen zu Beschädigungen oder gar Zerstörungen führen und sind damit in höchstem Masse unerwünscht.
Darstellung der Erfindung
Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, ein Verfahren zum Betrieb einer Umrichterschaltung anzugeben, mittels welchem durch an die Umrichterschaltung angeschlossene LCL-Filter verursachte Verzerrungen in den Filterausgangsströmen und Filterausgangsspannungen ak- tiv gedämpft werden können. Ferner ist es die Aufgabe der Erfindung, eine Vorrichtung anzugeben, mit der das Verfahren in besonders einfacher Weise durchgeführt werden kann. Diese Aufgaben werden durch die Merkmale des Anspruchs 1 bzw. des Anspruchs 9 gelöst. In den abhängigen Ansprüchen sind vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung angegeben.
Die Umrichterschaltung weist eine Umrichtereinheit mit einer Vielzahl an ansteuerbaren Leistungshalbleiterschaltern und ein an jedem Phasenanschluss der Umrichtereinheit angeschlossenes LCL-Filter auf. Beim erfindungsgemässen Verfahren zum Betrieb der Umrichterschaltung werden nun die ansteuerbaren Leistungshalbleiterschalter mittels eines aus einem Hysteresewirkleistungswert, aus einem Hystereseblindleistungswert und aus einem ausgewählten Flusssektor gebildeten Ansteuersignals angesteuert. Erfindungsgemäss wird der Hysteresewirkleistungswert aus einem Differenzwirkleistungswert mittels eines ersten Hysteresereglers gebildet und der Differenzwirkleistungswert aus der Subtraktion eines geschätzten Wirkleistungswertes und eines Dämpfungswirkleistungswertes von einem Refe- renzwirkleistungswert gebildet, wobei der Dämpfungswirkleistungswert aus einer durch einen einstellbaren Dämpfungsfaktor geteilten Multiplikation einer tiefpassgefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen mit einer bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme gefilterten d-Komponente der Park-Clarke- Transformation von Filterkapazitätsspannungen gebildet wird. Ferner wird der Hystereseblindleistungswert aus einem Differenzblindleistungswert mittels eines zweiten Hysteresereglers gebildet und der Differenzblindleistungswert aus der Subtraktion eines geschätzten Blindleistungswertes und eines Dämpfungsblindleistungswertes von einem Referenzblindleistungswert gebildet, wobei der Dämpfungsblindleistungswert aus einer negativen durch den einstellbaren Dämpfungsfaktor geteilten Multiplikation einer tiefpassgefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen mit einer bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme gefilterten q-Komponente der Park-Clarke- Transformation von Filterkapazitätsspannungen gebildet wird.
Durch den Dämpfungswirkleistungswert und den Dämpfungsblindleistungswert können vorteilhaft Verzerrungen, d.h. unerwünschte Schwingungen, in den Filterausgangsströmen und Filterausgangsspannungen aktiv gedämpft werden, so dass diese Verzerrungen stark reduziert werden und bestenfalls weitestgehend unterdrückt werden. Ein weiterer Vorteil des er- findungsgemässen Verfahrens liegt darin, dass kein diskreter, platzraubender, aufwendig realisierter und damit teurer Dämpfungswiderstand an den jeweiligen Phasenanschluss angeschlossen werden muss, um die unerwünschten Verzerrungen effektiv dämpfen zu können.
Die erfindungsgemässe Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens zum Betrieb der Um- richterschaltung weist eine der Erzeugung eines Hysteresewirkleistungswertes, eines Hystereseblindleistungswertes und eines ausgewählten Flusssektors dienende Regelungseinrichtung auf, die über eine Ansteuerschaltung zur Bildung eines Ansteuersignals mit den ansteuerbaren Leistungshalbleiterschaltern verbunden ist. Erfindungsgemäss umfasst die Regelungseinrichtung eine erste Berechnungseinheit zur Bildung des Hysteresewirkleistungswer- tes, des Hystereseblindleistungswertes und des ausgewählten Flusssektors, wobei die erste Berechnungseinheit einen ersten Hystereseregler zur Bildung des Hysteresewirkleistungswertes aus einem Differenzwirkleistungswert, einen zweiten Hystereseregler zur Bildung des Hystereseblindleistungswertes aus einem Differenzblindleistungswert und einen Vektorzu- - A -
ordner zur Bildung des ausgewählten Flusssektors aufweist. Ferner umfasst die Regelungseinrichtung einen ersten Summierer zur Bildung des Differenzwirkleistungswertes aus der Subtraktion eines geschätzten Wirkleistungswertes und eines Dämpfungswirkleistungswertes von einem Referenzwirkleistungswert und einen zweiten Summierer zur Bildung des Diffe- renzblindleistungswertes aus Subtraktion eines geschätzten Blindleistungswertes und eines Dämpfungsblindleistungswertes von einem Referenzblindleistungswert. Darüber hinaus umfasst die Regelungseinrichtung eine zweite Berechnungseinheit zur Bildung des Dämpfungswirkleistungswertes und des Dämpfungsblindleistungswertes, wobei der Dämpfungs- wirkleistungswert aus der durch den einstellbaren Dämpfungsfaktor geteilten Multiplikation der tiefpassgefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen mit der bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme gefilterten d- Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen gebildet ist. Der Dämpfungsblindleistungswert ist weiterhin aus der negativen durch den einstellbaren Dämpfungsfaktor geteilten Multiplikation der tiefpassgefilterten d-Komponente der Park- Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen mit der bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme gefilterten q-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen gebildet.
Die erfindungsgemässe Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens zum Betrieb der Um- richterschaltung ist somit sehr einfach und kostengünstig realisierbar, da der Schaltungsaufwand äusserst gering gehalten werden kann und zudem nur eine geringe Anzahl an Bauelementen für den Aufbau benötigt wird. Mittels dieser Vorrichtung ist das erfindungsgemässe Verfahren somit besonders einfach durchführbar.
Diese und weitere Aufgaben, Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung in Verbindung mit der Zeichnung offensichtlich.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Es zeigen: Fig. 1 eine Ausführungsform einer erfindungsgemässen Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens zum Betrieb einer Umrichterschaltung,
Fig. 2 eine Ausführungsform einer siebten Berechnungseinheit,
Fig. 3 ein gängiger zeitlicher Verlauf der Filterausgangsströme,
Fig. 4 ein zeitlicher Verlauf der Filterausgangsströme mit aktiver Dämpfung nach dem erfindungsgemässen Verfahren und
Fig. 5 eine Ausführungsform einer zweiten Berechnungseinheit.
Die in der Zeichnung verwendeten Bezugszeichen und deren Bedeutung sind in der Bezugs- zeichenliste zusammengefasst aufgelistet. Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. Die beschriebenen Ausführungsformen stehen beispielhaft für den Erfindungsgegenstand und haben keine beschränkende Wirkung.
Wege zur Ausführung der Erfindung
In Fig. 1 ist eine Ausführungsform einer erfindungsgemässen Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens zum Betrieb einer Umrichterschaltung gezeigt. Die Umrichterschaltung weist gemäss Fig. 1 eine Umrichtereinheit 1 mit einer Vielzahl an ansteuer- baren Leistungshalbleiterschaltern und ein an jedem Phasenanschluss 2 der Umrichtereinheit 1 angeschlossenes LCL-Filter 3 auf. Demnach weist jedes LCL-Filter 3 eine erste Filterinduktivität Lfl, eine zweite Filterinduktivität Lfg sowie eine Filterkapazität Cf auf, wobei die erste Filterinduktivität Lfl mit dem zugehörigen Phasenanschluss 2 der Umrichtereinheit 1 , mit der zweiten Filterinduktivität Lfg und mit der Filterkapazität Cf verbunden ist. Weiterhin sind die Filterkapazitäten Cf der einzelnen LCL-Filter 3 miteinander verbunden. In Fig. 1 ist die Umrichtereinheit 1 beispielhaft dreiphasig ausgeführt. Es sei erwähnt, dass die Umrichtereinheit 1 allgemein als jedwede Umrichtereinheit 1 zur Schaltung von > 2 Schaltspannungsni- veaus (Multi-Level-Umrichterschaltung) bezüglich der Spannung eines mit der Umrichterein- heit 1 verbundenen kapazitiven Energiespeichers 19 ausgebildet sein kann, wobei dann der kapazitive Energiespeicher 19 durch eine beliebige Anzahl an Kapazitäten gebildet ist, welche Kapazitäten dann angepasst an die entsprechend ausgeführte Teilumrichterschaltung verschaltet sind.
Beim erfindungsgemässen Verfahren zum Berieb der Umrichterschaltung werden nun die ansteuerbaren Leistungshalbleiterschalter der Umrichtereinheit 1 mittels eines aus einem Hysteresewirkleistungswert dP, aus einem Hystereseblindleistungswert dQ und aus einem ausgewählten Flusssektor θn gebildeten Ansteuersignals S angesteuert werden. Zur Bildung des Ansteuersignals dient gängigerweise eine Zuordnungstabelle (look-up table), bei welcher Hysteresewirkleistungswerte dP, Hystereseblindleistungswerte dQ und ausgewählten Flusssektoren θn entsprechenden Ansteuersignalen S fest zugeordnet sind, oder ein Modulator, welcher auf der Pulsweitenmodulation basiert. Erfindungsgemäss wird der Hysteresewirkleistungswert dp aus einem Differenzwirkleistungswert Pdlff mittels eines ersten Hystere- sereglers 16, wie in Fig. 1 gezeigt, gebildet. Weiterhin wird der Differenzwirkleistungswert Pdiff aus der Subtraktion eines geschätzten Wirkleistungswertes P und eines Dämpfungswirk- leistungswertes Pd von einem Referenzwirkleistungswert Pref gebildet, wobei der Dämp- fungswirkleistungswert Pd aus einer durch einen einstellbaren Dämpfungsfaktor kd geteilten Multiplikation einer tiefpassgefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uTcf,d mit einer bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifgi, ifg2, ifg3 gefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uGcf,d gebildet wird, was insbesondere nachfolgende Formel verdeutlicht.
Pd=(Uτcf,d"UGcf,d)/kd
Der Referenzwirkleistungswert Pref ist frei einstellbar und ist der Sollwert der Wirkleistung, welche am Ausgang der LCL-Filter 3 anliegen soll. Ferner wird der Hystereseblindleistungswert dQ aus einem Differenzblindleistungswert Qdlff mittels eines zweiten Hysteresereglers 17 gebildet und der Differenzblindleistungswert Qdlff aus der Subtraktion eines geschätzten Blindleistungswertes Q und eines Dämpfungsblindleistungswertes Qd von einem Referenzblindleistungswert Qref gebildet, wobei der Dämpfungsblindleistungswert Qd aus einer negativen durch den einstellbaren Dämpfungsfaktor kd geteilten Multiplikation einer tiefpassgefilter- ten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uTcf,d mit einer bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifg1, ifg2, ifg3 gefilterten q- Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uGcf,q gebildet wird, was insbesondere nachfolgende Formel verdeutlicht.
Der Referenzblindleistungswert Qref ist frei einstellbar und ist der Sollwert der Blindleistung, welche am Ausgang der LCL-Filter 3 anliegen soll.
Es sei erwähnt, dass die Raumzeigertransformation wie folgt definiert ist
wobei x eine komplexe Grosse, xα die α-Komponente der Raumzeigertransformation der Grosse x und xp die ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Grosse x ist. Sämtliche bereits erwähnte und nachfolgend noch erwähnte Raumzeigertransformationen von Grossen werden nach vorstehend genannter Formel erzeugt.
Durch den Dämpfungswirkleistungswert Pd und den Dämpfungsblindleistungswert Qd können vorteilhaft Verzerrungen, d.h. unerwünschte Schwingungen, in den Filterausgangsströmen ifgi, ifg2, ifg3 und Filterausgangsspannungen aktiv gedämpft werden, so dass diese Verzerrungen stark reduziert werden und bestenfalls weitestgehend unterdrückt werden. Ein weiterer Vorteil des erfindungsgemässen Verfahrens liegt darin, dass kein diskreter, platzraubender, aufwendig realisierter und damit teurer Dämpfungswiderstand an den jeweiligen Phasenan- schluss 2 angeschlossen werden muss, um die unerwünschten Verzerrungen effektiv dämpfen zu können.
Gemäss Fig. 1 weist die erfindungsgemässe Vorrichtung zur Durchführung des erfindungs- gemässen Verfahrens zum Betrieb einer Umrichterschaltung dazu eine der Erzeugung des Hysteresewirkleistungswertes dp, des Hystereseblindleistungswertes dQ und des ausgewählten Flusssektors θn dienende Regelungseinrichtung 4 auf, die über eine Ansteuerschaltung 5 zur Bildung eines Ansteuersignals S mit den ansteuerbaren Leistungshalbleiterschaltern ver- bunden ist. Die Ansteuerschaltung 5 umfasst beispielsweise eine Zuordnungstabelle (look-up table), bei welcher Hysteresewirkleistungswerte dP, Hystereseblindleistungswerte dQ und ausgewählten Flusssektoren θn entsprechenden Ansteuersignalen S fest zugeordnet sind, oder ein Modulator, welcher auf der Pulsweitenmodulation basiert. Erfindungsgemäss um- fasst die Regelungseinrichtung 4 eine erste Berechnungseinheit 6 zur Bildung des Hysteresewirkleistungswertes dp, des Hystereseblindleistungswertes dQ und des ausgewählten Flusssektors θn, wobei die erste Berechnungseinheit 6 den ersten Hystereseregler 16 zur Bildung des Hysteresewirkleistungswertes dP aus dem Differenzwirkleistungswert Pdlff, den zweiten Hystereseregler 17 zur Bildung des Hystereseblindleistungswertes dQ aus dem Diffe- renzblindleistungswert Qdlff und einen Vektorzuordner 18 zur Bildung des ausgewählten Flusssektors θn aufweist. Desweiteren umfasst die Regelungseinrichtung 4 einen ersten Summierer 7 zur Bildung des Differenzwirkleistungswertes Pdlff aus der Subtraktion des geschätzten Wirkleistungswertes P und des Dämpfungswirkleistungswertes Pd von dem Referenzwirkleistungswert Pref und einen zweiten Summierer 8 zur Bildung des Differenzblindleis- tungswertes Qdlff aus der Subtraktion des geschätzten Blindleistungswertes Q und des
Dämpfungsblindleistungswertes Qd von dem Referenzblindleistungswert Qref. Weiterhin umfasst die Regelungseinrichtung 4 eine zweite Berechnungseinheit 9 zur Bildung des Dämpfungswirkleistungswertes Pd und des Dämpfungsblindleistungswertes Qd, wobei der Dämp- fungswirkleistungswert Pd aus der durch den einstellbaren Dämpfungsfaktor kd geteilten MuI- tiplikation der tiefpassgefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uTcf,d mit der bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifg-i , ifg2, ifg3 gefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uGcf,d gebildet ist und der Dämpfungsblindleistungswert Qd aus der negativen durch den einstellbaren Dämpfungsfaktor kd geteilten Multiplikation der tiefpassgefilterten d- Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uTcf,d mit der bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifgi, ifg2, ifg3 gefilterten q- Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uGcf,q gebildet ist.
Die erfindungsgemässe Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens zum Betrieb der Umrichterschaltung ist demnach sehr einfach und kostengünstig zu realisieren, da der Schaltungsaufwand äusserst gering gehalten werden kann und ferner nur eine geringe Anzahl an Bauelementen für den Aufbau benötigt wird. Mittels dieser Vorrichtung ist das erfindungsge- mässe Verfahren somit besonders einfach durchführbar.
Es sei erwähnt, dass die Park-Clarke-Transformation allgemein definiert ist zu
wobei x eine komplexe Grosse, xd die d-Komponente der Park-Clarke-Transformation der Grosse x und xq die q-Komponente der Park-Clarke-Transformation der Grosse x ist. Vor- teilhaft werden bei der Park-Clarke-Transformation nicht nur die Grundschwingung der komplexen Grosse x transformiert, sondern auch sämtlich vorkommende Oberschwingungen der komplexen Grosse x .
Die tiefpassgefilterte d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitäts- Spannungen uTcf,d, die bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifg1, ifg2, ifg3 gefilterte d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uGcf,d und die bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifg1, ifg2, ifg3 gefilterte q-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uGcf,q wird vorzugsweise aus den Filterkapazitätsströmen iCf1, iCf2, iCf3 gebildet. In Fig. 5 ist zur besseren Erläuterung der Bildung des Dämpfungswirkleistungswertes Pd und des Dämpfungsblindleis- tungswertes Qd dazu eine Ausführungsform der zweiten Berechnungseinheit 9 gezeigt, welche auch die Bildung der tiefpassgefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uTcf,d, der bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifg-i , ifg2, ifg3 gefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filter- kapazitätsspannungen uGcf,d und der bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifg-i , ifg2, ifg3 gefilterten q-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uGcf,q aus den Filterkapazitätsströmen iCf1, iCf2, iCf3 darstellt.
Gemäss Fig. 5 werden zunächst die α-Komponente und die ß-Komponente der Raumzeiger- transformation der Filterkapazitätsströme iCf,αß aus zugeführten Filterkapazitätsströmen iCf1, iCf2, icf3 durch Raumzeigertransformation gebildet. Danach werden die α-Komponente und die die ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterkapazitätsströme iCf,αß integriert, so dass eine α-Komponente und eine ß-Komponente der Raumzeigertransformation der FiI- terkapazitätsspannungen uCf,αß erzeugt wird. Danach wird die α-Komponente und die ß- Komponente der Raumzeigertransformation der Filterkapazitätsspannungen uCf,αß Park- Clarke-transformiert, wobei nur die daraus entstehende d-Komponente der Park-Clarke- Transformation der Filterkapazitätsspannungen uCf,d weiter verwendet wird. Anschliessend wird d-Komponente der Park-Clarke-Transformation der Filterkapazitätsspannungen uCf,d mittels eines Tiefpasses gefiltert, so dass besagte tiefpassgefilterte d-Komponente der Park- Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uTcf,d generiert wird. Die Tiefpassfilterung bewirkt vorteilhaft, dass die tiefpassgefilterte d-Komponente der Park-Clarke- Transformation von Filterkapazitätsspannungen uTcf,d nur noch einen Grundschwingungsan- teil bezüglich der Filterausgangsströme ifg1, ifg2, ifg3 aufweist und demnach sämtliche Oberschwingungen ausgefiltert sind. Darüber hinaus wird durch Filterung der α-Komponente und der ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterkapazitätsspannungen uCf,αß bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifgi, ifg2, ifg3 mittels eines Bandsperrfilters eine bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifg1, ifg2, ifg3 gefilterte α- Komponente und ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterkapazitätsspannungen Gcf.αß erzeugt. Die Filterung bewirkt vorteilhaft, dass die bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifg1, ifg2, ifg3 gefilterte α-Komponente und ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterkapazitätsspannungen GCf,αß vorteilhaft nur noch Oberschwingungsanteile bezüglich der Filterausgangsströme ifg1, ifg2, ifg3 aufweist und demnach der Grundschwingungsanteil ausgefiltert ist. Der Grundschwingungsanteil bezüglich der Filterausgangsströme ifg1, ifg2, ifg3 entspricht mit Vorteil einer Resonanzfrequenz abhängig von der zweiten Filterinduktivität Lfg und der Filterkapazität Cf , welche sich dann zu
ergibt.
Danach wird gemäss Fig. 5 die bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifg-i , ifg2, ifg3 gefilterte α-Komponente und ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterkapazitätsspannungen QCf,αß Park-Clarke-transformiert, wodurch dann die besagte be- züglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifgi, ifg2, ifg3 gefilterte d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uGcf,d und die bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifgi, ifg2, ifg3 gefilterte q-Komponente der Park- Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uGcf,q erzeugt wird. Gemäss Fig. 5 wird dann nach vorstehend bereits detailliert erläuterten Formeln der Dämpfungswirkleis- tungswert Pd aus der durch den einstellbaren Dämpfungsfaktor kd geteilten Multiplikation der tiefpassgefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspan- nungen uTcf,d mit der bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifgi, ifg2, ifg3 gefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen Uccf.d gebildet und der Dämpfungsblindleistungswert Qd aus der negativen durch den einstellbaren Dämpfungsfaktor kd geteilten Multiplikation der tiefpassgefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uTcf,d mit der bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifg1, ifg2, ifg3 gefilterten q-Komponente der Park- Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen uGcf,q gebildet.
Der bereits vorstehend genannte geschätzte Wirkleistungswert P und der geschätzte Blindleistungswert Q wird jeweils aus einer α-Komponente der Raumzeigertransformation von FiI- terausgangsströmen ifgα, aus einer ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsströmen ifgß, aus einer α-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen ψLα und aus einer ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen ψLß gebildet, was insbesondere nachfolgende Formeln verdeutlichen.
P = ω- (ψLα - ifgß -ψLß - ifgα )
Q = ω- (ψLα - ifgα + ΨLß - 'fgß )
Zur Bildung des geschätzten Wirkleistungswertes P und des geschätzten Blindleistungswertes Q weist die Regelungseinrichtung 4 gemäss Fig. 1 eine dritte Berechnungseinheit 10 auf, mittels welcher der geschätzte Wirkleistungswert P und der geschätzte Blindleistungswert Q jeweils nach zugehöriger vorstehend genannter Formel berechnet wird.
Die α-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen ψLα wird aus einer α-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazitätsflüssen ψcf« und aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsströmen ifgα gebildet, was insbesondere nachfolgende Formel verdeutlicht. ΨL« = ψCfa - Lfa fg -' i 'fgα
Weiterhin wird die ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen ψLß aus einer ß-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazi- tätsflüssen ψCfß und aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsströmen ifgß gebildet, was insbesondere nachfolgende Formel verdeutlicht. - i fgß
Zur Bildung der α-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen ψLα und der ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen ψLß weist die Regelungseinrichtung 4 gemäss Fig. 1 eine vierte Berechnungseinheit 1 1 auf, mittels welcher die α-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen ψLα und die ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen ψLß jeweils nach zugehöriger vorstehend genannter Formel berechnet wird.
Die α-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsströmen ifgα wird aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation von Phasenanschlussströme ifια, welche durch Raumzeigertransformation der gemäss Fig. 1 gemessenen Phasenanschlussströme ifl1, ifl2, ifl3 gebildet wird, und aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterkapazitätsströme bα, welche durch Raumzeigertransformation der gemäss Fig. 1 gemessenen Filterkapazitätsströme iCπ, ict2, ict3 gebildet wird, durch Summierung gebildet. Ferner wird die ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsströmen ifgß aus der ß- Komponente der Raumzeigertransformation von Phasenanschlussströme iflß, welche durch Raumzeigertransformation der gemäss Fig. 1 gemessenen Phasenanschlussströme ifli, ifl2, ifι3 gebildet wird, und aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterkapazitätsströme iCfß, welche durch Raumzeigertransformation der gemäss Fig. 1 gemessenen Filterkapazitätsströme icπ, iCf2, icf3 gebildet wird, durch Summierung gebildet. Eine Messung der Filterausgangsströmen ifg1, ifg2, ifg3 kann somit vorteilhaft entfallen, wodurch die Vorrichtung vereinfacht wird, da keine Messensoren, insbesondere keine Stromwandler, benötigt werden. Es sei erwähnt, dass die Raumzeigertransformation der gemessenen Phasenanschlussströme ifl1, ifl2, ifl3 und der gemessenen Filterkapazitätsströme iCfi, iCf2, ict3 sowie der sonstigen raumzeigertransformierten Grössen innerhalb einer zugehörigen Berechnungseinheit 9, 10, 13, 14 oder separat in einer extra dafür vorgesehenen Raumzeigertransformationseinheit erfolgt beziehungsweise erfolgen kann.
Die α-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazitätsflüssen ψcfα wiederum wird aus einem aktuellen Gleichspannungswert udc des mit der Umrichtereinheit 1 verbundenen kapazitiven Energiespeichers 19, aus dem Ansteuersignal S und aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation von Phasenanschlussströme ifια gebildet, was insbesondere nachfolgende Formel verdeutlicht, wobei uCα die aus dem aktuellen Gleich- spannungswert udc und aus dem Ansteuersignal gebildete α-Komponente der Phasenan- schlussspannung der Umrichtereinheit 1 ist. fiα
Entsprechend wird die ß-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazitätsflüssen ψcfß aus dem aktuellen Gleichspannungswert udc des mit der Umrichtereinheit 1 verbundenen kapazitiven Energiespeichers 19, aus dem Ansteuersignal S und aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Phasenanschlussströme iflß gebildet wird, wobei uCßα die aus dem aktuellen Gleichspannungswert udc und aus dem Ansteuersignal ge- bildete ß-Komponente der Phasenanschlussspannung der Umrichtereinheit 1 ist.
Ψcfß = |uCßdt -Lfl - iflß
Zur Bildung der α-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazi- tätsflüssen ψCfα und der ß-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazitätsflüssen ψcfß weist die Regelungseinrichtung 4 gemäss Fig. 1 eine fünfte Berechnungseinheit 12 auf, mittels welcher die α-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazitätsflüssen ψCfα und die ß-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazitätsflüssen ψCfß jeweils nach zugehöriger vorstehend genannter Formel berechnet wird. Zur Bildung des bereits erwähnten Differenzblindleistungswertes Qdlff Wird zusätzlich ein Kompensationsblindleistungswert QCOmp addiert, wobei der Kompensationsblindleistungswert Qcomp durch Tiefpassfilterung eines geschätzten Filterkapazitätsblindleistungswertes QCf mittels eines Tiefpassfilters 15 gebildet wird. Somit wird vorteilhaft vermieden, dass uner- wünschte Blindleistungsanteile der LCL-Filter 3, insbesondere der Filterkapazitäten Cf der LCL-Filter 3, am Ausgang der LCL-Filter 3 anliegen, so dass sichergestellt werden kann, dass sich am Ausgang der LCL-Filter 3 nur ein Blindleistungswert entsprechend dem eingestellten Referenzblindleistungswert Qref einstellt. Gemäss Fig. 1 ist dem zweiten Summierer 8 zusätzlich der Kompensationsblindleistungswert QCOmp zugeführt. Weiterhin wird der ge- schätzte Filterkapazitätsblindleistungswert QCf aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterkapazitätsströme \aa, aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterkapazitätsströme iCfß, aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation der geschätzten Filterkapazitätsflüsse ψcfα und aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation der geschätzten Filterkapazitätsflüsse ψCfß gebildet, was insbesondere nachfolgende Formel verdeutlicht.
QCf = ω- (Ψcfα - iCfα + Ψcfß - iCfß )
Die Regelungseinrichtung 4 weist zur Bildung des geschätzten Filterkapazitätsblindleis- tungswertes QCf gemäss Fig. 1 eine sechste Berechnungseinheit 13 auf, mittels welcher der geschätzte Filterkapazitätsblindleistungswert QCf nach vorstehend genannter Formel berechnet wird.
Zur Bildung des bereits erwähnten Differenzwirkleistungswertes Pdlff wird zusätzlich mindes- tens ein Kompensationsoberschwingungswirkleistungswert Ph bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifgi, ifg2, ifg3 addiert. Weiterhin wird zur Bildung des bereits genannten Differenzblindleistungswertes Qdlff zusätzlich mindestens ein Kompensationsober- schwingungsblindleistungswert Qh bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifg1, ifg2, ifg3 addiert. Gemäss Fig. 1 wird dem ersten Summierer 7 zur Bildung des Diffe- renzwirkleistungswertes Pdlff zusätzlich der Kompensationsoberschwingungswirkleistungswert Ph zugeführt. Darüber hinaus wird dem zweiten Summierer 7 zur Bildung des Differenzblindleistungswertes Qdiff gemäss Fig. 1 zusätzlich der Kompensationsoberschwingungsblindleis- tungswert Qh zugeführt. Der Kompensationsoberschwingungswirkleistungswert Ph und der Kompensationsoberschwingungsblindleistungswert Qh wird jeweils aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterausgangsströme ifgα, aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterausgangsströme ifgß, aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterausgangsflüsse ψLα, aus der ß-Komponente der Raumzeiger- transformation der Filterausgangsflüsse ψLß und aus dem Grundschwingungswinkel ωt bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifgi, ifg2, ifg3 gebildet. Der Grundschwingungswinkel ωt wird den Berechnungseinheiten 9, 10, 13, 14 und dem Vektorzuordner 18 gemäss Fig. 1 von einem Phasenregelkreis (Phase locked loop, kurz: PLL) bereitgestellt. Gemäss Fig. 1 weist die Regelungseinrichtung 4 eine siebte Berechnungseinheit 14 zur BiI- düng des Kompensationsoberschwingungswirkleistungswertes Ph und des Kompensations- oberschwingungsblindleistungswertes Qh, wobei in Fig. 2 eine Ausführungsform der siebten Berechnungseinheit 14 gezeigt ist. Die Addition beziehungsweise Aufschaltung mindestens eines Kompensationsoberschwingungswirkleistungswertes Ph zur Bildung des Differenzwirkleistungswertes Pdlff und mindestens eines Kompensationsoberschwingungsblindleistungs- wertes Qh zur Bildung des Differenzblindleistungswertes Qdlff bewirkt mit Vorteil eine aktive Verringerung von Oberschwingungen und damit insgesamt eine weitere Verbesserung in der Reduzierung von Oberschwingungen.
Gemäss Fig. 2 werden zunächst die α-Komponente der Raumzeigertransformation der FiI- terausgangsströme ifgα und die ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterausgangsströme ifgß aus zugeführten Filterausgangsströmen ifg1, ifg2, ifg3 durch Raumzeigertransformation gebildet. Danach werden die α-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterausgangsströme ifgα und die ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterausgangsströme ifgß Park-Clarke-transformiert, tiefpassgefiltert und als d-Komponente und der q-Komponente der Park-Clarke-Transformation mindestens einer gewünschten ausgewählten Oberschwingung der Filterausgangsströme ihd, ihq bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme ifgi, ifg2, ifg3 ausgegeben. Der Index h ist steht für die h-te Oberschwingung dieser und nachfolgend genannter Grossen, wobei h=1 , 2, 3, ... ist.
Gemäss Fig. 2 wird die d-Komponente und die q-Komponente der Park-Clarke- Transformation der gewünschten ausgewählten h-ten Oberschwingung der Filterausgangsströme ihd, ihq jeweils auf einen zugehörigen vorgebbaren Referenzwert i* hd, i* hq, vorzugsweise nach einer Proportional-Integral-Charakteristik, ausgeregelt und danach invers-Park- Clarke-transformatiert, wodurch eine α-Komponente der Raumzeigertransformation der h-ten Oberschwingung von Referenzfilterausgangsströmen i* hα und eine ß-Komponente der Raumzeigertransformation der h-ten Oberschwingung von Referenzfilterausgangsströmen i* hß gebildet werden. Schliesslich wird der Kompensationsoberschwingungswirkleistungswert Ph und der Kompensationsoberschwingungsblindleistungswert Qh jeweils aus der α-
Komponente der Raumzeigertransformation der h-ten Oberschwingung von Referenzfilterausgangsströmen i* hα, der ß-Komponente der Raumzeigertransformation der h-ten Oberschwingung von Referenzfilterausgangsströmen i* hß, der α-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterausgangsflüsse ψLα und aus der ß-Komponente der Raumzeiger- transformation der Filterausgangsflüsse ψL berechnet, was insbesondere nachfolgende Formeln verdeutlichen.
Ph = ω- (ψLα - i * hß -ψLß - i * hα )
Qh = ω- (ψLα - i *hα +ΨLß - i *hß )
In Fig. 3 ist ein gängiger zeitlicher Verlauf der Filterausgangsströme ifg1, ifg2, ifg3 dargestellt. Zur Veranschaulichung der Wirkungsweise der aktiven Dämpfung nach dem vorstehend erläuterten erfindungsgemässen Verfahren ist in Fig. 4 ein zeitlicher Verlauf der Filterausgangsströme ifg-i , ifg2, ifg3 gezeigt, worin unerwünschte Schwingungen in den Filterausgangs- strömen ifg1, ifg2, ifg3 aktiv gedämpft werden, so dass diese Verzerrungen stark reduziert werden. Weiterhin bewirkt die zusätzliche aktive Verringerung von Oberschwingungen nach dem vorstehend beschriebenen erfindungsgemässen Verfahren eine weitere Verbesserung in der Reduzierung von Oberschwingungen.
Sämtliche Schritte des erfindungsgemässen Verfahrens können als Software realisiert werden, wobei diese dann beispielsweise auf ein Computersystem, insbesondere mit einem digitalen Signalprozessor, geladen werden und darauf ablaufen können. Die in einem solchen System vorkommenden digitalen Verzögerungszeiten, insbesondere für die Berechnungen, können beispielsweise durch Addition eines zusätzlichen Terms zu der Grundschwingungs- frequenz cot bei der Park-Clarke-Transformation allgemein berücksichtigt werden. Ferner kann die vorstehend detailliert beschriebene erfindungsgemässe Vorrichtung auch in einem Computersystem, insbesondere in einem digitalen Signalprozessor, realisiert sein.
Insgesamt konnte gezeigt werden, dass die, insbesondere in Fig. 1 gezeigte, erfindungsge- mässe Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens zum Betrieb der Umrichterschaltung sehr einfach und kostengünstig realisiert werden kann, da der Schaltungsaufwand äusserst gering ist und zudem nur eine geringe Anzahl an Bauelementen für den Aufbau benötigt wird. Somit ist mit dieser Vorrichtung ist das erfindungsgemässe Verfahren besonders einfach durchführbar.
Bezugszeichenliste
1 Umrichtereinheit
2 Phasenanschluss der Umrichtereinheit 3 LCL-Filter
4 Regelungseinrichtung
5 Ansteuerschaltung
6 erste Berechnungseinheit
7 erster Summierer 8 zweiter Summierer
9 zweite Berechnungseinheit
10 dritte Berechnungseinheit
1 1 vierte Berechnungseinheit
12 fünfte Berechnungseinheit 13 sechste Berechnungseinheit
14 siebte Berechnungseinheit
15 Tiefpassfilter
16 erster Hystereseregler
17 zweiter Hystereseregler 18 Vektorzuordner

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Verfahren zum Betrieb einer Umrichterschaltung, wobei die Umrichterschaltung eine Umrichtereinheit (1 ) mit einer Vielzahl an ansteuerbaren Leistungshalbleiterschaltern und ein an jedem Phasenanschluss (2) der Umrichtereinheit (1 ) angeschlossenes LCL- Filter (3) aufweist, bei dem die ansteuerbaren Leistungshalbleiterschalter mittels eines aus einem Hysteresewirkleistungswert (dp), aus einem Hystereseblindleistungswert (dQ) und aus einem ausgewählten Flusssektor (θn) gebildeten Ansteuersignals (S) angesteuert werden, dadurch gekennzeichnet, dass der Hysteresewirkleistungswert (dp) aus einem Differenzwirkleistungswert (Pdlff) mittels eines ersten Hysteresereglers (16) gebildet wird, dass der Differenzwirkleistungswert (Pdlff) aus der Subtraktion eines geschätzten Wirk- leistungswertes (P) und eines Dämpfungswirkleistungswertes (Pd) von einem Referenzwirkleistungswert (Pref) gebildet wird, wobei der Dämpfungswirkleistungswert (Pd) aus einer durch einen einstellbaren Dämpfungsfaktor (kd) geteilten Multiplikation einer tief- passgefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen (uTcf,d) mit einer bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme (ifg1, ifg2, ifg3) gefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen (uGcf,d) gebildet wird. dass der Hystereseblindleistungswert (dQ) aus einem Differenzblindleistungswert (Qdlff) mittels eines zweiten Hysteresereglers (17) gebildet wird, dass der Differenzblindleistungswert (Qdlff) aus der Subtraktion eines geschätzten Blind- leistungswertes (Q) und eines Dämpfungsblindleistungswertes (Qd) von einem Referenzblindleistungswert (Qref) gebildet wird, wobei der Dämpfungsblindleistungswert (Qd) aus einer negativen durch den einstellbaren Dämpfungsfaktor (kd) geteilten Multiplikation einer tiefpassgefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen (uTCf,d) mit einer bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangs- ströme (ifgi, ifg2, ifg3) gefilterten q-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen (uGcf,q) gebildet wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die tiefpassgefilterte d- Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen (uTcf,d), die bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme (ifgi, ifg2, ifg3) gefilterte d- Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen (uGcf,d) und die bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme (ifgi, ifg2, ifg3) gefilterte q-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen (uGcf,q) aus den Filterkapazitätsströmen (iCπ, ict2, ict3) gebildet wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der geschätzte Wirk- leistungswert (P) und der geschätzte Blindleistungswert (Q) jeweils aus einer α-
Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsströmen (ifgα), aus einer ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsströmen (ifgß), aus einer α-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen (ψLα) und aus einer ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen (ψLß) gebildet wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die α-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen (ψLα) aus einer α-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazitätsflüssen (ψCfα) und aus der α- Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsströmen (ifgα) gebildet wird, und dass die ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen (ψLß) aus einer ß-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazitätsflüssen (ψcfß) und aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation von FiI- terausgangsströmen (ifgß) gebildet wird.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die α-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazitätsflüssen (ψCfα) aus einem aktuellen Gleichspannungswert (udc) eines mit der Umrichtereinheit (1 ) verbundenen kapa- zitiven Energiespeichers (19), aus dem Ansteuersignal (S) und aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation von Phasenanschlussströme (ifια) gebildet wird, und dass ß-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazitätsflüssen (ψcfß) aus dem aktuellen Gleichspannungswert (udc) des mit der Umrichtereinheit (1 ) verbundenen kapazitiven Energiespeichers (19), aus dem Ansteuersignal (S) und aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Phasenanschlussströme (iflß) gebildet wird.
6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bildung des Differenzblindleistungswertes (Qdiff) zusätzlich ein Kompensationsblindleistungswert (Q∞mp) addiert wird, wobei der Kompensationsblindleistungswert (QComP) durch Tiefpassfilterung eines geschätzten Filterkapazitätsblindleistungswertes (QCf) gebildet wird.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der geschätzte Filterkapazi- tätsblindleistungswert (QCf) aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterkapazitätsströme (\aa), aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterkapazitätsströme (iCfß), aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation der geschätzten Filterkapazitätsflüsse (ψcfα) und aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation der geschätzten Filterkapazitätsflüsse (ψCfß) gebildet wird.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bildung des Differenzwirkleistungswertes (Pdlff) zusätzlich mindestens ein Kompensationsober- schwingungswirkleistungswert (Ph) bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme (ifg1, ifg2, ifg3) addiert wird, und dass zur Bildung des Differenzblindleistungswert (Qdlff) zusätzlich mindestens ein Kom- pensationsoberschwingungsblindleistungswert (Qh) bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme (ifgi, ifg2, ifg3) addiert wird.
9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Kompensationsober- schwingungswirkleistungswert (Ph) und der Kompensationsoberschwingungsblindleis- tungswert (Qh) jeweils aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation der Filter- ausgangsströme (ifgα), aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterausgangsströme (ifgß), aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterausgangsflüsse (ψι_α), aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filter- ausgangsflüsse (ψLß) und aus dem Grundschwingungswinkel (ωt) bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme (ifgi, ifg2, ifg3) gebildet wird.
10. Vorrichtung zur Durchführung eines Verfahrens zum Betrieb einer Umrichterschaltung, wobei die Umrichterschaltung eine Umrichtereinheit (1 ) mit einer Vielzahl an ansteuerbaren Leistungshalbleiterschaltern und ein an jedem Phasenanschluss (2) der Umrichtereinheit (1 ) angeschlossenes LCL-Filter (3) aufweist, mit einer der Erzeugung eines Hysteresewirkleistungswertes (dP), eines Hystereseblindleistungswertes (dQ) und eines ausgewählten Flusssektors (θn) dienenden Regelungsein- richtung (4), die über eine Ansteuerschaltung (5) zur Bildung eines Ansteuersignals (S) mit den ansteuerbaren Leistungshalbleiterschaltern verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelungseinrichtung (4) umfasst eine erste Berechnungseinheit (6) zur Bildung des Hysteresewirkleistungswertes (dP), des Hystereseblindleistungswertes (dQ) und des ausgewählten Flusssektors (θn), wobei die erste Berechnungseinheit (6) einen ersten Hystereseregler (16) zur Bildung des Hysteresewirkleistungswertes (dP) aus einem Differenzwirkleistungswert (Pdlff), einen zweiten Hystereseregler (17) zur Bildung des Hystereseblindleistungswertes (dQ) aus einem Differenzblindleistungswert (Qdlff) und einen Vektorzuordner (18) zur Bildung des ausgewählten Flusssektors (θn) aufweist, einen ersten Summierer (7) zur Bildung des Differenzwirkleistungswertes (Pdlff) aus der Subtraktion eines geschätzten Wirkleistungswertes (P) und eines Dämpfungswirkleis- tungswertes (Pd) von einem Referenzwirkleistungswert (Pref), einen zweiten Summierer (8) zur Bildung des Differenzblindleistungswertes (Qdlff) aus der Subtraktion eines geschätzten Blindleistungswertes (Q) und eines Dämpfungsblind- leistungswertes (Qd) von einem Referenzblindleistungswert (Qref), eine zweite Berechnungseinheit (9) zur Bildung des Dämpfungswirkleistungswertes (Pd) und des Dämpfungsblindleistungswertes (Qd), wobei der Dämpfungswirkleistungswert (Pd) aus einer durch einen einstellbaren Dämpfungsfaktor (kd) geteilten Multiplikation ei- ner tiefpassgefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen (uTcf,d) mit einer bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme (ifg1, ifg2, ifg3) gefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen (uGcf,d) gebildet ist und der Dämpfungsblindleistungswert (Qd) aus einer negativen durch den einstellbaren Dämpfungsfaktor (kd) geteilten Multiplikation einer tiefpassgefilterten d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen (uTcf,d) mit einer bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme (ifg1, ifg2, ifg3) gefilterten q-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filter- kapazitätsspannungen (uGcf,q) gebildet ist.
1 1. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Berechnungseinheit (9) die tiefpassgefilterte d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen (uτcf,d), die bezüglich der Grundschwingung der Filteraus- gangsströme (ifg1, ifg2, ifg3) gefilterte d-Komponente der Park-Clarke-Transformation von
Filterkapazitätsspannungen (uGcf,d) und die bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme (ifg1, ifg2, ifg3) gefilterte q-Komponente der Park-Clarke-Transformation von Filterkapazitätsspannungen (uGcf,q) aus den Filterkapazitätsströmen (iCfi, iCf2, b3) bildet.
12. Vorrichtung nach Anspruch 10 oder 1 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Regelungseinrichtung (4) eine dritte Berechnungseinheit (10) zur Bildung des geschätzten Wirkleistungswertes (P) und des geschätzten Blindleistungswertes (Q) jeweils aus einer α- Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsströmen (ifgα), aus einer ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsströmen (ifgß), aus einer α-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen (ψLα) und aus einer ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen (ψLß) aufweist.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelungseinrichtung (4) eine vierte Berechnungseinheit (1 1 ) zur Bildung der α-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen (ψLα) und der ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen (ψLß) aufweist, wobei die α-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen (ψLα) aus einer α-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazitätsflüssen (ψCfα) und aus der α-
Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsströmen (ifgα) gebildet ist und die ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsflüssen (ψLß) aus einer ß-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazi- tätsflüssen (ψctß) und aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Filterausgangsströmen (ifgß) gebildet ist.
14. Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelungseinrichtung (4) eine fünfte Berechnungseinheit (12) zur Bildung der α-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazitätsflüssen (ψcfα) und der ß-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazitätsflüssen (ψCfß) aufweist, wobei die α-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazitätsflüssen (ψctα) aus einem aktuellen Gleichspannungswert (udc) eines mit der Umrichtereinheit (1 ) verbundenen kapazitiven Energiespeichers (19), aus dem Ansteuersignal (S) und aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation von Phasenanschlussströme (ifια) gebildet ist und die ß-Komponente der Raumzeigertransformation von geschätzten Filterkapazitätsflüssen (ψcfß) aus dem aktuellen Gleichspannungswert (udc) des mit der Umrichtereinheit (1 ) verbundenen kapazitiven Energiespeichers (19), aus dem Ansteuersig- nal (S) und aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation von Phasenanschlussströme (ifiß) gebildet ist.
15. Vorrichtung nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass dem zweiten Summierer (8) zur Bildung des Differenzblindleistungswertes (Qdlff) zusätzlich ein Kom- pensationsblindleistungswert (QCOmp) zugeführt ist, wobei der Kompensationsblindleis- tungswert (QCOmp) durch Tiefpassfilterung eines geschätzten Filterkapazitätsblindleis- tungswertes (QCf) mittels eines Tiefpasses (15) gebildet ist.
16. Vorrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelungseinrichtung (4) eine sechste Berechnungseinheit (13) zur Bildung des geschätzten Filterkapazitäts- blindleistungswertes (QCf) aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterkapazitätsströme (iCfα), aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterkapazitätsströme (iCfß), aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation der geschätzten Filterkapazitätsflüsse (ψcfα) und aus der ß-Komponente der Raumzeigertrans- formation der geschätzten Filterkapazitätsflüsse (ψCfß) aufweist.
17. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass dem ersten Summierer (7) zur Bildung des Differenzwirkleistungswertes (Pdlff) zusätzlich mindestens ein Kompensationsoberschwingungswirkleistungswert (Ph) bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme (ifg1, ifg2, ifg3) zugeführt ist, und dass dem zweiten Summierer (7) zur Bildung des Differenzblindleistungswert (Qdlff) zusätzlich mindestens ein Kompensationsoberschwingungsblindleistungswert (Qh) bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme (ifgi, ifg2, ifg3) zugeführt ist.
18. Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelungseinrichtung (4) eine siebte Berechnungseinheit (14) zur Bildung des Kompensationsoberschwin- gungswirkleistungswertes (Ph) und des Kompensationsoberschwingungsblindleistungs- wertes (Qh) jeweils aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterausgangsströme (ifgα), aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterausgangsströme (ifgß), aus der α-Komponente der Raumzeigertransformation der Filteraus- gangsflüsse (ψLα), aus der ß-Komponente der Raumzeigertransformation der Filterausgangsflüsse (ψLß) und aus dem Grundschwingungswinkel (ωt) bezüglich der Grundschwingung der Filterausgangsströme (ifg1, ifg2, ifg3) aufweist.
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